JP2002512750A - 直接放送衛星テレビジョン用の直接変換チューナ集積回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 ディジタル・テレビジョンなどに使用される、直接放送衛星信号の直接ダウンコンバージョン用の変換器。衛星ディッシュ・アンテナから受信した直接放送衛星信号は増幅され、次いで衛星ディッシュ・アンテナ・アセンブリと共に含まれるサブシステムである低雑音ブロック（ＬＮＢ）内で通常９５０ＭＨｚ〜２１５０ＭＨｚのＬバンド内の所定の周波数バンドにダウンシフトされる。次いで、信号は同軸ケーブルを介して屋内にあるセットトップ・ボックス・ユニットに送信され、そこで、単一の集積回路によって、受信周波数からベースバンドに直接変換される。この集積回路は、好ましい一実施形態では、さらに集積度を高め隣接チャンネルをなくしアナログ／ディジタル変換器のアンチエイリアシングを行うための内蔵アクティブ・フィルタを含むことができる。広い周波数範囲の可変利得増幅器と、ダウンコンバート・ミクサの精密に制御された同相成分および直角成分と、オフセット補償によって、従来技術の技法を用いてデータ回復に十分な品質のベースバンドの同相成分および直角成分が提供される。

Description

【発明の詳細な説明】 直接放送衛星テレビジョン用の直接変換チューナ集積回路 発明の背景 １．発明の分野 本発明は衛星受信機の分野、特にディジタル変調された放送情報を受信するた めの衛星から家庭への直接放送受信機システムに関する。 ２．従来の技術 ディジタル・テレビジョンは、位相偏移変調方式を使用する衛星システム上で 放送される際、ディジタル変調される。信号は通常、衛星ディッシュ・アンテナ を介してＫｕバンドまたはＣバンドで受信される。信号はまず増幅され、次いで 通常９５０ＭＨｚ〜２１５０ＭＨｚのＬバンド内の所定の周波数バンドにダウン シフトされる。この機能は衛星ディッシュ・アンテナ・アセンブリに含まれるサ ブシステムである低雑音ブロック（ＬＮＢ）内で実施される。次いで、信号は同 軸ケーブルを介して屋内にあるセットトップ・ボックス・ユニットに送信される 。従来技術では、セットトップ・ボックスで受信された信号は、増幅、隣接チャ ンネル混信を解消するための帯域フィルタ、および自動利得制御などその他の機 能のために、ベースバンドへの後続の、または第２のダウン・コンバージョンお よびＰＳＫ（位相偏移）変調データの回復によって所定の中間周波数にダウンシ フトされる。 直接放送衛星（ＤＢＳ）信号の受信および信号内のディジタル・データの抽出 のための特定の代表的なシステムを第１図に示す。ケーブル２０を介してセット トップ・ボックスに送達された通常９５０ＭＨｚから２１５０ＭＨｚの周波数範 囲の信号は、１つまたは複数の増幅器２２、２４、および／または２６を介して 増幅され、画像フィルタ２８を介してＬバンド・チューナに渡される。通常、利 得制御は、例えば可変抵抗減衰器３０に接続された可変利得増幅器２４または固 定利得増幅器２６によって、受信信号を増幅する１つまたは複数の増幅器内で行 われる。 水晶制御位相同期ループ３４を基準とする外部電圧制御発振器（ＶＣＯ）３２ によって制御されるＬバンド・チューナは、ミクサ３６によって受信信号を中間 周波数にダウンシフトし、この信号が表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタ３８を通過 して目的のチャンネルを分離する。このフィルタは、固定帯域フィルタであり、 ＳＡＷフィルタの通過帯域内に入るチャンネルが発振器３４によって選ばれた特 定の周波数によって選択され、所望のチャンネルをＳＡＷフィルタの通過帯域ウ ィンドウ内に収容するためのダウンシフトの量を決定する。 ＳＡＷフィルタの出力は次いで本発明の譲受人であるＭａｘｉｍ Ｉｎｔｅｇ ｒａｔｅｄ Ｐｒｏｄｕｃｔｓ，Ｉｎｃ．製のＭＡＸ２１０１集積回路に渡され る。ＭＡＸ２１０１は、位相同期ループ４０およびタンク回路４２によって制御 され、ミクサ４４および４６によってＳＡＷフィルタの出力をタンク回路の出力 の同相成分および直角成分と混合して、ベースバンドの信号の同相（Ｉ）成分お よび直角（Ｑ）成分を形成する。ＩおよびＱ信号は低域通過フィルタ４８を通過 して、アナログ／ディジタル変換器５０によってディジタル形式に変換され、デ ィジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）５２によって復調される。このディジタル信 号プロセッサ（ＤＳＰ）５２は、ＤＳＰによって受信されるディジタル化された ＩおよびＱ信号の振幅がＤＳＰによって予定されている通りになるように、通常 、システム内の１つまたは複数の増幅器を制御する自動利得制御（ＡＧＣ）信号 を出力する。 中間周波数の別の使用例は、米国特許第５３２５４０１号に記載されている。 さらなる増幅、自動利得制御、局またはチャンネル分離などの目的のために、受 信した周波数バンドをまず中間周波数にシフトする慣行は、無線の初期の時代に 遡る旧時代の慣行である。この方式には、同調可能な成分が最小限で済み、各チ ャンネルまたは局が中間周波数とベースバンドの両方でほぼ同一の特性を備える ことができるという利点がある。ただし、この方式には必要な成分の数と性質が 複雑であるという欠点がある。 発明の簡単な概要 ディジタル・テレビジョンなどに使用される、直接放送衛星信号を直接ダウン コンバージョンするための変換器。衛星ディッシュ・アンテナから受信した直接 放送衛星信号は増幅され、次いで衛星ディッシュ・アンテナ・アセンブリに含ま れるサブシステムである低雑音ブロック（ＬＮＢ）内で通常９５０ＭＨｚ〜２１ ５０ＭＨｚのＬバンド内の所定の周波数バンドにダウンシフトされる。次いで、 信号は同軸ケーブルを介して屋内にあるセットトップ・ボックス・ユニットに送 信され、そこで、単一の集積回路によって、受信周波数からベースバンドに直接 変換される。この集積回路は、好ましい一実施態様では、さらに集積度を高め隣 接チャンネル混信を排除し、アナログ／ディジタル変換器のアンチエイリアシン グを行うための内蔵アクティブ・フィルタを含むことができる。広い周波数範囲 の可変利得増幅器と、ダウンコンバート・ミクサの精密に制御された同相成分お よび直角成分と、オフセット補償によって、従来技術の技法を用いてデータ回復 に十分な品質のベースバンドの同相成分および直角成分が提供される。 以下、例示的な実施形態を開示する。 図面の簡単な説明 第１図は、直接放送衛星（ＤＢＳ）信号の受信および信号内のディジタル・デ ータの抽出のための従来技術の代表的なシステムのブロック図である。 第２図は、本発明の好ましい実施形態の図である。 第３図は、集積回路の一部としてアクティブ・フィルタを組み込んだ別の例示 的実施形態を示す図である。 第４図は、可変利得増幅器６６の例示的回路の回路図である。 第５図は、集積回路の一部としてＶＣＯを組み込んだ、第３図に類似した別の 例示的実施形態を示す図である。 第６図は、集積回路の一部としてフィルタリング後の増幅機構を組み込んだ、 第２図に類似した別の例示的実施形態を示す図である。 発明の詳細な説明 本発明によれば、中間周波数の形態で信号を獲得して処理し、次いでベースバ ンドにシフトするための従来技術のシステムで必要とされまたは少なくとも使用 されてきた多数の構成部材をなくすことができるように、セットトップ・ボック スに送達された信号は、好ましい実施形態では単一の集積回路によって、受信周 波数からベースバンドに直接変換される。＆ 第２図を参照すると、本発明の好ましい実施形態の図が示されている。衛星デ ィッシュ・アンテナから受信した直接放送衛星信号は増幅され、次いで衛星ディ ッシュ・アンテナ・アセンブリに含まれるサブシステムである低雑音ブロック（ ＬＮＢ）内で通常９５０ＭＨｚ〜２１５０ＭＨｚのＬバンド内の所定の周波数バ ンドにダウンシフトされる。次いで、信号は７５オームの同軸ケーブル５４を介 して屋内にあるセットトップ・ボックス・ユニットに送信される。通常、チュー ナ・ユニットはケーブル５４でこの信号を受信する入力コネクタ５６と、必要に 応じて受信信号を第２のセットトップ・ボックスに結合するために用いることが できる出力コネクタ５８とを備える。入力コネクタ５６は通常バッファまたは固 定利得増幅器６０を介して出力コネクタ５８に結合され、あるいは所望の場合は 出力コネクタ５８に直接接続できる。好ましくは、第２図に固定利得増幅器とし て示す信号のさらなる増幅が追加の増幅器６２によって行われるが、同じことが 可変利得増幅器または増幅器に結合された可変抵抗減衰器を使用してある程度の 自動利得制御で実施できる。 増幅器６２から出力された信号は、本発明の集積回路６４に結合される。この 集積回路は、広範囲の自動利得制御および高い線形性を提供して増幅器出力のチ ャンネル間のクロストークを許容できる程度に低く抑えた、本明細書で後ほど詳 述する可変利得増幅器６６を含む。当然、増幅器６６の出力は、好ましい実施形 態では９５０ＭＨｚから２１５０ＭＨｚのＤＢＳ信号バンド幅にすべてのチャン ネルを含む広バンド出力である。 増幅器６６の出力はミクサ６８および７０に加えられる。ミクサへの別の入力 はインダクタ・ベースのタンク回路７４を基準とする電圧制御発振器（ＶＣＯ） ７２から抽出される。タンク回路は、可変の水晶制御位相同期ループ（ＰＬＬ） ７６、またはディジタル信号プロセッサ７８からの帰還電圧出力ＣＡＲによって 制御できる。水晶制御位相同期ループ（ＰＬＬ）７６（Ｐｈｉｌｉｐｓ製の部品 番号ＴＳＡ５０５５、または同等品など）を使用する場合、ＶＣＯの出力は帰還 され、所望のチャンネルの予想搬送周波数と水晶発振器周波数の比によって分割 され、次いで水晶発振器周波数と比較される。外部電圧制御発振器周波数の偏差 を用いてタンク回路を制御して電圧制御発振器の出力周波数を再調整する。 ミクサの出力は受信信号とＶＣＯの出力の和と差である。和周波数は当然容易 にフィルタ除去される。ローカルの選択可能な周波数発振器は受信信号の各チャ ンネルの搬送周波数に近いが、それとは同一ではない選択可能な周波数を有する ので、選択されたチャンネルはそのチャンネルの元の信号からややシフトした差 分周波数を生成する。ただし、シフト量は比較的小さく、チャンネル間のガード バンドにより隣接チャンネルからの信号は固定帯域の低域通過フィルタによって フィルタ除去される。また、復調の基準周波数が変調と正確に一致しないときで も、通常のＤＳＰ変調技法により、データの回復と、所望であれば搬送波の回復 が可能になる。 ディジタル信号プロセッサ７８のＣＡＲ表示された帰還電圧出力信号によって タンク回路を制御する場合、平均すると選択したチャンネル搬送波と同じ搬送波 を持つように外部電圧制御発振器７２を制御することができ、すでに指摘したよ うに、妥当な周波数の偏差はＤＳＰ復調装置の許容範囲である。 いずれにせよ、電圧制御発振器７２の出力は集積回路の増幅器８０に加えられ 、増幅器８２および８４によって増幅される。増幅器８４の出力は分周器８６に よって分割され増幅器８８によってバッファに入れられて、プリスケーラ出力Ｐ ＳＯＵＴとして与えられる。分割化はディジタル信号プロセッサ７８から出力さ れたモード制御信号ＭＯＤＣＴＬによって制御される。他方、増幅器８２の出力 は、以下に詳述する電圧制御発振器出力の０°および９０°（直角）成分を生成 する直角変調波生成装置（quadrature generator）９０に加えられる。直角変調 波生成装置９０などの直角変調波生成装置の設計は従来技術でよく知られている が、極めて広いバンド幅にわたる直角変調波生成装置の精密に調整された性能は 本発明が奏効するために極めて重要である。好ましい実施形態では、直角変調波 生成装置（および後置される増幅器）は、９５０ＭＨｚから２１５０ＭＨｚの全 範囲にわたって理想的な直角信号に関して０．５ｄＢ未満の利得不一致と３°未 満のシフト誤差を備える。 ミクサ６８および７０の出力はそれぞれ増幅器９２および９４、９６および９ ８に加えられ、回路のベースバンド出力を提供する。これらの増幅器は追加利得 を提供し、好ましい実施形態では、１．５ボルトのピーク間電圧を発生し、１０ ０オームの特性インピーダンスで離散的な全極ＬＣフィルタを駆動することがで きる。あるいは、これらのフィルタをＬＣフィルタとしてではなくアクティブ・ フィルタとしてＬＣに集積することもできる。ＬＣフィルタをなくすることとは 別に、例えば、可変データ速度動作を可能にするために外部手段によって同調可 能な１ＭＨｚ〜４５ＭＨｚの範囲内のカットオフ周波数を有するようにアクティ ブ・フィルタを制御することもできる。そのような実施形態を第３図に示す。同 図では、アクティブ・フィルタ１０２は集積回路６４の一部として組み込まれ、 フィルタの外部制御用のバンド通過制御装置ＦＩＬＣＴＬを備える。 本発明が対象とする周波数でのベースバンドへの直接変換では、ローカル発振 器のダウンコンバージョンの結果として多少のＤＣオフセットが発生する。これ はローカル発振器の周波数がミクサへのＲＦ信号入力に漏洩し、そのためローカ ル発振器の周波数がそれ自体と混合され、ＤＣでの差分周波数が生成されること によって生じる。ミクサに入力されるＲＦ信号中のローカル発振器信号のレベル は約−５０ｄＢｍである。存在する信号は−７０ｄＢｍまで下がるので、補正し ないとＤＣオフセットは目的の信号より２０ｄＢｍ高くなる可能性がある。ミク サの出力上での増幅器の飽和を回避するため、第２図および第３図に示すように 、ＤＣオフセットが増幅器チェーンからミクサの出力に帰還される。ＤＣオフセ ット補正回路は一般によく知られており、本明細書で詳述する必要はない。自己 変換は周波数（チャンネル選択）によって変動することがあるが、それ以外の点 ではほぼ安定しており、せいぜいゆるやかにドリフトする程度なので、ＤＣオフ セット補正回路の応答は、対象とする通常のデータ速度と比較すると特に遅いこ とがある。 離散的なフィルタとアクティブなフィルタのいずれを使うにしても、フィルタ の出力はアナログ／ディジタル変換器１００によってディジタル化され、次いで ディジタル・データ回復のためにＤＳＰによって復調される。アナログ／ディジ タル変換器１００は、例を挙げると、本発明の譲受人であるＭａｘｉｍ Ｉｎｔ ｅｇｒａｔｅｄ Ｐｒｏｄｕｃｔｓ，Ｉｎｃ．製のＭＡＸ１００３／１００４ア ナログ／ディジタル変換器である。ＤＳＰおよびデータ回復のためのＤＳＰのプ ログラミングに関して、様々なＤＳＰが使用でき、復調およびデータ回復のため のＤＳＰのプログラミングはデータ通信技術ではよく知られており、したがって 、本明細書で詳述する必要はない。その点に関して、好ましい実施形態の説明で は、ディジタル信号プロセッサは専用のプロセッサであるが、特殊なプログラミ ングを行った汎用のディジタル・プロセッサを使用することもできる。したがっ て、広い意味では、ディジタル信号プロセッサまたはＤＳＰという語句は、要求 された速度でディジタル信号を処理するのに適した任意のプロセッサを指すため に使用できる。場合によっては、２重アナログ／ディジタル変換器１００をＤＳ Ｐ集積回路上に含めることもできる。 従来技術と比較して、本発明によって、フロントエンド映像フィルタと、第２ の周波数変換器またはミクサと、ＳＡＷフィルタと、ＶＣＯおよびそれに関連す る従来技術で典型的な構成部材をなくすることができ、コストとスペースが節約 され、無線周波数の設計が簡単になる。本発明を用いると、前述したように、従 来技術のアーキテクチャで典型的な中間周波数でＳＡＷフィルタを使わず、不要 な隣接チャンネルのフィルタリングを実行できる。これによって、可変バンド幅 のアクティブな低域フィルタリングを使用して可変データ速度に対応することが できるが、前述したように、所望であれば低コストの離散的ＬＣフィルタを使用 することもできるのは当然である。 適切な増幅を加えて変調するために、受信信号のＩおよびＱ成分が、信号強度 の通常の変動にもかかわらず、ディジタル形式に変換されて適切な振幅での復調 のためにＤＳＰに与えられ、振幅が十分に一致し、相互に位相が９０°にきわめ て近い角度だけずれていること、さらに、ＩおよびＱ成分が、したがって増幅器 ６６の出力が、その出力中に最小の相互変調成分を有し、その結果、衛星ディッ シュ・アンテナが受信した信号品質に適合する最小限の誤りで復調が実行される ことが、本発明の有用性にとって不可欠であることは明らかである。振幅の平衡 と、Ｉ成分とＱ成分の９０°のシフトは当然主として直角変調波生成装置９０と その後の増幅によって決まり、好ましい実施形態でのその特徴については前述し た。信号の相互変調成分をどれだけなくすことができるか、また信号の振幅をど こまで所望の値に制御できるかは主に増幅器６６によって決まる。好ましい実施 形態では、この増幅器は利得範囲が５０ｄＢで、自動利得制御信号ＡＧＣ（第２ 図および第３図を参照）の帰還によって１〜４ボルトの範囲で調整可能な低雑音 可変利得増幅器である。この可変利得の広い範囲は従来技術の設計と比べて各段 に広いが、トランスポンダ電力、パラボラ型アンテナのアラインメントおよび７ ５オーム・ケーブルの長さが変わるので必要である。好ましい実施形態では、増 幅器６６は最小利得設定で＋５ｄＢｍの入力ＩＰ３を備える。優れた線形性によ って、多数の搬送波電力によって線形性に劣る低雑音増幅器／ミクサ内で不要な 相互変調およびトリプル・ビート・スプリアス信号が発生するのを制限するため に従来技術の設計で必要であった、離散的なバラクタに同調した事前選択フィル タは不要になる。好ましい実施形態では、増幅器６６は最大利得設定時に１２ｄ Ｂの雑音値を有する。 好ましい実施形態の増幅器６６に望まれる高い線形性（低い相互変調）を備え た幅広い自動利得範囲を達成するため、特別のＡＧＣ増幅器コアが使用される。 可変利得増幅器６６の基本回路を第４図に示す。増幅器は、トランジスタＱ１お よびＱ２と、エミッタ抵抗器Ｒ_Eおよび第１の電流源Ｉ_EEと、トランジスタＱ３ 〜Ｑ６からなる電流ステアリング段と、共通ベース接続されたトランジスタ対Ｑ ７およびＱ８と、トランジスタＱ９、Ｑ１０、Ｑ１１からなる制御可能シャント 電流源と、追加のエミッタ電流を共通ベース接続トランジスタ対Ｑ７およびＱ８ に追加する別の電流源Ｉ_EEと、抵抗Ｒ_LとからなるＧ_m（相互コンダクタンス）段 を含む。トランジスタＱ７およびＱ８はそのベースが固定バイアス電圧Ｖ_Bによ ってバイアスがかけられている。 第４図の回路の動作は当然に相対的なトランジスタのサイズによって変わる。 ただし、トランジスタＱ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ１０、Ｑ１１が同じトランジ スタで、トランジスタＱ９がこれらの同じトランジスタの２倍のサイズである例 を考える。また、最初に、入力電圧Ｖ_inがゼロ、利得制御電圧Ｖ_gがゼロと考え る。差分入力電圧Ｖ_inはゼロであることから、第１の電流源Ｉ_eeの電流はトラン ジスタＱ１とＱ２のコレクタ間で均等に分割される。次いで、これらの成分はト ランジスタＱ３とＱ４の間、トランジスタＱ５とＱ６の間でそれぞれ分割され、 トランジスタＱ３とＱ６を流れるコレクタ電流はそれぞれＩ_ee／４になる。トラ ンジスタＱ９、Ｑ１０、Ｑ１１に関しては、電流源Ｉ_eeは分割され、トランジス タＱ１０とＱ１１の電流はＩ_ee／４になり、トランジスタＱ９は各トランジスタ Ｑ１０およびＱ１１の２倍のサイズであるので、トランジスタＱ９には電流Ｉ_ee ／２が流れる。 ここで、例を挙げると、利得制御電圧Ｖ_gがゼロからトランジスタＱ３とＱ６ のベースの電圧がトランジスタＱ４とＱ５のベースの電圧より小さいある値に変 化する場合、増幅器の利得は低減され、トランジスタＱ３とＱ６に流れるバイア ス電流の一部がトランジスタＱ４とＱ５に移動する。ただし、同時に、トランジ スタＱ３とＱ６のベースの電圧の変化によってトランジスタＱ９のベースの電圧 が低下し、そこを流れるバイアス電流が低減され、トランジスタＱ１０とＱ１１ を流れるバイアス電流が増加する。トランジスタＱ１０とＱ１１を流れるバイア ス電流の増加分は、トランジスタＱ３とＱ６を流れるバイアス電流の減少分に等 しく、したがって、トランジスタＱ７とＱ８を流れるバイアス電流は、電流の利 得設定とは無関係にほぼＩ_ee／２のままである。したがって、トランジスタＱ７ とＱ８は利得の変動の影響をほとんど受けず、より重要なことには、極めて小さ い利得値での動作によって引き起こされる回路性能の有害な影響を受けない。こ の結果、回路の線形性と利得制御範囲が大幅に改善され、本発明で望まれる相互 変調の低下と利得制御範囲の拡大が提供される。好ましい実施形態では、そのよ うなＶＧＡは、大部分の調整可能な利得範囲に、この利得範囲を補足して約５０ ｄＢのフル・レンジを達成する後続の増幅段を提供する。利得制御範囲が必要な 性能に適合し、線形性がそのアプリケーションで十分な精度でのデータ回復を保 証するのに十分である場合、その他の設計の増幅器を使用できるので、図示した 特定の増幅器回路は例示的なものにすぎない。 別の代替実施形態では、所望の場合、その他の機能要素を集積回路の一部とし て含めることができる。例を挙げると、第５図の実施形態では、ＶＣＯが集積回 路に組み込まれでいる。第６図の実施形態では、フィルタリング後の増幅が集積 回路に組み込まれているが、フィルタリングはチップ外で実行される。この実施 形態では従来のアナログ／ディジタル変換器の使用が容易になり、ＤＳＰを含む 集積回路にアナログ／ディジタル変換器を組み込むことが容易になる。 以上、本発明を一定の好ましい本発明の実施形態に関して開示してきたが、本 発明の精神と範囲を逸脱することなしに本発明に変更を加えることができること は、当業者には明らかであろう。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項 【提出日】平成１１年６月１０日（１９９９．６．１０） 【補正内容】 補正請求の範囲 １．直接放送衛星アプリケーション用のチューナであって、そのチューナが集 積回路を含み、 前記集積回路が、 直接放送衛星信号受信手段に結合する増幅器入力を備えた可変利得増幅器（Ｖ ＧＡ）と、ＶＧＡ出力およびＶＧＡ利得制御入力と、その入力で、直接放送衛星 信号周波数範囲内の入力信号を受信してＶＧＡ出力として提供するバンド幅を有 する増幅器とを備え、前記入力信号は、利得制御入力上の利得制御信号によって 制御される利得で増幅され、 直接放送衛星信号周波数範囲内の搬送波の周波数に近似する周波数の発振器信 号を受信し、前記信号の同相成分と直角成分を生成する直角変調波生成装置を備 え、かつ ＶＧＡ出力を直角変調波生成装置から出力された同相成分および直角成分と混 合して、ＶＧＡ出力の同相成分と直角成分を提供する第１および第２のミクサを 備え、 ミクサの出力の同相成分および直角成分に結合された低域通過アクティブ・フ ィルタを備え、 アクティブ・フィルタの低域通過範囲が調整可能であるチューナ。 ２．直接放送衛星アプリケーション用のチューナであって、そのチューナが集 積回路を含み、 前記集積回路が、 直接放送衛星信号受信手段に結合する増幅器入力を備えた可変利得増幅器（Ｖ ＧＡ）と、ＶＧＡ出力およびＶＧＡ利得制御入力と、その入力で、直接放送衛星 信号周波数範囲内の入力信号を受信してＶＧＡ出力として提供するバンド幅を備 えた増幅器とを備え、前記入力信号が、利得制御入力上の利得制御信号によって 制御される利得で増幅され、 直接放送衛星信号周波数範囲内の搬送波の周波数に近似する周波数の発振器信 号を受信し、前記信号の同相成分と直角成分を生成する直角変調波生成装置を備 え、 ＶＧＡ出力を直角変調波生成装置から出力された同相成分および直角成分と混 合して、ＶＧＡ出力の同相成分と直角成分を提供する第１および第２のミクサを 備え、かつ 直角変調波生成装置への入力に結合され、集積回路端子に結合された、分周器 出力を集積回路外で結合する出力を有する分周器を備えるチューナ。 ３．直接放送衛星アプリケーション用のチューナであって、前記チューナが集 積回路を含み、 前記集積回路が、 直接放送衛星信号受信手段に結合する増幅器入力を備えた可変利得増幅器（Ｖ ＧＡ）と、ＶＧＡ出力およびＶＧＡ利得制御入力と、その入力で、直接放送衛星 信号周波数範囲内の入力信号を受信してＶＧＡ出力として提供するバンド幅を有 する増幅器とを備え、前記入力信号が、利得制御入力上の利得制御信号によって 制御される利得によって増幅され、 直接放送衛星信号周波数範囲内の搬送波の周波数に近似する周波数の発振器信 号を受信し、前記信号の同相成分と直角成分を生成する直角変調波生成装置を備 え、 ＶＧＡ出力を直角変調波生成装置から出力された同相成分および直角成分と混 合して、ＶＧＡ出力の同相成分と直角成分を提供する第１および第２のミクサを 備え、かつ 直角変調波生成装置への入力に結合され、集積回路端子に結合された、分周器 出力を集積回路外で結合する出力を有する分周器を備えるチューナ。 ４．分周器が前記分周器へのモード制御入力を備えた可変分周器であって、モ ード制御入力が集積回路外からモード制御信号を受信するため集積回路上の端子 に結合される請求項３に記載のチューナ。 ５．直接放送衛星アプリケーション用のチューナおよびデータ回復システムで あって、前記チューナおよびデータ回復システムが、 複数の選択可能な周波数のうち任意の周波数を提供する発振器を含み、各選択 可能な周波数が直接放送衛星信号周波数範囲内の搬送波の周波数に近似し、 さらに集積回路を含み、 前記集積回路が、 直接放送衛星信号受信手段に結合する増幅器入力を備えた可変利得増幅器（ ＶＧＡ）と、ＶＧＡ出力およびＶＧＡ利得制御入力と、その入力で、直接放送衛 星信号周波数範囲内の入力信号を受信してＶＧＡ出力として提供するバンド幅を 有する増幅器とを備え、前記入力信号が、利得制御入力上の利得制御信号によっ て制御される利得で増幅され、 発振器信号を受信し、前記信号の同相成分と直角成分を生成する位相生成装 置を備え、かつ ＶＧＡ出力を位相生成装置から出力された同相成分および直角成分と混合し て、ＶＧＡ出力の同相成分と直角成分を提供する第１および第２のミクサを備え 、 各ミクサ出力に結合された、発振器周波数にほぼ等しい周波数を有する搬送波 の関連する信号以外の信号をフィルタ除去する低域通過フィルタを備え、 各低域通過フィルタに結合された、各低域通過フィルタの出力をディジタル化 するアナログ／ディジタル変換器を備え、かつ アナログ／ディジタル変換器に結合された、低域通過フィルタを通過する搬送 波上で変調されたディジタル・データを回復するディジタル信号プロセッサを備 えるチューナおよびデータ回復システム。 ６．ディジタル信号プロセッサが集積回路への利得制御入力を提供する請求項 ５に記載のチューナおよびデータ回復システム。 ７．集積回路が、ミクサに結合され、ミクサからのＶＧＡ出力の同相成分およ び直角成分を増幅する増幅器をさらに含み、前記フィルタが増幅器の出力に結合 される請求項５に記載のチューナおよびデータ回復システム。 ８．低域通過フィルタおよび低域通過アクティブ・フィルタが集積回路上にあ る請求項５に記載のチューナおよびデータ回復システム。 ９．アクティブ・フィルタのバンド通過範囲が調整可能である請求項８に記載 のチューナおよびデータ回復システム。 １０．集積回路が、位相生成装置への入力に結合され、集積回路端子に結合さ れた、分周器出力を集積回路外で結合する出力を有する分周器をさらに含む請求 項５に記載のチューナおよびデータ回復システム。 １１．分周器が前記分周器へのモード制御入力を備えた可変分周器であって、 モード制御入力が集積回路外からモード制御信号を受信するために集積回路上の 端子に結合される請求項１０に記載のチューナおよびデータ回復システム。 １２．発振器が複数の選択可能な周波数を有する発振器を含む請求項５に記載 のチューナおよびデータ回復システム。 １３．ディジタル信号プロセッサが選択された搬送周波数を回復するようにプ ログラミングされ、発振器がディジタル信号プロセッサによって制御され、回復 した周波数に応答して選択可能な周波数を提供する請求項５に記載のチューナお よびデータ回復システム。 １４．９５０〜２１５０ＭＨｚの範囲で同調可能な広バンド電圧制御発振器を さらに含む請求項５に記載のチューナ。 １５．外部バラクタおよびインダクタ・ベースのタンク回路をさらに含む請求 項１４に記載のチューナ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．直接放送衛星アプリケーション用のチューナであって、前記チューナが集 積回路を含み、 前記集積回路が、 直接放送衛星信号受信手段に結合するための増幅器入力を備えた可変利得増幅 器（ＶＧＡ）と、ＶＧＡ出力およびＶＧＡ利得制御入力と、その入力で、直接放 送衛星信号周波数範囲内の入力信号を受信してＶＧＡ出力として提供するための バンド幅を有する増幅器とを備え、前記入力信号が、利得制御入力上の利得制御 信号によって制御される利得で増幅され、 直接放送衛星信号周波数範囲内の搬送波の周波数に近似する周波数の発振器信 号を受信し、前記信号の同相成分と直角成分を生成するための直角変調波生成装 置を備え、かつ ＶＧＡ出力を位相生成装置から出力された同相成分および直角成分と混合して 、ＶＧＡ出力の同相成分と直角成分を提供するための第１および第２のミクサを 備えるチューナ。 ２．集積回路が、利得制御入力に結合された、前記集積回路外のソースから利 得制御信号を受信するための端子を備えた請求項１に記載のチューナ。 ３．集積回路が、ミクサに結合された、ミクサから出力されたＶＧＡ出力の同 相成分および直角成分を増幅するための増幅器をさらに含む請求項１に記載のチ ューナ。 ４．集積回路が、ミクサに結合された、ミクサから出力されたＶＧＡ出力の同 相成分および直角成分を増幅するための増幅器をさらに含む請求項１に記載のチ ューナ。 ５．アクティブ・フィルタの低域通過範囲が調整可能である請求項４に記載の チューナ。 ６．集積回路が直角変調波生成装置への入力に結合され、集積回路端子に結合 された、分周器出力を集積回路外で結合するための出力を有する分周器をさらに 含む請求項１に記載のチューナ。 ７．集積回路が、位相生成装置への入力に結合され、集積回路端子に結合され た、分周器出力を集積回路外で結合するための出力を有する分周器をさらに含む 請求項１に記載のチューナ。 ８．分周器が前記分周器へのモード制御入力を備えた可変分周器であって、モ ード制御入力が集積回路外からモード制御信号を受信するため集積回路上の端子 に結合される請求項７に記載のチューナ。 ９．直接放送衛星アプリケーション用のチューナおよびデータ回復システムで あって、前記チューナおよびデータ回復システムが、 複数の選択可能な周波数のうち任意の周波数を提供する発振器を含み、各選択 可能な周波数が直接放送衛星信号周波数範囲内の搬送波の周波数に近似し、 さらに集積回路を含み、 前記集積回路が、 直接放送衛星信号受信手段に結合するための増幅器入力を備えた可変利得増 幅器（ＶＧＡ）と、ＶＧＡ出力およびＶＧＡ利得制御入力と、その入力で、直接 放送衛星信号周波数範囲内の入力信号を受信してＶＧＡ出力として提供するため のバンド幅を有する増幅器とを備え、前記入力信号が、利得制御入力上の利得制 御信号によって制御される利得で増幅され、 発振器信号を受信し、前記信号の同相成分と直角成分を生成するための位相 生成装置を備え、かつ ＶＧＡ出力を位相生成装置から出力された同相成分および直角成分と混合し て、ＶＧＡ出力の同相成分と直角成分を提供するための第１および第２のミクサ を備え、 各ミクサ出力に結合された、発振器周波数にほぼ等しい周波数を有する搬送波 の関連する信号以外の信号をフィルタ除去するための低域通過フィルタを備え、 各低域通過フィルタに結合された、各低域通過フィルタの出力をディジタル化 するためのアナログ／ディジタル変換器を備え、かつ アナログ／ディジタル変換器に結合された、低域通過フィルタを通過する搬送 波上で変調されたディジタル・データを回復するためのディジタル信号プロセッ サを備えるチューナおよびデータ回復システム。 １０．ディジタル信号プロセッサが集積回路への利得制御入力を提供する請求 項９に記載のチューナおよびデータ回復システム。 １１．集積回路が、ミクサに結合された、ミクサからのＶＧＡ出力の同相成分 および直角成分を増幅するための増幅器をさらに含み、前記フィルタが増幅器の 出力に結合される請求項９に記載のチューナおよびデータ回復システム。 １２．低域通過フィルタおよび低域通過アクティブ・フィルタが集積回路上に ある請求項９に記載のチューナおよびデータ回復システム。 １３．アクティブ・フィルタのバンド通過範囲が調整可能である請求項１２に 記載のチューナおよびデータ回復システム。 １４．集積回路が、位相生成装置への入力に結合され、集積回路端子に結合さ れた、分周器出力を集積回路外で結合するための出力を有する分周器をさらに含 む請求項９に記載のチューナおよびデータ回復システム。 １５．分周器が前記分周器へのモード制御入力を備えた可変分周器であって、 モード制御入力が集積回路外からモード制御信号を受信するために集積回路上の 端子に結合される請求項１４に記載のチューナおよびデータ回復システム。 １６．発振器が複数の選択可能な周波数を有する発振器を含む請求項９に記載 のチューナおよびデータ回復システム。 １７．ディジタル信号プロセッサが選択された搬送周波数を回復するようにプ ログラミングされ、発振器がディジタル信号プロセッサによって制御され、回復 した周波数に応答して選択可能な周波数を提供する請求項９に記載のチューナお よびデータ回復システム。 １８．９５０〜２１５０ＭＨｚの範囲で同調可能な広バンド電圧制御発振器を さらに含む請求項９に記載のチューナ。 １９．外部バラクタおよびインダクタ・ベースのタンク回路をさらに含む請求 項１８に記載のチューナ。