JP2002539752A

JP2002539752A - 整流回路

Info

Publication number: JP2002539752A
Application number: JP2000604518A
Authority: JP
Inventors: ブルクハルト、ディック
Original assignee: Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1999-03-11
Filing date: 2000-03-10
Publication date: 2002-11-19
Also published as: WO2000054400A1; EP1076925A1; EP1076925B1; US6307418B1

Abstract

(57)【要約】動作点範囲内で実質的に直線性を有する信号処理を行う簡単な構成の整流回路を提供する。整流回路の出力電圧で制御される相補電流段がカレントミラー回路５，６の入力及び/又は出力に相補電流を供給する。この相補電流は、出力電圧のすべての値に対して、第１、第２のトランジスタ１，２のコレクタ・エミッタ間電流の低電流値に相当する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】

本発明は、それぞれのエミッタが第１の接続点及び第１の定電流源の端子に共
通に接続された第１乃至第３のトランジスタであって、前記第１及び第２のトラ
ンジスタのコレクタが第２の接続点に共通に接続された第１乃至第３のトランジ
スタと、所定のミラー比を有し、入力端子が前記第２の接続点に接続され、出力
端子が、第３の接続点において、前記第３のトランジスタのコレクタに接続され
たカレントミラー回路と、を備えた整流回路であって、前記第１及び/又は第２
のトランジスタのコレクタ・エミッタ間電流を制御可能な入力電圧が前記第１及
び/又は第２のトランジスタのベースを介して前記整流回路に与えられ、少なく
とも整流された前記入力電圧に実質的に相当する出力電圧を前記整流回路の前記
第３のトランジスタから取り出せ、前記第１乃至第３のトランジスタは所定のエ
ミッタ領域を有する整流回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】

多くの伝送システムにおいて、整流器は例えばＡＭ復調器又はレベル検出器に
用いられ、これらは主に信号振幅の測定に用いられる。ＡＭ復調器に好適に用い
られる精度の高い整流器は、小入力電圧に対応し、直線性によって特徴づけられ
、例えば、単純な半導体ダイオードと比べ、理想的な整流器の特性に近い特性を
有しているが、そのような理想的な整流器の特性を実現するのは非常に困難かつ
複雑である。

【０００３】図１に半導体集積回路に搭載可能な簡単な構成の整流回路を示す。この整流回
路にはバイポーラＮＰＮ型の第１乃至第３のトランジスタ１，２，３が備えられ
、それらのエミッタが第１の接続点９に接続されている。さらに第１の定電流源
１２の一端が第１の接続点９に接続され、他端がグランド１５に接続されている
。第１、第２のトランジスタ１，２のコレクタが第２の接続点１０に接続されて
いる。さらに、第２の接続点１０は、バイポーラＰＮＰ型の第５、第６のトラン
ジスタ５，６より成るカレントミラー回路に接続されている。これらのトランジ
スタのエミッタが電源端子１６に接続されている。これら第５、第６のトランジ
スタのベースが共に第２の接続点１０に接続されている。さらには、第５のトラ
ンジスタ５のコレクタが、カレントミラー回路の入力として、第２の接続点１０
に接続されている。第６のトランジスタ６のコレクタが第３の接続点１１に接続
され、そしてさらに第３のトランジスタ３のコレクタに接続されて、カレントミ
ラー回路の出力となっている。

【０００４】図１に示す整流回路はさらに、バイポーラＮＰＮ型の第４のトランジスタ４を
備えており、この第４のトランジスタ４は整流回路の出力増幅器の一要素を成し
ている。第４のトランジスタ４のコレクタが電源端子１６に接続され、ベースが
第３の接続点１１に接続されている。第４のトランジスタ４のエミッタが、第３
のトランジスタ３のベ−スと第３の定電流源１４の一端と共に整流回路の出力端
子１７に接続されている。第３の定電流源１４の他端はグランド１５に接続され
ている。

【０００５】図１の整流回路において、第１、第２のトランジスタ１，２のベースが整流回
路の入力端子となっている。整流回路が動作中、入力電圧ＵＥがこれらベース間
に与えられる。入力電圧ＵＥは通常、直流および交流成分を有し、この直流成分
により制御される。説明を簡単にするために、以後の説明では、入力電圧ＵＥは
交流成分のみであるとする。この交流成分ＵＥは、直流成分に関して対称的に、
第１、第２のトランジスタ１，２のベースを制御する。この入力電圧ＵＥを有す
る整流回路の制御により、交流成分をＵＡで示す出力電圧が出力端子１７に出力
される。

【０００６】図１の整流回路はボルテージホロアとして動作し、第１、第２、第３、第５、
第６のトランジスタ１，２，３、５，６にコレクタ・エミッタ間電流Ｉ１，Ｉ２
，Ｉ３，Ｉ５，Ｉ６が流れる。ここでは、これらのトランジスタはすべて同じエ
ミッタ領域を有し、カレント・ミラー回路５，６のミラー比を１とする。入力電
圧の交流成分ＵＡが無い場合、即ち、整流回路の入力電圧の制御が無い場合、同
じ電流、即ち、Ｉ１とＩ２が等しい電流が第１、第２のトランジスタ１，２のコ
レクタ・エミッタ間に流れる。両電流の和、Ｉ１＋Ｉ２がカレント・ミラー回路
５，６の入力電流Ｉ５に等しく、即ち、第５のトランジスタ５のコレクタ・エミ
ッタ間電流に等しくなり、電流Ｉ６に相当する。なお、第４のトランジスタ４の
ベース電流を無視すると電流Ｉ６は第３のトランジスタ３のコレクタ・エミッタ
間電流Ｉ３に相当する。ＵＥ＝０のとき、第３のトランジスタ３の動作点電流を
Ｉ０とする。ＵＥ＝０のとき、Ｉ５とＩ６はＩ０となる。一方、第１、第２のト
ランジスタ１，２のコレクタ・エミッタ間電流Ｉ１，Ｉ２はＩ０/２となり、第
１の定電流源１２より供給される定電流Ｉ０１２は第３のトランジスタ３の動作
点電流Ｉ０の２倍の値となる。

【０００７】第１、第２のトランジスタ１，２の電流密度は第３のトランジスタ３の電流密
度のほぼ半分なので、ＵＥ＝０のとき、即ち、整流回路の動作点において、第１
、第２のトランジスタ１，２には、第３のトランジスタ３の動作点でのベ−ス・
エミッタ間電圧より低いベ−ス・エミッタ間電圧が生じる。電圧シフトが整流回
路の出力端子に出力電圧ＵＡとして出力される。この電圧シフトは、図１に示す
整流回路のバイポーラ・トランジスタ１，２，３の、２の自然対数が乗ぜられた
温度に応じた電圧に相当する。室温では、この値はバイポーラ・シリコン・トラ
ンジスタでは１８ｍＶである。

【０００８】ＵＥ＝０の動作点から動作開始したとき、入力電圧ＵＥが増加し、正の値をと
ると、第２のトランジスタ２は第１のトランジスタ１に比べ導電性となり、第１
のトランジスタ１から、ますます、コレクタ・エミッタ間電流を吸収する。従っ
て、電流Ｉ２の値が電流Ｉ５の値に近づき、つまり、上述した電流Ｉ３の値に近
づき、第２のトランジスタ２の電流密度が第１のトランジスタ１の電流密度に近
づく。これにより、第２、第３のトランジスタ２、３のベース・エミッタ間電圧
の差が少なくなり、図１に示す整流回路の入力電圧ＵＥと出力電圧ＵＡの差も少
なくなる。ボーダーケース（border case)では、電流Ｉ１＝０でＵＥ＝ＵＡであ
り、出力電圧ＵＡは正確に入力電圧ＵＥに追従する。

【０００９】これに対し、入力電圧ＵＥが減少した場合、即ち入力電圧ＵＥが負の値をとり
、動作点から動作開始すると、第１のトランジスタ１が、ますます、第２のトラ
ンジスタ２のコレクタ・エミッタ間電流を吸収する。従って、電流Ｉ１の値が電
流Ｉ３の値にますます近づき、入力電圧ＵＥと出力電圧ＵＡの電圧差も減少する
。ボーダーケースでは、入力電圧ＵＥの値は０より大きくなり、電流Ｉ３，Ｉ５
，Ｉ６は第１、第２のトランジスタ１、２各々のみに流れる電流Ｉ１，Ｉ２と同
様にそれぞれ値Ｉ０になる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】

図２は図１の整流回路における入力電圧ＵＥと出力電圧ＵＡの特性を実線曲線
で示したグラフである。この特性曲線の動作点範囲内で丸く図示されている非直
線部分が歪んでいるため、図１の整流回路は精密な整流器としてはもはや用いる
ことはできない。精密な整流器は信号伝送における直線性に関し、厳しい要求を
満足せねばならず、一方で、微少歪みで小さな電圧振幅の信号伝送を行わなけれ
ばならない。

【００１１】この発明は、簡単な構成で、動作点範囲内で少なくとも実質的に直線性を有す
る信号処理を行える整流回路を提供することを目的としている。

【００１２】

【課題を解決するための手段】

この発明の目的は、整流回路において、出力電圧により制御され、少なくとも
相補電流をカレント・ミラー回路の入力及び/又は出力に供給する相補電流段を
備え、上記相補電流は、すべての出力電圧に対し、少なくとも実質的に第１、第
２のトランジスタのコレクタ・エミッタ間電流の低電流値に相当するように構成
されることにより達成される。

【００１３】この発明は、上述したような整流回路では、特性曲線を与えるに際し、少なく
とも実質的に入力電圧の制御範囲全体にトランジスタのベース・エミッタ間電圧
が対応するときに誤差、即ち、電圧変動が無く出力電圧が入力電圧に追従し、か
つそれらトランジスタの電流密度が入力電圧のすべての値に対応するときにその
ような対応が達成されるという認識に立っている。これは、つまり、図１に示す
整流回路において、第３のトランジスタの電流密度が、入力電圧ＵＥの正又は負
の値の制御に応じて、少なくとも実質的に第２の又は第１のトランジスタの電流
密度に対応するということである。ところが図１に示す整流回路においては、第
１、第２のトランジスタ１，２の小電流Ｉ１，Ｉ２により、この電流密度の対応
は崩されてしまう。しかし、第３のトランジスタの電流Ｉ３に対し、カレント・
ミラー回路５，６を介するものであれば、この電流の影響は防止できる。この発
明によれば、これは相補電流段により実現できる。相補電流段の相補電流はカレ
ントミラー回路の入力又は出力のいずれかに供給され、電流Ｉ１，Ｉ２のいずれ
か小さい方の影響が無くなる。理想的な整流器特性からの出力電圧変動は補償す
べき電流密度の変動であり、第１、第２のトランジスタ１，２の補償すべき電流
Ｉ１，Ｉ２の内、小電流として現れるので、この発明によれば、相補電流段は整
流回路の出力電圧により簡単な方法により制御することができる。

【００１４】この発明の実施例である整流回路によれば、第３の接続点を介してカレントミ
ラー回路の出力より相補電流を取り出すことができる。この場合、カレントミラ
ー回路より第３のトランジスタへ供給される電流の内、余剰となる電流成分がコ
ピーされて相補電流となる。これに対し、本発明による整流回路が別のディメン
ションの場合および第３のトランジスタに必要な電流より電流が小さい動作の場
合にカレントミラー回路より電流を供給するときは、対応する相補電流を第３の
トランジスタにも供給することができる。この発明の整流回路の変形例によれば
、第２の接続点を介して相補電流をカレントミラー回路の入力にも供給すること
ができる。これは、少なくとも実質的に理想的な整流器特性曲線を得るために必
要である、第３のトランジスタの電流よりもカレントミラー回路を供給される電
流が小さい動作の場合に対する整流回路のディメンションに適用される。他のデ
ィメンションにおいては、第３のトランジスタの電流が小電流となるようにカレ
ントミラー回路の入力電流を小さくするために相補電流が用いられる。この発明
による整流回路の他の実施例によれば、相補電流段は、整流回路の出力電圧が与
えられる入力端子と相補電流を出力する出力端子とを有する差動増幅器を備える
。このような簡単の構成により、相補電流を正確に制御でき、充分な直線性を有
する整流器特性曲線を得ることができる。相補電流段の差動増幅器は１組のエミ
ッタ結合トランジスタとこのトランジスタの組に定電流を供給する第２の定電流
源を備えても良い。このような相補電流段は構成が簡単のみならず、低電源電圧
及び低入力電圧において厳しい要求を満足することができ、多方面に用いること
ができる。

【００１５】この発明の整流回路によれば、第１、第２、第３のトランジスタ並びに相補電
流段の差動増幅器の１組のエミッタ結合トランジスタは、少なくとも実質的に等
しいエミッタ領域を有することが好ましい。これにより、この発明の整流回路を
簡単な構成に製造することができるのみならず、動作中の回路要素の動作パラメ
ータを簡単にそして正確に得ることができる。特に、上述のディメンションにお
いて、第１、第２、第３のトランジスタ並びに相補電流段の差動増幅器の１組の
エミッタ結合トランジスタは、少なくとも実質的に同じ動作点電流を供給するこ
とができる。この場合、第１の定電流源により供給される電流、第２の定電流源
により供給される電流そして動作点電流の値は３：２：１であることが望ましい
。ＵＥ＝０における整流器の動作点に関与するトランジスタのコレクタ・エミッ
タ間電流は動作点電流として表される。

【００１６】この整流回路においてさらに良い信号特性を得るには、整流回路の出力電圧が
与えられる入力端子と相補電流段を制御する出力端子を有する増幅器を備えても
良い。この増幅器により、出力電圧の交流成分の増幅度が入力電圧の交流成分の
増幅度と同じになる。

【００１７】相補電流段が差動増幅器を備える場合は、差動増幅器の入力端子が上記増幅器
の出力端子と接続されることが好ましい。この相補電流回路の差動増幅器の出力
端子は相補電流を出力する。

【００１８】上記増幅器は、整流回路と相補電流段の出力電圧の間で、少なくとも交流電圧
利得値が２であることが好ましい。

【００１９】この実施例では、整流回路の出力電圧である増幅器の出力電圧との関係におい
て入力電圧を用いることもできる。その場合、上述の交流成分利得は無いが、い
かなる場合でも、より大きい交流成分により相補電流回路が制御されて、整流回
路の信号特性が改善される。

【００２０】

【発明の実施の形態】

図３に示す実施例は、図１に示す整流回路に対し第１、第２、第３、第４、第
５、第６のトランジスタ１、２、３、４、５、６が配設されている。参照番号１
２０で示される、第１の定電流電源の代換えが、第１、第２、第３のトランジス
タ１、２，３のエミッタが共通に接続される第１の接続点９とグランド１５との
間に挿入され、第３のトランジスタ３の動作点電流の３倍、即ち、電流Ｉ０の３
倍に等しい定電流Ｉ０１２０を供給する。これに対し、この実施例でも第３の定
電流電源１４は、図１の整流回路と同様に、定電流Ｉ０１４を供給する。入力電
圧ＵＥが第１、第２のトランジスタ１、２のベ−ス間に供給され、出力電圧ＵＡ
が第３のトランジスタ３のベ−スに接続される第３の接続点より出力される。

【００２１】図３に示す回路はさらに、エミッタ結合された第７，第８のトランジスタ７，
８の組と、これらのトランジスタの組に電流を供給する第２の定電流電源１３を
有する差動増幅器より成る相補電流段を備える。第２の定電流源Ｉ３は、動作点
ＵＥ＝０で、第３のトランジスタの動作点電流Ｉ０の２倍に相当する定電流Ｉ０
１３を供給する。第７、第８のトランジスタ７、８はＮＰＮ型バイポーラトラン
ジスタである。第７、第８のトランジスタ７、８のエミッタとは離れている側の
、第２の定電流源Ｉ３の端子がグランド１５に接続されている。直流成分、即ち
、第１、第２のトランジスタ１、２のベースに与えられる電圧の動作点電位に相
当する直流電圧ＶＤＣが第８のトランジスタ８のベースに与えられる。この電圧
ＶＤＣは入力電圧の交流成分の動作点電位、即ち、入力電圧ＵＥの動作点電位で
ある。図３の整流回路が正しく動作するにはこの第８のトランジスタ８のベース
の直流成分ＶＤＣが少なくとも実質的に正確に調整される必要がある。第８のト
ランジスタ８のコレクタ・エミッタ間電流Ｉ８が図３の実施例における相補電流
である。第８のトランジスタ８のコレクタが第３の接続点１１に接続されて、こ
の相補電流がカレントミラー回路５，６の出力に現れる。第７のトランジスタ７
のコレクタが電源端子１６に接続されている。

【００２２】図３の実施例では、第１、第２、第３、第７、第８のトランジスタ１、２，３
、７，８は同じエミッタ領域を有する。ＵＥ＝０において、第１の定電流源１２
０の定電流Ｉ０１２０と、第２の定電流源１３の定電流Ｉ０１３と、そして第３
のトランジスタ３の動作点電流Ｉ０の比は３：２：１に設定されている。動作点
ＵＥ＝０において、電流Ｉ１、Ｉ２，Ｉ３の値はＩ０とするとカレントミラー回
路５，６の電流Ｉ５、Ｉ６は電流値Ｉ０の２倍に相当する。相補電流は動作点で
値Ｉ０を有する。図３に示す整流回路は、動作点において、値Ｉ０の相補電流Ｉ
８がカレントミラー回路５，６のトランジスタ６のコレクタに取り出され、そし
て相補電流段の第８のトランジスタ８を介して出力される。相補電流Ｉ８が無い
と、動作点の電流Ｉ３の値は電流Ｉ０の値の２倍となる。ところが、第１、第２
、第３、第７、第８のトランジスタ１、２，３、７，８のベース・エミッタ間電
圧が互いに対応するので出力電圧ＵＡが入力電圧ＵＥに等しくなる。動作点では
、図１に示す整流回路と異なり、入力電圧ＵＥと出力電圧ＵＡの間に電圧シフト
は生じない。

【００２３】動作点ＵＥ＝０で動作が開始し、入力電圧ＵＥが制御の意味で正の値で増加す
ると、電流Ｉ２も増加する。一方、電流Ｉ１は比例せずに減少する。従って、入
力電流が減少し、カレントミラー回路５，６の出力電流Ｉ５，Ｉ６も減少する。
これに対し、第３のトランジスタ３の電流Ｉは増加する。従って、第３のトラン
ジスタ３のベース・エミッタ間電圧が増加し、出力電圧ＵＡも同じ量増加する。
出力電圧ＵＡの増加により、第２の定電流源１３の定電流Ｉ０１３の大部分が第
７のトランジスタのコレクタ・エミッタ間を流れる。ところが、すでに説明した
ような電流生成において、電流Ｉ６とＩ３間の必要な差に相当する分、相補電流
Ｉ８が減少する。この過程で、電流Ｉ２とＩ３が少なくとも実質的に一様に増加
し、第２、第３のトランジスタ２，３の電流密度が入力電圧ＵＥのすべての値（
正の値）に少なくとも相当する。これは、図２で破線で示す、殆ど直線的な変化
を有する低電圧制御にあたる。

【００２４】図３の整流回路の制御において、入力電圧ＵＥが動作点より、負の値に減少す
ると電流Ｉ１が増加し、Ｉ２は電流Ｉ１に対して比例することなく減少する。入
力電圧ＵＥが正の値の場合に対し、これは第１、第２のトランジスタ１，２に対
しバランスの良い電流分配が要求される。他の回路要素での電流は、正値のよる
制御と同様に振る舞う。上述した図３の整流回路の直線的な特性曲線は図２に示
すように動作点に対し対称的になる。

【００２５】図３の実施例の変形例として、グランド１５に対し一極性の場合を図４に示す
。図３の回路に加え、第８のトランジスタ８のベースが、図４では、第２のトラ
ンジスタ２のベースに接続されていて、両ベースには直流成分ＶＤＣ、即ち、動
作点電位が与えられる。動作点電位ＶＤＣに交流成分が重畳した入力電圧ＵＥが
第１のトランジスタ１のベースとグランド１５間に現れる。第１のトランジスタ
１のベースと第３のトランジスタ３のベースとが第１の帰還抵抗１８を介して接
続されている。さらに、第３のトランジスタ３のベースが第２の帰還抵抗１９を
介して整流回路の出力端子１７に接続されている。

【００２６】動作点において、入力電圧の交流成分ＵＥが無くなると、図３で示したのと同
じ電流、電圧分配が図４でも行われる。正の入力電圧ＵＥが与えられると、図４
の整流回路は、その動作モードにおいて、実質的に図３に相当するボルテージホ
ロアとして動作する。この場合、帰還抵抗１８、１９には電流は流れず、第１、
第３のトランジスタ１，３は非反転増幅器を構成する。図４に示す整流回路の第
２実施例は、正での制御においては、図３に示す第１実施例に相当する。

【００２７】負の制御、即ち、入力電圧の交流成分ＵＥが負の値では、第１、第２、第３の
トランジスタ１，２，３と帰還抵抗１８、１９が反転増幅器として動作する。図
３の実施例での電流の関係は基本的に図４の第２の実施例にも適用される。従っ
て、負の制御においては、第２、第３のトランジスタ２，３を流れる電流Ｉ２，
Ｉ３はここでも少なくとも実質的に相当する。従って、第３のトランジスタ３の
ベースが少なくとも実質的に動作点電位ＶＤＣにあり、入力電圧ＵＥが減少する
一方で、第１のトランジスタ１のベースの電位が下がる。その結果、電流が第１
の帰還抵抗１８に流れ、この電流は、第３のトランジスタの微少ベース電流によ
り、第２の帰還抵抗１９にも流れて電圧を生じ、これにより、出力電圧ＵＡが動
作点電位に対し増加する。第１、第２の帰還抵抗１８、１９が等しく高抵抗であ
れば、入力電圧ＵＥの減少分と同じだけ出力電圧ＵＡが増加する。相補電流Ｉ８
は図３と同様に制御される。

【００２８】図４の実施例でも、図２で破線で示す理想的な特性と実質的に同様な特性曲線
が得られる。

【００２９】図３の第１の実施例の変形例を図５に示す。ここでは、交流電圧利得が２の非
反転増幅段を形成する演算増幅器３０が出力端子１７と第７のトランジスタ７の
ベース間の信号経路に接続されている。演算増幅器３０の非反転入力端子３１が
出力端子１７に接続され、出力端子３２が第７のトランジスタ７のベースに接続
され、反転入力端子３３が第３の帰還抵抗３４を介して出力３２に接続されてい
る。反転入力端子３３はさらに、第４の帰還抵抗３５を介して第８のトランジス
タ８のベースに接続され、動作点電位ＶＤＣが与えられている。第３、第４の帰
還抵抗３４、３５は等しい抵抗値を有している。

【００３０】図５の演算増幅器３０は交流電圧利得２を有している。出力電圧ＵＡの交流成
分が係数２で増幅されて第７のトランジスタ７のベースに与えられる。動作中、
直流成分は少なくとも本質的には変化せず、動作点電位ＶＤＣが演算増幅器３０
の出力３２に現れ、一方、帰還抵抗３４，３５の電圧が無くなる。

【００３１】図６に示す図３の実施例の第２の変形例では、演算増幅器３０の出力３２が第
８のトランジスタ８のベースに接続されている。動作点電位ＶＤＣが基準電位と
して非反転入力端子３１に与えられる。ここでも、反転入力端子３３が第３の帰
還抵抗３４を介して出力端子３２に接続されている。さらには、反転入力端子３
３が第４の帰還抵抗３５を介して整流回路の出力端子１７に接続されている。こ
の出力端子１７と第７のトランジスタ７のベースとの接続は図３の実施例と同じ
である。

【００３２】以上において、演算増幅器３０は、出力端子１７と第８のトランジスタ８のベ
ースとの間で交流電圧利得-１の反転演算増幅器として機能している。つまり、
第８のトランジスタ８は第７のトランジスタ７とは反対に制御される。その結果
、演算増幅器３０と周辺回路により構成される増幅段に対して交流電圧利得２が
得られる。動作点では、トランジスタ７、８で構成される差動増幅器はバランス
し、即ち、動作点電圧ＶＤＣが両トランジスタのベースに現れる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の整流回路の構成をを示す回路図。

【図２】整流回路の特性曲線を示すグラフ。

【図３】この発明の第１の実施の形態による整流回路の構成をを示す回路図。

【図４】この発明の第２の実施の形態による整流回路の構成を示す回路図。

【図５】第１の実施の形態による整流回路の第１の変形例の構成を示す回路図。

【図６】第１の実施の形態による整流回路の第２の変形例の構成を示す回路図。

【符号の説明】

１，２，３，４，５，６，７，８トランジスタ１３，１４、１２０定電流源

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＪＰ，ＵＳ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】それぞれのエミッタが第１の接続点及び第１の定電流源の端子に接続された第
１乃至第３のトランジスタであって、前記第１、第２のトランジスタのコレクタ
が第２の接続点に接続された第１乃至第３のトランジスタと、所定のミラー比を有し、入力端子が前記第２の接続点に接続され、出力端子が
、第３の接続点において、前記第３のトランジスタのコレクタに接続されたカレ
ントミラー回路と、を備え、前記第１及び第２のトランジスタの内の少なくとも一方のトランジス
タのコレクタ・エミッタ電流を制御可能な入力電圧が前記一方のトランジスタの
ベースを介して与えられ、少なくとも整流された前記入力電圧に実質的に対応す
る出力電圧を前記第３のトランジスタから取り出せ、前記第１乃至第３のトラン
ジスタは所定のエミッタ領域を有し、前記出力電圧により制御可能で、前記出力電圧のすべての値に対して少なくと
も実質的に前記第１、第２のトランジスタのコレクタ・エミッタ間電流の低電流
値に対応する相補電流を少なくとも前記カレントミラー回路の入力端子及び出力
端子の内の一方に供給する相補電流段を備えたことを特徴とする整流回路。
【請求項２】前記相補電流は前記第３の接続点を介して前記カレントミラー回路の出力端子
から取り出されることを特徴とする請求項１記載の整流回路。
【請求項３】前記相補電流は前記第２の接続点を介して前記カレントミラー回路の入力端子
に与えられることを特徴とする請求項１記載の整流回路。
【請求項４】前記相補電流段は、前記整流回路の前記出力電圧を受ける入力端子と、前記相
補電流を供給する出力端子とを有する差動増幅器を備えたことを特徴とする請求
項１記載の整流回路。
【請求項５】前記相補電流段の前記差動増幅器は、１組のエミッタ結合トランジスタとこの
１組のトランジスタに電流を供給する第２の定電流源を備えたことを特徴とする
請求項４記載の整流回路。
【請求項６】前記第１、第２、第３のトランジスタ並びに前記相補電流段の前記差動増幅器
の前記１組のエミッタ結合トランジスタは少なくとも実質的に等しいエミッタ領
域を有することを特徴とする請求項５記載の整流回路。
【請求項７】前記第１、第２、第３のトランジスタ並びに前記相補電流段の前記差動増幅器
の前記１組のエミッタ結合トランジスタは少なくとも実質的に同じ動作点電流を
出力し、前記第１の定電流源により供給される電流値、前記第２の定電流源によ
り供給される電流値そして前記動作点電流の比は３：２：１であることを特徴と
する請求項６記載の整流回路。
【請求項８】前記整流回路の前記出力電圧が与えられ、出力により前記相補電流段を制御す
る増幅段をさらに備えたことを特徴とする請求項１記載の整流回路。
【請求項９】前記相補電流段は、前記増幅段の前記出力と入力が接続され、前記相補電流を
出力する差動増幅回路を備えたことを特徴とする請求項８記載の整流回路。
【請求項１０】前記増幅段は、前記整流回路の前記出力電圧と前記相補電流回路との間で実質
的に少なくとも値が２である交流電圧利得を有することを特徴とする請求項８又
は９記載の整流回路。