JP2003511979A - 信号のデジタル周波数補正のための方法および回路 - Google Patents
信号のデジタル周波数補正のための方法および回路Info
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Abstract
(57)【要約】
本発明は、信号の周波数をデジタル補正するための方法および回路に関し、特に送信機/受信機において使用するための方法および回路に関する。複合デジタル信号の周波数は、信号「ポインタ」(i0,q0)を所与の角度で複合I/Q成分で、補正周波数に従ってCORDICアルゴリズムを用いて回転させることで補正される。CORDICアルゴリズムは、マイクロ回転ブロック(11−13)およびN段階に従った符号表(14)およびレジスタ(31)を有する。
Description
【0001】
本発明は、信号のデジタル周波数補正のための、特に、送信/受信回路で使用
するための、請求項1または請求項7の前文による方法および回路に関する。
するための、請求項1または請求項7の前文による方法および回路に関する。
【0002】
送信/受信回路(トランシーバ)には、基準周波数を生成するための局部オシ
レータが使用される。特に、生産公差、温度変動および供給電圧変動に起因して
基準周波数の望ましくない変動が生じることがある。このことは、処理される信
号が同じく大きな周波数変動を呈し、それによって送信/受信回路の出力を減少
させるように作用する。
レータが使用される。特に、生産公差、温度変動および供給電圧変動に起因して
基準周波数の望ましくない変動が生じることがある。このことは、処理される信
号が同じく大きな周波数変動を呈し、それによって送信/受信回路の出力を減少
させるように作用する。
【0003】
これに対抗するためには、たとえば、高価で高品質の、非常に安定した、すな
わち正確な基準周波数を生成するオシレータが送信/受信回路で使用される。同
様に電圧変動、温度変化を補償するオシレータも、基準周波数の電圧変動および
温度変化に左右される度合いを少なくするために使用できる。さらに、いわゆる
自動周波数補正回路(AFC−Loop:automatic frequen
cy correction loop)がしばしば、局部基準周波数を正確に
調節するために使用される。
わち正確な基準周波数を生成するオシレータが送信/受信回路で使用される。同
様に電圧変動、温度変化を補償するオシレータも、基準周波数の電圧変動および
温度変化に左右される度合いを少なくするために使用できる。さらに、いわゆる
自動周波数補正回路(AFC−Loop:automatic frequen
cy correction loop)がしばしば、局部基準周波数を正確に
調節するために使用される。
【0004】
しかし、こうした解決法には一方では高価であり、他方では回路技術的に非常
に手間がかかるという欠点がある。 送信/受信回路のコスト、特に移動電話のような大量生産製品で使用するため
の送信/受信回路のコストを低くするために、電源にも、温度制御装置にもなる
安価なオシレータの使用が提案される。しかし、特にそうした製品では基準周波
数の大きすぎる変動は許容されない。それゆえ処理される信号の周波数を事後に
補正することが必要となる。
に手間がかかるという欠点がある。 送信/受信回路のコスト、特に移動電話のような大量生産製品で使用するため
の送信/受信回路のコストを低くするために、電源にも、温度制御装置にもなる
安価なオシレータの使用が提案される。しかし、特にそうした製品では基準周波
数の大きすぎる変動は許容されない。それゆえ処理される信号の周波数を事後に
補正することが必要となる。
【0005】
たとえば、移動無線受信機の送信/受信回路でのベースバンド信号xの周波数
補正過程は数学的に以下のように表現できる。 ベースバンド信号x(k)=i(k)+j・q(k)(但し、j=√(−1)
)の走査値x(k)は、(複合)周波数補正信号z(k)=2πf・T/m・k
の走査値で乗される。その信号の記号は記号時間Tを示す。mは、いわゆる、超
過走査係数である。時間領域におけるこの乗算は、周波数領域においてベースバ
ンド信号x(k)が周波数fだけ移動することに対応する。このことは複合した
信号ポインタ段階では、「ポインタ」x(k)が角度z(k)だけ回転すること
を表わす。 x(k)・exp(j z(k)) =[i(k)+j・q(k)][cos(z(k))+j・sin(z
(k))] =[i(k)cos(z(k))−q(k)sin(z(k))]+ j・[i(k)・sin(z(k))+q(k)・cos(z(k
))]
補正過程は数学的に以下のように表現できる。 ベースバンド信号x(k)=i(k)+j・q(k)(但し、j=√(−1)
)の走査値x(k)は、(複合)周波数補正信号z(k)=2πf・T/m・k
の走査値で乗される。その信号の記号は記号時間Tを示す。mは、いわゆる、超
過走査係数である。時間領域におけるこの乗算は、周波数領域においてベースバ
ンド信号x(k)が周波数fだけ移動することに対応する。このことは複合した
信号ポインタ段階では、「ポインタ」x(k)が角度z(k)だけ回転すること
を表わす。 x(k)・exp(j z(k)) =[i(k)+j・q(k)][cos(z(k))+j・sin(z
(k))] =[i(k)cos(z(k))−q(k)sin(z(k))]+ j・[i(k)・sin(z(k))+q(k)・cos(z(k
))]
【0006】
周波数補正信号z(k)が正確に微細に調節可能であればあるほど、周波数補
正は良好になる。すなわち、より微細なステップにおいて「ポインタ」x(k)
は複合した段階で回転可能である。
正は良好になる。すなわち、より微細なステップにおいて「ポインタ」x(k)
は複合した段階で回転可能である。
【0007】
たとえば、デジタル乗算器および正弦関数・余弦関数のための係数表によって
、周波数補正を上記式に沿って計算できるだろうが、このことは非常に大きな回
路技術上の手間を必要とするためそうした解決法はコストが高くなる。特に集積
回路として実施する場合、この解決法は大きなチップ段階を必要とし、それゆえ
非常に高価になる。
、周波数補正を上記式に沿って計算できるだろうが、このことは非常に大きな回
路技術上の手間を必要とするためそうした解決法はコストが高くなる。特に集積
回路として実施する場合、この解決法は大きなチップ段階を必要とし、それゆえ
非常に高価になる。
【0008】
本発明の目的は、特に送信/受信回路で使用するための、回路技術上の手間の
あまりかからない、非常に正確な周波数補正装置を作り出すデジタル周波数補正
をする方法および回路を提示することである。
あまりかからない、非常に正確な周波数補正装置を作り出すデジタル周波数補正
をする方法および回路を提示することである。
【0009】
こうした目的は、請求項1の特徴を有する方法および請求項7の特徴を有する
装置によって解決される。本発明の発展形態については従属請求項から類推でき
る。
装置によって解決される。本発明の発展形態については従属請求項から類推でき
る。
【0010】
本発明の本質的な考え方は、信号のデジタル周波数補正のためにCORDIC
(Coordinate Rotation Digital Compute
r)アルゴリズムを使用することである。CORDICアルゴリズムによって比
較的簡単に周波数位相補正を実行できる。CORDICアルゴリズムは回路技術
上の手間をあまりかけずに実行されるので、それに基づく回路(より安いオシレ
ータおよびCORDIC補正装置)のコストは、高価な補償オシレータの場合よ
りも安くなる。
(Coordinate Rotation Digital Compute
r)アルゴリズムを使用することである。CORDICアルゴリズムによって比
較的簡単に周波数位相補正を実行できる。CORDICアルゴリズムは回路技術
上の手間をあまりかけずに実行されるので、それに基づく回路(より安いオシレ
ータおよびCORDIC補正装置)のコストは、高価な補償オシレータの場合よ
りも安くなる。
【0011】
CORDICアルゴリズムはJ.E.Volder著「CORDIC三角法計
算技術」、IRE Trans.Electronic Computers,
vol.8,pp.340−334,1959、に記載されている。アルゴリズ
ムはN回反復であり、定義された角度αn=arctan(2−n)(n=0,
1,...,N−1)でベクトルを回転させる上で有用である。ベクトルが、先
に述べたように複合信号のポインタを示すならば、この回転によって、周波数補
正信号の乗に対応して、信号の周波数変更が可能になる。それぞれの反復で回転
角度は小さくなるので(α0=45°>α1=26.6°>...>αn−1)
、信号の周波数は反復ステップの増加につれて小さいステップに変化する。
算技術」、IRE Trans.Electronic Computers,
vol.8,pp.340−334,1959、に記載されている。アルゴリズ
ムはN回反復であり、定義された角度αn=arctan(2−n)(n=0,
1,...,N−1)でベクトルを回転させる上で有用である。ベクトルが、先
に述べたように複合信号のポインタを示すならば、この回転によって、周波数補
正信号の乗に対応して、信号の周波数変更が可能になる。それぞれの反復で回転
角度は小さくなるので(α0=45°>α1=26.6°>...>αn−1)
、信号の周波数は反復ステップの増加につれて小さいステップに変化する。
【0012】
角度aの反復回転は以下の線形結合によって表わせる。
a≒σ0α0+σ1α1+...+σN−1αN−1 (αn=±1)
回転の精度は最少回転角度αn−1によって定められている。符号σnは、回
転方向(+1:反時計回り、−1:時計回り)を示す。
転方向(+1:反時計回り、−1:時計回り)を示す。
【0013】
同相成分Inおよび直角位相成分Qnの走査値によって表わされる信号は、角
度aのCORDICアルゴリズムによって反復で回転する。CORDICアルゴ
リズムに従った単独回転は簡単なシフト演算および加法演算によって実行できる
。 In+1=In−σn2−nQn Qn+1=σn2−nIn+Qn
度aのCORDICアルゴリズムによって反復で回転する。CORDICアルゴ
リズムに従った単独回転は簡単なシフト演算および加法演算によって実行できる
。 In+1=In−σn2−nQn Qn+1=σn2−nIn+Qn
【0014】
回転角度の式αn=arctan(2−n)で上式を下記のようにも表現でき
る。 In+1=√(1+2−2n)・[cos(σnαn)・In−sin(σnα n )・Qn] Qn+1=√(1+2−2n)・[sin(σnαn)・In+cos(σnα n )・Qn]
る。 In+1=√(1+2−2n)・[cos(σnαn)・In−sin(σnα n )・Qn] Qn+1=√(1+2−2n)・[sin(σnαn)・In+cos(σnα n )・Qn]
【0015】
N回転のあと下記のようになる。
IN=K・[cos(z)・I0−sin(z)・Q0]
QN=K・[sin(z)・I0−cos(z)・Q0]
但し、k≒1.647。これによって補正される信号は周波数で調節可能にな
る。
る。
【0016】
本発明の方法では、信号、特にベースバンド信号の走査値x(k)の複合乗算
が、周波数補正信号z(k)で、CORDICアルゴリズムによって実行される
。基本的に「固定」周波数補正ではなく、CORDICアルゴリズムに基づく変
更可能な周波数補正がなされるので、オシレータの基準周波数の定数には重要な
意味はない。
が、周波数補正信号z(k)で、CORDICアルゴリズムによって実行される
。基本的に「固定」周波数補正ではなく、CORDICアルゴリズムに基づく変
更可能な周波数補正がなされるので、オシレータの基準周波数の定数には重要な
意味はない。
【0017】
本発明の方法に関してCORDICアルゴリズムを導入するには、勿論アルゴ
リズムのいくつかの欠点を本発明によって解消しなければならない。 −CORDICアルゴリズムでは、約99°の回転角度の制限された補正帯域が
可能になるので、補正のために必要な回転角度を少なくすることが必要である。
そのために本発明では回転角度が常に90°、またはそれ以下になるように回転
角度を調節するように想定されている。z(k)によって表わされる回転角度は
、ビット幅Nwのレジスタにモジュロ2πとして記憶される。レジスタに記憶さ
れた値w(k)は、式w(k)=w(k−1)+f・T/mによって累積される
。w(k)に関する値111...111は、2π・(1−2N w)の角度に応
じて最大値1−2N wに一致する。レジスタのオーバーランを単純に無視するこ
とによってモジュロ2π演算が行なわれる。
リズムのいくつかの欠点を本発明によって解消しなければならない。 −CORDICアルゴリズムでは、約99°の回転角度の制限された補正帯域が
可能になるので、補正のために必要な回転角度を少なくすることが必要である。
そのために本発明では回転角度が常に90°、またはそれ以下になるように回転
角度を調節するように想定されている。z(k)によって表わされる回転角度は
、ビット幅Nwのレジスタにモジュロ2πとして記憶される。レジスタに記憶さ
れた値w(k)は、式w(k)=w(k−1)+f・T/mによって累積される
。w(k)に関する値111...111は、2π・(1−2N w)の角度に応
じて最大値1−2N wに一致する。レジスタのオーバーランを単純に無視するこ
とによってモジュロ2π演算が行なわれる。
【0018】
−さらに、CORDICアルゴリズムを最適に実行するためには、周波数補正信
号で表わされるポインタz(k)が、複合I/Q成分の1番目または4番目のカ
ドラントにあることが必要である。このために、ポインタが複合I/Q成分の第
2または第3カドラントにあるならば、s=0.1として、補正される周波数の
ポインタの同相成分および直角位相成分をそれぞれ(−1)sで乗し、次にポイ
ンタを角度z(k)−πだけ回転させるように想定されている。
号で表わされるポインタz(k)が、複合I/Q成分の1番目または4番目のカ
ドラントにあることが必要である。このために、ポインタが複合I/Q成分の第
2または第3カドラントにあるならば、s=0.1として、補正される周波数の
ポインタの同相成分および直角位相成分をそれぞれ(−1)sで乗し、次にポイ
ンタを角度z(k)−πだけ回転させるように想定されている。
【0019】
符号フラッグsは、CORDICアルゴリズムの個別の反復(マイクロ回転)
の符号σnと同様に計算される。本発明では符号表が想定されており、その中で
は、考えられるすべての回転角度に関して、符号フラッグsおよび2つの符号σ 0 およびσ1が直接計算され、残りの符号σn(n=2,3,...,N−1)
はレジスタに記憶された値w(k)のビットw2,w3,...,wN+1から
計算されるように、マイクロ回転の対応する符号が配置されている。
の符号σnと同様に計算される。本発明では符号表が想定されており、その中で
は、考えられるすべての回転角度に関して、符号フラッグsおよび2つの符号σ 0 およびσ1が直接計算され、残りの符号σn(n=2,3,...,N−1)
はレジスタに記憶された値w(k)のビットw2,w3,...,wN+1から
計算されるように、マイクロ回転の対応する符号が配置されている。
【0020】
レジスタのビット幅NwおよびCORDICアルゴリズムのマイクロ回転の回
数Nは、周波数補正される信号の補正領域あるいは位相雑音x(k)・exp(
jz(k))に影響するので、本発明では以下のように選択する。
数Nは、周波数補正される信号の補正領域あるいは位相雑音x(k)・exp(
jz(k))に影響するので、本発明では以下のように選択する。
【0021】
ビット幅Nwは、補正可能な周波数領域Δfに関して次の不等式を満たさせね
ばならない。 Nw≧log2(m) − log2(Δf・T)
ばならない。 Nw≧log2(m) − log2(Δf・T)
【0022】
望ましい信号対位相雑音比SNRに関して、マイクロ回転の回数Nは以下のよ
うに選択する。 (SNR+3)/6≦N≦Nw−2
うに選択する。 (SNR+3)/6≦N≦Nw−2
【0023】
これによって望ましい信号対位相雑音比SNRが得られる。Nの上限はレジス
タのビット幅によって定められている。
タのビット幅によって定められている。
【0024】
最後に、スケーリングファクタの最大値、すなわち√(2)・K=√(2)・
1.647≒2.33を処理できるようにするために、CORDICアルゴリズ
ムを実行する際、アルゴリズムのそれぞれの反復において2つのガードビットを
想定しなければならない。kはCORDICアルゴリズムに基づくスケーリング
ファクタであり、√(2)はCORDICアルゴリズムによる同相成分および直
角位相成分の可能な「成長率」である。CORDICアルゴリズムの入出力ビッ
ト幅は、できるだけ、好適には、少なくともN+2より大きくなければならない
。そうでない場合、CORDICアルゴリズムの曲率誤まりによって位相誤まり
より大きい雑音がもたらされる。
1.647≒2.33を処理できるようにするために、CORDICアルゴリズ
ムを実行する際、アルゴリズムのそれぞれの反復において2つのガードビットを
想定しなければならない。kはCORDICアルゴリズムに基づくスケーリング
ファクタであり、√(2)はCORDICアルゴリズムによる同相成分および直
角位相成分の可能な「成長率」である。CORDICアルゴリズムの入出力ビッ
ト幅は、できるだけ、好適には、少なくともN+2より大きくなければならない
。そうでない場合、CORDICアルゴリズムの曲率誤まりによって位相誤まり
より大きい雑音がもたらされる。
【0025】
本発明の好適な実施形態についての、図を用いた以下の説明は、本発明を詳し
く説明する上で有用である。
く説明する上で有用である。
【0026】
図1では、複合ベースバンド信号x(k)の直角位相成分あるいは同相成分の
走査値i0およびq0が、カドラント補正ブロック10に送られる(kは不連続
の走査時間)。カドラント補正ブロック10は、ベースバンド信号x(k)で表
わされるポインタが、複合同相成分/直角位相成分で第1または第4カドラント
にくるように作用する。ポインタが第2または第3カドラントに来るならばCO
RDICアルゴリズムは正しく作用しない。既に述べたように、ポインタが複合
I/Q(同相/直角位相)成分の第2または第3カドラントにあるならば、同相
成分および直角位相成分をそれぞれ−1で乗しなければならない。
走査値i0およびq0が、カドラント補正ブロック10に送られる(kは不連続
の走査時間)。カドラント補正ブロック10は、ベースバンド信号x(k)で表
わされるポインタが、複合同相成分/直角位相成分で第1または第4カドラント
にくるように作用する。ポインタが第2または第3カドラントに来るならばCO
RDICアルゴリズムは正しく作用しない。既に述べたように、ポインタが複合
I/Q(同相/直角位相)成分の第2または第3カドラントにあるならば、同相
成分および直角位相成分をそれぞれ−1で乗しなければならない。
【0027】
カドラント補正ブロック10にはN列のマイクロ回転ブロックが接続している
が、その中の3つのブロック11、12、および13だけが表示されている。個
々のマイクロ回転ブロックはCORDICアルゴリズムの1つのステップを計算
する。すなわち同相成分および直角位相成分によって表わされるポインタを複合
のI/Q成分で角度±αn=±arctan(2−n)だけ回転させる。マイク
ロ回転ブロック11の入り口では成分I0およびQ0が並んでおり、これらは出
口では成分I1およびQ1となって角度±α0=±arctan(1)だけ回転
するポインタを表わす。マイクロ回転ブロック12の出口には成分I2およびQ 2 が並んでおり、これらは角度±α1=±arctan((2−1))だけ回転
するポインタを表わす。最後に、CORDICアルゴリズムのN段階を通過した
あとのマイクロ回転ブロック13の出口には、成分INおよびQNで表わされる
ポインタが接しており、これは周波数補正された複合ベースバンド信号を表わす
。マイクロ回転ブロックにおける個々の回転の場合、反時計回り、あるいは時計
回りのいずれかで回る。回転方向は符号σnによって決まる。
が、その中の3つのブロック11、12、および13だけが表示されている。個
々のマイクロ回転ブロックはCORDICアルゴリズムの1つのステップを計算
する。すなわち同相成分および直角位相成分によって表わされるポインタを複合
のI/Q成分で角度±αn=±arctan(2−n)だけ回転させる。マイク
ロ回転ブロック11の入り口では成分I0およびQ0が並んでおり、これらは出
口では成分I1およびQ1となって角度±α0=±arctan(1)だけ回転
するポインタを表わす。マイクロ回転ブロック12の出口には成分I2およびQ 2 が並んでおり、これらは角度±α1=±arctan((2−1))だけ回転
するポインタを表わす。最後に、CORDICアルゴリズムのN段階を通過した
あとのマイクロ回転ブロック13の出口には、成分INおよびQNで表わされる
ポインタが接しており、これは周波数補正された複合ベースバンド信号を表わす
。マイクロ回転ブロックにおける個々の回転の場合、反時計回り、あるいは時計
回りのいずれかで回る。回転方向は符号σnによって決まる。
【0028】
カドラント補正ブロック10に関する符号σnおよび入力信号sは符号表14
によって生成される。符号表14はレジスタ31によってビット幅Nwで制御さ
れ、そこではレジスタ値wはNwビットを付けて置かれる。その際レジスタ31
のw(k)から第1(N+2)ビットが符号表14に送られる。
によって生成される。符号表14はレジスタ31によってビット幅Nwで制御さ
れ、そこではレジスタ値wはNwビットを付けて置かれる。その際レジスタ31
のw(k)から第1(N+2)ビットが符号表14に送られる。
【0029】
図2は符号表14の構造を示す。カドラント補正ブロック10の入力信号sは
、レジスタ値wの2つの最低値ビットwoおよびw1の論理XOR結合16によ
って計算される。第1の符号σ0は直接、レジスタ値wのビットw1に対応する
。第2の符号σ1はレジスタ値wのビットw2のインバート(反転)17によっ
て計算される。残りの符号σ2〜σN−1は、固定記憶装置15(ROM)に置
かれており、その中に2N(N−2)ビットが記憶されている。s、σ0および
σ1をビットw0〜w2までの3つの最低値から計算することによって、ROM
あるいは固定記憶装置15を小さくできる。そうでないならば2N+2・(N+
1)ビットの記憶装置容量が必要だろう。
、レジスタ値wの2つの最低値ビットwoおよびw1の論理XOR結合16によ
って計算される。第1の符号σ0は直接、レジスタ値wのビットw1に対応する
。第2の符号σ1はレジスタ値wのビットw2のインバート(反転)17によっ
て計算される。残りの符号σ2〜σN−1は、固定記憶装置15(ROM)に置
かれており、その中に2N(N−2)ビットが記憶されている。s、σ0および
σ1をビットw0〜w2までの3つの最低値から計算することによって、ROM
あるいは固定記憶装置15を小さくできる。そうでないならば2N+2・(N+
1)ビットの記憶装置容量が必要だろう。
【0030】
以下の表では、レジスタ値wの3つの最低値ビットw0〜w2によるs、σ0
およびσ1の計算と対応する回転角度領域が明らかになる。
【表1】
【0031】
符号σnは、1つの論理「0」が反時計回りでの回転を意味し、1つの論理「
1」が時計回りでの回転を意味するように符号化されている。
1」が時計回りでの回転を意味するように符号化されている。
【0032】
符号表14の入口ビット、すなわちレジスタ値wは、累算w(k)=w(k−
1)+fT/mによって、所与値f・T/mに基づいて計算される。そのために
加算器18および遅延素子19が想定されている。遅延素子19は最新のレジス
タ値w(k−1)を時間T/mだけ遅延させる。加算器は、補正周波数fを定め
る所与値fT/mをw(k−1)に加算する。加算の結果はレジスタ31の新し
いレジスタ値wになる。
1)+fT/mによって、所与値f・T/mに基づいて計算される。そのために
加算器18および遅延素子19が想定されている。遅延素子19は最新のレジス
タ値w(k−1)を時間T/mだけ遅延させる。加算器は、補正周波数fを定め
る所与値fT/mをw(k−1)に加算する。加算の結果はレジスタ31の新し
いレジスタ値wになる。
【0033】
図3は、先に説明したCORDIC基本演算
In+1=In−σn2−nQn
Qn+1=σn2−nIn+Qn
を計算するマイクロ回転ブロックの構造を示す。第1シフトレジスタおよび第2
シフトレジスタ20または21が想定されており、それぞれ同相成分Inあるい
は直角位相成分Qnをnビットだけシフトする(2−n)。nビットだけシフト
された同相成分Inまたは直角位相成分Qnは、符号σnまたは−σnで乗され
る。すなわちシフトされた成分の符号はそれに応じて変化し、第1の累算器22
または第2の累算器23において本来の直角位相成分Qnまたは同相成分Inに
加算される。その結果、回転したポインタが生成され、同相成分In+1および
直角位相成分Qn+1によって表わされる。
シフトレジスタ20または21が想定されており、それぞれ同相成分Inあるい
は直角位相成分Qnをnビットだけシフトする(2−n)。nビットだけシフト
された同相成分Inまたは直角位相成分Qnは、符号σnまたは−σnで乗され
る。すなわちシフトされた成分の符号はそれに応じて変化し、第1の累算器22
または第2の累算器23において本来の直角位相成分Qnまたは同相成分Inに
加算される。その結果、回転したポインタが生成され、同相成分In+1および
直角位相成分Qn+1によって表わされる。
【0034】
図4は、GSM移動電話のトランシーバへの本発明の方法の好適な導入につい
て示す。ベースバンド信号の走査値x(k)はデジタルプレフィルタ24に送ら
れ、フィルタは、ベースバンド信号2の走査率の倍数になる高いサイクル率で動
作する。
て示す。ベースバンド信号の走査値x(k)はデジタルプレフィルタ24に送ら
れ、フィルタは、ベースバンド信号2の走査率の倍数になる高いサイクル率で動
作する。
【0035】
デジタルプレフィルタ24には第1のデシメータ25が接続されており、デシ
メータはプレフィルタ24の出口信号の高いサイクル率を低いサイクル率に分け
る。
メータはプレフィルタ24の出口信号の高いサイクル率を低いサイクル率に分け
る。
【0036】
第1のデシメータ25には、ベースバンド信号に含まれることもあるDCオフ
セット、すなわち同一成分を補償するためのオフセット補償ブロック26が想定
されている。補償されるオフセットは、デジタル信号プロセッサ30によってオ
フセット補償ブロック26に送られる。デジタル信号プロセッサ30は、ベース
バンド信号の第1の走査値によって、信号に含まれることもあるオフセットまた
は同一成分を判定し、判定した成分を補償のためにオフセット補償ブロック26
に送る。ベースバンド信号のオフセットが除去されないならば、このオフセット
はCORDICアルゴリズムによって、干渉する正弦信号に入れられ、この信号
を、たとえば、デジタル信号プロセッサ30において再びコストをかけて除去し
なければならない。
セット、すなわち同一成分を補償するためのオフセット補償ブロック26が想定
されている。補償されるオフセットは、デジタル信号プロセッサ30によってオ
フセット補償ブロック26に送られる。デジタル信号プロセッサ30は、ベース
バンド信号の第1の走査値によって、信号に含まれることもあるオフセットまた
は同一成分を判定し、判定した成分を補償のためにオフセット補償ブロック26
に送る。ベースバンド信号のオフセットが除去されないならば、このオフセット
はCORDICアルゴリズムによって、干渉する正弦信号に入れられ、この信号
を、たとえば、デジタル信号プロセッサ30において再びコストをかけて除去し
なければならない。
【0037】
オフセット補償ブロック26には、CORDIC周波数補正ブロック27が本
発明の方法を実行するために接続されている。ベースバンド信号は補正周波数f
で補正されるが、その補正周波数はCORDIC周波数補正ブロック27にデジ
タル信号プロセッサ30によって送られる。CORDIC周波数補正ブロック2
7はベースバンド信号の周波数を前に述べたように補正周波数fで補正する。
発明の方法を実行するために接続されている。ベースバンド信号は補正周波数f
で補正されるが、その補正周波数はCORDIC周波数補正ブロック27にデジ
タル信号プロセッサ30によって送られる。CORDIC周波数補正ブロック2
7はベースバンド信号の周波数を前に述べたように補正周波数fで補正する。
【0038】
CORDIC周波数補正ブロック27にはデジタル後置フィルタ28が接続さ
れており、これはベースバンド信号のまさに2倍の走査率でサイクル化されてい
る。デジタル後置フィルタ28は側面が極めて強固な低域通過フィルタであり、
干渉周波数の除去とベースバンド信号の雑音を除去する上で有用である。
れており、これはベースバンド信号のまさに2倍の走査率でサイクル化されてい
る。デジタル後置フィルタ28は側面が極めて強固な低域通過フィルタであり、
干渉周波数の除去とベースバンド信号の雑音を除去する上で有用である。
【0039】
第2のデシメータ29で周波数補正され、複数回フィルタを通ったベースバン
ド信号は、その成分2だけが、ベースバンド信号の走査率にデシメートされ、さ
らなる処理のためにデジタル信号プロセッサ30に送られる。
ド信号は、その成分2だけが、ベースバンド信号の走査率にデシメートされ、さ
らなる処理のためにデジタル信号プロセッサ30に送られる。
【0040】
ここに指摘しておくが、本発明の方法と、方法を実行するための対応する装置
を、UMTS(Universal Mobile Telecommunic
ation System)移動通信無線機器の送信機および受信機において周
波数補正のために導入することも適当である。さらに、本発明の方法を、本発明
の方法と対応する装置が周波数補正のほかにデジタル周波数混合のためにも有用
であるような送信機および受信機にも導入できる。周波数補正および周波数混合
の課題は非常に似ているのでこうした方法で従来のミキサを省略すれば費用は大
幅に低減される。たとえば、そうした送信機および受信機については、DECT
(デジタル式コードレス電話)標準のコードレス電話、DVB(Digital
Video Broadcasting)およびケーブルモデムの中に見出せ
る。
を、UMTS(Universal Mobile Telecommunic
ation System)移動通信無線機器の送信機および受信機において周
波数補正のために導入することも適当である。さらに、本発明の方法を、本発明
の方法と対応する装置が周波数補正のほかにデジタル周波数混合のためにも有用
であるような送信機および受信機にも導入できる。周波数補正および周波数混合
の課題は非常に似ているのでこうした方法で従来のミキサを省略すれば費用は大
幅に低減される。たとえば、そうした送信機および受信機については、DECT
(デジタル式コードレス電話)標準のコードレス電話、DVB(Digital
Video Broadcasting)およびケーブルモデムの中に見出せ
る。
【0041】
<参照符号リスト>
10 カドラント補正ブロック
11−13 CORDICアルゴリズムのマイクロ回転ブロック
14 符号表
15 固定記憶装置(ROM)
16 XOR結合
17 反転
18 加算器
19 遅延素子
20,21 第1、第2シフトレジスタ
22,23 第1、第2累算器
24 デジタルプレフィルタ
25 第1デシメータ
26 オフセット・補償ブロック
27 CORDIC周波数補正ブロック
28 デジタル後置フィルタ
29 第2デシメータ
30 デジタル信号プロセッサ
31 レジスタ
【図1】
本発明の方法を実行するための本質的な成分を設けたブロック回路図である。
【図2】
CORDICアルゴリズムのために符号表の構造を示す。
【図3】
CORDICアルゴリズムのためにマイクロ回転ブロックの構造を示す。
【図4】
GSM移動電話のトランシーバに導入される本発明の方法を示す。
【手続補正書】
【提出日】平成14年7月5日(2002.7.5)
【手続補正1】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
Fターム(参考) 5K004 AA01 AA05 AA08 BA02 FG02
FH08 JG01 JH05
5K047 AA16 BB01 EE02 EE04 GG10
MM27 MM36
Claims (17)
- 【請求項1】 走査サイクル(k)で走査され、デジタル化される信号(x
(k))であり、且つ、N段のCORDICアルゴリズムで、信号(x(k))
の周波数が設定可能な周波数分だけ変化するように処理される信号のデジタル周
波数補正のための方法であって、 −信号(x(k))が、第1の同相成分(i0)および第1の直角位相成分(q 0 )を有する第1のベクトルによって複合I/Q成分で表わされ、 −第1のベクトルは、CORDICアルゴリズムによって所与の角度(z(k)
)だけ、第2の同相成分(IN)および第2の直角位相成分(QN)を有する第
2のベクトルに形成され、第2のベクトルは変化した周波数および位相をもつ信
号を表わし、 −所与の角度(z(k))はさまざまな回転角度のN倍(αn)で合成され、 −さまざまな回転角度(αn)のそれぞれが式arctan(2−n)(n=0
,1,...,N−1)で計算され、それぞれ符号(σn)が付けられ、その符
号が回転方向を示す方法。 - 【請求項2】 所与の角度(z(k))がレジスタ値(w(k))によって
表わされ、そのビット幅が角度(z(k))の0〜2πの範囲を定めることによ
って、角度(z(k))が0〜2πの範囲に制限され、走査サイクルの個々のサ
イクル(k)でのレジスタ値(w(k))は、所与の角度(z(k))に割り当
てられた値(fT/m)と走査サイクルの前のサイクル(k−1)でのレジスタ
値(w(k−1))の加算によって計算され、レジスタ値(w(k))のオーバ
ーランは無視されることを特徴とする請求項1に記載の方法。 - 【請求項3】 所与の角度(z(k))は、CORDICアルゴリズムの前
にカドラント補正が行なわれることによって、−π/2〜+π/2の範囲に制限
され、第1の同相成分(i0)および第1の直角位相成分(q0)がそれぞれ(
−1)s(s=0.1)で乗されることを特徴とする請求項1または請求項2に
記載の方法。 - 【請求項4】 レジスタ値(w(k))のビット幅Nwは以下の条件: Nw≧log2(m)−log2(Δf・T) (但し、mは信号(x(k))の超過走査係数、Δfは先に定めることのできる
周波数、Tは信号(x(k))のデジタル値の記号(シンボル)時間を示す) を満たすことを特徴とする前記請求項のいずれか1項に記載の方法。 - 【請求項5】 所与の信号対位相雑音比SNRおよびレジスタ値(w(k)
)のビット幅Nwに関するCORDICアルゴリズムの段数Nが以下の条件: (SNR+3)/6≦N≦Nw−2 を満たすことを特徴とする請求項2−請求項4のいずれか1項に記載の方法。 - 【請求項6】 CORDICアルゴリズムの個々の段階において2つのガー
ドビットが想定されており、CORDICアルゴリズムの入出力ビット幅が少な
くともN+2以上であることを特徴とする前記請求項のいずれか1項に記載の方
法。 - 【請求項7】 走査サイクル(k)で走査され、デジタル化された信号(x
(k))のデジタル周波数補正のための装置であって、 −N個のマイクロ回転ブロック(11−13)の直列回路が想定されており、そ
れに信号(io,q0)が送られ、 −個々のマイクロ回転ブロック(11−13)にそれぞれ符号表(14)からの
符号(σn)が送られ、 −レジスタ(31)が想定されており、そのレジスタ値(w(k))が符号表(
14)にアドレスとして送られ、 −加算器(18)および遅延素子(19)が想定されており、加算器(18)は
所与のデジタル周波数値(f・T/m)および遅延素子(19)の出力値を加算
し、結果はレジスタ(31)に記憶され、遅延素子(19)にはその前のサイク
ル(k−1)のレジスタ値(w(k−1))が送られる装置。 - 【請求項8】 マイクロ回転ブロック(11−13)の直列回路にカドラン
ト補正ブロック(10)が接続されており、それには入力信号(s)が送られ、
信号を示すベクトル(i0,q0)は、複合I/Q成分の第1または第4カドラ
ントで、カドラント補正ブロック(10)を経て回転されることを特徴とする請
求項7に記載の装置。 - 【請求項9】 個々のマイクロ回転ブロック(11−13)は、マイクロ回
転ブロック(11−13)の入力ベクトル(In,Qn)の成分をnビットだけ
スライドさせるための2つのシフトレジスタ(20,21)、および入力ベクト
ル(In,Qn)の成分をシフトレジスタ(20,21)の出力値に合算するた
めの2つの累算器(22,23)を呈し、シフトレジスタ(20,21)の出力
値には、それぞれのマイクロ回転ブロック(11−13)に割り当てられた符号
(σn)が付けられていることを特徴とする請求項7または請求項8に記載の装
置。 - 【請求項10】 符号表(14)が、2N(N−2)ビットおよびXOR格
子(16)のための固定記憶装置(15)、および第1および第2マイクロ回転
ブロック(11,12)のための符号(σ0,σ1)およびカドラント補正ブロ
ック(10)のための入力信号(s)を生成するためのインバータ(17)を呈
することを特徴とする請求項7、請求項8、または請求項9に記載の装置。 - 【請求項11】 カドラント補正ブロック(10)のための入力信号(s)
が、レジスタ値(w(k))の2つの最低値ビット(w0,w1)の論理XOR
結合によって生成されることを特徴とする請求項10に記載の装置。 - 【請求項12】 第1のマイクロ回転ブロック(11)のための符号(σ0 )が、レジスタ値(w(k))の第2のビット(w1)に対応することを特徴と
する請求項10または請求項11に記載の装置。 - 【請求項13】 第2のマイクロ回転ブロック(12)の符号(σ1)がレ
ジスタ値(w(k))のインバートされた第3のビット(w2)に対応すること
を特徴とする請求項10、請求項11、または請求項12に記載の装置。 - 【請求項14】 受信したベースバンド信号(x(k))のフィルタ通しお
よび処理のための複数の段階(24−30)を有するベースバンドフィルタを呈
する移動無線機器の受信機であって、請求項1−請求項6のいずれか1項に記載
の方法、および/または請求項7−請求項13のいずれか1項に記載の装置が、
ベースバンドフィルタの最終段階(28)の前に、ベースバンド信号(x(k)
)の周波数補正のために想定されている移動無線機器の受信機。 - 【請求項15】 請求項1−請求項6のいずれか1項に記載の方法および/
または請求項7−請求項13のいずれか1項に記載の装置の前に、同一成分を除
去するためのベースバンド信号(x(k))のオフセット補償(26)が想定さ
れていることを特徴とする請求項14に記載の受信機。 - 【請求項16】 受信機がGSM移動無線機器またはUMTS移動無線機器
に使用されることを特徴とする請求項14または請求項15に記載の受信機。 - 【請求項17】 請求項1−請求項6のいずれか1項に記載の方法および/
または請求項7−請求項13のいずれか1項に記載の装置の、デジタルIF混合
のための通信システム、および/または周波数補正のための通信システムでの利
用。
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19948899A DE19948899A1 (de) | 1999-10-11 | 1999-10-11 | Verfahren und Schaltungsanordnung zur digitalen Frequenzkorrektur eines Signals |
DE19948899.1 | 1999-10-11 | ||
PCT/DE2000/003601 WO2001028176A2 (de) | 1999-10-11 | 2000-10-11 | Frequenzkorrektur unter verwendung des cordic-algorithmus |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2003511979A true JP2003511979A (ja) | 2003-03-25 |
Family
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Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001530279A Abandoned JP2003511979A (ja) | 1999-10-11 | 2000-10-11 | 信号のデジタル周波数補正のための方法および回路 |
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Country | Link |
---|---|
US (1) | US7173982B1 (ja) |
EP (1) | EP1221233B1 (ja) |
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1999
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-
2000
- 2000-10-11 EP EP00982994A patent/EP1221233B1/de not_active Expired - Lifetime
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WO2001028176A2 (de) | 2001-04-19 |
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A762 | Written abandonment of application |
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