JP2003109783A - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】電源電圧が変動しても負荷への出力は略一定と
し、かつ負荷の寿命末期時には出力を抑制または停止し
て保護する機能を大幅なコストアップをすることなく実
現する。 【解決手段】交流電源Ｅを直流電圧に変換するＡＣ−Ｄ
Ｃ変換手段１と、その出力電圧を入力して少なくとも一
つのスイッチング要素をオン・オフすることで所定の高
周波電圧に変換して出力するＤＣ−ＡＣ変換手段２と、
ランプ負荷３と、ＤＣ−ＡＣ変換手段２のスイッチング
要素をフィードバック信号により駆動制御して負荷３に
供給する出力状態を制御する制御回路５と、ＡＣ−ＤＣ
変換手段１の出力電圧をモニターする第１の検出回路４
と、負荷電圧をモニターする第２の検出回路７とを有
し、第１の検出回路４と第２の検出回路７の合成出力を
前記フィードバック信号とした。
し、かつ負荷の寿命末期時には出力を抑制または停止し
て保護する機能を大幅なコストアップをすることなく実
現する。 【解決手段】交流電源Ｅを直流電圧に変換するＡＣ−Ｄ
Ｃ変換手段１と、その出力電圧を入力して少なくとも一
つのスイッチング要素をオン・オフすることで所定の高
周波電圧に変換して出力するＤＣ−ＡＣ変換手段２と、
ランプ負荷３と、ＤＣ−ＡＣ変換手段２のスイッチング
要素をフィードバック信号により駆動制御して負荷３に
供給する出力状態を制御する制御回路５と、ＡＣ−ＤＣ
変換手段１の出力電圧をモニターする第１の検出回路４
と、負荷電圧をモニターする第２の検出回路７とを有
し、第１の検出回路４と第２の検出回路７の合成出力を
前記フィードバック信号とした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、商用交流電源を直
流電圧に変換するＡＣ−ＤＣ変換手段と、その出力を高
周波電力に変換するＤＣ−ＡＣ変換手段とを備えた放電
灯点灯装置に関するものである。
流電圧に変換するＡＣ−ＤＣ変換手段と、その出力を高
周波電力に変換するＤＣ−ＡＣ変換手段とを備えた放電
灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】（従来例１）図１８は従来例１の放電灯
点灯装置の回路図である。交流電源Ｅを直流電圧に変換
するＡＣ−ＤＣ変換回路１（整流平滑回路）と、前記Ａ
Ｃ−ＤＣ変換回路１の出力電圧Ｖｓを入力とし、少なく
とも一つのスイッチング要素をオン・オフすることで所
定の高周波電圧に変換して出力するＤＣ−ＡＣ変換回路
２と、ＤＣ−ＡＣ変換回路２の出力を供給されるランプ
負荷３と、前記ＡＣ−ＤＣ変換回路１の出力電圧Ｖｓを
モニターする検出回路４と、検出回路４から出力される
フィードバック信号（図中ＦＢ信号と略記）により前記
ＤＣ−ＡＣ変換回路２のスイッチング素子を駆動制御し
てランプ負荷３に供給する出力状態を制御する制御回路
５とを有する。この放電灯点灯装置では、検出回路４の
出力がフィードバック信号として制御回路５へ入力さ
れ、フィードバック信号が増加傾向の場合は、負荷３へ
供給される出力が減少方向となるようにＤＣ−ＡＣ変換
回路２のスイッチング素子を駆動制御する。逆にフィー
ドバック信号が減少傾向の場合は、負荷３へ供給される
出力が増加方向となるようにＤＣ−ＡＣ変換回路２のス
イッチング素子を駆動制御する。このＤＣ−ＡＣ変換回
路２のスイッチング素子を駆動制御する方法としては、
周波数制御、デューティ制御、周波数制御とデューティ
制御の組み合わせのいずれであってもよい。
点灯装置の回路図である。交流電源Ｅを直流電圧に変換
するＡＣ−ＤＣ変換回路１（整流平滑回路）と、前記Ａ
Ｃ−ＤＣ変換回路１の出力電圧Ｖｓを入力とし、少なく
とも一つのスイッチング要素をオン・オフすることで所
定の高周波電圧に変換して出力するＤＣ−ＡＣ変換回路
２と、ＤＣ−ＡＣ変換回路２の出力を供給されるランプ
負荷３と、前記ＡＣ−ＤＣ変換回路１の出力電圧Ｖｓを
モニターする検出回路４と、検出回路４から出力される
フィードバック信号（図中ＦＢ信号と略記）により前記
ＤＣ−ＡＣ変換回路２のスイッチング素子を駆動制御し
てランプ負荷３に供給する出力状態を制御する制御回路
５とを有する。この放電灯点灯装置では、検出回路４の
出力がフィードバック信号として制御回路５へ入力さ
れ、フィードバック信号が増加傾向の場合は、負荷３へ
供給される出力が減少方向となるようにＤＣ−ＡＣ変換
回路２のスイッチング素子を駆動制御する。逆にフィー
ドバック信号が減少傾向の場合は、負荷３へ供給される
出力が増加方向となるようにＤＣ−ＡＣ変換回路２のス
イッチング素子を駆動制御する。このＤＣ−ＡＣ変換回
路２のスイッチング素子を駆動制御する方法としては、
周波数制御、デューティ制御、周波数制御とデューティ
制御の組み合わせのいずれであってもよい。
【０００３】このように、ＡＣ−ＤＣ変換回路１の出力
電圧Ｖｓをモニターする検出回路４から出力されるフィ
ードバック信号が増減するに従い、負荷３に供給される
出力は逆方向へと制御回路５にて出力制御される。フィ
ードバック信号はＤＣ−ＡＣ変換回路２の入力となる、
ＡＣ−ＤＣ変換回路１の出力電圧Ｖｓをモニターしてお
り、ＡＣ電源電圧の増減と比例関係にある。制御回路５
へ入力されるフィードバック信号量とスイッチング素子
の駆動制御信号の変化量を調整することによりＡＣ電源
電圧の変動に対して負荷３へ供給される出力が略一定と
なるように制御することが可能となる。
電圧Ｖｓをモニターする検出回路４から出力されるフィ
ードバック信号が増減するに従い、負荷３に供給される
出力は逆方向へと制御回路５にて出力制御される。フィ
ードバック信号はＤＣ−ＡＣ変換回路２の入力となる、
ＡＣ−ＤＣ変換回路１の出力電圧Ｖｓをモニターしてお
り、ＡＣ電源電圧の増減と比例関係にある。制御回路５
へ入力されるフィードバック信号量とスイッチング素子
の駆動制御信号の変化量を調整することによりＡＣ電源
電圧の変動に対して負荷３へ供給される出力が略一定と
なるように制御することが可能となる。
【０００４】（従来例２）図１９は従来例２の放電灯点
灯装置の回路図である。交流電源Ｅを直流電圧に変換す
るＡＣ−ＤＣ変換回路１（整流平滑回路）と、前記ＡＣ
−ＤＣ変換回路１の出力電圧を入力とし、少なくとも一
つのスイッチング要素をオン・オフすることで所定の高
周波電圧に変換して出力するＤＣ−ＡＣ変換回路２と、
ＤＣ−ＡＣ変換回路２の出力を供給されるランプ負荷３
と、前記ＡＣ−ＤＣ変換回路１の出力電流（ＤＣ−ＡＣ
変換回路２のスイッチング素子に流れる電流）をモニタ
ーする検出回路４と、検出回路４から出力されるフィー
ドバック信号（図中ＦＢ信号と略記）により前記ＤＣ−
ＡＣ変換回路２のスイッチング素子を駆動制御して負荷
３に供給する出力状態を制御する制御回路５とを有す
る。この放電灯点灯装置では、検出回路４の出力がフィ
ードバック信号として制御回路５へ入力され、フィード
バック信号が増加傾向の場合は、負荷３へ供給される出
力が減少方向となるようにＤＣ−ＡＣ変換回路２のスイ
ッチング素子を駆動制御する。逆にフィードバック信号
が減少傾向の場合は、負荷３へ供給される出力が増加方
向となるようにＤＣ−ＡＣ変換回路２のスイッチング素
子を駆動制御する。このスイッチング素子を駆動制御す
る方法としては、周波数制御、デューティ制御、周波数
制御とデューティ制御の組み合わせのいずれであっても
よい。
灯装置の回路図である。交流電源Ｅを直流電圧に変換す
るＡＣ−ＤＣ変換回路１（整流平滑回路）と、前記ＡＣ
−ＤＣ変換回路１の出力電圧を入力とし、少なくとも一
つのスイッチング要素をオン・オフすることで所定の高
周波電圧に変換して出力するＤＣ−ＡＣ変換回路２と、
ＤＣ−ＡＣ変換回路２の出力を供給されるランプ負荷３
と、前記ＡＣ−ＤＣ変換回路１の出力電流（ＤＣ−ＡＣ
変換回路２のスイッチング素子に流れる電流）をモニタ
ーする検出回路４と、検出回路４から出力されるフィー
ドバック信号（図中ＦＢ信号と略記）により前記ＤＣ−
ＡＣ変換回路２のスイッチング素子を駆動制御して負荷
３に供給する出力状態を制御する制御回路５とを有す
る。この放電灯点灯装置では、検出回路４の出力がフィ
ードバック信号として制御回路５へ入力され、フィード
バック信号が増加傾向の場合は、負荷３へ供給される出
力が減少方向となるようにＤＣ−ＡＣ変換回路２のスイ
ッチング素子を駆動制御する。逆にフィードバック信号
が減少傾向の場合は、負荷３へ供給される出力が増加方
向となるようにＤＣ−ＡＣ変換回路２のスイッチング素
子を駆動制御する。このスイッチング素子を駆動制御す
る方法としては、周波数制御、デューティ制御、周波数
制御とデューティ制御の組み合わせのいずれであっても
よい。
【０００５】このように、検出回路４から出力されるフ
ィードバック信号が増減するに従い、負荷３に供給され
る出力は逆方向へと制御回路５にて出力制御される。制
御回路５へ入力されるフィードバック信号量とスイッチ
ング素子の駆動制御信号の変化量を調整することにより
出力電流を一定にすることでＡＣ電源電圧の変動に対し
て、負荷へ供給される出力が略一定となるように制御す
ることが可能となる。
ィードバック信号が増減するに従い、負荷３に供給され
る出力は逆方向へと制御回路５にて出力制御される。制
御回路５へ入力されるフィードバック信号量とスイッチ
ング素子の駆動制御信号の変化量を調整することにより
出力電流を一定にすることでＡＣ電源電圧の変動に対し
て、負荷へ供給される出力が略一定となるように制御す
ることが可能となる。
【０００６】（従来例３）図２０は従来例３の放電灯点
灯装置の回路図である。交流電源Ｅを直流電圧に変換す
るＡＣ−ＤＣ変換回路１（整流平滑回路）と、前記ＡＣ
−ＤＣ変換回路１の出力電圧を入力とし、少なくとも一
つのスイッチング要素をオン・オフすることで所定の高
周波電圧に変換して出力するＤＣ−ＡＣ変換回路２と、
ＤＣ−ＡＣ変換回路２の出力を供給されるランプ負荷３
と、負荷電圧をモニターする検出回路７と、負荷電圧の
異常により検出回路７から出力される信号により前記Ｄ
Ｃ−ＡＣ変換回路２のスイッチング素子を駆動制御して
負荷３に供給する出力状態を制御する制御回路５とを有
する。この放電灯点灯装置では、負荷である放電灯が寿
命末期時になると負荷電圧が急激に上昇するため、検出
回路７にて負荷電圧をモニターして所定の電圧値以上に
なると、放電灯寿命末期であると認識して制御回路５に
よりＤＣ−ＡＣ変換回路２のスイッチング素子を駆動制
御して出力を抑制又は停止する。従って、放電灯寿命末
期時に起こり得る出力増加による回路破壊や放電灯の異
常発熱等の問題を解決できる。
灯装置の回路図である。交流電源Ｅを直流電圧に変換す
るＡＣ−ＤＣ変換回路１（整流平滑回路）と、前記ＡＣ
−ＤＣ変換回路１の出力電圧を入力とし、少なくとも一
つのスイッチング要素をオン・オフすることで所定の高
周波電圧に変換して出力するＤＣ−ＡＣ変換回路２と、
ＤＣ−ＡＣ変換回路２の出力を供給されるランプ負荷３
と、負荷電圧をモニターする検出回路７と、負荷電圧の
異常により検出回路７から出力される信号により前記Ｄ
Ｃ−ＡＣ変換回路２のスイッチング素子を駆動制御して
負荷３に供給する出力状態を制御する制御回路５とを有
する。この放電灯点灯装置では、負荷である放電灯が寿
命末期時になると負荷電圧が急激に上昇するため、検出
回路７にて負荷電圧をモニターして所定の電圧値以上に
なると、放電灯寿命末期であると認識して制御回路５に
よりＤＣ−ＡＣ変換回路２のスイッチング素子を駆動制
御して出力を抑制又は停止する。従って、放電灯寿命末
期時に起こり得る出力増加による回路破壊や放電灯の異
常発熱等の問題を解決できる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来例１及び２では、
正常点灯時において電源電圧変動に対して負荷へ供給さ
れる出力は略一定にすることができるが、負荷の寿命末
期時の保護が出来ないという問題がある。一方、従来例
３では負荷の寿命末期時の保護をすることはできるが、
正常点灯時において電源電圧変動に対して負荷へ供給さ
れる出力は略一定にすることが出来ないという問題があ
る。
正常点灯時において電源電圧変動に対して負荷へ供給さ
れる出力は略一定にすることができるが、負荷の寿命末
期時の保護が出来ないという問題がある。一方、従来例
３では負荷の寿命末期時の保護をすることはできるが、
正常点灯時において電源電圧変動に対して負荷へ供給さ
れる出力は略一定にすることが出来ないという問題があ
る。
【０００８】そこで、電源電圧変動に対して負荷へ供給
される出力を略一定とする機能と、負荷の寿命末期時の
保護を可能とする機能を有するためには、制御回路によ
りフィードバック信号を受けて出力制御を行う機能とし
て、制御回路により負荷の寿命末期状態を認識して出力
制御を行う機能と、フィードバック信号となるＡＣ−Ｄ
Ｃ変換回路の出力電圧をモニターする検出回路もしくは
出力電流（ＤＣ−ＡＣ変換回路のスイッチング素子に流
れる電流）をモニターする検出回路と、負荷の点灯状態
を判別すべく、負荷電圧をモニターする検出回路が必要
となり、回路規模が大きく、部品点数及び多機能な制御
回路が必要となるためにコストアップせざるを得ないと
いう問題がある。
される出力を略一定とする機能と、負荷の寿命末期時の
保護を可能とする機能を有するためには、制御回路によ
りフィードバック信号を受けて出力制御を行う機能とし
て、制御回路により負荷の寿命末期状態を認識して出力
制御を行う機能と、フィードバック信号となるＡＣ−Ｄ
Ｃ変換回路の出力電圧をモニターする検出回路もしくは
出力電流（ＤＣ−ＡＣ変換回路のスイッチング素子に流
れる電流）をモニターする検出回路と、負荷の点灯状態
を判別すべく、負荷電圧をモニターする検出回路が必要
となり、回路規模が大きく、部品点数及び多機能な制御
回路が必要となるためにコストアップせざるを得ないと
いう問題がある。
【０００９】本発明はこのような問題を解決しようとす
るものであり、電源電圧変動に対して負荷へ供給される
出力は略一定とし、かつ負荷の寿命末期時には出力を抑
制または停止して保護する機能を大幅なコストアップを
することなく実現することを課題とするものである。
るものであり、電源電圧変動に対して負荷へ供給される
出力は略一定とし、かつ負荷の寿命末期時には出力を抑
制または停止して保護する機能を大幅なコストアップを
することなく実現することを課題とするものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、上記の
課題を解決するために、図１に示すように、交流電源Ｅ
を直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣ変換手段１と、前記Ａ
Ｃ−ＤＣ変換手段１の出力電圧を入力とし、少なくとも
一つのスイッチング要素をオン・オフすることで所定の
高周波電圧に変換して出力するＤＣ−ＡＣ変換手段２
と、前記ＤＣ−ＡＣ変換手段２の出力を供給されるラン
プ負荷３と、前記ＤＣ−ＡＣ変換手段２のスイッチング
要素をフィードバック信号により駆動制御して負荷３に
供給する出力状態を制御する制御回路５とを有する放電
灯点灯装置において、前記ＡＣ−ＤＣ変換手段１の出力
電圧をモニターする第１の検出回路４と、負荷電圧をモ
ニターする第２の検出回路７とを有しており、第１の検
出回路４と第２の検出回路７の合成出力を前記フィード
バック信号としたことを特徴とするものである。
課題を解決するために、図１に示すように、交流電源Ｅ
を直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣ変換手段１と、前記Ａ
Ｃ−ＤＣ変換手段１の出力電圧を入力とし、少なくとも
一つのスイッチング要素をオン・オフすることで所定の
高周波電圧に変換して出力するＤＣ−ＡＣ変換手段２
と、前記ＤＣ−ＡＣ変換手段２の出力を供給されるラン
プ負荷３と、前記ＤＣ−ＡＣ変換手段２のスイッチング
要素をフィードバック信号により駆動制御して負荷３に
供給する出力状態を制御する制御回路５とを有する放電
灯点灯装置において、前記ＡＣ−ＤＣ変換手段１の出力
電圧をモニターする第１の検出回路４と、負荷電圧をモ
ニターする第２の検出回路７とを有しており、第１の検
出回路４と第２の検出回路７の合成出力を前記フィード
バック信号としたことを特徴とするものである。
【００１１】
【発明の実施の形態】（実施の形態１）図１は本発明の
実施の形態１の放電灯点灯装置の回路図である。この放
電灯点灯装置は、交流電源Ｅを直流電圧に変換するＡＣ
−ＤＣ変換回路１（整流平滑回路）と、前記ＡＣ−ＤＣ
変換回路１の出力電圧を入力とし、一対のスイッチング
素子Ｑ１およびＱ２を交互にオン・オフすることで所定
の高周波電圧に変換して出力するＤＣ−ＡＣ変換回路２
と、ＤＣ−ＡＣ変換回路２の出力を供給されるランプ負
荷３と、前記ＡＣ−ＤＣ変換回路１の出力電圧をモニタ
ーするＶｓ検出回路４と、負荷電圧をモニターするＶｌ
ａ検出回路７と、Ｖｌａ検出回路７から出力される信号
の大小に応じてオン・オフが切り替わる切替回路９と、
Ｖｓ検出回路４の出力と切替回路９を通過したＶｌａ検
出回路７の出力とを加算する加算回路８と、加算回路８
から出力されるフィードバック信号（図中ＦＢ信号と略
記）により前記ＤＣ−ＡＣ変換回路２のスイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御してランプ負荷３に供給する出
力状態を制御する制御回路５とを有している。
実施の形態１の放電灯点灯装置の回路図である。この放
電灯点灯装置は、交流電源Ｅを直流電圧に変換するＡＣ
−ＤＣ変換回路１（整流平滑回路）と、前記ＡＣ−ＤＣ
変換回路１の出力電圧を入力とし、一対のスイッチング
素子Ｑ１およびＱ２を交互にオン・オフすることで所定
の高周波電圧に変換して出力するＤＣ−ＡＣ変換回路２
と、ＤＣ−ＡＣ変換回路２の出力を供給されるランプ負
荷３と、前記ＡＣ−ＤＣ変換回路１の出力電圧をモニタ
ーするＶｓ検出回路４と、負荷電圧をモニターするＶｌ
ａ検出回路７と、Ｖｌａ検出回路７から出力される信号
の大小に応じてオン・オフが切り替わる切替回路９と、
Ｖｓ検出回路４の出力と切替回路９を通過したＶｌａ検
出回路７の出力とを加算する加算回路８と、加算回路８
から出力されるフィードバック信号（図中ＦＢ信号と略
記）により前記ＤＣ−ＡＣ変換回路２のスイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御してランプ負荷３に供給する出
力状態を制御する制御回路５とを有している。
【００１２】ここで、交流電源Ｅを直流電圧に変換する
ＡＣ−ＤＣ変換回路１（整流平滑回路）は、交流電源Ｅ
に接続されたフィルタ回路ＦＴと、フィルタ回路ＦＴを
介して交流電源Ｅに交流入力端を接続されたダイオード
ブリッジ回路ＤＢと、ダイオードブリッジ回路ＤＢの直
流出力端に接続された平滑コンデンサＣ０とから構成さ
れている。
ＡＣ−ＤＣ変換回路１（整流平滑回路）は、交流電源Ｅ
に接続されたフィルタ回路ＦＴと、フィルタ回路ＦＴを
介して交流電源Ｅに交流入力端を接続されたダイオード
ブリッジ回路ＤＢと、ダイオードブリッジ回路ＤＢの直
流出力端に接続された平滑コンデンサＣ０とから構成さ
れている。
【００１３】また、ＡＣ−ＤＣ変換回路１の出力電圧を
モニターするＶｓ検出回路４は、平滑コンデンサＣ０の
両端に並列接続された抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の直列回路
と、抵抗Ｒ３の両端に並列接続されたコンデンサＣ４と
から構成されており、平滑コンデンサＣ０の直流電圧を
分圧した直流低電圧を出力する。
モニターするＶｓ検出回路４は、平滑コンデンサＣ０の
両端に並列接続された抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の直列回路
と、抵抗Ｒ３の両端に並列接続されたコンデンサＣ４と
から構成されており、平滑コンデンサＣ０の直流電圧を
分圧した直流低電圧を出力する。
【００１４】次に、ＤＣ−ＡＣ変換回路２は平滑コンデ
ンサＣ０に一対のスイッチング素子Ｑ１およびＱ２の直
列回路を並列接続し、スイッチング素子Ｑ１とＱ２を交
互にオン・オフすることで高周波電圧を発生させるイン
バータ回路で構成されている。低電位側のスイッチング
素子Ｑ２は制御回路５の出力により駆動されており、高
電位側のスイッチング素子Ｑ１は制御回路５の出力を高
圧側駆動回路６によりレベルシフトした信号により駆動
されている。スイッチング素子Ｑ２の両端には、直流カ
ット用のコンデンサＣ２と、限流用および共振用のイン
ダクタＬ１と、ランプ負荷３の直列回路が接続されてお
り、ランプ負荷３の非電源側端子間には共振用のコンデ
ンサＣ１が並列接続されている。スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２が所定の周波数で交互にオン・オフされると、
インダクタＬ１とコンデンサＣ１よりなる共振回路に共
振電流が流れて、コンデンサＣ１の両端に共振電圧が発
生し、この共振電圧によりランプ負荷３が予熱、始動、
点灯される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数
を増減させることで、ランプ負荷３に供給される共振電
圧が変化するので、負荷出力を制御することができる。
この実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆
動周波数をインダクタＬ１とコンデンサＣ１よりなる共
振回路の共振周波数よりも高い周波数領域（遅相モー
ド）で変化させており、周波数を高くするほど出力は低
下するように動作する。なお、スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２のオン・デューティの比率を変化させるデューティ
制御を用いても負荷出力を変化させることができ、周波
数制御と併用しても良いし、デューティ制御を単独で用
いても良い。
ンサＣ０に一対のスイッチング素子Ｑ１およびＱ２の直
列回路を並列接続し、スイッチング素子Ｑ１とＱ２を交
互にオン・オフすることで高周波電圧を発生させるイン
バータ回路で構成されている。低電位側のスイッチング
素子Ｑ２は制御回路５の出力により駆動されており、高
電位側のスイッチング素子Ｑ１は制御回路５の出力を高
圧側駆動回路６によりレベルシフトした信号により駆動
されている。スイッチング素子Ｑ２の両端には、直流カ
ット用のコンデンサＣ２と、限流用および共振用のイン
ダクタＬ１と、ランプ負荷３の直列回路が接続されてお
り、ランプ負荷３の非電源側端子間には共振用のコンデ
ンサＣ１が並列接続されている。スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２が所定の周波数で交互にオン・オフされると、
インダクタＬ１とコンデンサＣ１よりなる共振回路に共
振電流が流れて、コンデンサＣ１の両端に共振電圧が発
生し、この共振電圧によりランプ負荷３が予熱、始動、
点灯される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数
を増減させることで、ランプ負荷３に供給される共振電
圧が変化するので、負荷出力を制御することができる。
この実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆
動周波数をインダクタＬ１とコンデンサＣ１よりなる共
振回路の共振周波数よりも高い周波数領域（遅相モー
ド）で変化させており、周波数を高くするほど出力は低
下するように動作する。なお、スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２のオン・デューティの比率を変化させるデューティ
制御を用いても負荷出力を変化させることができ、周波
数制御と併用しても良いし、デューティ制御を単独で用
いても良い。
【００１５】次に、Ｖｌａ検出回路７では、ランプ負荷
３の両端電圧を抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の直列回路により分
圧し、抵抗Ｒ５の両端電圧の負極性のピーク値をダイオ
ードＤ５を介してコンデンサＣ５に充電し、抵抗Ｒ５の
両端電圧の正極性のピーク値とコンデンサＣ５の充電電
圧の和をダイオードＤ６を介してコンデンサＣ６に充電
している。したがって、コンデンサＣ６にはランプ負荷
３の両端電圧の正極性のピーク値と負極性のピーク値と
の電圧差を分圧した直流低電圧が充電される。ランプ寿
命末期時やランプ外れ等の負荷異常時にはコンデンサＣ
６に得られる電圧が急激に上昇し、これにより保護動作
を行えるようになっている。
３の両端電圧を抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の直列回路により分
圧し、抵抗Ｒ５の両端電圧の負極性のピーク値をダイオ
ードＤ５を介してコンデンサＣ５に充電し、抵抗Ｒ５の
両端電圧の正極性のピーク値とコンデンサＣ５の充電電
圧の和をダイオードＤ６を介してコンデンサＣ６に充電
している。したがって、コンデンサＣ６にはランプ負荷
３の両端電圧の正極性のピーク値と負極性のピーク値と
の電圧差を分圧した直流低電圧が充電される。ランプ寿
命末期時やランプ外れ等の負荷異常時にはコンデンサＣ
６に得られる電圧が急激に上昇し、これにより保護動作
を行えるようになっている。
【００１６】この放電灯点灯装置では、ＡＣ−ＤＣ変換
回路１の出力電圧をモニターする検出回路４の出力電圧
をＶｓ、負荷電圧をモニターする検出回路７の出力電圧
をＶｌａとすると、Ｖｌａの大小に応じて切替回路９が
切り替わるようになっている。切替回路９はツェナーダ
イオードＺＤ１で構成されており、このツェナーダイオ
ードＺＤ１のツェナー電圧はランプ寿命末期時の検出回
路７の出力電圧Ｖｌａに相当するように設定されてい
る。ランプ正常点灯時には検出回路７の出力電圧Ｖｌａ
がツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧よりも小さ
く、ツェナーダイオードＺＤ１は導通しない。このた
め、加算回路８から出力されるフィードバック信号は、
検出回路４の出力電圧Ｖｓのみで決まり、ランプ寿命末
期時のＶｌａ検出回路７の出力電圧Ｖｌａは無視され
る。一方、ランプ寿命末期時には検出回路７の出力電圧
ＶｌａがツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧以上
となり、ツェナーダイオードＺＤ１が導通する。このた
め、加算回路８から出力されるフィードバック信号は、
検出回路４の出力電圧Ｖｓと検出回路７の出力電圧Ｖｌ
ａとで決まる信号となる。実施の形態では、簡単化のた
めに、加算回路８として２個のダイオードＤ４，Ｄ７に
よるワイヤード・オア回路（入力信号の高い方を取り出
す回路）を用いているが、入力信号の和を算出できる回
路を用いても良い。
回路１の出力電圧をモニターする検出回路４の出力電圧
をＶｓ、負荷電圧をモニターする検出回路７の出力電圧
をＶｌａとすると、Ｖｌａの大小に応じて切替回路９が
切り替わるようになっている。切替回路９はツェナーダ
イオードＺＤ１で構成されており、このツェナーダイオ
ードＺＤ１のツェナー電圧はランプ寿命末期時の検出回
路７の出力電圧Ｖｌａに相当するように設定されてい
る。ランプ正常点灯時には検出回路７の出力電圧Ｖｌａ
がツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧よりも小さ
く、ツェナーダイオードＺＤ１は導通しない。このた
め、加算回路８から出力されるフィードバック信号は、
検出回路４の出力電圧Ｖｓのみで決まり、ランプ寿命末
期時のＶｌａ検出回路７の出力電圧Ｖｌａは無視され
る。一方、ランプ寿命末期時には検出回路７の出力電圧
ＶｌａがツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧以上
となり、ツェナーダイオードＺＤ１が導通する。このた
め、加算回路８から出力されるフィードバック信号は、
検出回路４の出力電圧Ｖｓと検出回路７の出力電圧Ｖｌ
ａとで決まる信号となる。実施の形態では、簡単化のた
めに、加算回路８として２個のダイオードＤ４，Ｄ７に
よるワイヤード・オア回路（入力信号の高い方を取り出
す回路）を用いているが、入力信号の和を算出できる回
路を用いても良い。
【００１７】上記フィードバック信号が制御回路５へ入
力され、フィードバック信号が増加傾向の場合は負荷３
へ供給される出力が減少方向となるようにＤＣ−ＡＣ変
換回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御す
る。逆にフィードバック信号が減少傾向の場合は負荷３
へ供給される出力が増加方向となるようにＤＣ−ＡＣ変
換回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御す
る。このスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御する方
法としては、上述のように、周波数制御、デューティ制
御、または周波数制御とデューティ制御の組み合わせの
いずれであってもよい。これによって、フィードバック
信号が増減するに従い、負荷３に供給される出力は逆方
向に変化するように制御回路５により出力制御される。
力され、フィードバック信号が増加傾向の場合は負荷３
へ供給される出力が減少方向となるようにＤＣ−ＡＣ変
換回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御す
る。逆にフィードバック信号が減少傾向の場合は負荷３
へ供給される出力が増加方向となるようにＤＣ−ＡＣ変
換回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御す
る。このスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御する方
法としては、上述のように、周波数制御、デューティ制
御、または周波数制御とデューティ制御の組み合わせの
いずれであってもよい。これによって、フィードバック
信号が増減するに従い、負荷３に供給される出力は逆方
向に変化するように制御回路５により出力制御される。
【００１８】本実施の形態では、ランプ正常点灯時には
第１の検出回路４の検出出力をフィードバック信号とす
ることによりＡＣ電源電圧の変動に対して出力が略一定
となるように制御される。フィードバック信号による出
力制御がされない場合には、図１０に示すように、ＡＣ
電源電圧の増減に応じて負荷３に供給される出力が増減
する。ランプ正常点灯時はフィードバック信号は第１の
検出回路４の出力Ｖｓのみであり、このフィードバック
信号は図１１に示すようにＡＣ電源電圧の増減と比例関
係にある。図１２に示すように、ＤＣ−ＡＣ変換回路２
のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御する制御周波
数（デューティ制御もしくは周波数制御とデューティ制
御の組み合わせでも同様である）とフィードバック信号
の増減を比例関係にすることで、負荷に供給される出力
を電源電圧と相反するように動作させ、図１３に示すよ
うに、電源電圧変動に対して略一定の出力を供給するこ
とが可能となる。
第１の検出回路４の検出出力をフィードバック信号とす
ることによりＡＣ電源電圧の変動に対して出力が略一定
となるように制御される。フィードバック信号による出
力制御がされない場合には、図１０に示すように、ＡＣ
電源電圧の増減に応じて負荷３に供給される出力が増減
する。ランプ正常点灯時はフィードバック信号は第１の
検出回路４の出力Ｖｓのみであり、このフィードバック
信号は図１１に示すようにＡＣ電源電圧の増減と比例関
係にある。図１２に示すように、ＤＣ−ＡＣ変換回路２
のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御する制御周波
数（デューティ制御もしくは周波数制御とデューティ制
御の組み合わせでも同様である）とフィードバック信号
の増減を比例関係にすることで、負荷に供給される出力
を電源電圧と相反するように動作させ、図１３に示すよ
うに、電源電圧変動に対して略一定の出力を供給するこ
とが可能となる。
【００１９】ランプ寿命末期時は負荷電圧が急激に上昇
するため、切替回路９のツェナーダイオードＺＤ１がオ
ン状態となり、図１４に示すように、フィードバック信
号量が急激に増加して駆動制御周波数も増加し、図１５
に示すように、負荷への出力供給を抑制することにより
負荷寿命末期時の保護を行うことができる。
するため、切替回路９のツェナーダイオードＺＤ１がオ
ン状態となり、図１４に示すように、フィードバック信
号量が急激に増加して駆動制御周波数も増加し、図１５
に示すように、負荷への出力供給を抑制することにより
負荷寿命末期時の保護を行うことができる。
【００２０】（実施の形態２）図２は本発明の実施の形
態２の放電灯点灯装置の回路図である。この放電灯点灯
装置は、交流電源Ｅを直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣ変
換回路１（整流平滑回路）と、前記ＡＣ−ＤＣ変換回路
１の出力電圧を入力とし、一対のスイッチング素子Ｑ１
およびＱ２を交互にオン・オフすることで所定の高周波
電圧に変換して出力するＤＣ−ＡＣ変換回路２と、ＤＣ
−ＡＣ変換回路２の出力を供給されるランプ負荷３と、
前記ＡＣ−ＤＣ変換回路１の出力電圧をモニターするＶ
ｓ検出回路４と、負荷電圧をモニターするＶｌａ検出回
路７と、Ｖｓ検出回路４の出力とＶｌａ検出回路７の出
力とを加算する加算回路８と、加算回路８から出力され
るフィードバック信号（図中ＦＢ信号と略記）により前
記ＤＣ−ＡＣ変換回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
を駆動制御してランプ負荷３に供給する出力状態を制御
する制御回路５とを有している。
態２の放電灯点灯装置の回路図である。この放電灯点灯
装置は、交流電源Ｅを直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣ変
換回路１（整流平滑回路）と、前記ＡＣ−ＤＣ変換回路
１の出力電圧を入力とし、一対のスイッチング素子Ｑ１
およびＱ２を交互にオン・オフすることで所定の高周波
電圧に変換して出力するＤＣ−ＡＣ変換回路２と、ＤＣ
−ＡＣ変換回路２の出力を供給されるランプ負荷３と、
前記ＡＣ−ＤＣ変換回路１の出力電圧をモニターするＶ
ｓ検出回路４と、負荷電圧をモニターするＶｌａ検出回
路７と、Ｖｓ検出回路４の出力とＶｌａ検出回路７の出
力とを加算する加算回路８と、加算回路８から出力され
るフィードバック信号（図中ＦＢ信号と略記）により前
記ＤＣ−ＡＣ変換回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
を駆動制御してランプ負荷３に供給する出力状態を制御
する制御回路５とを有している。
【００２１】ここで、交流電源Ｅを直流電圧に変換する
ＡＣ−ＤＣ変換回路１（整流平滑回路）は、交流電源Ｅ
に接続されたフィルタ回路ＦＴと、フィルタ回路ＦＴを
介して交流電源Ｅに交流入力端を接続されたダイオード
ブリッジ回路ＤＢと、ダイオードブリッジ回路ＤＢの直
流出力端に接続された平滑コンデンサＣ０とから構成さ
れている。
ＡＣ−ＤＣ変換回路１（整流平滑回路）は、交流電源Ｅ
に接続されたフィルタ回路ＦＴと、フィルタ回路ＦＴを
介して交流電源Ｅに交流入力端を接続されたダイオード
ブリッジ回路ＤＢと、ダイオードブリッジ回路ＤＢの直
流出力端に接続された平滑コンデンサＣ０とから構成さ
れている。
【００２２】また、ＡＣ−ＤＣ変換回路１の出力電圧を
モニターするＶｓ検出回路４は、平滑コンデンサＣ０の
両端に並列接続された抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の直列回路
と、抵抗Ｒ３の両端に並列接続されたコンデンサＣ４と
から構成されており、平滑コンデンサＣ０の直流電圧を
分圧した直流低電圧を出力する。
モニターするＶｓ検出回路４は、平滑コンデンサＣ０の
両端に並列接続された抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の直列回路
と、抵抗Ｒ３の両端に並列接続されたコンデンサＣ４と
から構成されており、平滑コンデンサＣ０の直流電圧を
分圧した直流低電圧を出力する。
【００２３】次に、ＤＣ−ＡＣ変換回路２は平滑コンデ
ンサＣ０に一対のスイッチング素子Ｑ１およびＱ２の直
列回路を並列接続し、スイッチング素子Ｑ１とＱ２を交
互にオン・オフすることで高周波電圧を発生させるイン
バータ回路で構成されている。低電位側のスイッチング
素子Ｑ２は制御回路５の出力により駆動されており、高
電位側のスイッチング素子Ｑ１は制御回路５の出力を高
圧側駆動回路６によりレベルシフトした信号により駆動
されている。スイッチング素子Ｑ２の両端には、直流カ
ット用のコンデンサＣ２と、限流用および共振用のイン
ダクタＬ１と、ランプ負荷３の直列回路が接続されてお
り、ランプ負荷３の非電源側端子間には共振用のコンデ
ンサＣ１が並列接続されている。スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２が所定の周波数で交互にオン・オフされると、
インダクタＬ１とコンデンサＣ１よりなる共振回路に共
振電流が流れて、コンデンサＣ１の両端に共振電圧が発
生し、この共振電圧によりランプ負荷３が予熱、始動、
点灯される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数
を増減させることで、ランプ負荷３に供給される共振電
圧が変化するので、負荷出力を制御することができる。
この実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆
動周波数をインダクタＬ１とコンデンサＣ１よりなる共
振回路の共振周波数よりも高い周波数領域（遅相モー
ド）で変化させており、周波数を高くするほど出力は低
下するように動作する。なお、スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２のオン・デューティの比率を変化させるデューティ
制御を用いても負荷出力を変化させることができ、周波
数制御と併用しても良いし、デューティ制御を単独で用
いても良い。
ンサＣ０に一対のスイッチング素子Ｑ１およびＱ２の直
列回路を並列接続し、スイッチング素子Ｑ１とＱ２を交
互にオン・オフすることで高周波電圧を発生させるイン
バータ回路で構成されている。低電位側のスイッチング
素子Ｑ２は制御回路５の出力により駆動されており、高
電位側のスイッチング素子Ｑ１は制御回路５の出力を高
圧側駆動回路６によりレベルシフトした信号により駆動
されている。スイッチング素子Ｑ２の両端には、直流カ
ット用のコンデンサＣ２と、限流用および共振用のイン
ダクタＬ１と、ランプ負荷３の直列回路が接続されてお
り、ランプ負荷３の非電源側端子間には共振用のコンデ
ンサＣ１が並列接続されている。スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２が所定の周波数で交互にオン・オフされると、
インダクタＬ１とコンデンサＣ１よりなる共振回路に共
振電流が流れて、コンデンサＣ１の両端に共振電圧が発
生し、この共振電圧によりランプ負荷３が予熱、始動、
点灯される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数
を増減させることで、ランプ負荷３に供給される共振電
圧が変化するので、負荷出力を制御することができる。
この実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆
動周波数をインダクタＬ１とコンデンサＣ１よりなる共
振回路の共振周波数よりも高い周波数領域（遅相モー
ド）で変化させており、周波数を高くするほど出力は低
下するように動作する。なお、スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２のオン・デューティの比率を変化させるデューティ
制御を用いても負荷出力を変化させることができ、周波
数制御と併用しても良いし、デューティ制御を単独で用
いても良い。
【００２４】次に、Ｖｌａ検出回路７では、ランプ負荷
３の両端電圧を抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の直列回路により分
圧し、抵抗Ｒ５の両端電圧の負極性のピーク値をダイオ
ードＤ５を介してコンデンサＣ５に充電し、抵抗Ｒ５の
両端電圧の正極性のピーク値とコンデンサＣ５の充電電
圧の和をダイオードＤ６を介してコンデンサＣ６に充電
している。したがって、コンデンサＣ６にはランプ負荷
３の両端電圧の正極性のピーク値と負極性のピーク値と
の電圧差を分圧した直流低電圧が充電される。ランプ寿
命末期時やランプ外れ等の負荷異常時にはコンデンサＣ
６に得られる電圧が急激に上昇し、これにより保護動作
を行えるようになっている。
３の両端電圧を抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の直列回路により分
圧し、抵抗Ｒ５の両端電圧の負極性のピーク値をダイオ
ードＤ５を介してコンデンサＣ５に充電し、抵抗Ｒ５の
両端電圧の正極性のピーク値とコンデンサＣ５の充電電
圧の和をダイオードＤ６を介してコンデンサＣ６に充電
している。したがって、コンデンサＣ６にはランプ負荷
３の両端電圧の正極性のピーク値と負極性のピーク値と
の電圧差を分圧した直流低電圧が充電される。ランプ寿
命末期時やランプ外れ等の負荷異常時にはコンデンサＣ
６に得られる電圧が急激に上昇し、これにより保護動作
を行えるようになっている。
【００２５】この放電灯点灯装置では、ＡＣ−ＤＣ変換
回路１の出力電圧をモニターする検出回路４の出力電圧
をＶｓ、負荷電圧をモニターする検出回路７の出力電圧
をＶｌａとすると、ランプ正常点灯時においてもランプ
寿命末期時においても、加算回路８から出力されるフィ
ードバック信号は、検出回路４の出力電圧Ｖｓと検出回
路７の出力電圧Ｖｌａとで決まる信号となる。実施の形
態では、簡単化のために、加算回路８として２個のダイ
オードＤ４，Ｄ７によるワイヤード・オア回路（入力信
号の高い方を取り出す回路）を用いているが、入力信号
の和を算出できる回路を用いても良い。
回路１の出力電圧をモニターする検出回路４の出力電圧
をＶｓ、負荷電圧をモニターする検出回路７の出力電圧
をＶｌａとすると、ランプ正常点灯時においてもランプ
寿命末期時においても、加算回路８から出力されるフィ
ードバック信号は、検出回路４の出力電圧Ｖｓと検出回
路７の出力電圧Ｖｌａとで決まる信号となる。実施の形
態では、簡単化のために、加算回路８として２個のダイ
オードＤ４，Ｄ７によるワイヤード・オア回路（入力信
号の高い方を取り出す回路）を用いているが、入力信号
の和を算出できる回路を用いても良い。
【００２６】上記フィードバック信号が制御回路５へ入
力され、フィードバック信号が増加傾向の場合は負荷３
へ供給される出力が減少方向となるようにＤＣ−ＡＣ変
換回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御す
る。逆にフィードバック信号が減少傾向の場合は負荷３
へ供給される出力が増加方向となるようにＤＣ−ＡＣ変
換回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御す
る。このスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御する方
法としては、周波数制御、デューティ制御、または周波
数制御とデューティ制御の組み合わせのいずれであって
もよい。これによって、フィードバック信号が増減する
に従い、負荷３に供給される出力は逆方向に変化するよ
うに制御回路５により出力制御される。
力され、フィードバック信号が増加傾向の場合は負荷３
へ供給される出力が減少方向となるようにＤＣ−ＡＣ変
換回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御す
る。逆にフィードバック信号が減少傾向の場合は負荷３
へ供給される出力が増加方向となるようにＤＣ−ＡＣ変
換回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御す
る。このスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御する方
法としては、周波数制御、デューティ制御、または周波
数制御とデューティ制御の組み合わせのいずれであって
もよい。これによって、フィードバック信号が増減する
に従い、負荷３に供給される出力は逆方向に変化するよ
うに制御回路５により出力制御される。
【００２７】フィードバック信号による出力制御がされ
ない場合には、図１０に示すように、ＡＣ電源電圧の増
減に応じて負荷３に供給される出力が増減する。第１の
検出回路４の出力Ｖｓは図１１に示すようにＡＣ電源電
圧の増減と比例関係にある。正常点灯時には電源電圧変
動に対する負荷電圧の変動は少なく、フィードバック信
号≒Ｖｓとなる。図１２に示すように、ＤＣ−ＡＣ変換
回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御する制
御周波数（デューティ制御もしくは周波数制御とデュー
ティ制御の組み合わせでも同様である）とフィードバッ
ク信号の増減を比例関係にすることで、負荷に供給され
る出力を電源電圧と相反するように動作させ、図１３に
示すように、電源電圧変動に対して略一定の出力を供給
することが可能となる。
ない場合には、図１０に示すように、ＡＣ電源電圧の増
減に応じて負荷３に供給される出力が増減する。第１の
検出回路４の出力Ｖｓは図１１に示すようにＡＣ電源電
圧の増減と比例関係にある。正常点灯時には電源電圧変
動に対する負荷電圧の変動は少なく、フィードバック信
号≒Ｖｓとなる。図１２に示すように、ＤＣ−ＡＣ変換
回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御する制
御周波数（デューティ制御もしくは周波数制御とデュー
ティ制御の組み合わせでも同様である）とフィードバッ
ク信号の増減を比例関係にすることで、負荷に供給され
る出力を電源電圧と相反するように動作させ、図１３に
示すように、電源電圧変動に対して略一定の出力を供給
することが可能となる。
【００２８】ランプ寿命末期時は負荷電圧が急激に上昇
するため、図１４に示すように、フィードバック信号量
が急激に増加して駆動制御周波数も増加し、図１５に示
すように、負荷への出力供給を抑制することにより負荷
寿命末期時の保護を行うことができる。
するため、図１４に示すように、フィードバック信号量
が急激に増加して駆動制御周波数も増加し、図１５に示
すように、負荷への出力供給を抑制することにより負荷
寿命末期時の保護を行うことができる。
【００２９】（実施の形態３）図３は本発明の実施の形
態３の放電灯点灯装置の回路図である。この放電灯点灯
装置は、交流電源Ｅを直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣ変
換回路１（整流平滑回路）と、前記ＡＣ−ＤＣ変換回路
１の出力電圧を入力とし、一対のスイッチング素子Ｑ１
およびＱ２を交互にオン・オフすることで所定の高周波
電圧に変換して出力するＤＣ−ＡＣ変換回路２と、ＤＣ
−ＡＣ変換回路２の出力を供給されるランプ負荷３と、
前記ＡＣ−ＤＣ変換回路１の出力電圧をモニターするＶ
ｓ検出回路４と、負荷電圧をモニターする２個のＶｌａ
検出回路７および１７と、一方のＶｌａ検出回路７から
出力される信号の大小に応じてオン・オフが切り替わる
切替回路９と、Ｖｓ検出回路４の出力とＶｌａ検出回路
１７の出力と切替回路９を通過したＶｌａ検出回路７の
出力とを加算する加算回路８と、加算回路８から出力さ
れるフィードバック信号（図中ＦＢ信号と略記）により
前記ＤＣ−ＡＣ変換回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２を駆動制御してランプ負荷３に供給する出力状態を制
御する制御回路５とを有している。
態３の放電灯点灯装置の回路図である。この放電灯点灯
装置は、交流電源Ｅを直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣ変
換回路１（整流平滑回路）と、前記ＡＣ−ＤＣ変換回路
１の出力電圧を入力とし、一対のスイッチング素子Ｑ１
およびＱ２を交互にオン・オフすることで所定の高周波
電圧に変換して出力するＤＣ−ＡＣ変換回路２と、ＤＣ
−ＡＣ変換回路２の出力を供給されるランプ負荷３と、
前記ＡＣ−ＤＣ変換回路１の出力電圧をモニターするＶ
ｓ検出回路４と、負荷電圧をモニターする２個のＶｌａ
検出回路７および１７と、一方のＶｌａ検出回路７から
出力される信号の大小に応じてオン・オフが切り替わる
切替回路９と、Ｖｓ検出回路４の出力とＶｌａ検出回路
１７の出力と切替回路９を通過したＶｌａ検出回路７の
出力とを加算する加算回路８と、加算回路８から出力さ
れるフィードバック信号（図中ＦＢ信号と略記）により
前記ＤＣ−ＡＣ変換回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２を駆動制御してランプ負荷３に供給する出力状態を制
御する制御回路５とを有している。
【００３０】ここで、交流電源Ｅを直流電圧に変換する
ＡＣ−ＤＣ変換回路１（整流平滑回路）は、交流電源Ｅ
に接続されたフィルタ回路ＦＴと、フィルタ回路ＦＴを
介して交流電源Ｅに交流入力端を接続されたダイオード
ブリッジ回路ＤＢと、ダイオードブリッジ回路ＤＢの直
流出力端に接続された平滑コンデンサＣ０とから構成さ
れている。
ＡＣ−ＤＣ変換回路１（整流平滑回路）は、交流電源Ｅ
に接続されたフィルタ回路ＦＴと、フィルタ回路ＦＴを
介して交流電源Ｅに交流入力端を接続されたダイオード
ブリッジ回路ＤＢと、ダイオードブリッジ回路ＤＢの直
流出力端に接続された平滑コンデンサＣ０とから構成さ
れている。
【００３１】また、ＡＣ−ＤＣ変換回路１の出力電圧を
モニターするＶｓ検出回路４は、平滑コンデンサＣ０の
両端に並列接続された抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の直列回路
と、抵抗Ｒ３の両端に並列接続されたコンデンサＣ４と
から構成されており、平滑コンデンサＣ０の直流電圧を
分圧した直流低電圧を出力する。
モニターするＶｓ検出回路４は、平滑コンデンサＣ０の
両端に並列接続された抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の直列回路
と、抵抗Ｒ３の両端に並列接続されたコンデンサＣ４と
から構成されており、平滑コンデンサＣ０の直流電圧を
分圧した直流低電圧を出力する。
【００３２】次に、ＤＣ−ＡＣ変換回路２は平滑コンデ
ンサＣ０に一対のスイッチング素子Ｑ１およびＱ２の直
列回路を並列接続し、スイッチング素子Ｑ１とＱ２を交
互にオン・オフすることで高周波電圧を発生させるイン
バータ回路で構成されている。低電位側のスイッチング
素子Ｑ２は制御回路５の出力により駆動されており、高
電位側のスイッチング素子Ｑ１は制御回路５の出力を高
圧側駆動回路６によりレベルシフトした信号により駆動
されている。スイッチング素子Ｑ２の両端には、直流カ
ット用のコンデンサＣ２と、限流用および共振用のイン
ダクタＬ１と、ランプ負荷３の直列回路が接続されてお
り、ランプ負荷３の非電源側端子間には共振用のコンデ
ンサＣ１が並列接続されている。スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２が所定の周波数で交互にオン・オフされると、
インダクタＬ１とコンデンサＣ１よりなる共振回路に共
振電流が流れて、コンデンサＣ１の両端に共振電圧が発
生し、この共振電圧によりランプ負荷３が予熱、始動、
点灯される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数
を増減させることで、ランプ負荷３に供給される共振電
圧が変化するので、負荷出力を制御することができる。
この実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆
動周波数をインダクタＬ１とコンデンサＣ１よりなる共
振回路の共振周波数よりも高い周波数領域（遅相モー
ド）で変化させており、周波数を高くするほど出力は低
下するように動作する。なお、スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２のオン・デューティの比率を変化させるデューティ
制御を用いても負荷出力を変化させることができ、周波
数制御と併用しても良いし、デューティ制御を単独で用
いても良い。
ンサＣ０に一対のスイッチング素子Ｑ１およびＱ２の直
列回路を並列接続し、スイッチング素子Ｑ１とＱ２を交
互にオン・オフすることで高周波電圧を発生させるイン
バータ回路で構成されている。低電位側のスイッチング
素子Ｑ２は制御回路５の出力により駆動されており、高
電位側のスイッチング素子Ｑ１は制御回路５の出力を高
圧側駆動回路６によりレベルシフトした信号により駆動
されている。スイッチング素子Ｑ２の両端には、直流カ
ット用のコンデンサＣ２と、限流用および共振用のイン
ダクタＬ１と、ランプ負荷３の直列回路が接続されてお
り、ランプ負荷３の非電源側端子間には共振用のコンデ
ンサＣ１が並列接続されている。スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２が所定の周波数で交互にオン・オフされると、
インダクタＬ１とコンデンサＣ１よりなる共振回路に共
振電流が流れて、コンデンサＣ１の両端に共振電圧が発
生し、この共振電圧によりランプ負荷３が予熱、始動、
点灯される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数
を増減させることで、ランプ負荷３に供給される共振電
圧が変化するので、負荷出力を制御することができる。
この実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆
動周波数をインダクタＬ１とコンデンサＣ１よりなる共
振回路の共振周波数よりも高い周波数領域（遅相モー
ド）で変化させており、周波数を高くするほど出力は低
下するように動作する。なお、スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２のオン・デューティの比率を変化させるデューティ
制御を用いても負荷出力を変化させることができ、周波
数制御と併用しても良いし、デューティ制御を単独で用
いても良い。
【００３３】次に、Ｖｌａ検出回路７では、ランプ負荷
３の両端電圧を抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５，Ｒ６の直列回路に
より分圧し、抵抗Ｒ５，Ｒ６の直列回路の両端電圧の負
極性のピーク値をダイオードＤ５を介してコンデンサＣ
５に充電し、抵抗Ｒ５，Ｒ６の直列回路の両端電圧の正
極性のピーク値とコンデンサＣ５の充電電圧の和をダイ
オードＤ６を介してコンデンサＣ６に充電している。し
たがって、コンデンサＣ６にはランプ負荷３の両端電圧
の正極性のピーク値と負極性のピーク値との電圧差を分
圧した直流低電圧が充電される。ランプ寿命末期時やラ
ンプ外れ等の負荷異常時にはコンデンサＣ６に得られる
電圧が急激に上昇し、これにより保護動作を行えるよう
になっている。
３の両端電圧を抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５，Ｒ６の直列回路に
より分圧し、抵抗Ｒ５，Ｒ６の直列回路の両端電圧の負
極性のピーク値をダイオードＤ５を介してコンデンサＣ
５に充電し、抵抗Ｒ５，Ｒ６の直列回路の両端電圧の正
極性のピーク値とコンデンサＣ５の充電電圧の和をダイ
オードＤ６を介してコンデンサＣ６に充電している。し
たがって、コンデンサＣ６にはランプ負荷３の両端電圧
の正極性のピーク値と負極性のピーク値との電圧差を分
圧した直流低電圧が充電される。ランプ寿命末期時やラ
ンプ外れ等の負荷異常時にはコンデンサＣ６に得られる
電圧が急激に上昇し、これにより保護動作を行えるよう
になっている。
【００３４】次に、Ｖｌａ検出回路１７では、ランプ負
荷３の両端電圧を抵抗Ｒ４，Ｒ５と抵抗Ｒ６の直列回路
により分圧し、抵抗Ｒ６の両端電圧の負極性のピーク値
をダイオードＤ８を介してコンデンサＣ８に充電し、抵
抗Ｒ６の両端電圧の正極性のピーク値とコンデンサＣ５
の充電電圧の和をダイオードＤ９を介してコンデンサＣ
９に充電している。したがって、コンデンサＣ９にはラ
ンプ負荷３の両端電圧の正極性のピーク値と負極性のピ
ーク値との電圧差を分圧した直流低電圧が充電される。
ランプ寿命末期時やランプ外れ等の負荷異常時にはコン
デンサＣ９に得られる電圧が急激に上昇し、これにより
保護動作を行えるようになっている。
荷３の両端電圧を抵抗Ｒ４，Ｒ５と抵抗Ｒ６の直列回路
により分圧し、抵抗Ｒ６の両端電圧の負極性のピーク値
をダイオードＤ８を介してコンデンサＣ８に充電し、抵
抗Ｒ６の両端電圧の正極性のピーク値とコンデンサＣ５
の充電電圧の和をダイオードＤ９を介してコンデンサＣ
９に充電している。したがって、コンデンサＣ９にはラ
ンプ負荷３の両端電圧の正極性のピーク値と負極性のピ
ーク値との電圧差を分圧した直流低電圧が充電される。
ランプ寿命末期時やランプ外れ等の負荷異常時にはコン
デンサＣ９に得られる電圧が急激に上昇し、これにより
保護動作を行えるようになっている。
【００３５】この放電灯点灯装置では、ＡＣ−ＤＣ変換
回路１の出力電圧をモニターする検出回路４の出力電圧
をＶｓ、負荷電圧をモニターする検出回路７の出力電圧
をＶｌａとすると、Ｖｌａの大小に応じて切替回路９の
オン・オフが切り替わるようになっている。切替回路９
はツェナーダイオードＺＤ１で構成されており、このツ
ェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧はランプ寿命末
期時の検出回路７の出力電圧Ｖｌａに相当するように設
定されている。ランプ正常点灯時には検出回路７の出力
電圧ＶｌａがツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧
よりも小さく、ツェナーダイオードＺＤ１は導通しな
い。このため、加算回路８から出力されるフィードバッ
ク信号は、検出回路４の出力とＶｌａ検出回路１７の出
力とで決まり、Ｖｌａ検出回路７の出力は無視される。
一方、ランプ寿命末期時にはＶｌａ検出回路７の出力電
圧ＶｌａがツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧以
上となり、ツェナーダイオードＺＤ１が導通する。この
ため、加算回路８から出力されるフィードバック信号
は、検出回路４の出力と検出回路７の出力と検出回路１
７の出力とで決まる信号となる。実施の形態では、簡単
化のために、加算回路８として２個のダイオードＤ４，
Ｄ７によるワイヤード・オア回路（入力信号の高い方を
取り出す回路）を用いているが、入力信号の和を算出で
きる回路を用いても良い。
回路１の出力電圧をモニターする検出回路４の出力電圧
をＶｓ、負荷電圧をモニターする検出回路７の出力電圧
をＶｌａとすると、Ｖｌａの大小に応じて切替回路９の
オン・オフが切り替わるようになっている。切替回路９
はツェナーダイオードＺＤ１で構成されており、このツ
ェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧はランプ寿命末
期時の検出回路７の出力電圧Ｖｌａに相当するように設
定されている。ランプ正常点灯時には検出回路７の出力
電圧ＶｌａがツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧
よりも小さく、ツェナーダイオードＺＤ１は導通しな
い。このため、加算回路８から出力されるフィードバッ
ク信号は、検出回路４の出力とＶｌａ検出回路１７の出
力とで決まり、Ｖｌａ検出回路７の出力は無視される。
一方、ランプ寿命末期時にはＶｌａ検出回路７の出力電
圧ＶｌａがツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧以
上となり、ツェナーダイオードＺＤ１が導通する。この
ため、加算回路８から出力されるフィードバック信号
は、検出回路４の出力と検出回路７の出力と検出回路１
７の出力とで決まる信号となる。実施の形態では、簡単
化のために、加算回路８として２個のダイオードＤ４，
Ｄ７によるワイヤード・オア回路（入力信号の高い方を
取り出す回路）を用いているが、入力信号の和を算出で
きる回路を用いても良い。
【００３６】上記フィードバック信号が制御回路５へ入
力され、フィードバック信号が増加傾向の場合は負荷３
へ供給される出力が減少方向となるようにＤＣ−ＡＣ変
換回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御す
る。逆にフィードバック信号が減少傾向の場合は負荷３
へ供給される出力が増加方向となるようにＤＣ−ＡＣ変
換回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御す
る。このスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御する方
法としては、周波数制御、デューティ制御、または周波
数制御とデューティ制御の組み合わせのいずれであって
もよい。これによって、フィードバック信号が増減する
に従い、負荷３に供給される出力は逆方向に変化するよ
うに制御回路５により出力制御される。
力され、フィードバック信号が増加傾向の場合は負荷３
へ供給される出力が減少方向となるようにＤＣ−ＡＣ変
換回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御す
る。逆にフィードバック信号が減少傾向の場合は負荷３
へ供給される出力が増加方向となるようにＤＣ−ＡＣ変
換回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御す
る。このスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御する方
法としては、周波数制御、デューティ制御、または周波
数制御とデューティ制御の組み合わせのいずれであって
もよい。これによって、フィードバック信号が増減する
に従い、負荷３に供給される出力は逆方向に変化するよ
うに制御回路５により出力制御される。
【００３７】フィードバック信号による出力制御がされ
ない場合には、図１０に示すように、ＡＣ電源電圧の増
減に応じて負荷３に供給される出力が増減する。第１の
検出回路４の出力Ｖｓは図１１に示すようにＡＣ電源電
圧の増減と比例関係にある。正常点灯時には電源電圧変
動に対する負荷電圧の変動は少なく、フィードバック信
号≒Ｖｓとなる。一方、図１２に示すように、ＤＣ−Ａ
Ｃ変換回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御
する制御周波数（デューティ制御もしくは周波数制御と
デューティ制御の組み合わせでも同様である）とフィー
ドバック信号の増減を比例関係にすることで、負荷に供
給される出力を電源電圧と相反するように動作させ、図
１３に示すように、電源電圧変動に対して略一定の出力
を供給することが可能となる。
ない場合には、図１０に示すように、ＡＣ電源電圧の増
減に応じて負荷３に供給される出力が増減する。第１の
検出回路４の出力Ｖｓは図１１に示すようにＡＣ電源電
圧の増減と比例関係にある。正常点灯時には電源電圧変
動に対する負荷電圧の変動は少なく、フィードバック信
号≒Ｖｓとなる。一方、図１２に示すように、ＤＣ−Ａ
Ｃ変換回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御
する制御周波数（デューティ制御もしくは周波数制御と
デューティ制御の組み合わせでも同様である）とフィー
ドバック信号の増減を比例関係にすることで、負荷に供
給される出力を電源電圧と相反するように動作させ、図
１３に示すように、電源電圧変動に対して略一定の出力
を供給することが可能となる。
【００３８】ランプ寿命末期時は負荷電圧が急激に上昇
するため、図１６に示すように、フィードバック信号量
が急激に増加して駆動制御周波数も増加し、負荷への出
力供給を抑制することにより負荷寿命末期時の保護を行
うことができる。この場合、負荷寿命末期時の保護レベ
ル（負荷への出力供給の抑制度合い）は実施の形態２の
場合（図１４参照）よりも大きく、より効果的に保護動
作させることができる。
するため、図１６に示すように、フィードバック信号量
が急激に増加して駆動制御周波数も増加し、負荷への出
力供給を抑制することにより負荷寿命末期時の保護を行
うことができる。この場合、負荷寿命末期時の保護レベ
ル（負荷への出力供給の抑制度合い）は実施の形態２の
場合（図１４参照）よりも大きく、より効果的に保護動
作させることができる。
【００３９】（実施の形態４）図４は本発明の実施の形
態４の放電灯点灯装置の回路図である。この放電灯点灯
装置は、交流電源Ｅを直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣ変
換回路１（整流平滑回路）と、前記ＡＣ−ＤＣ変換回路
１の出力電圧を入力とし、一対のスイッチング素子Ｑ１
およびＱ２を交互にオン・オフすることで所定の高周波
電圧に変換して出力するＤＣ−ＡＣ変換回路２と、ＤＣ
−ＡＣ変換回路２の出力を供給されるランプ負荷３と、
前記ＡＣ−ＤＣ変換回路１の出力電圧をモニターするＶ
ｓ検出回路４と、Ｖｓ検出回路４から出力されるフィー
ドバック信号（図中ＦＢ信号と略記）により前記ＤＣ−
ＡＣ変換回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制
御してランプ負荷３に供給する出力状態を制御する制御
回路５と、負荷電圧をモニターするＶｌａ検出回路７
と、Ｖｌａ検出回路７から出力される信号が所定レベル
を越えると制御回路５に動作停止信号を与えて動作を停
止させる動作停止回路１０とを有している。
態４の放電灯点灯装置の回路図である。この放電灯点灯
装置は、交流電源Ｅを直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣ変
換回路１（整流平滑回路）と、前記ＡＣ−ＤＣ変換回路
１の出力電圧を入力とし、一対のスイッチング素子Ｑ１
およびＱ２を交互にオン・オフすることで所定の高周波
電圧に変換して出力するＤＣ−ＡＣ変換回路２と、ＤＣ
−ＡＣ変換回路２の出力を供給されるランプ負荷３と、
前記ＡＣ−ＤＣ変換回路１の出力電圧をモニターするＶ
ｓ検出回路４と、Ｖｓ検出回路４から出力されるフィー
ドバック信号（図中ＦＢ信号と略記）により前記ＤＣ−
ＡＣ変換回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制
御してランプ負荷３に供給する出力状態を制御する制御
回路５と、負荷電圧をモニターするＶｌａ検出回路７
と、Ｖｌａ検出回路７から出力される信号が所定レベル
を越えると制御回路５に動作停止信号を与えて動作を停
止させる動作停止回路１０とを有している。
【００４０】ここで、交流電源Ｅを直流電圧に変換する
ＡＣ−ＤＣ変換回路１（整流平滑回路）は、交流電源Ｅ
に接続されたフィルタ回路ＦＴと、フィルタ回路ＦＴを
介して交流電源Ｅに交流入力端を接続されたダイオード
ブリッジ回路ＤＢと、ダイオードブリッジ回路ＤＢの直
流出力端に接続された平滑コンデンサＣ０とから構成さ
れている。
ＡＣ−ＤＣ変換回路１（整流平滑回路）は、交流電源Ｅ
に接続されたフィルタ回路ＦＴと、フィルタ回路ＦＴを
介して交流電源Ｅに交流入力端を接続されたダイオード
ブリッジ回路ＤＢと、ダイオードブリッジ回路ＤＢの直
流出力端に接続された平滑コンデンサＣ０とから構成さ
れている。
【００４１】また、ＡＣ−ＤＣ変換回路１の出力電圧を
モニターするＶｓ検出回路４は、平滑コンデンサＣ０の
両端に並列接続された抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の直列回路
と、抵抗Ｒ３の両端に並列接続されたコンデンサＣ４と
から構成されており、平滑コンデンサＣ０の直流電圧を
分圧した直流低電圧を出力する。
モニターするＶｓ検出回路４は、平滑コンデンサＣ０の
両端に並列接続された抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の直列回路
と、抵抗Ｒ３の両端に並列接続されたコンデンサＣ４と
から構成されており、平滑コンデンサＣ０の直流電圧を
分圧した直流低電圧を出力する。
【００４２】次に、ＤＣ−ＡＣ変換回路２は平滑コンデ
ンサＣ０に一対のスイッチング素子Ｑ１およびＱ２の直
列回路を並列接続し、スイッチング素子Ｑ１とＱ２を交
互にオン・オフすることで高周波電圧を発生させるイン
バータ回路で構成されている。低電位側のスイッチング
素子Ｑ２は制御回路５の出力により駆動されており、高
電位側のスイッチング素子Ｑ１は制御回路５の出力を高
圧側駆動回路６によりレベルシフトした信号により駆動
されている。スイッチング素子Ｑ２の両端には、直流カ
ット用のコンデンサＣ２と、限流用および共振用のイン
ダクタＬ１と、ランプ負荷３の直列回路が接続されてお
り、ランプ負荷３の非電源側端子間には共振用のコンデ
ンサＣ１が並列接続されている。スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２が所定の周波数で交互にオン・オフされると、
インダクタＬ１とコンデンサＣ１よりなる共振回路に共
振電流が流れて、コンデンサＣ１の両端に共振電圧が発
生し、この共振電圧によりランプ負荷３が予熱、始動、
点灯される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数
を増減させることで、ランプ負荷３に供給される共振電
圧が変化するので、負荷出力を制御することができる。
この実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆
動周波数をインダクタＬ１とコンデンサＣ１よりなる共
振回路の共振周波数よりも高い周波数領域（遅相モー
ド）で変化させており、周波数を高くするほど出力は低
下するように動作する。なお、スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２のオン・デューティの比率を変化させるデューティ
制御を用いても負荷出力を変化させることができ、周波
数制御と併用しても良いし、デューティ制御を単独で用
いても良い。
ンサＣ０に一対のスイッチング素子Ｑ１およびＱ２の直
列回路を並列接続し、スイッチング素子Ｑ１とＱ２を交
互にオン・オフすることで高周波電圧を発生させるイン
バータ回路で構成されている。低電位側のスイッチング
素子Ｑ２は制御回路５の出力により駆動されており、高
電位側のスイッチング素子Ｑ１は制御回路５の出力を高
圧側駆動回路６によりレベルシフトした信号により駆動
されている。スイッチング素子Ｑ２の両端には、直流カ
ット用のコンデンサＣ２と、限流用および共振用のイン
ダクタＬ１と、ランプ負荷３の直列回路が接続されてお
り、ランプ負荷３の非電源側端子間には共振用のコンデ
ンサＣ１が並列接続されている。スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２が所定の周波数で交互にオン・オフされると、
インダクタＬ１とコンデンサＣ１よりなる共振回路に共
振電流が流れて、コンデンサＣ１の両端に共振電圧が発
生し、この共振電圧によりランプ負荷３が予熱、始動、
点灯される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数
を増減させることで、ランプ負荷３に供給される共振電
圧が変化するので、負荷出力を制御することができる。
この実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆
動周波数をインダクタＬ１とコンデンサＣ１よりなる共
振回路の共振周波数よりも高い周波数領域（遅相モー
ド）で変化させており、周波数を高くするほど出力は低
下するように動作する。なお、スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２のオン・デューティの比率を変化させるデューティ
制御を用いても負荷出力を変化させることができ、周波
数制御と併用しても良いし、デューティ制御を単独で用
いても良い。
【００４３】次に、Ｖｌａ検出回路７では、ランプ負荷
３の両端電圧を抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の直列回路により分
圧し、抵抗Ｒ５の両端電圧の負極性のピーク値をダイオ
ードＤ５を介してコンデンサＣ５に充電し、抵抗Ｒ５の
両端電圧の正極性のピーク値とコンデンサＣ５の充電電
圧の和をダイオードＤ６を介してコンデンサＣ６に充電
している。したがって、コンデンサＣ６にはランプ負荷
３の両端電圧の正極性のピーク値と負極性のピーク値と
の電圧差を分圧した直流低電圧が充電される。ランプ寿
命末期時やランプ外れ等の負荷異常時にはコンデンサＣ
６に得られる電圧が急激に上昇し、これにより保護動作
を行えるようになっている。
３の両端電圧を抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の直列回路により分
圧し、抵抗Ｒ５の両端電圧の負極性のピーク値をダイオ
ードＤ５を介してコンデンサＣ５に充電し、抵抗Ｒ５の
両端電圧の正極性のピーク値とコンデンサＣ５の充電電
圧の和をダイオードＤ６を介してコンデンサＣ６に充電
している。したがって、コンデンサＣ６にはランプ負荷
３の両端電圧の正極性のピーク値と負極性のピーク値と
の電圧差を分圧した直流低電圧が充電される。ランプ寿
命末期時やランプ外れ等の負荷異常時にはコンデンサＣ
６に得られる電圧が急激に上昇し、これにより保護動作
を行えるようになっている。
【００４４】次に、動作停止回路１０は、Ｖｌａ検出回
路７から出力される電圧をモニターしており、負荷寿命
末期時において、ツェナーダイオードＺＤ１により設定
される所定の電圧以上では負荷寿命末期と認識して制御
回路５に動作停止信号を与える。すなわち、Ｖｌａ検出
回路７のコンデンサＣ６の電圧が上昇し、ツェナーダイ
オードＺＤ１のツェナー電圧を越えると、ツェナーダイ
オードＺＤ１がオンしてコンデンサＣ１０が充電され、
トランジスタＱ５がオンする。これにより、平滑コンデ
ンサＣ０から抵抗Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９を介して電流が流れ
て、トランジスタＱ４がオンとなる。これにより、トラ
ンジスタＱ４，Ｑ５は電源が遮断されるまで自己保持状
態となり、制御回路５に動作停止信号を与え続けるよう
に動作する。
路７から出力される電圧をモニターしており、負荷寿命
末期時において、ツェナーダイオードＺＤ１により設定
される所定の電圧以上では負荷寿命末期と認識して制御
回路５に動作停止信号を与える。すなわち、Ｖｌａ検出
回路７のコンデンサＣ６の電圧が上昇し、ツェナーダイ
オードＺＤ１のツェナー電圧を越えると、ツェナーダイ
オードＺＤ１がオンしてコンデンサＣ１０が充電され、
トランジスタＱ５がオンする。これにより、平滑コンデ
ンサＣ０から抵抗Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９を介して電流が流れ
て、トランジスタＱ４がオンとなる。これにより、トラ
ンジスタＱ４，Ｑ５は電源が遮断されるまで自己保持状
態となり、制御回路５に動作停止信号を与え続けるよう
に動作する。
【００４５】この放電灯点灯装置では、ＡＣ−ＤＣ変換
回路１の出力電圧をモニターする検出回路４の出力電圧
Ｖｓがフィードバック信号として制御回路５へ入力さ
れ、フィードバック信号が増加傾向の場合は負荷３へ供
給される出力が減少方向となるようにＤＣ−ＡＣ変換回
路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御する。逆
にフィードバック信号が減少傾向の場合は負荷３へ供給
される出力が増加方向となるようにＤＣ−ＡＣ変換回路
２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御する。この
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御する方法として
は、周波数制御、デューティ制御、または周波数制御と
デューティ制御の組み合わせのいずれであってもよい。
これによって、フィードバック信号が増減するに従い、
負荷３に供給される出力は逆方向に変化するように制御
回路５により出力制御される。
回路１の出力電圧をモニターする検出回路４の出力電圧
Ｖｓがフィードバック信号として制御回路５へ入力さ
れ、フィードバック信号が増加傾向の場合は負荷３へ供
給される出力が減少方向となるようにＤＣ−ＡＣ変換回
路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御する。逆
にフィードバック信号が減少傾向の場合は負荷３へ供給
される出力が増加方向となるようにＤＣ−ＡＣ変換回路
２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御する。この
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御する方法として
は、周波数制御、デューティ制御、または周波数制御と
デューティ制御の組み合わせのいずれであってもよい。
これによって、フィードバック信号が増減するに従い、
負荷３に供給される出力は逆方向に変化するように制御
回路５により出力制御される。
【００４６】フィードバック信号による出力制御がされ
ない場合には、図１０に示すように、ＡＣ電源電圧の増
減に応じて負荷３に供給される出力が増減する。本実施
の形態では、検出回路４の検出出力Ｖｓをフィードバッ
ク信号とすることによりＡＣ電源電圧の変動に対して出
力が略一定となるように制御される。このフィードバッ
ク信号は図１１に示すようにＡＣ電源電圧の増減と比例
関係にある。図１２に示すように、ＤＣ−ＡＣ変換回路
２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御する制御周
波数（デューティ制御もしくは周波数制御とデューティ
制御の組み合わせでも同様である）とフィードバック信
号の増減を比例関係にすることで、負荷に供給される出
力を電源電圧と相反するように動作させ、図１３に示す
ように、電源電圧変動に対して略一定の出力を供給する
ことが可能となる。
ない場合には、図１０に示すように、ＡＣ電源電圧の増
減に応じて負荷３に供給される出力が増減する。本実施
の形態では、検出回路４の検出出力Ｖｓをフィードバッ
ク信号とすることによりＡＣ電源電圧の変動に対して出
力が略一定となるように制御される。このフィードバッ
ク信号は図１１に示すようにＡＣ電源電圧の増減と比例
関係にある。図１２に示すように、ＤＣ−ＡＣ変換回路
２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御する制御周
波数（デューティ制御もしくは周波数制御とデューティ
制御の組み合わせでも同様である）とフィードバック信
号の増減を比例関係にすることで、負荷に供給される出
力を電源電圧と相反するように動作させ、図１３に示す
ように、電源電圧変動に対して略一定の出力を供給する
ことが可能となる。
【００４７】ランプ寿命末期時は負荷電圧が急激に上昇
するため、ツェナーダイオードＺＤ１がオン状態にな
り、動作停止回路１０のトランジスタＱ４，Ｑ５がオン
して制御回路５に動作停止信号が入力され、スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２の駆動が停止することにより、図１７
に示すように、負荷に供給される出力が停止し、負荷寿
命末期時の保護を行うことができる。
するため、ツェナーダイオードＺＤ１がオン状態にな
り、動作停止回路１０のトランジスタＱ４，Ｑ５がオン
して制御回路５に動作停止信号が入力され、スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２の駆動が停止することにより、図１７
に示すように、負荷に供給される出力が停止し、負荷寿
命末期時の保護を行うことができる。
【００４８】（実施の形態５）図５は本発明の実施の形
態５の放電灯点灯装置の回路図である。本実施の形態で
は、ＡＣ−ＤＣ変換回路１とＤＣ−ＡＣ変換回路２の間
に、ＡＣ−ＤＣ変換回路１の出力電圧を交流電源Ｅの交
流電圧ピーク値よりも高い所定の直流電圧に変換するＤ
Ｃ−ＤＣ変換回路１１を介在させたものである。このＤ
Ｃ−ＤＣ変換回路１１は、インダクタＬ３とスイッチン
グ素子Ｑ３とダイオードＤ３とコンデンサＣ３とから成
る昇圧チョッパー回路で構成されており、スイッチング
素子Ｑ３を制御回路１２により高周波でオン・オフする
ことで、コンデンサＣ３に得られる直流電圧Ｖｓを可変
としている。スイッチング素子Ｑ２がオンされると、Ａ
Ｃ−ＤＣ変換回路１の整流出力電圧によりインダクタＬ
３、スイッチング素子Ｑ３を介して電流が流れてインダ
クタＬ３にエネルギーが蓄積され、スイッチング素子Ｑ
３がオフされると、ＡＣ−ＤＣ変換回路１の整流出力電
圧とインダクタＬ３の誘起電圧の和がダイオードＤ３を
介してコンデンサＣ３に充電される。制御回路１２に与
えられるフィードバック信号は実施の形態１〜４のいず
れの信号を用いてもよい。制御回路１２はスイッチング
素子Ｑ３の駆動周波数またはオン時間幅を制御すること
により、正常点灯時には、電源電圧変動に対して略一定
の出力を負荷に供給するように動作し、ランプ寿命末期
時には、負荷への出力供給を抑制することにより負荷寿
命末期時の保護を行うことができる。
態５の放電灯点灯装置の回路図である。本実施の形態で
は、ＡＣ−ＤＣ変換回路１とＤＣ−ＡＣ変換回路２の間
に、ＡＣ−ＤＣ変換回路１の出力電圧を交流電源Ｅの交
流電圧ピーク値よりも高い所定の直流電圧に変換するＤ
Ｃ−ＤＣ変換回路１１を介在させたものである。このＤ
Ｃ−ＤＣ変換回路１１は、インダクタＬ３とスイッチン
グ素子Ｑ３とダイオードＤ３とコンデンサＣ３とから成
る昇圧チョッパー回路で構成されており、スイッチング
素子Ｑ３を制御回路１２により高周波でオン・オフする
ことで、コンデンサＣ３に得られる直流電圧Ｖｓを可変
としている。スイッチング素子Ｑ２がオンされると、Ａ
Ｃ−ＤＣ変換回路１の整流出力電圧によりインダクタＬ
３、スイッチング素子Ｑ３を介して電流が流れてインダ
クタＬ３にエネルギーが蓄積され、スイッチング素子Ｑ
３がオフされると、ＡＣ−ＤＣ変換回路１の整流出力電
圧とインダクタＬ３の誘起電圧の和がダイオードＤ３を
介してコンデンサＣ３に充電される。制御回路１２に与
えられるフィードバック信号は実施の形態１〜４のいず
れの信号を用いてもよい。制御回路１２はスイッチング
素子Ｑ３の駆動周波数またはオン時間幅を制御すること
により、正常点灯時には、電源電圧変動に対して略一定
の出力を負荷に供給するように動作し、ランプ寿命末期
時には、負荷への出力供給を抑制することにより負荷寿
命末期時の保護を行うことができる。
【００４９】（実施の形態６）図６は本発明の実施の形
態６の放電灯点灯装置の回路図である。本実施の形態に
おいても、ＡＣ−ＤＣ変換回路１とＤＣ−ＡＣ変換回路
２の間に、ＡＣ−ＤＣ変換回路１の出力電圧を交流電源
Ｅの交流電圧ピーク値よりも高い所定の直流電圧に変換
するＤＣ−ＤＣ変換回路１１を介在させたものである。
このＤＣ−ＤＣ変換回路１１は、インダクタＬ３とスイ
ッチング素子Ｑ３とダイオードＤ３とコンデンサＣ３と
から成る昇圧チョッパー回路で構成されており、スイッ
チング素子Ｑ３を制御回路５により高周波でオン・オフ
することで、コンデンサＣ３に得られる直流電圧Ｖｓを
可変としている。スイッチング素子Ｑ３がオンされる
と、ＡＣ−ＤＣ変換回路１の整流出力電圧によりインダ
クタＬ３、スイッチング素子Ｑ３を介して電流が流れて
インダクタＬ３にエネルギーが蓄積され、スイッチング
素子Ｑ３がオフされると、ＡＣ−ＤＣ変換回路１の整流
出力電圧とインダクタＬ３の誘起電圧の和がダイオード
Ｄ３を介してコンデンサＣ３に充電される。制御回路５
に与えられるフィードバック信号は実施の形態１〜４の
いずれの信号を用いてもよい。制御回路５はスイッチン
グ素子Ｑ３の駆動周波数またはオン時間幅を制御するこ
とにより、正常点灯時には、電源電圧変動に対して略一
定の出力を負荷に供給するように動作し、ランプ寿命末
期時には、負荷への出力供給を抑制することにより負荷
寿命末期時の保護を行うことができる。
態６の放電灯点灯装置の回路図である。本実施の形態に
おいても、ＡＣ−ＤＣ変換回路１とＤＣ−ＡＣ変換回路
２の間に、ＡＣ−ＤＣ変換回路１の出力電圧を交流電源
Ｅの交流電圧ピーク値よりも高い所定の直流電圧に変換
するＤＣ−ＤＣ変換回路１１を介在させたものである。
このＤＣ−ＤＣ変換回路１１は、インダクタＬ３とスイ
ッチング素子Ｑ３とダイオードＤ３とコンデンサＣ３と
から成る昇圧チョッパー回路で構成されており、スイッ
チング素子Ｑ３を制御回路５により高周波でオン・オフ
することで、コンデンサＣ３に得られる直流電圧Ｖｓを
可変としている。スイッチング素子Ｑ３がオンされる
と、ＡＣ−ＤＣ変換回路１の整流出力電圧によりインダ
クタＬ３、スイッチング素子Ｑ３を介して電流が流れて
インダクタＬ３にエネルギーが蓄積され、スイッチング
素子Ｑ３がオフされると、ＡＣ−ＤＣ変換回路１の整流
出力電圧とインダクタＬ３の誘起電圧の和がダイオード
Ｄ３を介してコンデンサＣ３に充電される。制御回路５
に与えられるフィードバック信号は実施の形態１〜４の
いずれの信号を用いてもよい。制御回路５はスイッチン
グ素子Ｑ３の駆動周波数またはオン時間幅を制御するこ
とにより、正常点灯時には、電源電圧変動に対して略一
定の出力を負荷に供給するように動作し、ランプ寿命末
期時には、負荷への出力供給を抑制することにより負荷
寿命末期時の保護を行うことができる。
【００５０】この実施の形態では、ＤＣ−ＡＣ変換回路
２のスイッチング素子Ｑ２の制御信号を用いてＤＣ−Ｄ
Ｃ変換回路１１のスイッチング素子Ｑ３を制御している
から、実施の形態５に比べると、制御回路の回路構成が
簡単になる。また、ＤＣ−ＡＣ変換回路２による出力制
御と、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１による出力制御とが同時
に実施されることにより、駆動周波数やオン時間幅の制
御範囲が小さくて済み、フィルタ回路ＦＴの設計が容易
になるという利点もある。
２のスイッチング素子Ｑ２の制御信号を用いてＤＣ−Ｄ
Ｃ変換回路１１のスイッチング素子Ｑ３を制御している
から、実施の形態５に比べると、制御回路の回路構成が
簡単になる。また、ＤＣ−ＡＣ変換回路２による出力制
御と、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１による出力制御とが同時
に実施されることにより、駆動周波数やオン時間幅の制
御範囲が小さくて済み、フィルタ回路ＦＴの設計が容易
になるという利点もある。
【００５１】（実施の形態７）図７は本発明の実施の形
態７の放電灯点灯装置の回路図である。本実施の形態で
は、ＡＣ−ＤＣ変換回路１とＤＣ−ＡＣ変換回路２の間
に、ＡＣ−ＤＣ変換回路１の出力電圧を交流電源Ｅの交
流電圧ピーク値よりも高い所定の直流電圧に変換するＤ
Ｃ−ＤＣ変換回路１１を介在させたものである。このＤ
Ｃ−ＤＣ変換回路１１は、インダクタＬ３とスイッチン
グ素子Ｑ２とダイオードＤ２，Ｄ３とコンデンサＣ３と
から成る昇圧チョッパー回路で構成されており、スイッ
チング素子Ｑ２を制御回路５により高周波でオン・オフ
することで、コンデンサＣ３に得られる直流電圧Ｖｓを
可変としている。スイッチング素子Ｑ２がオンされる
と、ＡＣ−ＤＣ変換回路１の整流出力電圧によりインダ
クタＬ３、ダイオードＤ３、スイッチング素子Ｑ２を介
して電流が流れてインダクタＬ３にエネルギーが蓄積さ
れ、スイッチング素子Ｑ２がオフされると、ＡＣ−ＤＣ
変換回路１の整流出力電圧とインダクタＬ３の誘起電圧
の和がダイオードＤ３とスイッチング素子Ｑ１（ＭＯＳ
ＦＥＴに内蔵された逆方向ダイオード）を介してコンデ
ンサＣ３に充電される。制御回路５に与えられるフィー
ドバック信号は実施の形態１〜４のいずれの信号を用い
てもよい。制御回路５はスイッチング素子Ｑ３の駆動周
波数またはオン時間幅を制御することにより、正常点灯
時には、電源電圧変動に対して略一定の出力を負荷に供
給するように動作し、ランプ寿命末期時には、負荷への
出力供給を抑制することにより負荷寿命末期時の保護を
行うことができる。
態７の放電灯点灯装置の回路図である。本実施の形態で
は、ＡＣ−ＤＣ変換回路１とＤＣ−ＡＣ変換回路２の間
に、ＡＣ−ＤＣ変換回路１の出力電圧を交流電源Ｅの交
流電圧ピーク値よりも高い所定の直流電圧に変換するＤ
Ｃ−ＤＣ変換回路１１を介在させたものである。このＤ
Ｃ−ＤＣ変換回路１１は、インダクタＬ３とスイッチン
グ素子Ｑ２とダイオードＤ２，Ｄ３とコンデンサＣ３と
から成る昇圧チョッパー回路で構成されており、スイッ
チング素子Ｑ２を制御回路５により高周波でオン・オフ
することで、コンデンサＣ３に得られる直流電圧Ｖｓを
可変としている。スイッチング素子Ｑ２がオンされる
と、ＡＣ−ＤＣ変換回路１の整流出力電圧によりインダ
クタＬ３、ダイオードＤ３、スイッチング素子Ｑ２を介
して電流が流れてインダクタＬ３にエネルギーが蓄積さ
れ、スイッチング素子Ｑ２がオフされると、ＡＣ−ＤＣ
変換回路１の整流出力電圧とインダクタＬ３の誘起電圧
の和がダイオードＤ３とスイッチング素子Ｑ１（ＭＯＳ
ＦＥＴに内蔵された逆方向ダイオード）を介してコンデ
ンサＣ３に充電される。制御回路５に与えられるフィー
ドバック信号は実施の形態１〜４のいずれの信号を用い
てもよい。制御回路５はスイッチング素子Ｑ３の駆動周
波数またはオン時間幅を制御することにより、正常点灯
時には、電源電圧変動に対して略一定の出力を負荷に供
給するように動作し、ランプ寿命末期時には、負荷への
出力供給を抑制することにより負荷寿命末期時の保護を
行うことができる。
【００５２】この実施の形態ではＤＣ−ＡＣ変換回路２
のスイッチング素子Ｑ２をＤＣ−ＤＣ変換回路１１のス
イッチング素子として兼用しているから、実施の形態６
に比べると、主回路の回路構成が簡単になり、また、実
施の形態５に比べると、制御回路の回路構成が簡単にな
るという利点がある。
のスイッチング素子Ｑ２をＤＣ−ＤＣ変換回路１１のス
イッチング素子として兼用しているから、実施の形態６
に比べると、主回路の回路構成が簡単になり、また、実
施の形態５に比べると、制御回路の回路構成が簡単にな
るという利点がある。
【００５３】（実施の形態８）図８は本発明の実施の形
態８の放電灯点灯装置の回路図である。本実施の形態で
は、ＤＣ−ＡＣ変換回路２のスイッチング素子Ｑ２のス
イッチング動作により平滑コンデンサＣ０を充電する降
圧チョッパー回路を有している。スイッチング素子Ｑ２
がオンすると、インダクタＬ２、平滑コンデンサＣ０、
ダイオードＤ１３、スイッチング素子Ｑ２を介して電流
が流れてインダクタＬ２にエネルギーが蓄積され、スイ
ッチング素子Ｑ２がオフすると、インダクタＬ２の誘起
電圧によりダイオードＤ１２を介して平滑コンデンサＣ
０に回生電流が流れて、平滑コンデンサＣ０が充電され
る。そして、交流電源Ｅの整流電圧が低い期間では、ダ
イオードＤ１４を介して平滑コンデンサＣ０が放電さ
れ、ＤＣ−ＡＣ変換回路２に供給される。
態８の放電灯点灯装置の回路図である。本実施の形態で
は、ＤＣ−ＡＣ変換回路２のスイッチング素子Ｑ２のス
イッチング動作により平滑コンデンサＣ０を充電する降
圧チョッパー回路を有している。スイッチング素子Ｑ２
がオンすると、インダクタＬ２、平滑コンデンサＣ０、
ダイオードＤ１３、スイッチング素子Ｑ２を介して電流
が流れてインダクタＬ２にエネルギーが蓄積され、スイ
ッチング素子Ｑ２がオフすると、インダクタＬ２の誘起
電圧によりダイオードＤ１２を介して平滑コンデンサＣ
０に回生電流が流れて、平滑コンデンサＣ０が充電され
る。そして、交流電源Ｅの整流電圧が低い期間では、ダ
イオードＤ１４を介して平滑コンデンサＣ０が放電さ
れ、ＤＣ−ＡＣ変換回路２に供給される。
【００５４】なお、上述の実施の形態５〜８では、検出
回路の図示を省略しているが、いずれの実施の形態にお
いても、ＤＣ−ＡＣ変換回路２の入力電圧Ｖｓをモニタ
ーする第１の検出回路と、負荷電圧Ｖｌａをモニターす
る第２の検出回路とを有しており、その検出出力が上述
の実施の形態１〜４のいずれかの方法で制御回路のフィ
ードバック信号として利用されることにより、正常点灯
時には、電源電圧変動に対して略一定の出力を負荷に供
給するように動作し、ランプ寿命末期時には、負荷への
出力供給を抑制することにより負荷寿命末期時の保護を
行うことができるものである。
回路の図示を省略しているが、いずれの実施の形態にお
いても、ＤＣ−ＡＣ変換回路２の入力電圧Ｖｓをモニタ
ーする第１の検出回路と、負荷電圧Ｖｌａをモニターす
る第２の検出回路とを有しており、その検出出力が上述
の実施の形態１〜４のいずれかの方法で制御回路のフィ
ードバック信号として利用されることにより、正常点灯
時には、電源電圧変動に対して略一定の出力を負荷に供
給するように動作し、ランプ寿命末期時には、負荷への
出力供給を抑制することにより負荷寿命末期時の保護を
行うことができるものである。
【００５５】（実施の形態９）図９は本発明の実施の形
態９の放電灯点灯装置の実装構造を示している。上述の
実施の形態１〜８において、負荷である放電灯を点灯す
るのに必要な回路部Ａと、負荷の寿命末期時を検出して
回路破壊や劣化を保護する回路部及び負荷の脱着時に回
路動作を変えることにより回路破壊や劣化を保護する回
路部Ｂとをプリント基板上のミシン目Ｃで分離する。こ
れにより、商品の仕様により負荷の寿命時が商品の寿命
となるものや負荷の脱着を考慮する必要のない商品で
は、放電灯が点灯するのに必要な回路部Ａだけでよいの
で、図９のプリント基板上のミシン目により各回路部を
分離して必要な回路部のみ部品を実装する。一方、負荷
の寿命時には負荷を交換して使用し続けるもの（その場
合負荷の取り替え時に負荷の脱着を検出して回路動作を
変える必要がある）については、放電灯が点灯するのに
必要な回路部以外に負荷電圧検出回路、動作停止回路及
び負荷外れ検出回路が必要となるので、図９のプリント
基板のミシン目により各回路部を分離せずに全ての回路
部の部品を実装する。このようにすることで、商品仕様
上必要な機能のみを用いて効率よく商品を開発すること
が可能となり、かつ、部品の実装についても必要な部品
のみを無駄なく実装することが可能となり、商品仕様違
いの展開を効率的に行うことができ、また、開発の無駄
をなくすことができる。
態９の放電灯点灯装置の実装構造を示している。上述の
実施の形態１〜８において、負荷である放電灯を点灯す
るのに必要な回路部Ａと、負荷の寿命末期時を検出して
回路破壊や劣化を保護する回路部及び負荷の脱着時に回
路動作を変えることにより回路破壊や劣化を保護する回
路部Ｂとをプリント基板上のミシン目Ｃで分離する。こ
れにより、商品の仕様により負荷の寿命時が商品の寿命
となるものや負荷の脱着を考慮する必要のない商品で
は、放電灯が点灯するのに必要な回路部Ａだけでよいの
で、図９のプリント基板上のミシン目により各回路部を
分離して必要な回路部のみ部品を実装する。一方、負荷
の寿命時には負荷を交換して使用し続けるもの（その場
合負荷の取り替え時に負荷の脱着を検出して回路動作を
変える必要がある）については、放電灯が点灯するのに
必要な回路部以外に負荷電圧検出回路、動作停止回路及
び負荷外れ検出回路が必要となるので、図９のプリント
基板のミシン目により各回路部を分離せずに全ての回路
部の部品を実装する。このようにすることで、商品仕様
上必要な機能のみを用いて効率よく商品を開発すること
が可能となり、かつ、部品の実装についても必要な部品
のみを無駄なく実装することが可能となり、商品仕様違
いの展開を効率的に行うことができ、また、開発の無駄
をなくすことができる。
【００５６】（実施の形態１０）実施の形態１〜８にお
いて、ノイズ対策を必要をするものについて、ＡＣ−Ｄ
Ｃ変換回路１の整流回路（ダイオードブリッジ回路Ｄ
Ｂ）の前段にコモンフィルタ（フィルタ回路ＦＴ）を設
けて電源線に帰還するノイズを除去するのが一般的であ
る。前記コモンフィルタのインピーダンス特性として略
１５０ＫＨｚにピークを持つ特性を用いることにより、
効果的にノイズ規制（例えばＣＩＳＰＲ１５）に沿った
ノイズ対策が可能となる。これは、放電灯点灯回路が赤
外線を用いたリモコン機器との干渉を避けるために、動
作周波数を４０ＫＨｚ〜６０ＫＨｚの範囲に設定する
と、その周波数の３倍周波数成分がノイズ規制値に対し
て厳しいものとなるので、最も厳しい周波数帯域にフィ
ルタのノイズ除去特性のピークを持たすことによりノイ
ズ対策について最も効果的にすることが可能となるもの
である。
いて、ノイズ対策を必要をするものについて、ＡＣ−Ｄ
Ｃ変換回路１の整流回路（ダイオードブリッジ回路Ｄ
Ｂ）の前段にコモンフィルタ（フィルタ回路ＦＴ）を設
けて電源線に帰還するノイズを除去するのが一般的であ
る。前記コモンフィルタのインピーダンス特性として略
１５０ＫＨｚにピークを持つ特性を用いることにより、
効果的にノイズ規制（例えばＣＩＳＰＲ１５）に沿った
ノイズ対策が可能となる。これは、放電灯点灯回路が赤
外線を用いたリモコン機器との干渉を避けるために、動
作周波数を４０ＫＨｚ〜６０ＫＨｚの範囲に設定する
と、その周波数の３倍周波数成分がノイズ規制値に対し
て厳しいものとなるので、最も厳しい周波数帯域にフィ
ルタのノイズ除去特性のピークを持たすことによりノイ
ズ対策について最も効果的にすることが可能となるもの
である。
【００５７】
【発明の効果】本発明によれば、１つのフィードバック
信号により出力を制御可能とした放電灯点灯回路であれ
ば、ＤＣ−ＡＣ変換回路の入力電圧と負荷電圧を検出し
て、それらをフィードバック信号として出力を制御する
ことにより、新たに回路を追加することなく容易に電源
電圧変動に対して出力を略一定となるように制御でき、
かつ負荷寿命末期時においても安全性を確保し回路破壊
や劣化を防止することが可能となる。
信号により出力を制御可能とした放電灯点灯回路であれ
ば、ＤＣ−ＡＣ変換回路の入力電圧と負荷電圧を検出し
て、それらをフィードバック信号として出力を制御する
ことにより、新たに回路を追加することなく容易に電源
電圧変動に対して出力を略一定となるように制御でき、
かつ負荷寿命末期時においても安全性を確保し回路破壊
や劣化を防止することが可能となる。
【図１】本発明の実施の形態１の回路図である。
【図２】本発明の実施の形態２の回路図である。
【図３】本発明の実施の形態３の回路図である。
【図４】本発明の実施の形態４の回路図である。
【図５】本発明の実施の形態５の回路図である。
【図６】本発明の実施の形態６の回路図である。
【図７】本発明の実施の形態７の回路図である。
【図８】本発明の実施の形態８の回路図である。
【図９】本発明の実施の形態９のプリント基板の概略構
成を示す正面図である。
成を示す正面図である。
【図１０】本発明の実施の形態１の第１の動作説明図で
ある。
ある。
【図１１】本発明の実施の形態１の第２の動作説明図で
ある。
ある。
【図１２】本発明の実施の形態１の第３の動作説明図で
ある。
ある。
【図１３】本発明の実施の形態１の第４の動作説明図で
ある。
ある。
【図１４】本発明の実施の形態１の第５の動作説明図で
ある。
ある。
【図１５】本発明の実施の形態１の第６の動作説明図で
ある。
ある。
【図１６】本発明の実施の形態３の動作説明図である。
【図１７】本発明の実施の形態４の動作説明図である。
【図１８】従来例１の回路図である。
【図１９】従来例２の回路図である。
【図２０】従来例３の回路図である。
１ ＡＣ−ＤＣ変換回路
２ ＤＣ−ＡＣ変換回路
３ 負荷
４ Ｖｓ検出回路
５ 制御回路
６ 高圧側駆動回路
７ Ｖｌａ検出回路
８ 加算回路
９ 切替回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 3K072 AA02 AC02 AC11 BA03 BB01
CB07 DB03 DE04 DE05 EA01
FA05 FA07 GB01 GB03 GB12
GC04 HA05 HA06 HA10 HB02
HB03
Claims (7)
- 【請求項１】 交流電源を直流電圧に変換するＡＣ−
ＤＣ変換手段と、 前記ＡＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧を入力とし、少なく
とも一つのスイッチング要素をオン・オフすることで所
定の高周波電圧に変換して出力するＤＣ−ＡＣ変換手段
と、 前記ＤＣ−ＡＣ変換手段の出力を供給されるランプ負荷
と、 前記ＤＣ−ＡＣ変換手段のスイッチング要素をフィード
バック信号により駆動制御して負荷に供給する出力状態
を制御する制御回路とを有する放電灯点灯装置におい
て、 前記ＡＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧をモニターする第１
の検出回路と、 負荷電圧をモニターする第２の検出回路とを有してお
り、 第１の検出回路と第２の検出回路の出力を前記フィード
バック信号とすることを特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項２】 交流電源を直流電圧に変換するＡＣ−
ＤＣ変換手段と、 前記ＡＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧を前記交流電源の交
流電圧ピーク値よりも高い所定の直流電圧に変換する少
なくとも一つのスイッチング要素を有するＤＣ−ＤＣ変
換手段と、 前記ＤＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧を入力とし、少なく
とも一つのスイッチング要素をオン・オフすることで所
定の高周波電圧に変換して出力するＤＣ−ＡＣ変換手段
と、 前記ＤＣ−ＡＣ変換手段の出力を供給されるランプ負荷
と、 前記ＤＣ−ＤＣ変換手段のスイッチング要素をフィード
バック信号により駆動制御して負荷に供給する出力状態
を制御する制御回路とを有する放電灯点灯装置におい
て、 前記ＤＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧をモニターする第１
の検出回路と、 負荷電圧をモニターする第２の検出回路とを有してお
り、 第１の検出回路と第２の検出回路の出力を前記フィード
バック信号とすることを特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項３】 請求項２において、ＤＣ−ＤＣ変換手
段とＤＣ−ＡＣ変換手段のスイッチング素子もしくはそ
の制御信号を兼用したことを特徴とする放電灯点灯装
置。 - 【請求項４】 請求項１〜３のいずれかにおいて、ラ
ンプ正常点灯時は第１の検出回路の検出出力をフィード
バック信号とすることにより電源電圧変動に対して出力
が略一定となるように制御され、ランプ寿命末期時には
第１および第２の検出回路の検出出力を合成したものを
フィードバック信号とすることにより出力を抑制するよ
うに制御されることを特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項５】 請求項１〜３のいずれかにおいて、ラ
ンプ正常点灯時には第１および第２の検出回路の検出出
力を合成したものをフィードバック信号とすることによ
り電源電圧変動に対して出力が略一定となるように制御
され、ランプ寿命末期時にも第１および第２の検出回路
の検出出力を合成したものをフィードバック信号とする
ことにより出力を抑制するように制御されることを特徴
とする放電灯点灯装置。 - 【請求項６】 請求項１〜３のいずれかにおいて、ラ
ンプ正常点灯時は第１および第２の検出回路の検出出力
を合成したものをフィードバック信号とすることにより
電源電圧変動に対して出力が略一定となるように制御さ
れ、ランプ寿命末期時には第１および第２の検出回路の
検出出力を合成したものに所定量を加えた信号をフィー
ドバック信号とすることにより出力を抑制するように制
御されることを特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項７】 請求項１〜３のいずれかにおいて、ラ
ンプ正常点灯時には第１の検出回路の検出出力をフィー
ドバック信号とすることにより電源電圧変動に対して出
力が略一定となるように制御され、ランプ寿命末期時に
は第２の検出回路の検出出力を発振停止信号とすること
により前記ＤＣ−ＤＣ変換手段またはＤＣ−ＡＣ変換手
段を動作停止するように制御されることを特徴とする放
電灯点灯装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001304108A JP2003109783A (ja) | 2001-09-28 | 2001-09-28 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001304108A JP2003109783A (ja) | 2001-09-28 | 2001-09-28 | 放電灯点灯装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003109783A true JP2003109783A (ja) | 2003-04-11 |
Family
ID=19124080
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001304108A Pending JP2003109783A (ja) | 2001-09-28 | 2001-09-28 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003109783A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008504654A (ja) * | 2004-06-30 | 2008-02-14 | ティーアイアール システムズ リミテッド | スイッチング定電流駆動・制御回路 |
| JP2010259236A (ja) * | 2009-04-24 | 2010-11-11 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 電源装置 |
-
2001
- 2001-09-28 JP JP2001304108A patent/JP2003109783A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008504654A (ja) * | 2004-06-30 | 2008-02-14 | ティーアイアール システムズ リミテッド | スイッチング定電流駆動・制御回路 |
| JP4782785B2 (ja) * | 2004-06-30 | 2011-09-28 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | スイッチング定電流駆動・制御回路 |
| JP2010259236A (ja) * | 2009-04-24 | 2010-11-11 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 電源装置 |
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