JP2002522952A - 簡略ｎｃｏ索引表を用いた方式及び方法 - Google Patents
簡略ｎｃｏ索引表を用いた方式及び方法Info
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- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
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- H03B21/02—Generation of oscillations by combining unmodulated signals of different frequencies by beating unmodulated signals of different frequencies by plural beating, i.e. for frequency synthesis ; Beating in combination with multiplication or division of frequency
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Complex Calculations (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Numerical Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】
数値制御発振器（ＮＣＯ）（３４０）によって実行される演算処理の複雑性を低下させるために改良された方式及び方法である。数学的対称性や他の方法を利用することで、異なる周波数偏位（５１０、５２０）の組合わせによってＮＣＯ（３４０）が正弦関数の値を近似するために採用する正弦値の索引表（３５５）を縮小することができる。
Description
【０００１】
本発明は、信号の変調を行うための方式及び改良された方式に関するものであ
り、特に畳み込みアルゴリズムにおける、数値制御発振器を用いた信号の微調整
方式及び方法に関するものである。
り、特に畳み込みアルゴリズムにおける、数値制御発振器を用いた信号の微調整
方式及び方法に関するものである。
【０００２】
イギリス海峡を航行中の船に対して無線による継続的な通信が可能であること
がグリエルモ・マルコーニによって証明された１８９７年以来の百年間で、無線
通信は目覚しい進化を遂げて来た。マルコーニの発見以来、世界中の人々によっ
て様々な有線及び無線による通信方法、サービス及び規格が採用されている。特
にここ十年間ではその進化は更に加速しており、携帯無線装置をより小型に、よ
り安価に、より信頼性の高いものにする多くの新技術に促進され、移動無線通信
業界は指数関数的に成長して来た。この無線通信網が、既存の有線通信網と融合
し、近い将来追い抜くことが当然予想され、移動電話の指数関数的成長は今後数
十年も続くと見込まれている。
がグリエルモ・マルコーニによって証明された１８９７年以来の百年間で、無線
通信は目覚しい進化を遂げて来た。マルコーニの発見以来、世界中の人々によっ
て様々な有線及び無線による通信方法、サービス及び規格が採用されている。特
にここ十年間ではその進化は更に加速しており、携帯無線装置をより小型に、よ
り安価に、より信頼性の高いものにする多くの新技術に促進され、移動無線通信
業界は指数関数的に成長して来た。この無線通信網が、既存の有線通信網と融合
し、近い将来追い抜くことが当然予想され、移動電話の指数関数的成長は今後数
十年も続くと見込まれている。
【０００３】 上記の電話革命に伴って、現代の電話装置において使用される信号の処理方法
にも進歩があった。例えば、畳み込み符号化によって、信号に畳み込み処理又は
拡散処理を施すことによって、雑音の多い信号を再構築するための誤差訂正を可
能とし、ディジタル通信の正確さを一層有効に維持することができる。又、高速
畳み込みアルゴリズム等の畳み込みアルゴリズムは、ディジタルフィルタを採用
するために有効な方法であり、デシメーションや周波数偏位を適用することで、
セルラー基地局やその他の無線方式に使用することができる。
にも進歩があった。例えば、畳み込み符号化によって、信号に畳み込み処理又は
拡散処理を施すことによって、雑音の多い信号を再構築するための誤差訂正を可
能とし、ディジタル通信の正確さを一層有効に維持することができる。又、高速
畳み込みアルゴリズム等の畳み込みアルゴリズムは、ディジタルフィルタを採用
するために有効な方法であり、デシメーションや周波数偏位を適用することで、
セルラー基地局やその他の無線方式に使用することができる。
【０００４】 しかし、この分野の認識では、高速畳み込みアルゴリズムで可能な周波数偏位
はＤＦＴ、即ち離散フーリエ変換（又は逆ＤＦＴ、ＩＤＦＴ）におけるエネルギ
ー区分間の間隔の整数倍に限られる。ＤＦＴ／ＩＤＦＴにおける区分の間隔はフ
ィルタ特性によるため、１００ｋＨｚ程度の周波数偏位が可能であるが、受信チ
ャネルを０Ｈｚから１００Ｈｚ以内に調整できる程の周波数精度が必要となる（
１００Ｈｚの選択は任意であるが、無線におけるドップラー偏移や他の影響と同
程度のものである）。その結果、通常、高速畳み込みアルゴリズムによる信号の
微調整のために数値制御発振器（ＮＣＯ）が必要となる。
はＤＦＴ、即ち離散フーリエ変換（又は逆ＤＦＴ、ＩＤＦＴ）におけるエネルギ
ー区分間の間隔の整数倍に限られる。ＤＦＴ／ＩＤＦＴにおける区分の間隔はフ
ィルタ特性によるため、１００ｋＨｚ程度の周波数偏位が可能であるが、受信チ
ャネルを０Ｈｚから１００Ｈｚ以内に調整できる程の周波数精度が必要となる（
１００Ｈｚの選択は任意であるが、無線におけるドップラー偏移や他の影響と同
程度のものである）。その結果、通常、高速畳み込みアルゴリズムによる信号の
微調整のために数値制御発振器（ＮＣＯ）が必要となる。
【０００５】 ＮＣＯは、第一の周波数の受信信号を第二の周波数に変換するために信号と複
素正弦関数を掛け合わせるものである。正弦関数の値のサンプルを、例えば通常
のランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）やリードオンリーメモリ（ＲＯＭ）等の記
憶装置に記憶された索引表に保存しておく。図１は、ＮＣＯの一般的な構成を示
したものであり、ＮＣＯ１００には実数（Ｒｅ）及び虚数（Ｉｍ）成分からなる
入力データストリームが供給され、ＮＣＯ１００は、以下により詳細に説明する
位相レジスタ１２０及び位相増分器増分器１３０に接続された索引表１１０を参
照する。
素正弦関数を掛け合わせるものである。正弦関数の値のサンプルを、例えば通常
のランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）やリードオンリーメモリ（ＲＯＭ）等の記
憶装置に記憶された索引表に保存しておく。図１は、ＮＣＯの一般的な構成を示
したものであり、ＮＣＯ１００には実数（Ｒｅ）及び虚数（Ｉｍ）成分からなる
入力データストリームが供給され、ＮＣＯ１００は、以下により詳細に説明する
位相レジスタ１２０及び位相増分器増分器１３０に接続された索引表１１０を参
照する。
【０００６】 この分野において、複素正弦値の必要精度はデータ形式により決定される。例
えば正弦波のような正弦関数は近似値が求められるだけであるため、記憶される
各正弦関数の位相の数と各位相を表すために使用されるビット数は両方とも近似
値であり、それに付随する誤差成分が存在する。又、各処理段階で発生する誤差
（位相及びビット数）は独立しているため、誤差は独立して伝達され、各近似値
について総合的な誤差が発生する。更に、乗算処理の際にも誤差が発生する。各
正弦表現に使用されるビット数は通常は正弦の量子化雑音によって決定され、そ
れは正弦位相の各実数及び虚数成分の余分なビット１つにつき６ｄＢ低下する。
例えば、無スプリアスダイナミックレンジ（ＳＦＤＲ）が９０ｄＢ必要であれば
、他の誤差が存在しない条件において、各実数（同相、Ｉ）及び虚数（４相、Ｑ
）値に尽き１５ビット必要である。
えば正弦波のような正弦関数は近似値が求められるだけであるため、記憶される
各正弦関数の位相の数と各位相を表すために使用されるビット数は両方とも近似
値であり、それに付随する誤差成分が存在する。又、各処理段階で発生する誤差
（位相及びビット数）は独立しているため、誤差は独立して伝達され、各近似値
について総合的な誤差が発生する。更に、乗算処理の際にも誤差が発生する。各
正弦表現に使用されるビット数は通常は正弦の量子化雑音によって決定され、そ
れは正弦位相の各実数及び虚数成分の余分なビット１つにつき６ｄＢ低下する。
例えば、無スプリアスダイナミックレンジ（ＳＦＤＲ）が９０ｄＢ必要であれば
、他の誤差が存在しない条件において、各実数（同相、Ｉ）及び虚数（４相、Ｑ
）値に尽き１５ビット必要である。
【０００７】 このような状況を踏まえて、ＮＣＯ索引表１１０の最適な大きさを決定するた
めに２つの方法がある。第一の方法は、記憶された値の内のどの１つの値をとっ
ても望む正弦値を充分に近似できるもの、即ち何れの周波数も所定の雑音強度内
であるか、総合誤差を所定の閾値以下となるように、必要なだけの数の離散正弦
値を記憶するものである。図２には、この第一の方法による選択のベクトル表現
を示し、Ｍが半径方向のベクトルであり、円周が２πＭである完全な円２００を
示す。図２には等間隔をあけた８つの位相の離散値を示した。よって、索引表１
１０から抽出された正弦波の値は何れも、これらの値に内の１つにのみ対応する
、例えばベクトル２１０に対応し、当該ベクトルが記憶された値の間に位置する
所望のベクトル２２０の近似値を与える。図２において、この近似値の誤差は、
Ｎを記憶された位相値として最大でπ／Ｎ（８つの位相の場合π／８）となるベ
クトル２３０で示される。周知の通り、この方法における周波数精度は索引表１
１０を参照する時にｔにまで短縮された図１の位相レジスタ１２０のビット数（
ｐ）によって決まる。よって、誤差をある特定のレベルにするために記憶する必
要がある位相の数Ｎは、Ｎ＝２(SNR + 5.17)/6.02である。
めに２つの方法がある。第一の方法は、記憶された値の内のどの１つの値をとっ
ても望む正弦値を充分に近似できるもの、即ち何れの周波数も所定の雑音強度内
であるか、総合誤差を所定の閾値以下となるように、必要なだけの数の離散正弦
値を記憶するものである。図２には、この第一の方法による選択のベクトル表現
を示し、Ｍが半径方向のベクトルであり、円周が２πＭである完全な円２００を
示す。図２には等間隔をあけた８つの位相の離散値を示した。よって、索引表１
１０から抽出された正弦波の値は何れも、これらの値に内の１つにのみ対応する
、例えばベクトル２１０に対応し、当該ベクトルが記憶された値の間に位置する
所望のベクトル２２０の近似値を与える。図２において、この近似値の誤差は、
Ｎを記憶された位相値として最大でπ／Ｎ（８つの位相の場合π／８）となるベ
クトル２３０で示される。周知の通り、この方法における周波数精度は索引表１
１０を参照する時にｔにまで短縮された図１の位相レジスタ１２０のビット数（
ｐ）によって決まる。よって、誤差をある特定のレベルにするために記憶する必
要がある位相の数Ｎは、Ｎ＝２(SNR + 5.17)/6.02である。
【０００８】 ＮＣＯ索引表１１０の大きさを決定するための第二の方法は、索引表１１０に
記憶された、限られた数の位相によって正確に表現できる周波数のみ使用する方
法である。その結果、出力信号の誤差は、正弦値の量子化、即ち値を記憶する際
に生じた誤差によるものに止まる。周知の通り、ここでＦsを標本化周波数とし
、Ｎを位相の数として、周波数精度はＦs／Ｎとなる。この方法では、周波数の
数は得られる位相の数Ｎに等しい。
記憶された、限られた数の位相によって正確に表現できる周波数のみ使用する方
法である。その結果、出力信号の誤差は、正弦値の量子化、即ち値を記憶する際
に生じた誤差によるものに止まる。周知の通り、ここでＦsを標本化周波数とし
、Ｎを位相の数として、周波数精度はＦs／Ｎとなる。この方法では、周波数の
数は得られる位相の数Ｎに等しい。
【０００９】 第二の方法で記憶される値の数は特定の周波数精度における標本化周波数の低
下に伴って減少し、第一の方法で記憶される値の数は無スプリアスダイナミック
レンジの拡張によって増加するため、各ダイナミックレンジの要件につき各方法
を選択した際の周波数精度の区切り点が異なる。
下に伴って減少し、第一の方法で記憶される値の数は無スプリアスダイナミック
レンジの拡張によって増加するため、各ダイナミックレンジの要件につき各方法
を選択した際の周波数精度の区切り点が異なる。
【００１０】 但し、単位円の対称性を利用することで索引表１１０を縮小することができる
。例えば、何れの方法であっても、位相の数Ｎが４の倍数であれば索引表１１０
の大きさは１／８で済む。その場合、得られる位相の数がＮであっても、記憶さ
れた複素正弦値の数をＮ／８とすることができる。何れの方法にも適用可能であ
るこの縮小方法によって記憶容量を大きく節約できるため、通常選択される位相
の数は４の倍数である。例えば、ダイナミックレンジの必要条件が７２ｄＢであ
る場合、第一の方法によれば本来は２13個ある値は、対称性の縮小を利用すると
２10、つまり１０２４個の複素ワードとなる。第二の方法では、精度１００Ｈｚ
で標本化周波数１ＭＨｚとすると、Ｎ＝１００００ワードが得られ、これは対称
性により１２５０となる。ダイナミックレンジの条件を上げた場合の効果を示す
と、ＳＦＤＲを９０ｄＢとしたい時、索引表１１０の大きさは、第一の方法では
２16、縮小して２13（８１９２）となるが、第二の方法では１２５０（縮小）の
ままである。
。例えば、何れの方法であっても、位相の数Ｎが４の倍数であれば索引表１１０
の大きさは１／８で済む。その場合、得られる位相の数がＮであっても、記憶さ
れた複素正弦値の数をＮ／８とすることができる。何れの方法にも適用可能であ
るこの縮小方法によって記憶容量を大きく節約できるため、通常選択される位相
の数は４の倍数である。例えば、ダイナミックレンジの必要条件が７２ｄＢであ
る場合、第一の方法によれば本来は２13個ある値は、対称性の縮小を利用すると
２10、つまり１０２４個の複素ワードとなる。第二の方法では、精度１００Ｈｚ
で標本化周波数１ＭＨｚとすると、Ｎ＝１００００ワードが得られ、これは対称
性により１２５０となる。ダイナミックレンジの条件を上げた場合の効果を示す
と、ＳＦＤＲを９０ｄＢとしたい時、索引表１１０の大きさは、第一の方法では
２16、縮小して２13（８１９２）となるが、第二の方法では１２５０（縮小）の
ままである。
【００１１】 高速畳み込みアルゴリズムにおける周波数偏位はほとんど無いが、この偏位処
理の周波数精度は比較的粗い。その結果、特定の周波数精度においては、ＤＦＴ
／ＩＤＦＴ精度を望ましいレベルまで向上させるかＮＣＯを使用してチャネルの
微調整を行う必要がある。しかし、ＤＦＴ／ＩＤＦＴ精度を望ましいレベルまで
向上させるには、必要以上に大きなＤＦＴ／ＩＤＦＴを使用する必要がある。そ
うでなければ、ＮＣＯに大きな索引表が必要となり、これはオンチップメモリに
適用した場合にはチップ面積の拡大と消費電力の増加に繋がる。更に、大きなメ
モリ装置のアドレス指定や読出しに必要な電力は大きくなる。又、上記の第二の
方法を使用した場合でも、記憶された複素値の数が多く、面積や電力の必要条件
を更に増大さえ、例えば標本化周波数の１／１００００の精度とダイナミックレ
ンジ９０ｄＢを得るには、各々が１５ビットからなる１２５０個の複素値を必要
とし、これは３７５００ビット分のメモリ領域を占めることになる。
理の周波数精度は比較的粗い。その結果、特定の周波数精度においては、ＤＦＴ
／ＩＤＦＴ精度を望ましいレベルまで向上させるかＮＣＯを使用してチャネルの
微調整を行う必要がある。しかし、ＤＦＴ／ＩＤＦＴ精度を望ましいレベルまで
向上させるには、必要以上に大きなＤＦＴ／ＩＤＦＴを使用する必要がある。そ
うでなければ、ＮＣＯに大きな索引表が必要となり、これはオンチップメモリに
適用した場合にはチップ面積の拡大と消費電力の増加に繋がる。更に、大きなメ
モリ装置のアドレス指定や読出しに必要な電力は大きくなる。又、上記の第二の
方法を使用した場合でも、記憶された複素値の数が多く、面積や電力の必要条件
を更に増大さえ、例えば標本化周波数の１／１００００の精度とダイナミックレ
ンジ９０ｄＢを得るには、各々が１５ビットからなる１２５０個の複素値を必要
とし、これは３７５００ビット分のメモリ領域を占めることになる。
【００１２】 したがって、本発明は、特に高速畳み込みアルゴリズムに伴って使用される場
合のＮＣＯの索引表に記憶される複素正弦値の数を大幅に縮小することができる
方式及び方法を提供することを目的とする。
合のＮＣＯの索引表に記憶される複素正弦値の数を大幅に縮小することができる
方式及び方法を提供することを目的とする。
【００１３】 又、索引表を縮小することで、方式及び方法に適用する装置の索引表の値を読
み出すためのチップ面積や消費電力を小さくし、より小さい表やバスを使用し、
大型のバスを不要にし、消費電力を更に低下させることを目的とする。
み出すためのチップ面積や消費電力を小さくし、より小さい表やバスを使用し、
大型のバスを不要にし、消費電力を更に低下させることを目的とする。
【００１４】 更に、特に高速畳み込み方式の基本精度を若干大きくする必要がある場合のＮ
ＣＯの演算処理の複雑性を緩和することを目的とする。
ＣＯの演算処理の複雑性を緩和することを目的とする。
【００１５】
本発明は、数値制御発振器（ＮＣＯ）によって実行される演算処理の複雑性を
緩和するために改良された方式及び方法に関するものである。数学的対称性や他
の方法を利用することで、異なる周波数偏位の組合わせによってＮＣＯが正弦波
の値を近似するために採用する正弦値の索引表を縮小することができる。
緩和するために改良された方式及び方法に関するものである。数学的対称性や他
の方法を利用することで、異なる周波数偏位の組合わせによってＮＣＯが正弦波
の値を近似するために採用する正弦値の索引表を縮小することができる。
【００１６】 以下に簡単に説明する添付の図面、本発明の好適な実施形態の詳細な説明及び
請求項の範囲によって本発明とその技術範囲がより明らかとなるであろう。
請求項の範囲によって本発明とその技術範囲がより明らかとなるであろう。
【００１７】
以下、発明の好適な実施形態を示す添付の図面を参照して本発明をより詳細に
説明する。但し、本発明は様々な形態で実施することができ、ここで記す実施形
態に制限されるものではない。これらの実施例は開示内容をより完全にし、当業
者に発明の範囲をより理解し易くするために記述したものである。
説明する。但し、本発明は様々な形態で実施することができ、ここで記す実施形
態に制限されるものではない。これらの実施例は開示内容をより完全にし、当業
者に発明の範囲をより理解し易くするために記述したものである。
【００１８】 上記の各方法の利点及び欠点を踏まえて、出願人は第一及び第二の方法と高速
畳み込みアルゴリズムの利点を相乗的に組合わせ、多くの課題を解決する改良さ
れた方法を見出した。この組合わせによる相乗効果は、その数学的解説によって
明らかとなる。簡単に説明すると、本発明の方式及び方法は微調整された周波数
精度を実現するために２つの個別の周波数偏位による粗近似を組合わせるもので
ある。第二の方法において望む周波数の数を、より小さいＤＦＴ／ＩＤＦＴにお
ける点の数、即ちＮDFTで割った比率により新しい数が得られる。何れもここで
ＮNCOと称するこの数又はそれより若干大きい数を、図１のＮＣＯ１００に対し
て選択する。ＮNCOがＤＦＴ／ＩＤＦＴの信号長と共通の因数、即ち整数の除数
を有しない場合、相乗的な組合わせが可能であり、ＩＤＦＴへ（又はＤＦＴから
）の成分の円上の偏移とＮＣＯ１００における縮小された周波数群による周波数
偏位とを組合わせることができる。周波数（離散フーリエ）領域における周波数
の粗偏位を別のＮＣＯにおける周波数の粗偏位と組合わせることで、高い周波数
精度が得られる。
畳み込みアルゴリズムの利点を相乗的に組合わせ、多くの課題を解決する改良さ
れた方法を見出した。この組合わせによる相乗効果は、その数学的解説によって
明らかとなる。簡単に説明すると、本発明の方式及び方法は微調整された周波数
精度を実現するために２つの個別の周波数偏位による粗近似を組合わせるもので
ある。第二の方法において望む周波数の数を、より小さいＤＦＴ／ＩＤＦＴにお
ける点の数、即ちＮDFTで割った比率により新しい数が得られる。何れもここで
ＮNCOと称するこの数又はそれより若干大きい数を、図１のＮＣＯ１００に対し
て選択する。ＮNCOがＤＦＴ／ＩＤＦＴの信号長と共通の因数、即ち整数の除数
を有しない場合、相乗的な組合わせが可能であり、ＩＤＦＴへ（又はＤＦＴから
）の成分の円上の偏移とＮＣＯ１００における縮小された周波数群による周波数
偏位とを組合わせることができる。周波数（離散フーリエ）領域における周波数
の粗偏位を別のＮＣＯにおける周波数の粗偏位と組合わせることで、高い周波数
精度が得られる。
【００１９】 この相乗的組合わせを利用した本発明の改良された方式及び方法の実施例を図
３に示す。本発明の１つの利点は、既存の回路に容易に導入することが可能な点
である。例えば、図３において、符号３００で示した部分は上記の標準又は変更
された高速畳み込みアルゴリズムを実行する部分である。当分野で周知のように
、高速畳み込みアルゴリズムは入力データｘ（ｎ）から重複する信号データｄ（
ｎ）のブロックを作成するブロック発生器３０５を採用する。次に、各ブロック
ｄ（ｎ）が周知の離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）３１０によってフーリエ変換さ
れ、その結果得られたデータブロックＤ（ｋ）は、インパルス応答データｈ（ｌ
）を受ける他のＤＦＴ３１５の出力に乗算される。乗算結果は、循環シフタ３２
０によって循環的にｎ1シフトされる。シフト値は次いで逆ＤＦＴ３２５によっ
て逆変換され、ブロック合成器３３０によってブロック合成される。ここで、ブ
ロック作成と合成はそれぞれ一般的に「オーバラップアッド」と「オーバラップ
セーブ」と称する。又、上記の要素（循環シフタ３２０を除く）は、符号３００
で示す標準又は変更された高速畳み込みアルゴリズムの一部である。
３に示す。本発明の１つの利点は、既存の回路に容易に導入することが可能な点
である。例えば、図３において、符号３００で示した部分は上記の標準又は変更
された高速畳み込みアルゴリズムを実行する部分である。当分野で周知のように
、高速畳み込みアルゴリズムは入力データｘ（ｎ）から重複する信号データｄ（
ｎ）のブロックを作成するブロック発生器３０５を採用する。次に、各ブロック
ｄ（ｎ）が周知の離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）３１０によってフーリエ変換さ
れ、その結果得られたデータブロックＤ（ｋ）は、インパルス応答データｈ（ｌ
）を受ける他のＤＦＴ３１５の出力に乗算される。乗算結果は、循環シフタ３２
０によって循環的にｎ1シフトされる。シフト値は次いで逆ＤＦＴ３２５によっ
て逆変換され、ブロック合成器３３０によってブロック合成される。ここで、ブ
ロック作成と合成はそれぞれ一般的に「オーバラップアッド」と「オーバラップ
セーブ」と称する。又、上記の要素（循環シフタ３２０を除く）は、符号３００
で示す標準又は変更された高速畳み込みアルゴリズムの一部である。
【００２０】 循環シフタ３２０はＩＤＦＴ３２５への入力を循環的にｎ1でシフトし、処理
信号に対して粗い周波数偏位を設ける。更に図３を参照して、特定の周波数ＮFR EQ を、その特定の周波数ＮFREQに対応するシフト量ｎ1と位相インクレメントｎ2 に分割するスプリッタ３３５を示す。数値制御発振器（ＮＣＯ）３４０は、位相
インクレメントｎ2を加算器３４５及び位相レジスタ３５０にて受信する。図に
示す通り、位相レジスタ３５０の出力は、図１にも示すように、クロック周期毎
に加算機３４５において位相インクレメントｎ2に加算される。次に、位相レジ
スタ３５０は長さＮNCOの索引表３５５に対してアドレス指定を行い、合成器又
は加算器３６０において高速畳み込みアルゴリズム３００からの信号と乗算され
る正弦位相を出力し、これによって信号に粗い周波数偏位をもたらす。
信号に対して粗い周波数偏位を設ける。更に図３を参照して、特定の周波数ＮFR EQ を、その特定の周波数ＮFREQに対応するシフト量ｎ1と位相インクレメントｎ2 に分割するスプリッタ３３５を示す。数値制御発振器（ＮＣＯ）３４０は、位相
インクレメントｎ2を加算器３４５及び位相レジスタ３５０にて受信する。図に
示す通り、位相レジスタ３５０の出力は、図１にも示すように、クロック周期毎
に加算機３４５において位相インクレメントｎ2に加算される。次に、位相レジ
スタ３５０は長さＮNCOの索引表３５５に対してアドレス指定を行い、合成器又
は加算器３６０において高速畳み込みアルゴリズム３００からの信号と乗算され
る正弦位相を出力し、これによって信号に粗い周波数偏位をもたらす。
【００２１】 ここで、本発明の改良された方式及び方法を実施するために採用される数学的
背景を説明する。システム内で使用可能な周波数の総数はＮであり、これはＤＦ
Ｔ／ＩＤＦＴにおける点の数とＮＣＯ１００及び３４０のために選択された周波
数の数との積、つまり： である。本発明においてＮDFT（ＩＤＦＴの長さでもある）及びＮNCOは、相互に
素数であること、即ち互いに共通の因数を有しないことが条件である。例えば、
数字の８と１５は、共通の因数を有しないので相互素数である。仮にＮDFTとＮN CO に共通の因数Ｋが存在したとすれば： となる。この場合、精度を損なわずに元のＮNCOをＮNCO／Ｋで入れ替えることが
できることが解る。逆に、精度をＲ（ＤＦＴ／ＩＤＦＴにおける因数）のｘ乗倍
だけ高くしたい場合、ＮNCOはこの因数を次の累乗、即ちＲx+1に上げる必要があ
る。しかし、これは、一般的な高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の大きさに関する限
り、縮小の目的を損うので無意味であることが解る。
背景を説明する。システム内で使用可能な周波数の総数はＮであり、これはＤＦ
Ｔ／ＩＤＦＴにおける点の数とＮＣＯ１００及び３４０のために選択された周波
数の数との積、つまり： である。本発明においてＮDFT（ＩＤＦＴの長さでもある）及びＮNCOは、相互に
素数であること、即ち互いに共通の因数を有しないことが条件である。例えば、
数字の８と１５は、共通の因数を有しないので相互素数である。仮にＮDFTとＮN CO に共通の因数Ｋが存在したとすれば： となる。この場合、精度を損なわずに元のＮNCOをＮNCO／Ｋで入れ替えることが
できることが解る。逆に、精度をＲ（ＤＦＴ／ＩＤＦＴにおける因数）のｘ乗倍
だけ高くしたい場合、ＮNCOはこの因数を次の累乗、即ちＲx+1に上げる必要があ
る。しかし、これは、一般的な高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の大きさに関する限
り、縮小の目的を損うので無意味であることが解る。
【００２２】 特定の周波数値、例えばＮFREQはシフトとＮＣＯ周波数の組合わせによるもの
であるため、特定周波数の数を得るための式は以下に示す通りになる： 数式（３）における和のモジューロＮを求めることで、複素周波数領域において
Ｆs以上の周波数が一周以上回転してしまう場合にも対応できる。よって、ＮFRE Q に対応する周波数ｆは次に示す通りである。
であるため、特定周波数の数を得るための式は以下に示す通りになる： 数式（３）における和のモジューロＮを求めることで、複素周波数領域において
Ｆs以上の周波数が一周以上回転してしまう場合にも対応できる。よって、ＮFRE Q に対応する周波数ｆは次に示す通りである。
【００２３】 再び図３を参照すると、周波数スプリッタ３３５は、ｎ1及びｎ2からＮFREQを
求めるために必要な逆算を行う。即ち、望む周波数の数ＮFREQが得られる特定の
ｎ1及びｎ2の値を求める。この処理に使用する数式は、次のように、簡単に直接
モジューロの乗算として表すことができる。 ここで、ｋ1とｋ2はそれぞれＮDFTとＮNCOの群に関連する定数である。ｋ1及び
ｋ2はシステムの設計段階で一度求めるだけで済み、その後それぞれＤＦＴ／Ｉ
ＤＦＴ３１０／３２５とＮＣＯ３４０で使用される。ｋ1及びｋ2に適した値は（
数式５ａ及び５ｂにおいて）無限に存在するが、何れも次の数式によってｋ10及
びｋ20から得られるものである。 ここで、ｘ1及びｘ2は任意の整数である。ｋ1及びｋ2は常にＮDFT及びＮNCOより
小さく成り得るので、通常は上記の数式においてｋ1及びｋ2の最小値、即ちｋ10 及びｋ20を求めるだけで良い。
求めるために必要な逆算を行う。即ち、望む周波数の数ＮFREQが得られる特定の
ｎ1及びｎ2の値を求める。この処理に使用する数式は、次のように、簡単に直接
モジューロの乗算として表すことができる。 ここで、ｋ1とｋ2はそれぞれＮDFTとＮNCOの群に関連する定数である。ｋ1及び
ｋ2はシステムの設計段階で一度求めるだけで済み、その後それぞれＤＦＴ／Ｉ
ＤＦＴ３１０／３２５とＮＣＯ３４０で使用される。ｋ1及びｋ2に適した値は（
数式５ａ及び５ｂにおいて）無限に存在するが、何れも次の数式によってｋ10及
びｋ20から得られるものである。 ここで、ｘ1及びｘ2は任意の整数である。ｋ1及びｋ2は常にＮDFT及びＮNCOより
小さく成り得るので、通常は上記の数式においてｋ1及びｋ2の最小値、即ちｋ10 及びｋ20を求めるだけで良い。
【００２４】 上記の説明を踏まえて、ｋ1及びｋ2は次の式に よって求めることができる。 次の数値： を導入すると、数式（７）は次に挙げる２つの数式とすることができる。 上記の式の解はユークリッドアルゴリズムを使用するか、ゼロからＮDFTの範囲
でｋ1を、ゼロからＮNCOの範囲でｋ2を検索することで求めることができる。こ
こで、短いプログラムを使用して完全な検索によって、即ちＮ個の異なる値につ
いてフォワードアルゴリズムを検討することでｋ1及びｋ2に適切な値を求めるこ
とも勿論可能である。
でｋ1を、ゼロからＮNCOの範囲でｋ2を検索することで求めることができる。こ
こで、短いプログラムを使用して完全な検索によって、即ちＮ個の異なる値につ
いてフォワードアルゴリズムを検討することでｋ1及びｋ2に適切な値を求めるこ
とも勿論可能である。
【００２５】 同様にして、ｎ1及びｎ2を求めるための数式（３）も２つの式に分割すること
ができる。 この式の解もユークリッドアルゴリズムによって求めることが可能である。この
処理も新しいＮFREQに対して行うことができる。但し、アルゴリズムの使用はｋ 1 及びｋ2を求めるために一度のみ使用し、その数値をより簡単な式に代入するよ
うにした方が容易である。次いで、ｋ1及びｋ2は図３の周波数スプリッタによっ
てｎ1及びｎ2の値を算出するために使用され、これらは図に示すように異なる方
向に送出される。
ができる。 この式の解もユークリッドアルゴリズムによって求めることが可能である。この
処理も新しいＮFREQに対して行うことができる。但し、アルゴリズムの使用はｋ 1 及びｋ2を求めるために一度のみ使用し、その数値をより簡単な式に代入するよ
うにした方が容易である。次いで、ｋ1及びｋ2は図３の周波数スプリッタによっ
てｎ1及びｎ2の値を算出するために使用され、これらは図に示すように異なる方
向に送出される。
【００２６】 上記の演算処理により、索引表１１０／３５５に記憶される正弦値の数を減ら
すことができる。例えば、数式（１）の新しい数値ＮNCOが４の倍数であれば、
特に１つの点が（１,０）のように単純な値であれば、単位円上の等間隔に配置
された点の対称性を利用することで前記の通り１／８にすることができる。ＮNC O が２の倍数であれば、４分の１への縮小が可能である。又、ＦＦＴアルゴリズ
ムで算出した場合にＤＦＴの長さが２の累乗であることが多いため非常に可能性
の高い、新しい値ＮNCOが奇数である場合、一方の正弦関数の値を、単純である
ため記憶する必要が無い複素数（１,０）に設定することで各位相の複素ベクト
ル群を実数軸を中心に対称とすることで更に半分以下にすることができる。図４
に、３相のＮＣＯ１００／３４０の縮小を示す。円４００上の値４１０Ａと４１
０Ｂは対称であり、即ちそれぞれ（−０．５,√（３）／２）と（−０．５,−√
（３）／２）であり、値４１０Ｃは単純であるため、記憶する値は１つ、即ち４
１０Ａだけで済む。
すことができる。例えば、数式（１）の新しい数値ＮNCOが４の倍数であれば、
特に１つの点が（１,０）のように単純な値であれば、単位円上の等間隔に配置
された点の対称性を利用することで前記の通り１／８にすることができる。ＮNC O が２の倍数であれば、４分の１への縮小が可能である。又、ＦＦＴアルゴリズ
ムで算出した場合にＤＦＴの長さが２の累乗であることが多いため非常に可能性
の高い、新しい値ＮNCOが奇数である場合、一方の正弦関数の値を、単純である
ため記憶する必要が無い複素数（１,０）に設定することで各位相の複素ベクト
ル群を実数軸を中心に対称とすることで更に半分以下にすることができる。図４
に、３相のＮＣＯ１００／３４０の縮小を示す。円４００上の値４１０Ａと４１
０Ｂは対称であり、即ちそれぞれ（−０．５,√（３）／２）と（−０．５,−√
（３）／２）であり、値４１０Ｃは単純であるため、記憶する値は１つ、即ち４
１０Ａだけで済む。
【００２７】 更なる例では、ＩＤＦＴの長さが３２、標本化周波数Ｆsが１ＭＨｚ、必要最
小限の精度が１００Ｈｚのシステムにおいて、離散周波数の数は１００００（１
ＭＨｚ／１００Ｈｚ）である。通常の縮小法によると、本出願の背景部分で説明
したように、記憶する位相の数を１／８とし、１２５０になる。本発明の改良さ
れた方式及び方法を使用すると、１００００／３２（Ｎ／ＮDFT）、即ち３１２
．５以上の奇数値、例えば３１３をＮNCOとして選択する。これは、周波数領域
における円上のシフトとＮＣＯにおける周波数偏位との組合わせによって１００
００個の周波数（Ｎ）を作成できるようにするために索引表１１０に記憶する必
要がある等間隔に配置された正弦の位相の数である。このシステムにおいては、
ｋ1とｋ2の実際の値は９と２２５である。単純な（１1０）値を削除することで 、図４に関連して説明した複素領域における実数軸を中心とする値の対称性によ って記憶される複素正弦値の数を半分、即ち１５６個まで下げることができる。
小限の精度が１００Ｈｚのシステムにおいて、離散周波数の数は１００００（１
ＭＨｚ／１００Ｈｚ）である。通常の縮小法によると、本出願の背景部分で説明
したように、記憶する位相の数を１／８とし、１２５０になる。本発明の改良さ
れた方式及び方法を使用すると、１００００／３２（Ｎ／ＮDFT）、即ち３１２
．５以上の奇数値、例えば３１３をＮNCOとして選択する。これは、周波数領域
における円上のシフトとＮＣＯにおける周波数偏位との組合わせによって１００
００個の周波数（Ｎ）を作成できるようにするために索引表１１０に記憶する必
要がある等間隔に配置された正弦の位相の数である。このシステムにおいては、
ｋ1とｋ2の実際の値は９と２２５である。単純な（１1０）値を削除することで 、図４に関連して説明した複素領域における実数軸を中心とする値の対称性によ って記憶される複素正弦値の数を半分、即ち１５６個まで下げることができる。
【００２８】 よって、本発明による方式及び方法では、記憶される正弦関数の値の数を従来
の手法の更に１／８とし、Ｎの１／６４となる。図５には、周波数領域（ここで
、符号５００で示す）において４点のＩＤＦＴ、即ち４つの等間隔の単純シフト
を有する簡単なシステムを示し、ＮＣＯ（ここで、符号５１０で示す）の精度が
３倍になることで、本発明の縮小特性を更に表すものである。図中、符号５２０
で示す所望の周波数は１２個（Ｎ＝１２）あり、ＮDFT５００は４、ＮNCO５１０
は３である（記憶される複素値は１個のみ）。１２個の周波数値５２０は何れも
、最終周波数５３０を含む粗い周波数領域５００及びＮＣＯ５１０の値の単に線
形な組合わせである。
の手法の更に１／８とし、Ｎの１／６４となる。図５には、周波数領域（ここで
、符号５００で示す）において４点のＩＤＦＴ、即ち４つの等間隔の単純シフト
を有する簡単なシステムを示し、ＮＣＯ（ここで、符号５１０で示す）の精度が
３倍になることで、本発明の縮小特性を更に表すものである。図中、符号５２０
で示す所望の周波数は１２個（Ｎ＝１２）あり、ＮDFT５００は４、ＮNCO５１０
は３である（記憶される複素値は１個のみ）。１２個の周波数値５２０は何れも
、最終周波数５３０を含む粗い周波数領域５００及びＮＣＯ５１０の値の単に線
形な組合わせである。
【００２９】 更なる例として、ＤＦＴ／ＩＤＦＴ区分間隔にキャリア間隔の倍数（又はキャ
リア間隔の整分数の倍数）を選択したシステムでは、索引表１１０に記憶する位
相の数は少なくて済む。例えば、ＩＤＦＴの長さが６４であるシステムにおいて
精度を５倍にしたい場合、従来の方法では６４×５＝３２０個の位相が必要とな
るが、これを１／８とすることができ、記憶する複素正弦値は４０個となる。し
かし、本発明の改良された方式及び方法では、記憶する位相は５つで良く、これ
は従来の最善の方法より２０倍効率的である。但し、本発明による方式及び方法
では、ＮＣＯにおける周波数偏位と周波数領域における単純シフトを分割する必
要があることに注意されたい。
リア間隔の整分数の倍数）を選択したシステムでは、索引表１１０に記憶する位
相の数は少なくて済む。例えば、ＩＤＦＴの長さが６４であるシステムにおいて
精度を５倍にしたい場合、従来の方法では６４×５＝３２０個の位相が必要とな
るが、これを１／８とすることができ、記憶する複素正弦値は４０個となる。し
かし、本発明の改良された方式及び方法では、記憶する位相は５つで良く、これ
は従来の最善の方法より２０倍効率的である。但し、本発明による方式及び方法
では、ＮＣＯにおける周波数偏位と周波数領域における単純シフトを分割する必
要があることに注意されたい。
【００３０】 本発明による改良された方法による更なる利点は、システムの演算複雑性が、
特に精度の増加が小さくて済む場合に、低下することである。当業者には周知の
通り、通常ＮＣＯは受信された各入力標本に対して複素積算を行うために少なく
とも３つの乗算器を使用する。しかし、本発明の構造においては、制度を３倍に
したい場合、正弦における３つの等間隔の位相、即ち（１,０）、（−０．５,√
（３）／２）と（−０．５,−√（３）／２）による積算処理を行うが、実際の
積算処理を行うのは３つの値の内の１つの値で済む。よって、３つの出力標本に
つき従来の方法が必要とする９つに対して最高でも４つの積算処理を行えば良い
。
特に精度の増加が小さくて済む場合に、低下することである。当業者には周知の
通り、通常ＮＣＯは受信された各入力標本に対して複素積算を行うために少なく
とも３つの乗算器を使用する。しかし、本発明の構造においては、制度を３倍に
したい場合、正弦における３つの等間隔の位相、即ち（１,０）、（−０．５,√
（３）／２）と（−０．５,−√（３）／２）による積算処理を行うが、実際の
積算処理を行うのは３つの値の内の１つの値で済む。よって、３つの出力標本に
つき従来の方法が必要とする９つに対して最高でも４つの積算処理を行えば良い
。
【００３１】 しかし、本発明による方式及び方法の１つの条件は、索引表の大きさがＩＤＦ
Ｔの大きさの因数の倍数であってはならないことである。従来の方式では、表の
大きさを１／８とするために２の因数が頻繁に使用されるが、本発明においては
、ＦＦＴ／逆ＦＦＴの長さが２の累乗であることが多いため、通常は最適の選択
とはならない。しかし、この条件は、各偶数につきそれに隣接する奇数が存在す
るため、それ程厳しいものではない。又、完全な縮小を可能にするためには４の
整数倍の長さの索引表を使用する必要があるため、従来の方法にもある程度の制
限があることにも注意されたい。
Ｔの大きさの因数の倍数であってはならないことである。従来の方式では、表の
大きさを１／８とするために２の因数が頻繁に使用されるが、本発明においては
、ＦＦＴ／逆ＦＦＴの長さが２の累乗であることが多いため、通常は最適の選択
とはならない。しかし、この条件は、各偶数につきそれに隣接する奇数が存在す
るため、それ程厳しいものではない。又、完全な縮小を可能にするためには４の
整数倍の長さの索引表を使用する必要があるため、従来の方法にもある程度の制
限があることにも注意されたい。
【００３２】 又、本発明による方式及び方法の好適な実施形態は、高速畳み込みアルゴリズ
ムとＮＣＯを備えたシステムに適用したが、本発明は必ずしもそうであるとは限
らず、ＤＦＴ／ＩＤＦＴを用いた他のシステムにも適用可能である。本来のシス
テムにおいて等間隔の周波数偏位が可能であることと、本発明の改良によって既
存の周波数偏位群の精度を増加させることが基本的な必要条件である。
ムとＮＣＯを備えたシステムに適用したが、本発明は必ずしもそうであるとは限
らず、ＤＦＴ／ＩＤＦＴを用いた他のシステムにも適用可能である。本来のシス
テムにおいて等間隔の周波数偏位が可能であることと、本発明の改良によって既
存の周波数偏位群の精度を増加させることが基本的な必要条件である。
【００３３】 本発明は更にＤＦＴ／ＩＤＦＴが全く存在しないシステムにも適用可能である
。例えば、ｋ＝０,１,２又は３によって周波数が決定され、ｐがｊkpを掛けるべ
き標本の指数を示すものとすると、シーケンスｊkpで単純に掛けることで、積算
処理を行わずにＦs／４倍の精度が得られる。この原型の４つの周波数（Ｎｐ＝
４）は他のＮＣＯにおいて奇数の数の周波数ＮNCOと合成し、Ｎ＝Ｎｐ×ＮNCO個
の個別の周波数を得ることができる。正弦値は半分ＮNCOしか記憶する必要がな
いため、この方法により、記憶すべきデータの数を１／８にすることができ、こ
の数値は従来のシステムと同じである。本発明のこの実施形態を採用することの
欠点は、ＮNCOを形成するために２の因数を使用することができないことである
。
。例えば、ｋ＝０,１,２又は３によって周波数が決定され、ｐがｊkpを掛けるべ
き標本の指数を示すものとすると、シーケンスｊkpで単純に掛けることで、積算
処理を行わずにＦs／４倍の精度が得られる。この原型の４つの周波数（Ｎｐ＝
４）は他のＮＣＯにおいて奇数の数の周波数ＮNCOと合成し、Ｎ＝Ｎｐ×ＮNCO個
の個別の周波数を得ることができる。正弦値は半分ＮNCOしか記憶する必要がな
いため、この方法により、記憶すべきデータの数を１／８にすることができ、こ
の数値は従来のシステムと同じである。本発明のこの実施形態を採用することの
欠点は、ＮNCOを形成するために２の因数を使用することができないことである
。
【００３４】 本発明の好適な実施形態は２つの周波数シフトへの分割を用いるが、本発明の
方式及び方法は３つ以上の周波数シフトにも、各段階で使用可能な等間隔の周波
数の数が相互素数であれば、適用可能である。従って、本発明の方式及び方法は
一般的な索引表縮小用の手法として使用可能である。
方式及び方法は３つ以上の周波数シフトにも、各段階で使用可能な等間隔の周波
数の数が相互素数であれば、適用可能である。従って、本発明の方式及び方法は
一般的な索引表縮小用の手法として使用可能である。
【００３５】 本発明の方式及び方法の好適な実施形態を添付の図面に示し、詳細な説明で説
明したが、本発明はここで開示した実施形態には限られず、上記の請求項に記載
される発明の要旨を逸脱せずに多様な変形、変更及び置換が可能であることは云
うまでもない。
明したが、本発明はここで開示した実施形態には限られず、上記の請求項に記載
される発明の要旨を逸脱せずに多様な変形、変更及び置換が可能であることは云
うまでもない。
【図１】 図１は、本発明の方式及び方法を実施するために採用される数値制御発振器（
ＮＣＯ）の一般動作を示したものである。
ＮＣＯ）の一般動作を示したものである。
【図２】 図２は、正弦値を近似する場合に発生する誤差を示したベクトル図である。
【図３】 図３は、本発明を採用したシステム構造を示したものである。
【図４】 図４は、複素値の表現や対称性を示したベクトル図である。
【図５】 図５は、本発明による、特定の周波数を決定するための２つの周波数偏位値の
組合わせを示した図である。
組合わせを示した図である。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１２年１０月１３日（２０００．１０．１３）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１４
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１４】 更に、特に高速畳み込み方式の基本精度を若干大きくする必要がある場合のＮ
ＣＯの演算処理の複雑性を下げることを目的とする。 文献Ｄ１には、目標周波数の出力波形を形成するために残留数値システムを採
用した直接ディジタル周波数合成器を開示するものである。位相アキュムレータ
における小型の並列加算器を用いた加算処理によって、メモリアドレスを作成す
る。各加算器が個別にメモリをアクセスするための最終出力値を作成し、パイプ
ライン加算器におけるラッチを減らすことができるため、システムにおける待ち
時間又は遅延が短縮される。 文献Ｄ２には、プログラマブルディジタルカウンタによって制御されるデュア
ルモジュラスカウンタを有するディジタル分周移相器を開示するものである。信
号発生器を使用して正確な位相関係を有する複数の信号が作成される。この出力
信号は周波数が特定のものであり、位相が離散的な位相変化の群によって選択さ
れたものである。文献Ｄ２におけるシフタは、特定の信号に対して非常に正確な
偏位をもたらすことができる。文献Ｄ２には更に、複数の移相ユニットの出力を
並列に合成することも教示されている。分割の比率が対毎の相対素数の根からな
る場合、位相状態数は分割根の積に等しい。
ＣＯの演算処理の複雑性を下げることを目的とする。 文献Ｄ１には、目標周波数の出力波形を形成するために残留数値システムを採
用した直接ディジタル周波数合成器を開示するものである。位相アキュムレータ
における小型の並列加算器を用いた加算処理によって、メモリアドレスを作成す
る。各加算器が個別にメモリをアクセスするための最終出力値を作成し、パイプ
ライン加算器におけるラッチを減らすことができるため、システムにおける待ち
時間又は遅延が短縮される。 文献Ｄ２には、プログラマブルディジタルカウンタによって制御されるデュア
ルモジュラスカウンタを有するディジタル分周移相器を開示するものである。信
号発生器を使用して正確な位相関係を有する複数の信号が作成される。この出力
信号は周波数が特定のものであり、位相が離散的な位相変化の群によって選択さ
れたものである。文献Ｄ２におけるシフタは、特定の信号に対して非常に正確な
偏位をもたらすことができる。文献Ｄ２には更に、複数の移相ユニットの出力を
並列に合成することも教示されている。分割の比率が対毎の相対素数の根からな
る場合、位相状態数は分割根の積に等しい。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，Ｅ Ａ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ， ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，Ｇ Ｅ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ， ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，Ｍ Ｎ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ， ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，Ｚ Ｗ
Claims (28)
- 【請求項１】 入力された数値データによって周波数を合成する数値制御発
振器であって、 該入力数値データに対して第１及び第２の周波数群を合成し、該第１周波数群
は第１のシフト量の間隔を置いて配置され、該第２周波数群は第２のシフト量の
間隔を置いて配置され、該第１と第２の群に属する周波数の数が相互に素数であ
る合成器と、該第１及び第２群の周波数の合成に基づいて出力発振周波数を出力
する出力手段とを有する数値制御発振器。 - 【請求項２】 前記第１群の周波数が畳み込みアルゴリズムによって使用さ
れる請求項１に記載の数値制御発振器。 - 【請求項３】 前記畳み込みアルゴリズムが高速畳み込みアルゴリズムであ
る請求項２に記載の数値制御発振器。 - 【請求項４】 前記畳み込みアルゴリズムが変形畳み込みアルゴリズムであ
る請求項２に記載の数値制御発振器。 - 【請求項５】 前記第２群の周波数が数値制御発振器によって使用される請
求項１に記載の数値制御発振器。 - 【請求項６】 前記第１群の周波数が前記数値制御発振器に付属する離散フ
ーリエ変換手段によって作成され、転送される請求項１に記載の数値制御発振器
。 - 【請求項７】 前記入力データに対して更に１つ以上の周波数群を有し、該
１つ以上の周波数群がそれぞれ個別のシフト量の間隔を置いて配置され、前記第
１、第２及び１つ以上の群の該間隔が相互素数であり、各出力発振周波数は該第
１、第２及び１つ以上の群内の周波数の組合わせである請求項１に記載の数値制
御発振器。 - 【請求項８】 前記第２の周波数群を記憶するための索引表を有し、該第１
及び第２の周波数郡を加算手段によって合成することで前記出力発振周波数が得
られる請求項１に記載の数値制御発振器。 - 【請求項９】 前記索引表において特定の周波数をアドレス指定する位相レ
ジスタを有する請求項８に記載の数値制御発振器。 - 【請求項１０】 前記出力発振周波数が前記第１及び第２周波数群の線形合
成である請求項１に機脚の数値制御発振器。 - 【請求項１１】 前記線形合成が次の式で表現できるものである請求項１０
に記載の数値制御発振器。 ここで、ＮFREQは出力発振周波数であり、ＮNCOは第１群に属する周波数の数で
あり、ＮDFTは第２群に属する周波数の数であり、Ｎは周波数の総数であり、ｎ1 及びｎ2は整数である。 - 【請求項１２】 ｎ1及びｎ2が次の式で表現できるものである請求項１１に
記載の数値制御発振器。 ここで、ｋ1及びｋ2は整数である。 - 【請求項１３】 出力発振周波数が入力数値データに従って制御される数値
制御発振器システムであって、 入力周波数を第１周波数群内でシフトさせ、該第１周波数群が第１のシフト量
による間隔を置いては位置される第１の周波数シフト手段と、 該入力周波数を第２周波数群内でシフトさせ、該第２周波数群が第２のシフト
量による間隔を置いては位置され、該第１と第２の群に属する周波数の数が相互
素数であり、各出力発振周波数が該第１及び第２群の周波数の組合わせである第
２の周波数シフト手段とを有する数値制御発振器システム。 - 【請求項１４】 前記第１周波数シフト手段が畳み込みアルゴリズムを用い
た畳み込みアルゴリズム装置である請求項１３に記載の数値制御発振器システム
。 - 【請求項１５】 前記畳み込みアルゴリズムが高速畳み込みアルゴリズムで
ある請求項１４に記載の数値制御発振器システム。 - 【請求項１６】 前記畳み込みアルゴリズムが変形畳み込みアルゴリズムで
ある請求項１４に記載の数値制御発振器システム。 - 【請求項１７】 前記第２周波数シフト手段が数値制御発振器である請求項
１３に記載の数値制御発振器システム。 - 【請求項１８】 前記数値制御発振器が、前記第２周波数群を記憶するため
の索引表を有し、該第１及び第２群の周波数が加算手段で合成されることで前記
出力発振周波数を得る請求項１７に記載の数値制御発振器システム。 - 【請求項１９】 前記数値制御発振器が前記索引表内で特定の周波数をアド
レス指定するための位相レジスタを更に有する請求項１８に記載の数値制御発振
器システム。 - 【請求項２０】 前記入力周波数を１つ以上の他の周波数群内でシフトさせ
るための１つ以上の他の周波数シフト手段を有し、該１つ以上の周波数群がそれ
ぞれ個別のシフト量の間隔を置いて配置され、前記第１、第２及び１つ以上の群
の該間隔が相互素数であり、各出力発振周波数は該第１、第２及び１つ以上の群
内の周波数の組合わせである請求項１３に記載の数値制御発振器システム。 - 【請求項２１】 前記出力発振周波数が該第１及び第２の周波数群の線形合
成である請求項１３による数値制御発振器システム。 - 【請求項２２】 前記第１及び第２周波数シフト手段と接続され、前記入力
周波数を受信し、前記第１シフト量を前記第１周波数シフト手段に転送し、前記
第２シフト量を該第２周波数シフト手段に転送するスプリッタを有する請求項１
３に記載の数値制御発振器システム。 - 【請求項２３】 入力周波数を数値制御発振器によって変調するための方法
であって、 該入力周波数を、第１のシフト量で間隔を置いて配置された周波数を含む第１
の周波数群内でシフトし、 該入力周波数を、第２のシフト量で間隔を置いて配置された周波数を含む第２
の周波数群内でシフトし、該第１と第２の群に属する周波数の数が相互素数であ
る、 該数値制御発振器によって、該第１及び第２の群に含まれる周波数の組合わせ
である出力発振周波数を形成する方法。 - 【請求項２４】 前記第１の周波数群において入力周波数をシフトさせる工
程において畳み込みアルゴリズムを適用する請求項２３に記載の方法。 - 【請求項２５】 前記畳み込みアルゴリズムが高速畳み込みアルゴリズムで
ある請求項２４に記載の方法。 - 【請求項２６】 前記畳み込みアルゴリズムが変形畳み込みアルゴリズムで
ある請求項２４に記載の方法 - 【請求項２７】 前記第２周波数群を記憶するための索引表を有し、該第１
及び第２群の周波数が加算手段で合成されることで前記出力発振周波数を得る請
求項２３に記載の方法。 - 【請求項２８】 前記入力周波数を１つ以上の他の周波数群内でシフトさせ
る工程を有し、該１つ以上の周波数群がそれぞれ個別のシフト量の間隔を置いて
配置され、出力発振周波数は該第１、第２及び１つ以上の群内の周波数の組合わ
せである請求項２３に記載の方法。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/128,062 US6167102A (en) | 1998-08-03 | 1998-08-03 | System and method employing a reduced NCO lookup table |
| US09/128,062 | 1998-08-03 | ||
| PCT/SE1999/001319 WO2000008792A2 (en) | 1998-08-03 | 1999-07-27 | Frequency shifting using convolution and an nco |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002522952A true JP2002522952A (ja) | 2002-07-23 |
Family
ID=22433421
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000564325A Pending JP2002522952A (ja) | 1998-08-03 | 1999-07-27 | 簡略ｎｃｏ索引表を用いた方式及び方法 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6167102A (ja) |
| EP (1) | EP1103125B1 (ja) |
| JP (1) | JP2002522952A (ja) |
| KR (1) | KR100685657B1 (ja) |
| CN (1) | CN1126339C (ja) |
| AU (1) | AU758067B2 (ja) |
| CA (1) | CA2338556C (ja) |
| WO (1) | WO2000008792A2 (ja) |
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Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3399400B2 (ja) * | 1999-04-15 | 2003-04-21 | 日本電気株式会社 | 周波数偏移復調回路 |
| US6330578B1 (en) * | 1999-06-11 | 2001-12-11 | Nortel Networks Limited | Method and apparatus for digitally representing a waveform |
| FR2817100B1 (fr) * | 2000-11-17 | 2003-08-22 | Cit Alcatel | Procede pour optimiser les performances d'un emetteur pour systeme de radiocommunications mobiles |
| US6988211B2 (en) * | 2000-12-29 | 2006-01-17 | Intel Corporation | System and method for selecting a frequency and voltage combination from a table using a selection field and a read-only limit field |
| US7290021B2 (en) * | 2001-04-24 | 2007-10-30 | California Institute Of Technology | Method and apparatus for parallel signal processing |
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| CN101930425B (zh) | 2009-06-24 | 2015-09-30 | 华为技术有限公司 | 信号处理方法、数据处理方法及装置 |
| CN105573407B (zh) * | 2015-12-18 | 2018-08-28 | 电子科技大学 | 一种基于余数系统的数字频率合成器及rom压缩方法 |
| CN112699525B (zh) * | 2020-12-02 | 2023-10-03 | 北京邮电大学 | 一种瑞利信道仿真器的计算方法、设备 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5053983A (en) * | 1971-04-19 | 1991-10-01 | Hyatt Gilbert P | Filter system having an adaptive control for updating filter samples |
| JPH0437205A (ja) * | 1990-05-31 | 1992-02-07 | Sony Corp | 発振装置 |
| US5270953A (en) * | 1991-05-23 | 1993-12-14 | Rockwell International Corporation | Fast convolution multiplier |
| US5430764A (en) * | 1993-09-01 | 1995-07-04 | Grand Valley State University | Direct digital frequency synthesizer |
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1998
- 1998-08-03 US US09/128,062 patent/US6167102A/en not_active Expired - Lifetime
-
1999
- 1999-07-27 CA CA002338556A patent/CA2338556C/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-07-27 KR KR1020017001401A patent/KR100685657B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1999-07-27 AU AU56614/99A patent/AU758067B2/en not_active Ceased
- 1999-07-27 EP EP99943542.3A patent/EP1103125B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1999-07-27 WO PCT/SE1999/001319 patent/WO2000008792A2/en active IP Right Grant
- 1999-07-27 JP JP2000564325A patent/JP2002522952A/ja active Pending
- 1999-07-27 CN CN99809291A patent/CN1126339C/zh not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1316150A (zh) | 2001-10-03 |
| WO2000008792A2 (en) | 2000-02-17 |
| EP1103125A2 (en) | 2001-05-30 |
| KR20010072182A (ko) | 2001-07-31 |
| AU5661499A (en) | 2000-02-28 |
| AU758067B2 (en) | 2003-03-13 |
| KR100685657B1 (ko) | 2007-02-23 |
| US6167102A (en) | 2000-12-26 |
| CA2338556C (en) | 2007-01-09 |
| CA2338556A1 (en) | 2000-02-17 |
| CN1126339C (zh) | 2003-10-29 |
| EP1103125B1 (en) | 2015-09-02 |
| WO2000008792A3 (en) | 2000-03-23 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060714 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20100223 |