JP2003318717A - スイッチ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 使用周波数帯での挿入損失なしに不要周波数
成分を除去する。 【解決手段】 共通入出力信号端子Ａと、複数の入出力
信号端子Ｂ〜Ｆと、入出力信号端子Ｂ〜Ｆのうちの選択
された１つと前記共通入出力信号端子Ａとを導通させる
トランジスタＴＲ１〜ＴＲ５と、キャパシタＣ１とイン
ダクタＬ１からなる直列共振回路と、入出力信号端子Ｂ
が共通入出力信号端子Ａと導通するとき共通入出力信号
端子Ａと接地間に前記直列共振回路を接続するトランジ
スタＴＲ６と、そのトランジスタＴＲ６に並列接続した
インダクタＬ２とを具備する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、準マイクロ波帯な
いしマイクロ波帯で使用される携帯電話機や移動体無線
通信機等の無線通信機の送受信切替を行なう際に用いら
れるスイッチ回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】準マイクロ波帯ないしマイクロ波帯の高
周波信号を扱う携帯電話機や移動体無線通信機等の無線
通信機では、高周波信号の切り替えを行なうためにＧａ
Ａｓ化合物半導体による電界効果トランジスタであるＭ
ＥＳＦＥＴ(Metal Semiconductor Field Effect Transi
stor)やＨＪＦＥＴ(Hetero Junction Field Effect Tra
nsistor)等を用いたスイッチ回路が使用されている。こ
のようなスイッチ回路において発生する不要周波数成分
除去のために、特願2000-372671号において示されたよ
うな回路が用いられる。

【０００３】図６に従来のスイッチ回路の一例として、
トライバンド携帯電話機用途のＳＰ５Ｔ(Single Pole
５ Throw；単極５投）スイッチ回路を示す。図６のスイ
ッチ回路は、希望信号の高調波成分を抑制することを目
的として、ＦＥＴトランジスタが使用されている。即ち
そのＦＥＴトランジスタのドレイン又はソースの一方を
共通入出力端子に接続し、他方を抑制すべき周波数に共
振周波数を合わせた直列共振回路を介して接地してい
る。

【０００４】図６において、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆは
入出力信号端子であり、そのうちＡはアンテナに接続さ
れる共通の入出力信号端子である。ＴＲ１，ＴＲ２，Ｔ
Ｒ３，ＴＲ４，ＴＲ５，ＴＲ６はＦＥＴトランジスタ、
ＶＡ，ＶＢ，ＶＣ，ＶＤ，ＶＥは制御バイアス端子、Ｒ
Ｇはゲート抵抗である。Ｃ１はキャパシタ、Ｌ１はイン
ダクタであり、これらは直列共振回路を構成する。

【０００５】図６の従来回路では、トランジスタＴＲ１
がオン状態になるときに直列共振回路につながるトラン
ジスタＴＲ６がオン状態になるように、制御バイアス端
子ＶＡ，ＶＢ，ＶＣ，ＶＤ，ＶＥを接続している。信号
端子Ａと信号端子Ｂ間に信号を導通させる場合には、ト
ランジスタＴＲ１がオン状態になるように制御バイアス
端子ＶＡの電圧を設定し、他のトランジスタＴＲ２，Ｔ
Ｒ３，ＴＲ４，ＴＲ５がオフ状態になるように制御バイ
アス端子ＶＢ，ＶＣ，ＶＤ，ＶＥの電圧を設定する。こ
の場合は、直列共振回路に接続されるトランジスタＴＲ
６がオン状態になるので、信号通過経路と接地間の直列
共振回路のキャパシタＣ１とインダクタＬ１を適当な値
に設定することにより、目的の周波数の信号を直列共振
回路により接地でき、他の周波数の信号に影響を与える
ことなく目的の周波数の信号強度を大きく減衰させるこ
とができる。

【０００６】例えば、このスイッチ回路をＧＳＭ／ＤＣ
Ｓ／ＰＣＳのトライバンド携帯端末に使用した場合、Ｇ
ＳＭの送信周波数帯域である０．８８ＧＨｚ〜０．９１
５ＧＨｚの信号を信号端子Ｂに入力した際に、上記のバ
イアス設定条件を満足させ、キャパシタＣ１とインダク
タＬ１の共振周波数が１．８ＧＨｚになるようにそれら
の値を選択することで、信号端子Ａから出力される信号
にはＧＳＭ送信信号の不要波成分である第２高調波成分
を大きく減衰させることができる。

【０００７】図７に当該例のスイッチ回路の周波数特性
を示した。この特性によると、ＧＳＭの信号の第２高調
波帯域である１．７６ＨＧｚ〜１．８３ＧＨｚで信号強
度を５ｄＢ以上抑えることが可能である一方、ＧＳＭの
送信帯域における挿入損失の増大はほとんど無いことが
わかる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上記のようなスイッチ
回路において、信号端子Ａと信号端子Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆの
いずれかとを接続する場合には、直列共振回路に接続さ
れるトランジスタＴＲ６がオフ状態になるため、直列共
振回路が切り離されることになるが、実際にはトランジ
スタＴＲ６がオフ状態になったとき、トランジスタＴＲ
６のドレイン・ソース間に容量Ｃoffが発生するため、
トランジスタＴＲ６がオフ状態になるようにそのゲート
に電圧を印加した場合においても、容量Ｃoff、直列共
振回路のキャパシタＣ１、インダクタＬ１、およびその
他の寄生成分により、不必要な周波数で共振現象が生じ
てしまい、キャパシタＣ１、インダクタＬ１の定数の選
び方や回路形式によっては、使用する周波数での信号レ
ベルを大きく損なうという問題点がある。

【０００９】例えば、ＧＳＭ／ＤＣＳ／ＰＣＳのトライ
バンド携帯端末にこのようなスイッチ回路を使用した場
合、直列共振回路につながるトランジスタＴＲ６をオフ
状態にしても、図８に示すように、２ＧＨｚ付近に不必
要な共振が発生してしまう。その結果、ＰＣＳの周波数
帯域である１．９ＧＨｚ〜２ＧＨｚ付近で挿入損失の増
加がみられ、スイッチ回路としての特性を大きく損な
う。

【００１０】本発明は以上のような点に鑑みてなされた
もので、その目的は、使用する周波数がどのような組合
せであっても、使用周波数帯域での挿入損失の増大なし
に不要周波数成分を除去できるようにしたスイッチ回路
を提供することである。

【００１１】

【課題を解決するための手段】請求項１にかかる発明
は、１つの共通入出力信号端子と、複数の入出力信号端
子と、該複数の入出力信号端子のうちの選択された１つ
と前記共通入出力信号端子とを導通させるトランジスタ
群と、第１のキャパシタと第１のインダクタからなる直
列共振回路と、前記複数の入出力信号端子のうちの特定
の１つが前記共通入出力信号端子と導通するとき前記共
通入出力信号端子と接地間に前記直列共振回路を接続す
るトランジスタと、該トランジスタに並列接続された第
２のインダクタとを具備することを特徴とするスイッチ
回路とした。

【００１２】請求項２にかかる発明は、請求項１にかか
る発明において、前記第２のインダクタに並列接続した
第２のキャパシタを具備することを特徴とするスイッチ
回路とした。

【００１３】

【発明の実施の形態】［第１の実施形態］図１は第１の
実施形態のスイッチ回路を示す図である。Ａ，Ｂ，Ｃ，
Ｄ，Ｅ，Ｆは入出力信号端子であり、そのうちＡはアン
テナに接続される共通の入出力信号端子である。ＴＲ
１，ＴＲ２，ＴＲ３，ＴＲ４，ＴＲ５，ＴＲ６はスイッ
チ用ＦＥＴトランジスタ、ＶＡ，ＶＢ，ＶＣ，ＶＤ，Ｖ
Ｅは制御バイアス端子、ＲＧはゲート抵抗である。Ｃ１
はキャパシタ、Ｌ１はインダクタである。キャパシタＣ
１とインダクタＬ１は直列共振回路を構成し、両方共に
スイッチ回路内に、どちらか一方のみがスイッチ回路内
に、両方共にスイッチ回路外に存在しても良い。Ｌ２は
トランジスタＴＲ６のドレイン・ソース間に接続された
インダクタである。

【００１４】キャパシタＣ１とインダクタＬ１の値は、
減衰させたい周波数が直列共振周波数になるように決め
る。その減衰させたい信号の周波数をｆ１とすると、 ｆ１＝１／[２π√（Ｌ１・Ｃ１）] となるようにインダクタＬ１とキャパシタＣ１の値の組
み合わせを決定する。また、トランジスタＴＲ６に並列
に接続されるインダクタＬ２の値は、トランジスタＴＲ
６をオフ状態にした時にドレイン・ソース間で発生する
容量Ｃoffと並列共振させた時の共振周波数が上記の直
列共振回路に影響させたくない周波数ｆ２になるように
設定する。つまりインダクタＬ２は、 ｆ２＝１／[２π√（Ｌ２・Ｃoff）] の関係式を満たす値に設定する。

【００１５】図１において、信号端子Ｂから入力された
信号を信号端子Ａから取り出す場合は、トランジスタＴ
Ｒ１がオン状態になるように制御バイアス端子ＶＡの電
圧を設定し、他のトランジスタＴＲ２，ＴＲ３，ＴＲ
４，ＴＲ５がオフ状態になるように制御バイアス端子Ｖ
Ｂ，ＶＣ，ＶＤ，ＶＥの電圧を設定する。この場合には
制御バイアスＶＡに印加された電圧がトランジスタＴＲ
６のゲートにも同時に印加されるため、トランジスタＴ
Ｒ６も同時にオン状態になる。このときのトランジスタ
ＴＲ６のドレイン・ソース間は近似的に低抵抗で表せる
ため、トランジスタＴＲ６に並列に接続したインダクタ
Ｌ２の影響は見えなくなる。そのため、キャパシタＣ１
とインダクタＬ１の値によってきまる周波数ｆ１の信号
は接地され、その周波数ｆ１の信号が信号端子Ａに現れ
ることはない。

【００１６】一方、信号端子Ｂ以外の信号端子と信号端
子Ａの通過経路を使用する場合にはトランジスタＴＲ１
がオフ状態になるようにバイアスが印加されるため、ト
ランジスタＴＲ１と共通の制御バイアス端子ＶＡを持つ
トランジスタＴＲ６も同時にオフ状態になり、トランジ
スタＴＲ６のドレイン・ソース間には容量Ｃoffが生
じ、トランジスタＴＲ６と並列に接続されたインダクタ
Ｌ２と並列共振回路を形成する。そのため容量Ｃoffと
インダクタＬ２で決定される周波数ｆ２においては信号
端子Ａから直列共振回路をみたインピーダンスが無限大
になり、キャパシタＣ１とインダクタＬ１で構成される
直列共振回路の影響を完全に除去する事ができる。

【００１７】例えば、ＧＳＭ／ＤＣＳ／ＰＣＳのトライ
バンド携帯端末に使用した場合、先に示したようなＧＳ
Ｍの送信周波数通過時にＧＳＭの第２高調波を抑制する
ようにキャパシタＣ１とインダクタＬ１を決定した従来
回路では、ＧＳＭ送信信号を使用しない、つまりトラン
ジスタＴＲ６をオフ状態の状態で使用する場合にも関わ
らず、図８に示したように２．０７ＧＨｚに不必要な共
振が発生してしまい、その影響を受けＰＣＳ周波数帯域
である１．９ＧＨｚ〜２ＧＨｚで挿入損失が増大してし
まう問題があった。

【００１８】これに対し、本実施形態のスイッチ回路を
用いた場合、図２に示すように２．０７ＧＨｚに存在し
た不要な共振が抑制補償され、その共振周波数が１．５
６ＧＨｚと２．１４ＧＨｚに大きくずれることにより、
ＤＣＳ，ＰＣＳの使用周波数である１．７１ＧＨｚ〜
１．９９ＧＨｚにおいて挿入損失の改善を行なう事がで
き、特にＰＣＳの帯域である１．９９ＧＨｚでは従来回
路に比ベ０．３２ｄＢも挿入損失が改善できる。

【００１９】このように本実施形態では、ＧＳＭ受信周
波数帯域、ＤＣＳ周波数帯域、ＰＣＳ周波数帯域の各帯
域において通過特性への共振の影響が除去されるため、
ＧＳＭ／ＤＣＳ／ＰＣＳトライバンド携帯端末のスイッ
チ回路として十分な挿入損失特性が得られる。一方、Ｇ
ＳＭの送信信号を使用する場合、つまりトランジスタＴ
Ｒ６をオン状態にした場合にはインダクタＬ２の影響は
全く無くなり、スイッチ回路の通過周波数特性は従来の
スイッチ回路と同様に図７に示した特性となり、設計通
りに１．８ＧＨｚの直列共振周波数が得られ、ＧＳＭの
第２高調波成分を抑制することができる。

【００２０】なお、本実施形態ではＧＳＭ／ＤＣＳ／Ｐ
ＣＳのトライバンド携帯端末用のスイッチ回路を例に説
明したが、使用形態に関わらず直列共振回路をトランジ
スタでオン状態／オフ状態とするようなスイッチ回路全
般に適用することができる。また、本実施形態ではＳＰ
５Ｔスイッチ回路にトランジスタＴＲ６、インダクタＬ
２、インダクタＬ１、キャパシタＣ１を付加した形にな
っているが、ＳＰ５Ｔスイッチ回路は一般にＳＰｎＴ
（ｎは２以上の自然数）の場合に置き換える事ができ
る。

【００２１】また、扱う信号強度が大きい場合、１個の
トランジスタＴＲ６に代えて複数のトランジスタを直列
に接続した形式を一般的に用いるが、本実施形態ではイ
ンダクタＬ２を接続するトランジスタは複数のトランジ
スタのうち、どのトランジスタに接続しても良い。図３
にトランジスタＴＲ６に代えて４個のトランジスタＴＲ
６Ａ，ＴＲ６Ｂ，ＴＲ６Ｃ，ＴＲ６Ｄを接続した構成を
示した。この図４の回路ではトランジスタＴＲ６Ｃのド
レイン・ソース間にインダクタＬ２が接続されている
が、インダクタＬ２が接続されるトランジスタはトラン
ジスタＴＲ６Ａ、ＴＲ６Ｂ，ＴＲ６Ｃ，ＴＲ６Ｄのいず
れであっても良い。

【００２２】［第２の実施形態］図４は第２の実施形態
のスイッチ回路を示す図である。この第２の実施形態で
は、第１の実施形態である図１のスイッチ回路のトラン
ジスタＴＲ６のドレイン・ソース間のインダクタＬ２に
加えて、キャパシタＣ２も並列に接続している。この結
果、並列共振周波数はインダクタＬ２の値のみならずキ
ャパシタＣ２の値によっても調整可能となるため、共振
周波数選択の自由度が広がり、それと共に並列共振回路
自身の特性を任意に変えることができる。

【００２３】本実施形態ではＳＰ５Ｔスイッチ回路に、
トランジスタＴＲ６と並列共振用のインダクタＬ２とキ
ャパシタＣ２、直列共振回路用のインダクタＬ１とキャ
パシタＣ１を付加した形になっているが、ＳＰ５Ｔスイ
ッチ回路は一般にＳＰｎＴ（ｎは２以上の自然数）の場
合に置き換える事ができる。

【００２４】また、扱う信号強度が大きい場合、１個の
トランジスタＴＲ６に代えて複数のトランジスタを直列
に接続した形式を一般的に用いるが、本実施形態ではイ
ンダクタＬ２とキャパシタＣ２を接続するトランジスタ
は複数のトランジスタのうち、どのトランジスタに接続
しても良い。図５にトランジスタＴＲ６に代えて４個の
トランジスタＴＲ６Ａ，ＴＲ６Ｂ，ＴＲ６Ｃ，ＴＲ６Ｄ
を接続した構成を示した。この図５の回路ではトランジ
スタＴＲ６Ｃのドレイン・ソース間にインダクタＬ２と
キャパシタＣ２が接続されているが、インダクタＬ２と
キャパシタＣ２が接続されるトランジスタはトランジス
タＴＲ６Ａ、ＴＲ６Ｂ，ＴＲ６Ｃ，ＴＲ６Ｄのいずれで
あっても良い。

【００２５】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
直列共振回路とその直列共振回路につながるトランジス
タを用いて特定の周波数成分を除去するとき、そのトラ
ンジスタのオフ状態時に現れる不要な共振を補償するこ
とができ、使用する周波数がどのような組み合わせであ
っても使用周波数帯での挿入損失の増大なしに不要周波
数成分を除去することが可能となる利点がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 第１の実施形態のスイッチ回路の回路図であ
る。

【図２】 第１の実施形態のトランジスタＴＲ６のオフ
状態時の挿入損失特性図である。

【図３】 第１の実施形態の変形例のスイッチ回路の一
部の回路図である。

【図４】 第２の実施形態のスイッチ回路の回路図であ
る。

【図５】 第２の実施形態の変形例のスイッチ回路の一
部の回路図である。

【図６】 従来のスイッチ回路の回路図である。

【図７】 図６のスイッチ回路のトランジスタＴＲ６の
オン状態時の挿入損失特性図である。

【図８】 図６のスイッチ回路のトランジスタＴＲ６の
オフ状態時の挿入損失特性図である。

【符号の説明】

Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ：入出力信号端子 ＶＡ，ＶＢ，ＶＣ，ＶＤ，ＶＥ：制御バイアス端子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J055 AX05 AX22 BX06 CX03 DX23 DX25 DX44 DX52 DX81 EY01 EY05 EY10 EY21 EZ00 EZ14 FX05 FX12 FX27 FX37 GX01 GX06 5K062 AA09 AB07 AC01 AE05 BA02 BB03 BB09

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】１つの共通入出力信号端子と、複数の入出
   力信号端子と、該複数の入出力信号端子のうちの選択さ
   れた１つと前記共通入出力信号端子とを導通させるトラ
   ンジスタ群と、第１のキャパシタと第１のインダクタか
   らなる直列共振回路と、前記複数の入出力信号端子のう
   ちの特定の１つが前記共通入出力信号端子と導通すると
   き前記共通入出力信号端子と接地間に前記直列共振回路
   を接続するトランジスタと、該トランジスタに並列接続
   した第２のインダクタとを具備することを特徴とするス
   イッチ回路。
2. 【請求項２】請求項１において、 前記第２のインダクタに並列接続した第２のキャパシタ
   を具備することを特徴とするスイッチ回路。