JP2003295138A - 光変調器制御装置およびそれを用いた光送信装置ならびに光変調器の制御方法および制御プログラム記録媒体 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】簡易な構成により、ＭＺ型光変調器の入力信号
の振幅に拘らず、ＭＺ型光変調器の動作点ドリフトに対
応して最適の動作点を保持するように補償し、ＭＺ型光
変調器から安定な光信号を出力し、出力消光比の劣化を
防止する。 【解決手段】二値のデジタル入力信号に応じた駆動電圧
を発生する駆動回路33,34 と、入力信号よりも周波数が
十分に低い低周波信号を発生する発振器35と、低周波信
号を重畳した直流バイアス電圧および駆動電圧が与えら
れ、駆動電圧に応じて入力光を変調し、入力信号を光信
号に変換するＭＺ型光変調器32と、光信号を入力信号の
高周波成分のみを平均化した電気信号に変換し、低周波
信号成分を取り出すとともに低周波信号と乗算し、乗算
出力信号の直流成分を取り出す回路41,42,43,44 と、取
り出された直流成分が最大になるように直流バイアス電
圧を制御する回路45,46 とを具備する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、光変調器制御装置
およびそれを用いた光送信装置ならびに光変調器の制御
方法およびそれに使用する制御プログラム記録媒体に係
り、特に電気／光変換器として使用されるマッハツェン
ダ型光変調器（以下、ＭＺ変調器と記す）から出力され
る光信号を安定化する制御技術に関するもので、例えば
長距離高速光ファイバー通信ネットワークに使用される
ものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の高速光ファイバーを用いた光通信
システムにおける光送信装置の変調方式としては、変調
入力に合わせて半導体レーザの駆動電流に強弱をつける
ことにより、電気−光変換を行う直接変調方式がある。
しかし、この直接変調方式は、伝送速度が速くなるにつ
れて、出力光信号の波長変動（チャーピング）の影響や
光ファイバー内の分散により、長距離伝送が困難になっ
た。

【０００３】そこで、原理的に波長変動を起こさない外
部変調器であるＭＺ変調器が使用されるようになってき
ている。また、ＭＺ変調器を使用した光送信装置では、
光通信システムが常時安定な動作をするように、温度変
動、経時変化等に対する送信出力（光信号）の安定化が
必要となる。

【０００４】図１は、ＭＺ変調器の入力電気信号の振幅
に対応して変化する駆動電圧と出力光信号の関係（光透
過特性）一例を示す。ここでは、入力信号が二値のデジ
タル信号であるものとして説明する。

【０００５】図１において、光透過率が最大値（ピー
ク）の時の駆動電圧と光透過率が最小値（零）の時の駆
動電圧との差をＶπ、光透過率が最大値と最小値の中間
値で傾きが正である点をＱＵＡＤ点、このＱＵＡＤ点に
対する駆動電圧をＱＵＡＤ電圧Ｖquadと呼ぶものとす
る。

【０００６】また、入力信号の各論理値に対応したＭＺ
変調器の駆動電圧をＶ0 、Ｖ1 、これらの中間値（Ｖ0
＋Ｖ1 ）／２をバイアス電圧Ｖb （ＭＺ変調器の動作
点）と呼ぶものとする。

【０００７】図１中、光透過特性ＡはＭＺ変調器の動作
点が最適（入力信号と光透過特性との関係が最適）な場
合を示し、その場合の出力光信号をＡ´に示している。

【０００８】このようにＭＺ変調器の光透過率が最小、
最大となる駆動電圧Ｖ0 、Ｖ1 でＭＺ変調器を駆動する
ことにより、効率的な光変調を行うことができ、消光比
の高い光信号を送信することができる。この時、Ｖ1 と
Ｖ0 の差はＶπに等しく、Ｖb はＶquadに等しいという
関係がある。

【０００９】一方、ＭＺ変調器は、印加される直流バイ
アス電圧、環境温度、経時変化などにより、光透過特性
にＤＣドリフトと呼ばれる変化（動作点ドリフト）を生
じ、出力光信号が劣化する原因になる場合がある。

【００１０】図１中、ＢおよびＢ´は、ＡおよびＡ´に
示した初期状態からＤＣドリフトを生じた場合の光透過
特性および出力光信号を示している。つまり、ＤＣドリ
フトは、光透過特性が図１中の横軸方向にずれる現象で
ある。

【００１１】ＤＣドリフトを生じた場合に、駆動電圧が
初期状態と同じであったとすると、出力光信号Ｂ´の波
形もその消光比も劣化するので、ＤＣドリフトを補償す
る必要がある。即ち、ＤＣドリフトを生じた場合には、
そのドリフト量を駆動電圧変化量と考え、その電圧変化
量ΔＶb だけ駆動電圧Ｖ0 、Ｖ1 それぞれの値を変化さ
せることにより、ＤＣドリフトに対して補償を行う必要
がある。この補償は、バイアス電圧Ｖb をΔＶb だけ変
化させることにより等価的に実現できる。

【００１２】上記したＭＺ変調器のＤＣドリフトを補償
して安定に動作させる従来の制御方式は、例えば特開平
3-251815公報「外部変調器の制御方式」に開示されてお
り、例えば図１４に示すように構成されている。

【００１３】この制御方式の原理は、まず、低周波重畳
手段141 で規準周波数を持つ低周波信号（規準信号）を
入力信号に重畳（規準信号で入力信号を振幅変調）し、
その出力信号を駆動回路142 を介してＭＺ変調器143 に
入力する。

【００１４】ＭＺ変調器143 は、駆動回路142 から与え
られる信号により半導体レーザ144の出射光を変調して
光信号に変換して出力する。この光信号の一部が分岐さ
れて入力する低周波信号検出手段145 では、モニター用
のフォトダイオードで電気信号に変換する。この電気信
号には規準信号の周波数成分が含まれており、この規準
信号の周波数成分は、ＭＺ変調器143 の動作点ドリフト
の方向によって位相が180 °異なる。この周波数成分を
含む信号を規準信号と乗算し、同期検波を行うと、動作
点ドリフトの方向に応じた正負の直流成分（誤差信号）
を検出することができる。そこで、この直流成分が零に
なるように、制御手段146 でＭＺ変調器143 の動作点を
制御することによって動作点を最適に保持することがで
きる。この場合、ドリフト補償の動作が比較的に速いと
いう特長がある。

【００１５】なお、動作点ドリフトが無い場合には、Ｍ
Ｚ変調器143 から出力される光信号は、規準周波数の２
倍の周波数で振幅変調された光信号となり、規準信号の
周波数成分が含まれないので、この場合には直流成分が
検出されない。

【００１６】しかし、上記したような従来の制御方式
は、高周波の入力信号に低周波の正弦波信号を重畳する
ように変調した駆動信号でＭＺ変調器143 を駆動するの
で、この駆動信号の最大振幅まで線形的にゲインを変化
できるダイナミックレンジの広い駆動回路（可変利得ア
ンプ）142 が必要不可欠となる。このような広いダイナ
ミックレンジを持つ高出力かつ高速の可変利得アンプ
は、技術的に実現が困難であり、高価である。

【００１７】また、入力信号の各論理値に対応したＭＺ
変調器143 の駆動電圧Ｖ0 、Ｖ1 の差が、光透過率が最
大値の時の駆動電圧と光透過率が最小値の時の駆動電圧
との差Ｖπに等しい場合（Ｖb がＶquadに等しい、つま
り、ＭＺ変調器143 の動作点が最適である場合）でない
と、制御動作が正しく行われない。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】上記したように従来の
ＭＺ型光変調器の制御方式は、入力信号変調用のダイナ
ミックレンジの広い高価な可変利得アンプが必要不可欠
となるという問題があった。また、ＭＺ変調器の駆動電
圧Ｖ0 、Ｖ1 の差がＶπと等しくなければ制御動作が正
しく行われないという問題があった。

【００１９】本発明は上記の問題点を解決すべくなされ
たもので、入力信号変調用のダイナミックレンジの広い
高価な可変利得アンプを必要としない簡易な構成によ
り、ＭＺ型光変調器の駆動電圧Ｖ0 、Ｖ1 の差がＶπに
等しいか否かに拘らず、ＭＺ型光変調器の動作点ドリフ
トを補償し得る光変調器制御装置およびそれを用いた光
送信装置ならびに光変調器の制御方法およびプログラム
記録媒体を提供することを目的とする。

【００２０】

【課題を解決するための手段】本発明に係る第１の光変
調器制御装置は、二値のデジタル信号である入力信号に
応じた駆動電圧を発生する駆動回路と、前記入力信号よ
りも周波数が十分に低い低周波信号を発生する低周波発
振器と、前記低周波信号を重畳した直流バイアス電圧お
よび前記駆動電圧が与えられ、前記駆動電圧に応じて入
力光を変調し、前記入力信号を光信号に変換するマッハ
ツェンダ型光変調器と、前記マッハツェンダ型光変調器
から出力される光信号を前記入力信号の高周波成分のみ
を平均化した電気信号に変換し、前記平均化した電気信
号から前記低周波信号の周波数成分を取り出すとともに
前記低周波発振器から出力する低周波信号と乗算し、乗
算出力信号の直流成分を取り出す低周波信号検出手段
と、前記低周波信号検出手段で取り出された直流成分が
最大になるように前記直流バイアス電圧を制御する制御
手段とを具備することを特徴とする。

【００２１】本発明に係る第２の光変調器制御装置は、
二値のデジタル信号である入力信号に応じた駆動電圧を
発生する駆動回路と、前記入力信号よりも周波数が十分
に低い第１の低周波信号および第２の低周波信号をそれ
ぞれ発生する第１の低周波発振器および第２の低周波発
振器と、前記第１の低周波信号および第２の低周波信号
を重畳した直流バイアス電圧および前記駆動電圧が与え
られ、前記駆動電圧に応じて入力光を変調し、前記入力
信号を光信号に変換するマッハツェンダ型光変調器と、
前記マッハツェンダ型光変調器から出力される光信号を
前記入力信号の高周波成分のみを平均化した信号に変換
し、前記平均化した信号から前記第１の低周波信号およ
び第２の低周波信号の周波数成分を取り出し、前記第１
の低周波発振器から出力する第１の低周波信号と乗算
し、乗算出力信号の直流成分および前記第２の低周波信
号の周波数成分を取り出す第１の低周波信号検出手段
と、前記第１の低周波信号検出手段から出力される信号
に含まれる前記第２の低周波信号の周波数成分を検出
し、前記第２の低周波発振器から出力する第２の低周波
信号の位相と比較して前記マッハツェンダ型光変調器の
動作点ドリフト方向を検出する第２の低周波信号検出手
段と、前記第２の低周波信号検出手段により検出された
マッハツェンダ型光変調器の動作点ドリフト方向に応じ
て前記マッハツェンダ型光変調器の動作点をドリフト方
向と同方向に制御し、前記第１の低周波信号検出手段で
取り出された直流成分が最大になるように前記直流バイ
アス電圧を制御する制御手段とを具備することを特徴と
する。

【００２２】本発明に係る第３の光変調器制御装置は、
二値のデジタル信号である入力信号に応じた駆動電圧を
発生する駆動回路と、前記駆動電圧および直流バイアス
電圧が与えられ、前記駆動電圧に応じて入力光を変調
し、前記入力信号を光信号に変換するマッハツェンダ型
光変調器と、前記マッハツェンダ型光変調器から出力さ
れる光信号の時間平均を表わす平均光出力レベルを検出
する光検出手段と、前記入力信号の振幅を入力信号より
も十分に低い周波数で二値的に変化させるための制御信
号を生成する機能を含み、前記入力信号の振幅を二値的
に変化させる前後で前記光検出手段により検出された平
均光出力レベルの差し、この検出結果に基づいて前記直
流バイアス電圧を制御する制御手段とを具備することを
特徴とする。

【００２３】本発明に係る光送信装置は、本発明に係る
光変調器制御装置と、前記マッハツェンダ型光変調器の
入力光を出射する光源と、前記マッハツェンダ型光変調
器から出力される光信号を光通信ファイバーに送信する
手段とを具備することを特徴とする。

【００２４】本発明に係る第１の光変調器の制御方法
は、二値のデジタル信号である入力信号に応じた駆動電
圧とともに入力信号よりも周波数が十分に低い低周波信
号を重畳した直流バイアス電圧をマッハツェンダ型光変
調器に与えることによって入力光を駆動電圧に応じて変
調して入力信号を光信号に変換する第１のステップと、
前記マッハツェンダ型光変調器から出力される光信号を
入力信号の高周波成分のみを平均化した電気信号に変換
し、平均化した電気信号から低周波信号の周波数成分を
取り出すとともに前記直流バイアス電圧に重畳した低周
波信号と乗算してその直流成分を取り出す第２のステッ
プと、前記第２のステップにより取り出された直流成分
が最大になるように前記直流バイアス電圧を制御する第
３のステップとを具備することを特徴とする。

【００２５】本発明に係る第２の光変調器の制御方法
は、二値のデジタル信号である入力信号に応じた駆動電
圧とともに入力信号よりも周波数が十分に低い第１の低
周波信号および第２の低周波信号を重畳した直流バイア
ス電圧をマッハツェンダ型光変調器に与えることによっ
て入力光を駆動電圧に応じて変調して入力信号を光信号
に変換する第１のステップと、前記マッハツェンダ型光
変調器から出力される光信号を入力信号の高周波成分の
みを平均化した電気信号に変換し、平均化した電気信号
から第１の低周波信号および第２の低周波信号の周波数
成分を取り出し、前記直流バイアス電圧に重畳した第１
の低周波信号と乗算してその直流成分および第２の低周
波信号の周波数成分を取り出す第２のステップと、前記
第２のステップにより取り出された第２の低周波信号の
周波数成分を検出し、前記直流バイアス電圧に重畳した
第２の低周波信号と乗算してその直流成分を取り出し、
この直流成分の極性から前記マッハツェンダ型光変調器
の動作点ドリフト方向を検出するす第３のステップと、
前記第３のステップにより検出された前記マッハツェン
ダ型光変調器の動作点ドリフト方向に応じて前記マッハ
ツェンダ型光変調器の動作点をドリフト方向と同方向に
制御し、前記第２のステップにより取り出された直流成
分が最大になるように前記直流バイアス電圧を制御する
第４のステップとを具備することを特徴とする。

【００２６】本発明に係る第３の光変調器の制御方法
は、二値のデジタル信号である入力信号に応じた駆動電
圧とともに直流バイアス電圧をマッハツェンダ型光変調
器に与えることによって入力光を駆動電圧に応じて変調
して入力信号を光信号に変換し、入力信号の振幅を二値
的に変化させる前後での光変調器の光信号出力平均パワ
ーの差に基づいて直流バイアス電圧を制御することを特
徴とする。

【００２７】本発明に係る光変調器の制御プログラム記
録媒体は、マイクロコントロールユニットに対して、光
変調器の入力信号の振幅を二値的に変化させる前後での
光変調器の光信号出力平均パワーの差に基づいて前記光
変調器の直流バイアス電圧を制御させるためのプログラ
ムを記録したことを特徴とする。

【００２８】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。

【００２９】＜第１の実施形態＞図２は、本発明の第１
の実施形態に係る光ファイバー通信用の光変調器制御装
置を用いた光送信装置を示すブロック図である。なお、
光変調器制御装置の回路部分は、例えば複数個の半導体
装置からなるマルチチップモジュールにより構成され
る。

【００３０】図２において、駆動回路22は入力信号（電
気信号）の振幅に応じて変化する駆動電圧を発生するも
のである。ＭＺ変調器23は、駆動電圧に応じて光源21の
出射光を変調し、電気−光変換を行うものであり、図１
に示したような光透過特性を有する。低周波発振器24
は、所定周波数（入力信号よりも周波数が十分に低い）
の低周波信号を出力するものである。

【００３１】低周波信号検出手段25は、ＭＺ変調器23の
光出力を入力信号の高周波成分のみを平均化した信号に
光電変換し、その平均化した電気信号から低周波信号の
周波数成分を取り出す。そして、低周波信号の周波数成
分の振幅に比例する直流電圧に変換し、その直流電圧が
ピーク値になる位置（ピーク位置）を検出するものであ
る。上記ピーク位置では、ＭＺ変調器23の動作点ドリフ
ト後の最適の動作点となる。

【００３２】制御手段26は、動作点ドリフト後の最適の
動作点（新しいＱＵＡＤ点）でＭＺ変調器23が動作でき
るように制御する制御信号を駆動回路22に送出する。本
実施形態では、ＭＺ光変調器23の動作点を決める直流バ
イアス電圧に対して、低周波発振器24から与えられる低
周波信号を加算する。この場合、ＭＺ変調器23の光出力
の平均パワーはバイアス電圧によって変わるので、バイ
アス電圧に低周波信号を加算すると、ＭＺ光変調器23の
光出力を入力信号の高周波成分のみを平均化した電気信
号からその低周波信号の周波数成分を取り出すことが可
能となる。

【００３３】そこで、低周波信号検出手段25は、ＭＺ光
変調器23の光出力から低周波信号の周波数成分を取り出
し、その取り出された信号を低周波発振器24から出力さ
れる低周波信号と乗算し、低域通過フィルタを通すこと
により直流電圧のみを残すことができる。この直流電圧
の値は、低周波信号の周波数成分の振幅に比例する。ま
た、動作点がＱＵＡＤ点にある時（動作点ドリフトが無
い時）に低周波信号の周波数成分の振幅が最大になるの
で、その時、直流電圧が最大の値になる。

【００３４】したがって、動作点ドリフトに応じて動作
点ドリフト後の最適の動作点で動作するように、ＭＺ光
変調器23のバイアス電圧を変化させるような制御信号を
制御手段26が駆動回路22に送出することにより、ＭＺ変
調器23から安定な光信号を送信することができる。

【００３５】図３は、図２の具体的な構成例を示してい
る。

【００３６】図３において、光源31である半導体レーザ
の出射光はＭＺ変調器32に与えられる。入力信号は、所
定の信号レベルを得る駆動アンプ33およびコンデンサ34
を順に介してＭＺ変調器32の一方の変調入力端子に入力
される。ＭＺ変調器32の他方の変調入力端子と接地ノー
ドとの間には、バイアスティ37および終端抵抗器38が直
列に接続されている。

【００３７】一方、低周波発振器35から出力する所定周
波数ｆ1 の低周波信号は加算器36の一方の入力端子に入
力される。この加算器36の出力信号は前記バイアスティ
37に入力される。

【００３８】なお、前記駆動アンプ33、コンデンサ34、
加算器36、バイアスティ37および終端抵抗器38は、図２
中の駆動回路22に相当する。

【００３９】ＭＺ変調器32は、光源31の出射光を上記駆
動回路22から与えられる信号によって変調することによ
り、光信号に変換して出力する。この光信号は光分岐回
路39により一部が分岐され、この分岐された光信号は、
光−電気変換用のフォトダイオード40に入力されて電気
信号に変換される。

【００４０】このように変換された電気信号は、前記低
周波発振器35の出力周波数ｆ1 の成分を選択増幅する帯
域増幅器41およびコンデンサ42を順に介して乗算器43の
一方の入力端子に入力される。乗算器43の他方の入力端
子には低周波発振器35から出力する低周波信号が入力さ
れる。乗算器43の２つの入力信号は乗算され、前記周波
数ｆ1 以下の信号を通過させる低域通過フィルタ44を経
ることにより直流成分だけが残される。この直流電圧
は、光出力レベルに含まれた低周波信号の周波数成分の
振幅に比例する。なお、動作点がＱＵＡＤ点にある時
（動作点ドリフトが無い時）には、その低周波信号の成
分の振幅が最大になるので、直流成分が最大値となる。

【００４１】上記光分岐回路39、フォトダイオード40、
帯域増幅器41、コンデンサ42、乗算器43および低域通過
フィルタ44は、図２中の低周波信号検出手段25に相当す
る。

【００４２】この低周波信号検出手段25の出力信号は、
試行錯誤方式等でピーク位置の値を求めるためのピーク
位置検出回路45に制御され、制御電圧に変換される。こ
の制御電圧は、差動アンプ46の一方の入力端子に入力さ
れる。差動アンプ46の他方の入力端子は、接地ノードに
接続される。差動アンプ46の出力は、加算器36の他方の
入力端子に入力される。なお、ピーク位置検出回路45お
よび差動アンプ46は、図２中の制御手段26に相当する。

【００４３】なお、ピーク位置検出回路45は、例えばデ
ジタル回路を用いて実現することができ、特にメモリー
を持つプログラミング可能なマイクロコントロールユニ
ットを使用すれば簡易に実現することができる。

【００４４】図４は、図２中のＭＺ変調器32から出力さ
れる光信号の平均パワーのバイアス電圧依存性を示す図
である。

【００４５】図４に示すように、ＭＺ変調器32の動作点
を決めるバイアス電圧を変えることにより、ＭＺ変調器
32の光出力の平均パワーが周期的に変化する。ＭＺ変調
器32の動作点がＱＵＡＤ点にある時に、ＭＺ変調器32の
光出力の平均パワーが最大値と最小値との真中となる。
さらに、ＭＺ変調器32のバイアス電圧も、光出力の平均
パワーが最大の時のバイアス電圧と最小時のバイアス電
圧の真中となる。

【００４６】なお、図４は平均パワーを示しており、駆
動電圧Ｖ0 とＶ1 の差がＶπと等しくない場合に光出力
の平均パワーの絶対値が異なっても、グラフの位置関係
は全く影響されない。

【００４７】図５は、図２中の低周波信号検出手段25お
よび制御手段26の動作を説明するために示す図である。

【００４８】ＭＺ光変調器23のバイアス電圧に低周波信
号を加算した時のＭＺ変調器23の光出力を、低周波信号
検出手段25で入力信号の高周波成分のみを平均化した電
気信号に変換し、その平均化した電気信号から低周波信
号の周波数成分を取り出している。

【００４９】バイアス電圧がＱＵＡＤ点にある時に低周
波信号の周波数成分の振幅が最大になる。また、動作点
がＶπの半分ドリフトした場合、図４に示したように動
作点が光出力の平均パワーのピーク点にあり、低周波信
号の周波数成分はｆ1 の２倍の周波数２・ｆ1 を持つ成
分となる。

【００５０】図６は、図３の回路の動作を説明するため
に示す特性図である。

【００５１】帯域増幅器41およびコンデンサ42から出力
する低周波信号の成分を低周波発振器35から出力される
低周波信号と乗算器43で乗算し、低周波信号の周波数成
分の振幅に比例した直流電圧を低域通過フィルタ44から
取り出している。

【００５２】動作点ドリフトが無い場合、バイアス電圧
がＱＵＡＤ点にあり、低周波信号の周波数成分ｆ1 の振
幅が最大となるので、直流電圧がピーク値となる。一
方、動作点がＶπの半分ドリフトした場合は、ｆ1 の周
波数成分が無いので、直流電圧が零になる。

【００５３】したがって、直流電圧がピーク値になる位
置を検出するピーク位置検出回路45を使うことにより、
動作点ドリフト後の最適の動作点を探すことができる。
なお、図６に示した特性図から分るように、ピーク位置
の左右は対称であるので、ピーク位置検出回路45の最初
の動作は試行錯誤となる。この場合、メモリーを持つプ
ログラミングできるようなマイクロコントロールユニッ
トを使用すれば、より簡易に実現することができる。

【００５４】上記した第１の実施形態の光変調器制御装
置およびそれを用いた光送信装置ならびに光変調器の制
御方法によれば、二値のデジタル信号である入力信号に
応じた駆動電圧とともに低周波信号を重畳した直流バイ
アス電圧をＭＺ型光変調器に与えることによって入力光
を駆動電圧に応じて変調して入力信号を光信号に変換
し、ＭＺ型光変調器から出力される光信号を入力信号の
高周波成分のみを平均化した電気信号に変換し、平均化
した電気信号から低周波信号の周波数成分を取り出すと
ともに直流バイアス電圧に重畳した低周波信号と乗算し
てその直流成分を取り出し、この直流成分が最大になる
ように直流バイアス電圧を最適値に制御することを特徴
とするものである。

【００５５】これにより、ＭＺ型光変調器に印加される
直流バイアス電圧、環境温度、経時変化などによるＭＺ
変調器の動作点ドリフトに応じて、ＭＺ変調器の動作点
ドリフトを補償して最適の動作点で動作できるように制
御し、動作点ドリフトに伴う出力光信号の消光比の劣化
を防止することができる。この場合、入力信号変調用の
ダイナミックレンジの広い高価な可変利得アンプを必要
とせず、簡易化、小型化が容易になる構成により、ＭＺ
型光変調器の駆動電圧Ｖ0 、Ｖ1 の差がＶπに等しいか
否かに拘らず、ＭＺ型光変調器の動作点ドリフトを補償
することができる。

【００５６】＜第２の実施形態＞図７は、本発明の第２
の実施形態に係る光ファイバー通信用の光送信装置を示
すブロック図である。

【００５７】第２の実施形態の光送信装置は、第１の実
施形態の光送信装置では低周波信号検出手段25で取り出
された直流電圧がピーク値になる位置を検出する際に試
行錯誤を必要とした点を改善し、試行錯誤を使用せずに
動作点ドリフトの方向を区別できるようにしたものであ
る。

【００５８】図７に示す光送信装置は、図２を参照して
前述した光送信装置と比べて、（１）図２中の低周波発
振器24に代えて第１の低周波発振器74および第２の低周
波発振器75が設けられている点、（２）図２中の低周波
信号検出手段25に代えて第１の低周波信号検出手段76が
設けられており、さらに、第２の低周波信号検出手段77
が設けられている点が異なり、その他の構成は同じであ
るので同じ名称を付している。

【００５９】即ち、図７において、71は光源、72は入力
信号に応じた駆動電圧を発生する駆動回路、73は前記駆
動電圧に応じて前記光源71の出射光を変調し、前記入力
信号を光信号に変換するＭＺ変調器、74および75は入力
信号よりも周波数が十分に低く、互いに互いに周波数が
異なる第１の低周波信号および第２の低周波信号をそれ
ぞれ出力し、前記駆動回路72に送出する第１の低周波発
振器（低周波発振器１）および第２の低周波発振器（低
周波発振器２）である。本例では、前記第２の低周波発
振器75の出力周波数ｆ2 が第１の低周波発振器74の出力
周波数ｆ1 よりも少し低いものとする。

【００６０】76は、前記ＭＺ変調器73から出力される光
信号を前記入力信号の高周波成分のみを平均化した電気
信号に変換し、前記平均化した電気信号から前記第１の
低周波信号および第２の低周波信号の周波数成分を取り
出し、前記第１の低周波発振器74から出力する第１の低
周波信号と乗算し、乗算出力信号の直流成分および前記
第２の低周波信号の周波数成分を取り出す第１の低周波
信号検出手段（低周波信号検出手段１）である。

【００６１】77は、前記第１の低周波信号検出手段76か
ら出力される信号に含まれる前記第２の低周波信号の周
波数成分を検出し、前記第２の低周波発振器75から出力
する第２の低周波信号の位相と比較して前記ＭＺ変調器
73の動作点ドリフト方向を検出する第２の低周波信号検
出手段（低周波信号検出手段２）である。

【００６２】78は、前記ＭＺ変調器73の動作点ドリフト
方向に応じて、前記ＭＺ変調器73の動作点をドリフト方
向と同方向に制御するための制御信号を前記駆動回路72
に送出する制御手段である。

【００６３】本実施形態では、駆動回路72に対して、第
１の低周波発振器74からの第１の低周波信号だけでな
く、それより周波数が低い第２の低周波信号も入力され
る。第１の実施形態と同様に、ＭＺ変調器73の光出力の
平均パワーはバイアス電圧によって変わるので、バイア
ス電圧に第１の低周波信号と第２の低周波信号を加算す
ることにより、ＭＺ光変調器73の光出力を入力信号の高
周波成分のみを平均化した電気信号から低周波信号の周
波数成分を取り出すことが可能となる。

【００６４】第１の低周波信号検出手段76は、第１の実
施形態と同様に、ＭＺ変調器73の光出力から低周波信号
の周波数成分を取り出し、第１の低周波信号の周波数成
分を直流電圧に変換するが、第１の低周波より周波数が
低い第２の低周波信号の周波数成分はそのまま残る。

【００６５】このように残った第２の低周波信号の周波
数成分を第２の低周波信号検出手段77で検出し、第２の
低周波発振器75から出力する第２の低周波信号の位相と
比較して動作点ドリフト方向を検出する。本実施形態で
は、制御手段78は、動作点ドリフト方向と同じ方向に駆
動電圧が変化するように制御するための制御信号を駆動
回路72に送出する。

【００６６】図８は、図７の具体的な構成例を示してい
る。

【００６７】図８中、81は光源である半導体レーザ、82
はＭＺ変調器、83は駆動アンプ、84はコンデンサ、85は
第１の低周波発振器、86は加算器、87は第２の低周波発
振器、88は第３の乗算器、89はバイアスティ、90は終端
抵抗、91は光分岐回路、92はフォトダイオード、93は帯
域増幅器、94はコンデンサ、95は第１の乗算器、96は第
１の低域通過フィルタ、97はコンデンサ、98は第２の乗
算器、99は第２の低域通過フィルタ、100 は差動アンプ
である。

【００６８】図８に示す光送信装置は、図３を参照して
前述した光送信装置と比べて、次の点（１）〜（２）が
異なり、その他は同じであるので同じ名称を付してい
る。

【００６９】（１）ピーク位置検出回路45が省略されて
おり、第２の低周波発振器87、第３の乗算器88、コンデ
ンサ97、第２の乗算器98および第２の低域通過フィルタ
99が追加されており、加算器36に代えて、入力端子が３
つの加算器86が使用されている。

【００７０】第１の低周波発振器85、第２の低周波発振
器87からそれぞれ対応して出力する所定周波数ｆ1 、ｆ
2 の低周波信号は、第３の乗算器88の各入力端子に入力
され、その乗算出力信号は加算器86の１つの入力端子
（追加された入力端子）に入力される。

【００７１】（２）帯域増幅器93は、ｆ1 −ｆ2 からｆ
1 までの周波数帯域を選択増幅するものである。第１の
低域通過フィルタ96は、周波数ｆ1 以下の信号を通過さ
せるものであり、第２の低域通過フィルタ99は、周波数
ｆ2 以下の信号を通過させるものである。

【００７２】なお、図８中、光分岐回路91、フォトダイ
オード92、帯域増幅器93、コンデンサ94、第１の乗算器
95および第１の低域通過フィルタ96は、図７中の第１の
低周波信号検出手段76に相当する。また、コンデンサ9
7、第２の乗算器98および第２の低域通過フィルタ99
は、図７中の第２の低周波信号検出手段77に相当する。

【００７３】図８の光送信装置の動作は、前述した第１
の実施形態に係る図３の光送信装置の動作と基本的には
同様であるが、若干異なる。

【００７４】即ち、ＭＺ変調器82から出力される光信号
は、低周波信号（ｆ1 、ｆ1 −ｆ2、ｆ1 ＋ｆ2 ）の周
波数成分が含まれる。上記ｆ1 −ｆ2 、ｆ1 ＋ｆ2 の周
波数成分は、周波数ｆ1 とｆ2 の低周波信号を乗算する
ことによって生成される周波数成分である。

【００７５】ＭＺ変調器82から出力される光信号は、光
分岐回路91により一部が分岐して取り出され、フォトダ
イオード92に入力されて電気信号に変換される。このよ
うに変換された電気信号は、帯域増幅器93でｆ1 −ｆ2
からｆ1 までの周波数帯域が選択増幅され、さらにコン
デンサ94を介して第１の乗算器95の一方の入力端子に入
力する。この第１の乗算器95の他方の入力端子には第１
の低周波発振器85から出力する周波数ｆ1 の低周波信号
が入力する。

【００７６】第１の乗算器95の乗算出力信号は、第１の
低域通過フィルタ96を経ることにより直流電圧と周波数
ｆ2 の低周波信号成分しか残らないことになる。この
際、前述したように、ｆ2 はｆ1 より少し低いことによ
り、ｆ1 −ｆ2 の周波数成分はｆ1 の周波数成分より周
期が数倍長いので、ｆ1 −ｆ2 の周波数成分を無視し、
第１の乗算器95の動作は図５に示したように考えればよ
い。

【００７７】前記第１の低域通過フィルタ96の出力信号
はコンデンサ97を経て第２の乗算器98の一方の入力端子
に入力され、第２の低周波発振器87の出力信号が第２の
乗算器98の他方の入力端子に入力される。第２の乗算器
98は、これらの２つの入力信号の位相差に応じた信号を
出力し、この出力信号は、所定周波数ｆ2 以下の信号を
通過させる第２の低域通過フィルタ99を経て差動アンプ
100 の一方の入力端子に入力される。

【００７８】図９は、図８中の回路の動作を説明するた
めに示す図である。

【００７９】図９に示すように、バイアス電圧がＱＵＡ
Ｄ点にある時に動作点が直流電圧のピーク点にあり、第
１の低域通過フィルタ96の出力中に直流電圧と一緒に残
った低周波の周波数成分はｆ2 の２倍の周波数２・ｆ2
を持つことになる。

【００８０】したがって、この周波数成分は、第１の低
域通過フィルタ96の出力信号と第２の低周波発振器87の
出力信号とを乗算して第２の低域通過フィルタ99を経る
ことによって零となる。

【００８１】なお、ｆ2 をｆ1 の半分より高い周波数に
設定する場合、ｆ2 の２倍の周波数を持つ成分は第２の
低域通過フィルタ99を通らないので、動作点ドリフトが
無い時にはｆ1 、ｆ2 のいずれの成分も第２の低域通過
フィルタ99からの出力は零になる。

【００８２】一方、動作点ドリフトが生じた場合には、
第１の低域通過フィルタ96の出力中に残留した低周波ｆ
2 の成分と第２の低周波発振器87から出力する低周波信
号との位相差は、動作点ドリフトの方向に応じて180 °
異なる値となる。したがって、第２の低域通過フィルタ
99の出力には、周波数ｆ2 成分と第２の低周波発振器87
が出力する低周波信号との位相差に応じた信号が得られ
る。

【００８３】このような動作点ドリフトに応じた信号が
入力する差動アンプ100 は、加算回路86に入力する電圧
を制御してＭＺ変調器82に入力するバイアス電圧を制御
し、動作点ドリフトを補償したＭＺ変調器82の最適の動
作点を保持する。

【００８４】なお、加算器86に第３の乗算器88の乗算出
力信号を加える理由は、次の通りである。

【００８５】第１の乗算器95の一方の入力信号は帯域増
幅器93で選択されたｆ1 −ｆ2 からｆ1 までの周波数帯
域の低周波信号であり、その周波数ｆinは（ｆ1 、ｆ1
−ｆ2 ）であり、第１の乗算器95の他方の入力信号の周
波数はｆ1 である。これにより、第１の乗算器95の乗算
出力信号の周波数ｆout1は、ｆ1 −ｆinおよびｆ1 ＋ｆ
inになる。

【００８６】ここで、ｆ1 −ｆinは、 ｆ1 −ｆ1 ＝０ …（１） ｆ1 −（ｆ1 −ｆ2 ）＝ｆ2 …（２） であり、ｆ1 ＋ｆinは、 ｆ1 ＋ｆ1 ＝２ｆ1 …（３） ｆ1 ＋（ｆ1 −ｆ2 ）＝２ｆ1 −ｆ2 …（４） である。この第１の乗算器95の乗算出力信号が第１の低
域通過フィルタ96を経ることにより直流電圧と周波数ｆ
2 の低周波信号成分しか残らなくなる。

【００８７】上記したような動作を得るためには、第１
の乗算器95の一方の入力信号の周波数ｆinは帯域増幅器
93で選択されたｆ1 −ｆ2 からｆ1 までの周波数帯域の
低周波信号（ｆ1 、ｆ1 −ｆ2 ）にしなければならな
い。そうするために、第３の乗算器88の乗算出力信号
（周波数ｆout3はｆ1 −ｆ2 およびｆ1 ＋ｆ2 ）を加算
器86に加え、ＭＺ変調器82から出力される光信号の低周
波信号の周波数成分（ｆ1、ｆ1 −ｆ2 、ｆ1 ＋ｆ2 ）
のうちのｆ1 −ｆ2 からｆ1 までの周波数帯域の低周波
信号を帯域増幅器93で選択している。

【００８８】＜第３の実施形態＞図１０は、本発明の第
３の実施形態に係る光ファイバー通信用の光送信装置を
示すブロック図である。

【００８９】図１０において、光源である半導体レーザ
10からの出射光は外部変調器であるＭＺ型変調器11に入
力される。一方、入力信号は、制御入力に応じて出力電
圧の振幅Ｖppを変化させることが可能な出力可変アンプ
101 によって増幅され、この出力可変アンプ101 の出力
電圧に応じて前記半導体レーザ10からの出力光をＭＺ型
変調器11で変調する。

【００９０】ＭＺ型変調器11の出力光は、光分岐器12に
より二分岐され、一方は光信号として出力され、もう一
方は光信号モニタ用のフォトダイオード13に入力され
る。このフォトダイオード13は、入力した光信号を光パ
ワーに比例した電流に変換する。電流／電圧変換アンプ
14は、フォトダイオード13の出力電流を電圧に変換して
光出力モニタ電圧Ｖavを出力する。フォトダイオード13
と電流／電圧変換アンプ14は、ＭＺ型変調器11の光出力
パワーの時間平均値Ｐavを検出するものであり、往々に
して高価となる高速な応答特性は必要としない。

【００９１】上記電流／電圧変換アンプ14の出力電圧Ｖ
avは、制御部102 に送出される。この制御部102 は、本
実施例においては、ＭＣＵ（マイクロコントロールユニ
ット）16とＡ／Ｄコンバータ15、Ｄ／Ａコンバータ17,1
8 で構成され、入力された電圧値ＶavをＡ／Ｄコンバー
タ15でデジタル信号に変換した後、例えばＭＣＵが内蔵
するメモリ領域に記憶する。

【００９２】また、制御部102 は、出力可変アンプ101
の出力振幅を制御するためのＶpp制御信号を生成し、Ｄ
／Ａコンバータ18によりアナログ信号に変換して出力可
変アンプ101 に送出する。さらに、制御部102 は、Ｖav
に基づいてバイアス制御信号を生成し、Ｄ／Ａコンバー
タ17によりアナログ信号に変換して差動アンプ19に送出
する。上記バイアス制御信号は、差動アンプ19により増
幅され、バイアス回路20を介してＭＺ型変調器11の直流
バイアス電圧Ｖb として印加される。

【００９３】図１１は、図１０に示したＭＺ型変調器11
の駆動電圧の振幅を変動させた場合の入力信号とその出
力光信号の関係を示す特性図である。

【００９４】図１２は、図１０に示したＭＺ型変調器11
の直流バイアス電圧Ｖb と平均パワー出力の差ΔＰavの
関係を示す特性図である。

【００９５】以下、図１０に示したＭＺ型変調器11の制
御方法の動作原理について、図１１および図１２を参照
して説明する。

【００９６】図１１中、ＡおよびＡ´は、出力可変アン
プ101 の出力振幅ＶppがＶπに等しい場合の駆動電圧波
形および出力光信号波形を示している。また、Ｂおよび
Ｂ´は、出力可変アンプ101 の出力振幅ＶppをＶπより
微小量ΔＶ（ΔＶ＞０）だけ大きくした場合の入力電圧
波形および出力光信号波形を示している。

【００９７】また、ＭＺ型変調器11の駆動電圧の振幅Ｖ
ppがＶπの時の出力光信号パワーの時間平均値をＰav1
とし、ＶppをＶπ＋ΔＶとした時の出力光信号パワーの
時間平均値をＰav2とし、その差（Ｐav2−Ｐav1）をΔ
Ｐavとして示している。

【００９８】図１２において、平均パワーの差ΔＰav＝
０になるバイアス電圧Ｖboptは、ＭＺ型変調器11の光透
過特性と入力信号が光変調器の入力として最適な関係に
ある場合のバイアス値であり、前記ＱＵＡＤ電圧Ｖquad
に一致する。

【００９９】ＭＺ型変調器11のＤＣドリフトによって、
図１に示したようにＭＺ型変調器11の光透過特性が初期
の最適な状態から左方向（負方向）にずれ、Ｖb がＶqu
adに対して正側に位置してしまった場合は、ΔＰav＜０
になる。上記とは逆に、ＭＺ型変調器11の光透過特性が
初期の最適な状態から右方向（正方向）にずれ、Ｖbが
Ｖquadに対して負側に位置してしまった場合は、ΔＰav
＞０になる。

【０１００】従って、Ｖppを変化させる前後での平均パ
ワーの差ΔＰavを検出し、その値が零となるようにバイ
アス電圧Ｖb を制御すれば、Ｖb を最適バイアス電圧で
あるＶquadに一致させることが可能になる。

【０１０１】図１３は、図１０に示した光変調器制御装
置における制御手段による制御手順の一例を示すフロー
チャートである。この制御は、本発明に係る記録媒体に
記録された制御プログラムを例えばマイクロコントロー
ルユニットに書き込み、この制御プログラムによってマ
イクロコントロールユニットを実行させることによって
実現される。

【０１０２】次に、図１０乃至図１３を参照しながら、
制御手順の一例を説明する。

【０１０３】（１）第１のステップS501において、Ｖb
を０Ｖに初期設定する。

【０１０４】（２）第２のステップS502において、Δ
Ｖ、Ｖπ、ΔＶb など制御に必要な定数を外部メモリか
ら読み込む。

【０１０５】（３）第３のステップS503において、出力
可変アンプ101 の出力振幅ＶppをＶπに設定する。

【０１０６】（４）第４のステップS504において、光出
力パワーの時間平均値（実際は電圧値Ｖav）を参照し、
Ｐav1としてＭＣＵ16に内蔵されるメモリ領域等に格納
する。

【０１０７】（５）第５のステップS505において、出力
可変アンプ101 の出力振幅ＶppをＶπ＋ΔＶに設定す
る。

【０１０８】（６）第６のステップS506において、光出
力パワーの時間平均値（実際は電圧値Ｖav）を参照し、
Ｐav2としてＭＣＵ16に内蔵されるメモリ領域等に格納
する。

【０１０９】（７）第７のステップS507において、ΔＰ
av＝Ｐav2−Ｐav1の値を計算し、その値（条件）によっ
て分岐する。

【０１１０】（８―１）ΔＰavが許容誤差ε（正値）よ
りも大きい時には、Ｖb を増加させ、Ｖb ＋ΔＶb ×Δ
Ｐavに設定する（第８のステップS508）。ここで、ΔＶ
b ＞０である。即ち、ΔＰavが大きいほどＶb を大きく
増加させる。

【０１１１】（８−２）ΔＰavが許容誤差−εよりも小
さい時には、Ｖb を減少させ、Ｖb −ΔＶb ×ΔＰavに
設定する（第８のステップS509）。即ち、ΔＰavが大き
いほどＶb を大きく減少させる。

【０１１２】（８−３）ΔＰavがε以下、−ε以上の時
には、Ｖb が最適動作点にあるとみなし、バイアス電圧
の値は変更せずに（第８のステップS510）、制御をＴ1
秒間待機(Wait)する（第９のステップS511）。

【０１１３】（９）第３のステップS503に戻り、（３）
〜（８）の制御を繰り返し行う。

【０１１４】以上述べた制御手順により、周囲温度変化
や経時変化によってＭＺ型変調器11の光透過特性が変化
しても、常に最適な動作を維持することができる。

【０１１５】即ち、上記した第３の実施形態の光変調器
制御装置およびそれを用いた光送信装置ならびに光変調
器の制御方法によれば、二値のデジタル信号である入力
信号に応じた駆動電圧とともに直流バイアス電圧をＭＺ
型光変調器11に与えることによって入力光を駆動電圧に
応じて変調して入力信号を光信号に変換し、入力信号の
振幅を二値的に変化させる前後での光変調器の光信号出
力平均パワーの差に基づいて直流バイアス電圧を制御す
ることを特徴とするものである。

【０１１６】これにより、ＭＺ型光変調器11に印加され
る直流バイアス電圧、環境温度、経時変化などによるＭ
Ｚ型変調器11の動作点ドリフトに応じて、ＭＺ型変調器
11の動作点ドリフトを補償して最適の動作点で動作でき
るように制御し、動作点ドリフトに伴う出力光信号の消
光比の劣化を防止することができる。

【０１１７】この場合、出力可変アンプ101 は、例えば
駆動電流の大きさを少し変化させるだけで出力信号の振
幅を二値的に変化させることが可能であり、従来例のよ
うに正弦波で入力信号を振幅変調するためのダイナミッ
クレンジの広い高価な可変利得アンプを必要とせず、簡
易化、小型化が容易になる。しかも、同期検波を行わな
いので、この点でも回路構成が簡単になり、部品点数が
少なくなり、小型化が容易になる。

【０１１８】また、第１の実施形態および第２の実施形
態と同様に、ＭＺ型光変調器11の駆動電圧Ｖ0 、Ｖ1 の
差がＶπに等しいか否かに拘らず、ＭＺ型光変調器11の
動作点ドリフトを補償することができる。

【０１１９】

【発明の効果】上述したように本発明によれば、入力信
号変調用のダイナミックレンジの広い高価な可変利得ア
ンプを必要としない簡易な構成により、ＭＺ型光変調器
の入力信号の振幅に拘らず、周囲温度や経時変化などに
よるＭＺ型光変調器の動作点ドリフトに対応して最適の
動作点を保持するように補償し、ＭＺ型光変調器から安
定な光信号を出力し、出力消光比の劣化を防止すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】ＭＺ型変調器の入力電気信号と出力光信号の関
係（光透過特性）の一例を示す図。

【図２】本発明の第１の実施形態に係る光ファイバー通
信用の光変調器制御装置を用いた光送信装置を示すブロ
ック図。

【図３】図２の具体的な構成例を示す図。

【図４】図２中のＭＺ変調器から出力される光信号の平
均パワーのバイアス電圧依存性を示す図。

【図５】図２中の低周波信号検出手段および制御手段の
動作を説明するために光出力から取り出される低周波信
号の周波数成分を示す図。

【図６】図３中の回路の動作を説明するために低周波信
号と乗算した結果の直流電圧を示す図。

【図７】本発明の第２の実施形態に係る光ファイバー通
信用の光送信装置を示すブロック図。

【図８】図７の具体的な構成例を示す図。

【図９】図８中の回路の動作を説明するために第１の低
周波信号検出手段により検出された直流電圧と一緒に残
った第２の低周波信号の周波数成分を示す図。

【図１０】本発明の第３の実施形態に係る光ファイバー
通信用の光送信装置を示すブロック図。

【図１１】図１０に示したＭＺ型変調器の制御方法の動
作原理を説明するためにＭＺ型変調器の駆動電圧の振幅
を変動させた場合の入力信号と出力光信号との関係を示
す特性図。

【図１２】図１０に示したＭＺ型変調器の制御方法の動
作原理を説明するためにＭＺ型変調器の直流バイアス電
圧と平均パワー出力の差の関係を示す特性図。

【図１３】図１０の光変調器制御装置の制御手段による
制御手順の一例を示すフローチャート。

【図１４】ＭＺ変調器のＤＣドリフトを補償して安定に
動作させる従来の制御方式の一例を示すブロック図。

【符号の説明】

31…半導体レーザ（光源）、 32…ＭＺ型変調器（マッハツェンダ型光変調器）、 33…駆動アンプ（駆動回路の一部）、 34…コンデンサ（駆動回路の一部）、 35…低周波発振器、 36…加算器、 37…バイアスティ、 38…終端抵抗、 39…光分岐回路、 40…モニター用のフォトダイオード（低周波信号検出手
段の一部）、 41…帯域増幅器（低周波信号検出手段の一部）、 42…コンデンサ（低周波信号検出手段の一部）、 43…乗算器（低周波信号検出手段の一部）、 44…低域通過フィルタ（低周波信号検出手段の一部）、 45…ピーク位置検出回路（制御手段の一部、例えばＭＣ
Ｕ）、 46…差動アンプ（制御手段の一部）。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 タッティー・カイム 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１番地 株 式会社東芝マイクロエレクトロニクスセン ター内 (72)発明者 我妻 浩幸 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１番地 株 式会社東芝マイクロエレクトロニクスセン ター内 (72)発明者 菅原 満 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１番地 株 式会社東芝マイクロエレクトロニクスセン ター内 (72)発明者 谷越 貞夫 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１番地 株 式会社東芝マイクロエレクトロニクスセン ター内 Ｆターム(参考） 2H079 AA02 AA12 BA01 EA05 FA01 FA03 HA23

Claims (16)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 二値のデジタル信号である入力信号に応
   じた駆動電圧を発生する駆動回路と、 前記入力信号よりも周波数が十分に低い低周波信号を発
   生する低周波発振器と、 前記低周波信号を重畳した直流バイアス電圧および前記
   駆動電圧が与えられ、前記駆動電圧に応じて入力光を変
   調し、前記入力信号を光信号に変換するマッハツェンダ
   型光変調器と、 前記マッハツェンダ型光変調器から出力される光信号を
   前記入力信号の高周波成分のみを平均化した電気信号に
   変換し、前記平均化した電気信号から前記低周波信号の
   周波数成分を取り出すとともに前記低周波発振器から出
   力する低周波信号と乗算し、乗算出力信号の直流成分を
   取り出す低周波信号検出手段と、 前記低周波信号検出手段で取り出された直流成分が最大
   になるように前記直流バイアス電圧を制御する制御手段
   とを具備することを特徴とする光変調器制御装置。
2. 【請求項２】 前記制御手段はマイクロコントロールユ
   ニットが用いられることを特徴とする請求項１記載の光
   変調器制御装置。
3. 【請求項３】 前記低周波発振器および前記低周波信号
   検出手段の一部にマイクロコントロールユニットが用い
   られることを特徴とする請求項２記載の光変調器制御装
   置。
4. 【請求項４】 二値のデジタル信号である入力信号に応
   じた駆動電圧を発生する駆動回路と、 前記入力信号よりも周波数が十分に低い第１の低周波信
   号および第２の低周波信号をそれぞれ発生する第１の低
   周波発振器および第２の低周波発振器と、 前記第１の低周波信号および第２の低周波信号を重畳し
   た直流バイアス電圧および前記駆動電圧が与えられ、前
   記駆動電圧に応じて入力光を変調し、前記入力信号を光
   信号に変換するマッハツェンダ型光変調器と、 前記マッハツェンダ型光変調器から出力される光信号を
   前記入力信号の高周波成分のみを平均化した信号に変換
   し、前記平均化した信号から前記第１の低周波信号およ
   び第２の低周波信号の周波数成分を取り出し、前記第１
   の低周波発振器から出力する第１の低周波信号と乗算
   し、乗算出力信号の直流成分および前記第２の低周波信
   号の周波数成分を取り出す第１の低周波信号検出手段
   と、 前記第１の低周波信号検出手段から出力される信号に含
   まれる前記第２の低周波信号の周波数成分を検出し、前
   記第２の低周波発振器から出力する第２の低周波信号の
   位相と比較して前記マッハツェンダ型光変調器の動作点
   ドリフト方向を検出する第２の低周波信号検出手段と、 前記第２の低周波信号検出手段により検出されたマッハ
   ツェンダ型光変調器の動作点ドリフト方向に応じて前記
   マッハツェンダ型光変調器の動作点をドリフト方向と同
   方向に制御し、動作点ドリフトを補償するように前記直
   流バイアス電圧を制御する制御手段とを具備することを
   特徴とする光変調器制御装置。
5. 【請求項５】 前記制御手段はマイクロコントロールユ
   ニットが用いられることを特徴とする請求項４記載の光
   変調器制御装置。
6. 【請求項６】 前記第１の低周波発振器および第２の低
   周波発振器の少なくとも一方と前記第１の低周波信号検
   出手段および第２の低周波信号検出手段の少なくとも一
   方の一部がマイクロコントロールユニットであることを
   特徴とする請求項５記載の光変調器制御装置。
7. 【請求項７】 二値のデジタル信号である入力信号に応
   じた駆動電圧を発生する出力可変駆動回路と、 前記駆動電圧および直流バイアス電圧が与えられ、前記
   駆動電圧に応じて入力光を変調し、前記入力信号を光信
   号に変換するマッハツェンダ型光変調器と、 前記マッハツェンダ型光変調器から出力される光信号の
   時間平均を表わす平均光出力レベルを検出する光検出手
   段と、 前記出力可変駆動回路の出力振幅を入力信号よりも十分
   に低い周波数で二値的に変化させるための制御信号を生
   成する機能を含み、前記入力信号の振幅を二値的に変化
   させる前後で前記光検出手段により検出された平均光出
   力レベルの差を検出し、この検出結果に基づいて前記直
   流バイアス電圧を制御する制御手段とを具備することを
   特徴とする光変調器制御装置。
8. 【請求項８】 前記制御手段はマイクロコントロールユ
   ニットが用いられることを特徴とする請求項７記載の光
   変調器制御装置。
9. 【請求項９】 前記制御手段は、 前記直流バイアス電圧Ｖb を０Ｖに初期設定する第１の
   制御手段と、 制御に必要な定数を外部メモリから読み込む第２の制御
   手段と、 前記出力可変駆動回路の出力振幅ＶppをＶπに設定する
   第３の制御手段と、 第３の制御手段による制御後の光出力パワーの時間平均
   値を参照し、第１の平均光出力パワーＰav1としてマイ
   クロコントロールユニットに内蔵されるメモリ領域等に
   格納する第４の制御手段と、 前記出力可変駆動回路の出力振幅ＶppをＶπ＋ΔＶに設
   定する第５の制御手段と、 第５の制御手段による制御後の光出力パワーの時間平均
   値を参照し、第２の平均光出力パワーＰav2としてマイ
   クロコントロールユニットに内蔵されるメモリ領域等に
   格納する第６の制御手段と、 前記２つの平均光出力パワーの差ΔＰav（＝Ｐav2−Ｐa
   v1）の値を計算し、その値によって条件分岐する第７の
   制御手段と、 前記ΔＰavが許容誤差ε（正値）よりも大きい時には、
   Ｖb を増加させ、Ｖb＋ΔＶb （ΔＶb ＞０）に設定す
   るように制御し、前記ΔＰavが許容誤差−εよりも小さ
   い時には、Ｖb を減少させ、Ｖb −ΔＶb に設定するよ
   うに制御し、前記ΔＰavがε以下、−ε以上の時には、
   Ｖb が最適動作点にあるとみなし、バイアス電圧Ｖb の
   値は変更せずに、制御を所定時間待機する第８の制御手
   段と、 前記第８の制御手段による制御の後に前記第３の制御手
   段による制御から第８の制御手段による制御を繰り返し
   行う手段とを具備することを特徴とする請求項８記載の
   光変調器制御装置。
10. 【請求項１０】 請求項１乃至９のいずれか１項に記載
    の光変調器制御装置と、 前記マッハツェンダ型光変調器の入力光を出射する光源
    と、 前記マッハツェンダ型光変調器から出力される光信号を
    光通信ファイバーに送信する手段とを具備することを特
    徴とする光送信装置。
11. 【請求項１１】 二値のデジタル信号である入力信号に
    応じた駆動電圧とともに入力信号よりも周波数が十分に
    低い低周波信号を重畳した直流バイアス電圧をマッハツ
    ェンダ型光変調器に与えることによって入力光を駆動電
    圧に応じて変調して入力信号を光信号に変換する第１の
    ステップと、 前記マッハツェンダ型光変調器から出力される光信号を
    入力信号の高周波成分のみを平均化した電気信号に変換
    し、平均化した電気信号から低周波信号の周波数成分を
    取り出すとともに前記直流バイアス電圧に重畳した低周
    波信号と乗算してその直流成分を取り出す第２のステッ
    プと、 前記第２のステップにより取り出された直流成分が最大
    になるように前記直流バイアス電圧を制御する第３のス
    テップとを具備することを特徴とする光変調器の制御方
    法。
12. 【請求項１２】 二値のデジタル信号である入力信号に
    応じた駆動電圧とともに入力信号よりも周波数が十分に
    低い第１の低周波信号および第２の低周波信号を重畳し
    た直流バイアス電圧をマッハツェンダ型光変調器に与え
    ることによって入力光を駆動電圧に応じて変調して入力
    信号を光信号に変換する第１のステップと、 前記マッハツェンダ型光変調器から出力される光信号を
    入力信号の高周波成分のみを平均化した電気信号に変換
    し、平均化した電気信号から第１の低周波信号および第
    ２の低周波信号の周波数成分を取り出し、前記直流バイ
    アス電圧に重畳した第１の低周波信号と乗算してその直
    流成分および第２の低周波信号の周波数成分を取り出す
    第２のステップと、 前記第２のステップにより取り出された第２の低周波信
    号の周波数成分を検出し、前記直流バイアス電圧に重畳
    した第２の低周波信号と乗算してその直流成分を取り出
    し、この直流成分の極性から前記マッハツェンダ型光変
    調器の動作点ドリフト方向を検出するす第３のステップ
    と、 前記第３のステップにより検出された前記マッハツェン
    ダ型光変調器の動作点ドリフト方向に応じて前記マッハ
    ツェンダ型光変調器の動作点をドリフト方向と同方向に
    制御し、動作点ドリフトを補償するように前記直流バイ
    アス電圧を制御する第４のステップとを具備することを
    特徴とする光変調器の制御方法。
13. 【請求項１３】 二値のデジタル信号である入力信号に
    応じた駆動電圧とともに直流バイアス電圧を光変調器に
    与えることによって入力光を駆動電圧に応じて変調して
    入力信号を光信号に変換し、前記入力信号の振幅を二値
    的に変化させる前後での光変調器の光信号出力平均パワ
    ーの差に基づいて直流バイアス電圧を制御することを特
    徴とする光変調器の制御方法。
14. 【請求項１４】 二値のデジタル信号である入力信号に
    応じた駆動電圧とともに直流バイアス電圧をマッハツェ
    ンダ型光変調器に与えることによって入力光を駆動電圧
    に応じて変調して入力信号を光信号に変換する第１のス
    テップと、 前記マッハツェンダ型光変調器から出力される光信号の
    時間平均を表わす平均光出力パワーを検出する第２のス
    テップと、 前記入力信号の振幅を入力信号よりも十分に低い周波数
    で二値的に変化させるための制御信号を生成する機能を
    含み、前記入力信号の振幅を二値的に変化させる前後で
    前記第２のステップにより検出された平均光出力パワー
    の差を検出し、この検出結果に基づいて前記直流バイア
    ス電圧を制御する第３のステップとを具備することを特
    徴とする請求項１４記載の光変調器の制御方法。
15. 【請求項１５】 マイクロコントロールユニットに対し
    て、光変調器の入力信号の振幅を二値的に変化させる前
    後での光変調器の光信号出力平均パワーの差に基づいて
    前記光変調器の直流バイアス電圧を制御させるためのプ
    ログラムを記録したことを特徴とする光変調器の制御プ
    ログラム記録媒体。
16. 【請求項１６】 マイクロコントロールユニットに対し
    て、 入力信号により駆動されるマッハツェンダ型光変調器か
    ら出力される光信号の時間平均を表わす平均光出力レベ
    ルを検出させる機能と、 前記入力信号の振幅を入力信号よりも十分に低い周波数
    で二値的に変化させるための制御信号を生成させる機能
    と、 前記入力信号の振幅を二値的に変化させる前後で前記検
    出された平均光出力レベルの差を検出させ、この検出結
    果に基づいて前記マッハツェンダ型光変調器の直流バイ
    アス電圧を制御させる機能を実現させるためのプログラ
    ムを記録したことを特徴とする光変調器の制御プログラ
    ム記録媒体。