JP2003511979A - 信号のデジタル周波数補正のための方法および回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明は、信号の周波数をデジタル補正するための方法および回路に関し、特に送信機／受信機において使用するための方法および回路に関する。複合デジタル信号の周波数は、信号「ポインタ」（ｉ_０，ｑ_０）を所与の角度で複合Ｉ／Ｑ成分で、補正周波数に従ってＣＯＲＤＩＣアルゴリズムを用いて回転させることで補正される。ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムは、マイクロ回転ブロック（１１−１３）およびＮ段階に従った符号表（１４）およびレジスタ（３１）を有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 本発明は、信号のデジタル周波数補正のための、特に、送信／受信回路で使用
するための、請求項１または請求項７の前文による方法および回路に関する。

【０００２】 送信／受信回路（トランシーバ）には、基準周波数を生成するための局部オシ
レータが使用される。特に、生産公差、温度変動および供給電圧変動に起因して
基準周波数の望ましくない変動が生じることがある。このことは、処理される信
号が同じく大きな周波数変動を呈し、それによって送信／受信回路の出力を減少
させるように作用する。

【０００３】 これに対抗するためには、たとえば、高価で高品質の、非常に安定した、すな
わち正確な基準周波数を生成するオシレータが送信／受信回路で使用される。同
様に電圧変動、温度変化を補償するオシレータも、基準周波数の電圧変動および
温度変化に左右される度合いを少なくするために使用できる。さらに、いわゆる
自動周波数補正回路（ＡＦＣ−Ｌｏｏｐ：ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｆｒｅｑｕｅｎ
ｃｙ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ ｌｏｏｐ）がしばしば、局部基準周波数を正確に
調節するために使用される。

【０００４】 しかし、こうした解決法には一方では高価であり、他方では回路技術的に非常
に手間がかかるという欠点がある。 送信／受信回路のコスト、特に移動電話のような大量生産製品で使用するため
の送信／受信回路のコストを低くするために、電源にも、温度制御装置にもなる
安価なオシレータの使用が提案される。しかし、特にそうした製品では基準周波
数の大きすぎる変動は許容されない。それゆえ処理される信号の周波数を事後に
補正することが必要となる。

【０００５】 たとえば、移動無線受信機の送信／受信回路でのベースバンド信号ｘの周波数
補正過程は数学的に以下のように表現できる。 ベースバンド信号ｘ（ｋ）＝ｉ（ｋ）＋ｊ・ｑ（ｋ）（但し、ｊ＝√（−１）
）の走査値ｘ（ｋ）は、（複合）周波数補正信号ｚ（ｋ）＝２πｆ・Ｔ／ｍ・ｋ
の走査値で乗される。その信号の記号は記号時間Ｔを示す。ｍは、いわゆる、超
過走査係数である。時間領域におけるこの乗算は、周波数領域においてベースバ
ンド信号ｘ（ｋ）が周波数ｆだけ移動することに対応する。このことは複合した
信号ポインタ段階では、「ポインタ」ｘ（ｋ）が角度ｚ（ｋ）だけ回転すること
を表わす。 ｘ（ｋ）・ｅｘｐ（ｊ ｚ（ｋ）） ＝［ｉ（ｋ）＋ｊ・ｑ（ｋ）］［ｃｏｓ（ｚ（ｋ））＋ｊ・ｓｉｎ（ｚ
（ｋ））］ ＝［ｉ（ｋ）ｃｏｓ（ｚ（ｋ））−ｑ（ｋ）ｓｉｎ（ｚ（ｋ））］＋ ｊ・［ｉ（ｋ）・ｓｉｎ（ｚ（ｋ））＋ｑ（ｋ）・ｃｏｓ（ｚ（ｋ
））］

【０００６】 周波数補正信号ｚ（ｋ）が正確に微細に調節可能であればあるほど、周波数補
正は良好になる。すなわち、より微細なステップにおいて「ポインタ」ｘ（ｋ）
は複合した段階で回転可能である。

【０００７】 たとえば、デジタル乗算器および正弦関数・余弦関数のための係数表によって
、周波数補正を上記式に沿って計算できるだろうが、このことは非常に大きな回
路技術上の手間を必要とするためそうした解決法はコストが高くなる。特に集積
回路として実施する場合、この解決法は大きなチップ段階を必要とし、それゆえ
非常に高価になる。

【０００８】 本発明の目的は、特に送信／受信回路で使用するための、回路技術上の手間の
あまりかからない、非常に正確な周波数補正装置を作り出すデジタル周波数補正
をする方法および回路を提示することである。

【０００９】 こうした目的は、請求項１の特徴を有する方法および請求項７の特徴を有する
装置によって解決される。本発明の発展形態については従属請求項から類推でき
る。

【００１０】 本発明の本質的な考え方は、信号のデジタル周波数補正のためにＣＯＲＤＩＣ
（Ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅ Ｒｏｔａｔｉｏｎ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｐｕｔｅ
ｒ）アルゴリズムを使用することである。ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムによって比
較的簡単に周波数位相補正を実行できる。ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムは回路技術
上の手間をあまりかけずに実行されるので、それに基づく回路（より安いオシレ
ータおよびＣＯＲＤＩＣ補正装置）のコストは、高価な補償オシレータの場合よ
りも安くなる。

【００１１】 ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムはＪ．Ｅ．Ｖｏｌｄｅｒ著「ＣＯＲＤＩＣ三角法計
算技術」、ＩＲＥ Ｔｒａｎｓ．Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｃｏｍｐｕｔｅｒｓ，
ｖｏｌ．８，ｐｐ．３４０−３３４，１９５９、に記載されている。アルゴリズ
ムはＮ回反復であり、定義された角度α_ｎ＝ａｒｃｔａｎ（２^−ｎ）（ｎ＝０，
１，．．．，Ｎ−１）でベクトルを回転させる上で有用である。ベクトルが、先
に述べたように複合信号のポインタを示すならば、この回転によって、周波数補
正信号の乗に対応して、信号の周波数変更が可能になる。それぞれの反復で回転
角度は小さくなるので（α_０=４５°＞α_１＝２６．６°＞．．．＞α_ｎ−１）
、信号の周波数は反復ステップの増加につれて小さいステップに変化する。

【００１２】 角度ａの反復回転は以下の線形結合によって表わせる。 a≒σ_０α_０＋σ_１α_１＋．．．＋σ_Ｎ−１α_Ｎ−１ （α_ｎ＝±１） 回転の精度は最少回転角度α_ｎ−１によって定められている。符号σ_ｎは、回
転方向（＋１：反時計回り、−１：時計回り）を示す。

【００１３】 同相成分Ｉ_ｎおよび直角位相成分Ｑ_ｎの走査値によって表わされる信号は、角
度ａのＣＯＲＤＩＣアルゴリズムによって反復で回転する。ＣＯＲＤＩＣアルゴ
リズムに従った単独回転は簡単なシフト演算および加法演算によって実行できる
。 Ｉ_ｎ＋１＝Ｉ_ｎ−σ_ｎ２^−ｎＱ_ｎ Ｑ_ｎ＋１＝σ_ｎ２^−ｎＩ_ｎ＋Ｑ_ｎ

【００１４】 回転角度の式α_ｎ＝ａｒｃｔａｎ（２^−ｎ）で上式を下記のようにも表現でき
る。 Ｉ_ｎ＋１＝√（１＋２^−２ｎ）・［ｃｏｓ（σ_ｎα_ｎ）・Ｉｎ−ｓｉｎ（σ_ｎα _ｎ ）・Ｑ_ｎ］ Ｑ_ｎ＋１＝√（１＋２^−２ｎ）・［ｓｉｎ（σ_ｎα_ｎ）・Ｉｎ＋ｃｏｓ（σ_ｎα _ｎ ）・Ｑ_ｎ］

【００１５】 Ｎ回転のあと下記のようになる。 Ｉ_Ｎ＝Ｋ・［ｃｏｓ（ｚ）・Ｉ_０−ｓｉｎ（ｚ）・Ｑ_０］ Ｑ_Ｎ＝Ｋ・［ｓｉｎ（ｚ）・Ｉ_０−ｃｏｓ（ｚ）・Ｑ_０］ 但し、ｋ≒１．６４７。これによって補正される信号は周波数で調節可能にな
る。

【００１６】 本発明の方法では、信号、特にベースバンド信号の走査値ｘ（ｋ）の複合乗算
が、周波数補正信号ｚ（ｋ）で、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムによって実行される
。基本的に「固定」周波数補正ではなく、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムに基づく変
更可能な周波数補正がなされるので、オシレータの基準周波数の定数には重要な
意味はない。

【００１７】 本発明の方法に関してＣＯＲＤＩＣアルゴリズムを導入するには、勿論アルゴ
リズムのいくつかの欠点を本発明によって解消しなければならない。 −ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムでは、約９９°の回転角度の制限された補正帯域が
可能になるので、補正のために必要な回転角度を少なくすることが必要である。
そのために本発明では回転角度が常に９０°、またはそれ以下になるように回転
角度を調節するように想定されている。ｚ（ｋ）によって表わされる回転角度は
、ビット幅Ｎ_ｗのレジスタにモジュロ２πとして記憶される。レジスタに記憶さ
れた値ｗ（ｋ）は、式ｗ（ｋ）＝ｗ（ｋ−１）＋ｆ・Ｔ／ｍによって累積される
。ｗ（ｋ）に関する値１１１．．．１１１は、２π・（１−２^Ｎ _ｗ）の角度に応
じて最大値１−２^Ｎ _ｗに一致する。レジスタのオーバーランを単純に無視するこ
とによってモジュロ２π演算が行なわれる。

【００１８】 −さらに、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムを最適に実行するためには、周波数補正信
号で表わされるポインタｚ（ｋ）が、複合Ｉ／Ｑ成分の１番目または４番目のカ
ドラントにあることが必要である。このために、ポインタが複合Ｉ／Ｑ成分の第
２または第３カドラントにあるならば、ｓ＝０．１として、補正される周波数の
ポインタの同相成分および直角位相成分をそれぞれ（−１）^ｓで乗し、次にポイ
ンタを角度ｚ（ｋ）−πだけ回転させるように想定されている。

【００１９】 符号フラッグｓは、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムの個別の反復（マイクロ回転）
の符号σ_ｎと同様に計算される。本発明では符号表が想定されており、その中で
は、考えられるすべての回転角度に関して、符号フラッグｓおよび２つの符号σ _０ およびσ_１が直接計算され、残りの符号σ_ｎ（ｎ＝２，３，．．．，Ｎ−１）
はレジスタに記憶された値ｗ（ｋ）のビットｗ_２，ｗ_３，．．．，ｗ_Ｎ＋１から
計算されるように、マイクロ回転の対応する符号が配置されている。

【００２０】 レジスタのビット幅Ｎ_ｗおよびＣＯＲＤＩＣアルゴリズムのマイクロ回転の回
数Ｎは、周波数補正される信号の補正領域あるいは位相雑音ｘ（ｋ）・ｅｘｐ（
ｊｚ（ｋ））に影響するので、本発明では以下のように選択する。

【００２１】 ビット幅Ｎ_ｗは、補正可能な周波数領域Δｆに関して次の不等式を満たさせね
ばならない。 Ｎ_ｗ≧ｌｏｇ２（ｍ） − ｌｏｇ２（Δｆ・Ｔ）

【００２２】 望ましい信号対位相雑音比ＳＮＲに関して、マイクロ回転の回数Ｎは以下のよ
うに選択する。 （ＳＮＲ＋３）／６≦Ｎ≦Ｎ_ｗ−２

【００２３】 これによって望ましい信号対位相雑音比ＳＮＲが得られる。Ｎの上限はレジス
タのビット幅によって定められている。

【００２４】 最後に、スケーリングファクタの最大値、すなわち√（２）・Ｋ＝√（２）・
１．６４７≒２．３３を処理できるようにするために、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズ
ムを実行する際、アルゴリズムのそれぞれの反復において２つのガードビットを
想定しなければならない。ｋはＣＯＲＤＩＣアルゴリズムに基づくスケーリング
ファクタであり、√（２）はＣＯＲＤＩＣアルゴリズムによる同相成分および直
角位相成分の可能な「成長率」である。ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムの入出力ビッ
ト幅は、できるだけ、好適には、少なくともＮ＋２より大きくなければならない
。そうでない場合、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムの曲率誤まりによって位相誤まり
より大きい雑音がもたらされる。

【００２５】 本発明の好適な実施形態についての、図を用いた以下の説明は、本発明を詳し
く説明する上で有用である。

【００２６】 図１では、複合ベースバンド信号ｘ（ｋ）の直角位相成分あるいは同相成分の
走査値ｉ_０およびｑ_０が、カドラント補正ブロック１０に送られる（ｋは不連続
の走査時間）。カドラント補正ブロック１０は、ベースバンド信号ｘ（ｋ）で表
わされるポインタが、複合同相成分／直角位相成分で第１または第４カドラント
にくるように作用する。ポインタが第２または第３カドラントに来るならばＣＯ
ＲＤＩＣアルゴリズムは正しく作用しない。既に述べたように、ポインタが複合
Ｉ／Ｑ（同相／直角位相）成分の第２または第３カドラントにあるならば、同相
成分および直角位相成分をそれぞれ−１で乗しなければならない。

【００２７】 カドラント補正ブロック１０にはＮ列のマイクロ回転ブロックが接続している
が、その中の３つのブロック１１、１２、および１３だけが表示されている。個
々のマイクロ回転ブロックはＣＯＲＤＩＣアルゴリズムの１つのステップを計算
する。すなわち同相成分および直角位相成分によって表わされるポインタを複合
のＩ／Ｑ成分で角度±α_ｎ＝±ａｒｃｔａｎ（２^−ｎ）だけ回転させる。マイク
ロ回転ブロック１１の入り口では成分Ｉ_０およびＱ_０が並んでおり、これらは出
口では成分Ｉ_１およびＱ_１となって角度±α_０＝±ａｒｃｔａｎ（１）だけ回転
するポインタを表わす。マイクロ回転ブロック１２の出口には成分Ｉ_２およびＱ _２ が並んでおり、これらは角度±α_１＝±ａｒｃｔａｎ（（２^−１））だけ回転
するポインタを表わす。最後に、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムのＮ段階を通過した
あとのマイクロ回転ブロック１３の出口には、成分Ｉ_ＮおよびＱ_Ｎで表わされる
ポインタが接しており、これは周波数補正された複合ベースバンド信号を表わす
。マイクロ回転ブロックにおける個々の回転の場合、反時計回り、あるいは時計
回りのいずれかで回る。回転方向は符号σ_ｎによって決まる。

【００２８】 カドラント補正ブロック１０に関する符号σ_ｎおよび入力信号ｓは符号表１４
によって生成される。符号表１４はレジスタ３１によってビット幅Ｎ_ｗで制御さ
れ、そこではレジスタ値ｗはＮ_ｗビットを付けて置かれる。その際レジスタ３１
のｗ（ｋ）から第１（Ｎ＋２）ビットが符号表１４に送られる。

【００２９】 図２は符号表１４の構造を示す。カドラント補正ブロック１０の入力信号ｓは
、レジスタ値ｗの２つの最低値ビットｗ_ｏおよびｗ_１の論理ＸＯＲ結合１６によ
って計算される。第１の符号σ_０は直接、レジスタ値ｗのビットｗ_１に対応する
。第２の符号σ_１はレジスタ値ｗのビットｗ_２のインバート（反転）１７によっ
て計算される。残りの符号σ_２〜σ_Ｎ−１は、固定記憶装置１５（ＲＯＭ）に置
かれており、その中に２^Ｎ（Ｎ−２）ビットが記憶されている。ｓ、σ_０および
σ_１をビットｗ_０〜ｗ_２までの３つの最低値から計算することによって、ＲＯＭ
あるいは固定記憶装置１５を小さくできる。そうでないならば２^Ｎ＋２・（Ｎ＋
１）ビットの記憶装置容量が必要だろう。

【００３０】 以下の表では、レジスタ値ｗの３つの最低値ビットｗ_０〜ｗ_２によるｓ、σ_０ およびσ_１の計算と対応する回転角度領域が明らかになる。

【表１】

【００３１】 符号σ_ｎは、１つの論理「０」が反時計回りでの回転を意味し、１つの論理「
１」が時計回りでの回転を意味するように符号化されている。

【００３２】 符号表１４の入口ビット、すなわちレジスタ値ｗは、累算ｗ（ｋ）＝ｗ（ｋ−
１）＋ｆＴ／ｍによって、所与値ｆ・Ｔ／ｍに基づいて計算される。そのために
加算器１８および遅延素子１９が想定されている。遅延素子１９は最新のレジス
タ値ｗ（ｋ−１）を時間Ｔ／ｍだけ遅延させる。加算器は、補正周波数ｆを定め
る所与値ｆＴ／ｍをｗ（ｋ−１）に加算する。加算の結果はレジスタ３１の新し
いレジスタ値ｗになる。

【００３３】 図３は、先に説明したＣＯＲＤＩＣ基本演算 Ｉ_ｎ＋１＝Ｉ_ｎ−σ_ｎ２^−ｎＱ_ｎ Ｑ_ｎ＋１＝σ_ｎ２^−ｎＩ_ｎ＋Ｑ_ｎ を計算するマイクロ回転ブロックの構造を示す。第１シフトレジスタおよび第２
シフトレジスタ２０または２１が想定されており、それぞれ同相成分Ｉ_ｎあるい
は直角位相成分Ｑ_ｎをｎビットだけシフトする（２^−ｎ）。ｎビットだけシフト
された同相成分Ｉ_ｎまたは直角位相成分Ｑ_ｎは、符号σ_ｎまたは−σ_ｎで乗され
る。すなわちシフトされた成分の符号はそれに応じて変化し、第１の累算器２２
または第２の累算器２３において本来の直角位相成分Ｑ_ｎまたは同相成分Ｉ_ｎに
加算される。その結果、回転したポインタが生成され、同相成分Ｉ_ｎ＋１および
直角位相成分Ｑ_ｎ＋１によって表わされる。

【００３４】 図４は、ＧＳＭ移動電話のトランシーバへの本発明の方法の好適な導入につい
て示す。ベースバンド信号の走査値ｘ（ｋ）はデジタルプレフィルタ２４に送ら
れ、フィルタは、ベースバンド信号２の走査率の倍数になる高いサイクル率で動
作する。

【００３５】 デジタルプレフィルタ２４には第１のデシメータ２５が接続されており、デシ
メータはプレフィルタ２４の出口信号の高いサイクル率を低いサイクル率に分け
る。

【００３６】 第１のデシメータ２５には、ベースバンド信号に含まれることもあるＤＣオフ
セット、すなわち同一成分を補償するためのオフセット補償ブロック２６が想定
されている。補償されるオフセットは、デジタル信号プロセッサ３０によってオ
フセット補償ブロック２６に送られる。デジタル信号プロセッサ３０は、ベース
バンド信号の第１の走査値によって、信号に含まれることもあるオフセットまた
は同一成分を判定し、判定した成分を補償のためにオフセット補償ブロック２６
に送る。ベースバンド信号のオフセットが除去されないならば、このオフセット
はＣＯＲＤＩＣアルゴリズムによって、干渉する正弦信号に入れられ、この信号
を、たとえば、デジタル信号プロセッサ３０において再びコストをかけて除去し
なければならない。

【００３７】 オフセット補償ブロック２６には、ＣＯＲＤＩＣ周波数補正ブロック２７が本
発明の方法を実行するために接続されている。ベースバンド信号は補正周波数ｆ
で補正されるが、その補正周波数はＣＯＲＤＩＣ周波数補正ブロック２７にデジ
タル信号プロセッサ３０によって送られる。ＣＯＲＤＩＣ周波数補正ブロック２
７はベースバンド信号の周波数を前に述べたように補正周波数ｆで補正する。

【００３８】 ＣＯＲＤＩＣ周波数補正ブロック２７にはデジタル後置フィルタ２８が接続さ
れており、これはベースバンド信号のまさに２倍の走査率でサイクル化されてい
る。デジタル後置フィルタ２８は側面が極めて強固な低域通過フィルタであり、
干渉周波数の除去とベースバンド信号の雑音を除去する上で有用である。

【００３９】 第２のデシメータ２９で周波数補正され、複数回フィルタを通ったベースバン
ド信号は、その成分２だけが、ベースバンド信号の走査率にデシメートされ、さ
らなる処理のためにデジタル信号プロセッサ３０に送られる。

【００４０】 ここに指摘しておくが、本発明の方法と、方法を実行するための対応する装置
を、ＵＭＴＳ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃ
ａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）移動通信無線機器の送信機および受信機において周
波数補正のために導入することも適当である。さらに、本発明の方法を、本発明
の方法と対応する装置が周波数補正のほかにデジタル周波数混合のためにも有用
であるような送信機および受信機にも導入できる。周波数補正および周波数混合
の課題は非常に似ているのでこうした方法で従来のミキサを省略すれば費用は大
幅に低減される。たとえば、そうした送信機および受信機については、ＤＥＣＴ
（デジタル式コードレス電話）標準のコードレス電話、ＤＶＢ（Ｄｉｇｉｔａｌ
Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ）およびケーブルモデムの中に見出せ
る。

【００４１】 ＜参照符号リスト＞ １０ カドラント補正ブロック １１−１３ ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムのマイクロ回転ブロック １４ 符号表 １５ 固定記憶装置（ＲＯＭ） １６ ＸＯＲ結合 １７ 反転 １８ 加算器 １９ 遅延素子 ２０，２１ 第１、第２シフトレジスタ ２２，２３ 第１、第２累算器 ２４ デジタルプレフィルタ ２５ 第１デシメータ ２６ オフセット・補償ブロック ２７ ＣＯＲＤＩＣ周波数補正ブロック ２８ デジタル後置フィルタ ２９ 第２デシメータ ３０ デジタル信号プロセッサ ３１ レジスタ

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の方法を実行するための本質的な成分を設けたブロック回路図である。

【図２】 ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムのために符号表の構造を示す。

【図３】 ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムのためにマイクロ回転ブロックの構造を示す。

【図４】 ＧＳＭ移動電話のトランシーバに導入される本発明の方法を示す。

【手続補正書】

【提出日】平成１４年７月５日（２００２．７．５）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】特許請求の範囲

【補正方法】変更

【補正の内容】

【特許請求の範囲】

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5K004 AA01 AA05 AA08 BA02 FG02 FH08 JG01 JH05 5K047 AA16 BB01 EE02 EE04 GG10 MM27 MM36

Claims (17)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 走査サイクル（ｋ）で走査され、デジタル化される信号（ｘ
   （ｋ））であり、且つ、Ｎ段のＣＯＲＤＩＣアルゴリズムで、信号（ｘ（ｋ））
   の周波数が設定可能な周波数分だけ変化するように処理される信号のデジタル周
   波数補正のための方法であって、 −信号（ｘ（ｋ））が、第１の同相成分（ｉ_０）および第１の直角位相成分（ｑ _０ ）を有する第１のベクトルによって複合Ｉ／Ｑ成分で表わされ、 −第１のベクトルは、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムによって所与の角度（ｚ（ｋ）
   ）だけ、第２の同相成分（Ｉ_Ｎ）および第２の直角位相成分（Ｑ_Ｎ）を有する第
   ２のベクトルに形成され、第２のベクトルは変化した周波数および位相をもつ信
   号を表わし、 −所与の角度（ｚ（ｋ））はさまざまな回転角度のＮ倍（α_ｎ）で合成され、 −さまざまな回転角度（α_ｎ）のそれぞれが式ａｒｃｔａｎ（２^−ｎ）（ｎ＝０
   ，１，．．．，Ｎ−１）で計算され、それぞれ符号（σ_ｎ）が付けられ、その符
   号が回転方向を示す方法。
2. 【請求項２】 所与の角度（ｚ（ｋ））がレジスタ値（ｗ（ｋ））によって
   表わされ、そのビット幅が角度（ｚ（ｋ））の０〜２πの範囲を定めることによ
   って、角度（ｚ（ｋ））が０〜２πの範囲に制限され、走査サイクルの個々のサ
   イクル（ｋ）でのレジスタ値（ｗ（ｋ））は、所与の角度（ｚ（ｋ））に割り当
   てられた値（ｆＴ／ｍ）と走査サイクルの前のサイクル（ｋ−１）でのレジスタ
   値（ｗ（ｋ−１））の加算によって計算され、レジスタ値（ｗ（ｋ））のオーバ
   ーランは無視されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 【請求項３】 所与の角度（ｚ（ｋ））は、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムの前
   にカドラント補正が行なわれることによって、−π／２〜＋π／２の範囲に制限
   され、第１の同相成分（ｉ_０）および第１の直角位相成分（ｑ_０）がそれぞれ（
   −１）^ｓ（ｓ＝０．１）で乗されることを特徴とする請求項１または請求項２に
   記載の方法。
4. 【請求項４】 レジスタ値（ｗ（ｋ））のビット幅Ｎ_ｗは以下の条件： Ｎ_ｗ≧ｌｏｇ２（ｍ）−ｌｏｇ２（Δｆ・Ｔ） （但し、ｍは信号（ｘ（ｋ））の超過走査係数、Δｆは先に定めることのできる
   周波数、Ｔは信号（ｘ（ｋ））のデジタル値の記号（シンボル）時間を示す） を満たすことを特徴とする前記請求項のいずれか１項に記載の方法。
5. 【請求項５】 所与の信号対位相雑音比ＳＮＲおよびレジスタ値（ｗ（ｋ）
   ）のビット幅Ｎ_ｗに関するＣＯＲＤＩＣアルゴリズムの段数Ｎが以下の条件： （ＳＮＲ＋３）／６≦Ｎ≦Ｎ_ｗ−２ を満たすことを特徴とする請求項２−請求項４のいずれか１項に記載の方法。
6. 【請求項６】 ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムの個々の段階において２つのガー
   ドビットが想定されており、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムの入出力ビット幅が少な
   くともＮ＋２以上であることを特徴とする前記請求項のいずれか１項に記載の方
   法。
7. 【請求項７】 走査サイクル（ｋ）で走査され、デジタル化された信号（ｘ
   （ｋ））のデジタル周波数補正のための装置であって、 −Ｎ個のマイクロ回転ブロック（１１−１３）の直列回路が想定されており、そ
   れに信号（ｉ_ｏ，ｑ_０）が送られ、 −個々のマイクロ回転ブロック（１１−１３）にそれぞれ符号表（１４）からの
   符号（σ_ｎ）が送られ、 −レジスタ（３１）が想定されており、そのレジスタ値（ｗ（ｋ））が符号表（
   １４）にアドレスとして送られ、 −加算器（１８）および遅延素子（１９）が想定されており、加算器（１８）は
   所与のデジタル周波数値（ｆ・Ｔ／ｍ）および遅延素子（１９）の出力値を加算
   し、結果はレジスタ（３１）に記憶され、遅延素子（１９）にはその前のサイク
   ル（ｋ−１）のレジスタ値（ｗ（ｋ−１））が送られる装置。
8. 【請求項８】 マイクロ回転ブロック（１１−１３）の直列回路にカドラン
   ト補正ブロック（１０）が接続されており、それには入力信号（ｓ）が送られ、
   信号を示すベクトル（ｉ_０，ｑ_０）は、複合Ｉ／Ｑ成分の第１または第４カドラ
   ントで、カドラント補正ブロック（１０）を経て回転されることを特徴とする請
   求項７に記載の装置。
9. 【請求項９】 個々のマイクロ回転ブロック（１１−１３）は、マイクロ回
   転ブロック（１１−１３）の入力ベクトル（Ｉ_ｎ，Ｑ_ｎ）の成分をｎビットだけ
   スライドさせるための２つのシフトレジスタ（２０，２１）、および入力ベクト
   ル（Ｉ_ｎ，Ｑ_ｎ）の成分をシフトレジスタ（２０，２１）の出力値に合算するた
   めの２つの累算器（２２，２３）を呈し、シフトレジスタ（２０，２１）の出力
   値には、それぞれのマイクロ回転ブロック（１１−１３）に割り当てられた符号
   （σ_ｎ）が付けられていることを特徴とする請求項７または請求項８に記載の装
   置。
10. 【請求項１０】 符号表（１４）が、２^Ｎ（Ｎ−２）ビットおよびＸＯＲ格
    子（１６）のための固定記憶装置（１５）、および第１および第２マイクロ回転
    ブロック（１１，１２）のための符号（σ_０，σ_１）およびカドラント補正ブロ
    ック（１０）のための入力信号（ｓ）を生成するためのインバータ（１７）を呈
    することを特徴とする請求項７、請求項８、または請求項９に記載の装置。
11. 【請求項１１】 カドラント補正ブロック（１０）のための入力信号（ｓ）
    が、レジスタ値（ｗ（ｋ））の２つの最低値ビット（ｗ_０，ｗ_１）の論理ＸＯＲ
    結合によって生成されることを特徴とする請求項１０に記載の装置。
12. 【請求項１２】 第１のマイクロ回転ブロック（１１）のための符号（σ_０ ）が、レジスタ値（ｗ（ｋ））の第２のビット（ｗ_１）に対応することを特徴と
    する請求項１０または請求項１１に記載の装置。
13. 【請求項１３】 第２のマイクロ回転ブロック（１２）の符号（σ_１）がレ
    ジスタ値（ｗ（ｋ））のインバートされた第３のビット（ｗ_２）に対応すること
    を特徴とする請求項１０、請求項１１、または請求項１２に記載の装置。
14. 【請求項１４】 受信したベースバンド信号（ｘ（ｋ））のフィルタ通しお
    よび処理のための複数の段階（２４−３０）を有するベースバンドフィルタを呈
    する移動無線機器の受信機であって、請求項１−請求項６のいずれか１項に記載
    の方法、および／または請求項７−請求項１３のいずれか１項に記載の装置が、
    ベースバンドフィルタの最終段階（２８）の前に、ベースバンド信号（ｘ（ｋ）
    ）の周波数補正のために想定されている移動無線機器の受信機。
15. 【請求項１５】 請求項１−請求項６のいずれか１項に記載の方法および／
    または請求項７−請求項１３のいずれか１項に記載の装置の前に、同一成分を除
    去するためのベースバンド信号（ｘ（ｋ））のオフセット補償（２６）が想定さ
    れていることを特徴とする請求項１４に記載の受信機。
16. 【請求項１６】 受信機がＧＳＭ移動無線機器またはＵＭＴＳ移動無線機器
    に使用されることを特徴とする請求項１４または請求項１５に記載の受信機。
17. 【請求項１７】 請求項１−請求項６のいずれか１項に記載の方法および／
    または請求項７−請求項１３のいずれか１項に記載の装置の、デジタルＩＦ混合
    のための通信システム、および／または周波数補正のための通信システムでの利
    用。