JP4074711B2 - デジタル放送受信機 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、デジタル放送あるいはデジタル通信に対応した受信機に関し、特にデジタル対応チューナユニットを備えるデジタル放送受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
衛星を使ったテレビ放送の方式として、アナログの映像信号と音声信号とをＦＭ（Frequency Motulation：周波数変調）変調するアナログＦＭ方式と、アナログの映像信号と音声信号とをデジタル化し、さらに圧縮した後のデータをＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying ：４層位相偏移変調）などによりデジタル変調して伝送するデジタル変調方式とがある。
【０００３】
現在、このデジタル変調方式を使用したデジタル放送は全世界的に急速に普及しつつあり、世界各地でさまざまな伝送レートを使用した放送が開始されている。従来２０Ｍ〜３０Ｍｓｐｓのシンボルレートでの放送が主流であったが、１Ｍ〜６Ｍｓｐｓといった低い伝送レートでの放送も始まっており、この低い伝送レートは通信用としても採用されている。
【０００４】
一方では、市場のニーズから、「画像や音声の品質向上」、「多チャンネル化」が進んでおり、従来より広い周波数範囲を受信することが受信機に求められてきている。
【０００５】
このように、受信機のマルチレート化、ワイドバンド化は近年のトレンドであったが、ここにきてチューナユニットの必須条件ともなりつつある。
【０００６】
図６は、従来の衛星放送受信機のチューナ部１００の簡単な回路ブロック図である。
【０００７】
図６を参照して、チューナ部１００は、アンテナ（ＬＮＢ：Low Noise Block Downconverter ）から高周波（ＲＦ）信号を受け、ある１チャンネルの信号を選択して中間周波数（以下「ＩＦ」と呼ぶ）信号に変換するためのＩＦ信号復調部１０２と、ＩＦ信号復調部１０２から出力されるＩＦ信号からＩ（In-Phase）信号とＱ（Quadrature）信号とを含むベースバンド信号を復調するためのＩ／Ｑ信号復調部１０４と、ＩＦ信号復調部１０２およびＩ／Ｑ信号復調部１０４を制御するマイコン３７とを含む。
【０００８】
ＩＦ信号復調部１０２は、ＬＮＢから入力されたＲＦ信号を受けるＲＦ信号入力回路１０６と、ＲＦ信号からある１チャンネルの信号を選択するための第１の局部発振信号を発振する周波数選択回路１１０と、第１の局部発振信号とＲＦ信号とを混合してＩＦ信号に変換するためのＩＦ信号変換回路１０８とを含む。
【０００９】
ＲＦ信号入力回路１０６は、ＬＮＢに接続されるＲＦ信号入力コネクタ１、２と、ＲＦ信号入力コネクタ１、２からの２系統のＲＦ信号をそれぞれ受けて増幅するＲＦ増幅器３、４と、ＲＦ増幅器３、４の出力を受けいずれか一方を周波数選択回路（ＰＬＬ選局回路）１１０からの制御入力信号に応じて選択する入力信号切換回路５と、入力信号切換回路５により選択されたＲＦ信号をＡＧＣ回路２２から与えられる制御信号に従って入力を減衰させるためのＲＦ−ＡＧＣ用減衰器６と、周波数選択回路１１０から与えられる信号に基づき所定の帯域の信号のみを通過させるためのイメージ妨害除去用バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７とを含む。イメージ妨害除去用ＢＰＦ７の出力はＩＦ信号変換回路１０８に与えられる。
【００１０】
ＩＦ信号変換回路１０８は、イメージ妨害除去用ＢＰＦ７の出力と周波数選択回路１１０から与えられる第１局部発振信号とを混合して２つの信号の周波数差と等しい周波数を有するＩＦ信号を出力するためのミキサ８と、ミキサ８の出力を各々受けるＩＦ帯域制限用バンドパスフィルタ９、１０と、周波数選択回路１１０からの制御信号に応じてバンドパスフィルタ９、１０のいずれかの出力を選択するＩＦ帯域切換回路１１と、ＩＦ帯域切換回路１１によって選択された信号を受けて増幅してＩ／Ｑ信号復調部１０４に与えるＩＦ増幅器１２とを含む。
【００１１】
周波数選択回路１１０は、水晶振動子２５と、水晶振動子２５に接続され基準周波数を発振する基準発振回路２６と、第１局部発振信号を出力するＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator ）３３と、マイコン３７から与えられるデータに基づいてＶＣＯ３３が出力する発振周波数を受け基準発振回路２６の発振周波数と比較し制御信号を出力するＰＬＬシンセサイザＩＣ３５と、ＰＬＬシンセサイザＩＣ３５の制御信号を受け制御電圧に変換しＶＣＯ３３に与えるループフィルタ２９とを含む。
【００１２】
ＰＬＬシンセサイザＩＣ３５は、基準発振回路２６の発振する基準周波数を比較周波数まで１／Ｒに分周するためのリファレンスカウンタ２７と、ＶＣＯ３３の発振周波数を１／Ｎに分周するプログラマブルデバイダ３４と、リファレンスカウンタ２７の出力とプログラマブルデバイダ３４の出力とを比較する位相比較器２８とを含む。また、ＰＬＬシンセサイザＩＣ３５は、マイコン３７からのデータに基づきスイッチ５およびスイッチ１１に対して制御信号を出力する。
【００１３】
図７は、ループフィルタ２９の構成を示す回路図の一例である。
図７を参照して、ループフィルタ２９は一例として、入力ノードＮＩと出力ノードＮＯとの間に接続された抵抗Ｒ１と、出力ノードＮＯと接地ノードとの間に接続されたキャパシタＣ１とを含む。
【００１４】
再び図６を参照して、Ｉ／Ｑ信号復調部１０４は、ＩＦ増幅器１２の出力を受けてＡＧＣ回路２２の制御信号に応じて増幅するＩＦ−ＡＧＣ用可変利得増幅器１３と、第２局部発振信号を発振する第２局部発振回路２４と、第２局部発振信号を９０°位相を変化させる９０°移相器２３と、ＡＧＣ用可変利得増幅器１３の出力を受けて９０°移相器２３から与えられる互いに９０°位相が異なった２つの第２局部発振信号とそれぞれ混合してＩ信号およびＱ信号に復調して出力するための２つのベースバンドミキサ１４、１５と、ベースバンドミキサ１４、１５からそれぞれＩ信号、Ｑ信号を受けるベースバンドローパスフィルタ（ＬＰＦ）１６、１７と、ベースバンドローパスフィルタ１６、１７の出力をそれぞれ受けて増幅するベースバンド増幅器１８、１９と、ベースバンド増幅器１８、１９の出力を受けてマイコン３７からの制御信号に応じてトランスポートストリームデータ出力を８ビット−トランスポートストリームデータ出力端子２１に出力するＬＩＮＫ ＩＣ２０と、ＬＩＮＫ ＩＣ２０への入力信号レベルを一定に保つようにチューナユニットの利得（ゲイン）をフィードバック制御するためのＡＧＣ回路２２とを含む。
【００１５】
図示しないが、ＬＩＮＫ ＩＣ２０は、Ａ／Ｄコンバータ、デジタル復調器、ＦＥＣ（誤り訂正演算器）を含んでいる。
【００１６】
異なる２つの伝送レートを受信するこのような衛星放送受信機においては、受信しようとする信号の伝送レートに応じてチューナ内部のＩＦ帯域制限用バンドパスフィルタ９、１０をＩＦ帯域切換回路１１により切換えることが可能であるが、周波数選択回路３６のループ特性を伝送レートに応じて任意に制御する手段は持たない。
【００１７】
以降、位相雑音（キャリア近傍のノイズ）の周波数スペクトラムをフェーズノイズ特性と称すると、したがって、Ｉ／Ｑ出力の信号純度を表わすフェーズノイズ特性は常に一定であるが、チューナユニットに要求されるフェーズノイズ特性は伝送レートごとに異なるため、受信機のトータル性能を表わすビットエラーレート（ＢＥＲ）特性が、伝送レートによっては劣化する可能性がある。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
チューナのフェーズノイズ特性は主としてＰＬＬ（Phase Locked Loop ）ループ特性に支配されるが、ループ特性を決定する重要なパラメータである自然角周波数ωn 、ダンピングファクタξは、図７に示したループフィルタ回路の場合、次式で表わされる。
【００１９】
【数１】
【００２０】
【数２】
【００２１】
（τはループフィルタ定数によって決まる時定数）
自然角周波数ωn 、ダンピングファクタξはいずれもループゲインＫの関数として表わされる。
【００２２】
図８は、フェーズノイズがループゲインＫに依存する例を示すグラフである。
図８を参照して、ループゲインＫが一定であればフェーズノイズも一定であり、ループゲインＫが変われば追従してフェーズノイズも変化する。
【００２３】
ＶＣＯの出力波形には、発振周波数を中心にある広がりを持つＶＣＯ出力ノイズが重畳される。このノイズをループフィルタで低減するわけである。ループフィルタにより抑圧できるフェーズノイズの周波数帯域幅は次式であらわされる。
【００２４】
【数３】
【００２５】
したがって、ループフィルタにより抑圧できるフェーズノイズの周波数帯域幅は、溯ればループゲインＫの値に依存する。その様子をあらわしたのが、縦軸に電力、横軸にｆＶＣＯからのオフセット周波数Δｆをプロットした図８のグラフである。
【００２６】
ループゲインＫが大きいときは図８のＬ１で表わしたグラフの特性となり、ループゲインＫが小さいときは、Ｌ２で表わしたグラフの特性となる。
【００２７】
一般的にデジタル復調回路がチューナユニットに要求するフェーズノイズ特性としては、低い伝送レートであればあるほど第１局部発振周波数の低オフセット周波数領域に高い信号純度が求められ、一方、受信信号の伝送レートが高い場合はより高いオフセット周波数領域に高い信号純度が求められる。
【００２８】
すなわち、各々の伝送レートに応じて最適なフェーズノイズ特性を与える必要がある。
【００２９】
しかしながら、１台のユニットで異なる伝送レート、たとえば６０Ｍｓｐｓの信号と１Ｍｓｐｓの信号とを受信する従来のデジタル送受信用チューナでは、周波数選択回路１１０内部にループゲインＫを任意に制御する手段を持たないため、フェーズノイズ特性は一定であり変えることはできない。このような場合は２つの伝送レートの両方に適合するＰＬＬループフィルタを設計するのは非常に困難であり、ビットエラーレート（ＢＥＲ）の劣化は避けられない。
【００３０】
図９は、従来のチューナユニットを使用したデジタル復調回路のＢＥＲ特性の一例を示す図である。
【００３１】
図９において、縦軸はＢＥＲ、横軸はＥｂ／Ｎ0 であり、Ｅｂは１ビットあたりの信号エネルギー、Ｎ0 は雑音電力密度である。
【００３２】
また、ワイドバンドチューナにおいては、広い発振周波数範囲を持つ第１局部発振回路（通常はＶＣＯ）が要求されるが、このとき、同調電圧ＶTUN に対する発振周波数ｆosc のリニアリティはしばしば失われてしまう。
【００３３】
この場合、ＶＣＯ感度Ｋv は次式で表わされる。
【００３４】
【数４】
【００３５】
ＶＣＯ感度Ｋv は高域側では減少する。プログラマブルデバイダの分周数Ｎを変えて周波数を可変にするシステムにおいて選局すべき周波数が高くなった場合分周数Ｎは次式で表わされ、
【００３６】
【数５】
【００３７】
（ｆOSC はＶＣＯの発振周波数、ｆref は基準発振周波数、Ｒはリファレンスカウンタ２７の分周数、ｆref ÷Ｒはステップ周波数と呼ばれ通常は固定値）
この場合ループゲインＫは次式で表わされる。
【００３８】
【数６】
【００３９】
（Ｋφは位相比較器の変換利得、αはフィルタの構成や定数によって決まる因子）
すなわち式（５）で表わされる分周数Ｎは増加し、式（６）で表わされるループゲインＫにはＶＣＯ感度Ｋv の減少が重畳され、結果としてループゲインＫは大きく減少する。この選局周波数に依存する依存するループゲインＫの変化により、理想的には各選局周波数にて不変であるべきフェーズノイズ特性も変化してしまうという問題点があった。
【００４０】
そこで、この発明の目的は、ループフィルタの出力とＶＣＯとの間にループゲインを可変にする手段を有し、マイコンによる伝送レートの切換えやプログラマブルデバイダの分周数Ｎの設定時に、マイコン、ＰＬＬシンセサイザＩＣ、およびＬＩＮＫ ＩＣのいずれかから出力される制御信号によってループゲインを切換え、ループフィルタを再設計することなく任意のフェーズノイズ特性を得ることを可能としたデジタル放送受信機を提供することである。
【００４１】
【課題を解決するための手段】
この発明は、第１の局面によれば、デジタル放送を受信するためのチューナ部を有するデジタル放送受信機である。チューナ部は、伝送レートの異なる複数のＲＦ信号を受け、いずれか１つのＲＦ信号を選択してＩＦ信号に変換するためのＩＦ信号復調部を備える。ＩＦ信号復調部は、複数のＲＦ信号をそれぞれ受ける複数の入力コネクタと複数の入力コネクタに入力された複数のＲＦ信号のいずれかを選択する入力信号切換回路とを含むＲＦ信号入力回路と、ＲＦ信号入力回路の出力を受けてＩＦ信号を出力するＩＦ信号変換回路と、ＲＦ信号から１つのチャンネルの信号を選択するための局部発振信号を発振しＩＦ信号変換回路に供給する発振回路とを含む。発振回路は、局部発振信号の発振周波数の基準となる基準発振信号を発生する基準発振回路と、局部発振信号を生成する可変発振回路と、基準発振信号および局部発振信号を受けて可変発振回路に発振周波数の基準となる制御量を出力する位相比較制御部と、位相比較制御部の出力を受けて増幅し可変発振回路に与えるループゲイン可変手段とを含む。ループゲイン可変手段の増幅利得は、選択されたＲＦ信号の伝送レートに対応した利得となるように入力信号切換回路の選択と同期して切換えられる。チューナ部は、ＩＦ信号復調部から出力されるＩＦ信号から、Ｉ信号とＱ信号とを含むベースバンド信号を復調するためのＩ／Ｑ信号復調部と、ＩＦ信号復調部を制御する制御信号を出力する制御回路とをさらに備える。
【００４２】
好ましくは、位相比較制御部は、可変発振回路の発振周波数を１／Ｎ（Ｎ：自然数）に分周する第１の分周回路と、基準発振信号を受けて１／Ｒ（Ｒ：自然数）に分周する第２の分周回路と、第１の分周回路の出力と第２の分周回路の出力とを受けて位相を比較する位相比較器とを含み、発振回路は、位相比較器の出力を平滑化しループゲイン可変手段に与えるループフィルタをさらに含み、ループゲイン可変手段の利得をＡとし、可変発振回路の感度をＫv とし、位相比較回路の利得をＫφとし、分周器の分周数をＮとし、ループフィルタに依存する定数をαとすると、利得Ａは、伝送レートに対応してループゲインＫ＝（Ｋv・Ｋφ・Ａ）×α／Ｎの変動を少なくするよう予め決定された値にもとづいて、伝送レートに応じて選択される。
【００４３】
好ましくは、ループゲイン可変手段は、さらに、１つのチャンネルに対応する局部発振周波数に対応した利得で位相比較制御部の出力を増幅し可変発振回路に与える。
【００４４】
好ましくは、位相比較制御部は、可変発振回路の発振周波数を１／Ｎ（Ｎ：自然数）に分周する第１の分周回路と、基準発振信号を受けて１／Ｒ（Ｒ：自然数）に分周する第２の分周回路と、第１の分周回路の出力と第２の分周回路の出力とを受けて位相を比較する位相比較器とを含み、発振回路は、位相比較器の出力を平滑化しループゲイン可変手段に与えるループフィルタをさらに含み、ループゲイン可変手段の利得をＡとし、可変発振回路の感度をＫv とし、位相比較回路の利得をＫφとし、分周器の分周数をＮとし、ループフィルタに依存する定数をαとすると、利得Ａは、伝送レートおよび１つのチャンネルに対応してループゲインＫ＝（Ｋv・Ｋφ・Ａ）×α／Ｎの変動を少なくするよう予め決定された値にもとづいて、伝送レートおよび１つのチャンネルに応じて選択される。
【００４５】
好ましくは、チューナ部は、ＩＦ信号復調部から出力されるＩＦ信号から、Ｉ信号とＱ信号とを含むベースバンド信号を復調するためのＩ／Ｑ信号復調部と、ＩＦ信号復調部を制御する制御信号を出力する制御回路とをさらに備える。
【００４７】
好ましくは、ループゲイン可変手段は、制御信号に応じ利得を可変とすることができる可変利得増幅器を有する。
【００４８】
好ましくは、ループゲイン可変手段は、利得の異なる複数の増幅器と、増幅器の出力のいずれか１つを制御信号に応じて可変発振回路に与える選択回路とを有する。
【００４９】
好ましくは、ループゲイン可変手段は、制御信号に応じ減衰率を可変とすることができる減衰器を有する。
【００５０】
好ましくは、ループゲイン可変手段は、減衰率の異なる複数の減衰器と、減衰器の出力のいずれか１つを制御信号に応じて可変発振回路に与える選択回路とを有する。
【００５１】
【発明の実施の形態】
以下において、本発明の実施の形態を図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。
【００５２】
［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１のデジタル放送受信機のチューナ部５０のブロック図である。
【００５３】
図１を参照して、チューナ部５０は、アンテナ（ＬＮＢ）からＲＦ信号を受け、ある１チャンネルの信号を選択してＩＦ信号に変換するためのＩＦ信号復調部１０２と、ＩＦ信号復調部１０２から出力されるＩＦ信号からＩ信号とＱ信号とを含むベースバンド信号を復調するためのＩ／Ｑ信号復調部１０４と、ＩＦ信号復調部１０２およびＩ／Ｑ信号復調部１０４を制御するマイコン３７とを含む。
【００５４】
ＩＦ信号復調部１０２は、ＬＮＢから入力されたＲＦ信号を受けるＲＦ信号入力回路１０６と、ＲＦ信号からある１チャンネルの信号を選択するための第１の局部発振信号を発振する周波数選択回路３６と、第１の局部発振信号とＲＦ信号とを混合してＩＦ信号に変換するためのＩＦ信号変換回路１０８とを含む。
【００５５】
ＲＦ信号入力回路１０６は、ＬＮＢに接続されるＲＦ信号入力コネクタ１、２と、ＲＦ信号入力コネクタ１、２から２系統のＲＦ信号をそれぞれ受けて増幅すＲＦ増幅器３、４と、ＲＦ増幅器３、４の出力を受けいずれか一方を周波数選択回路３６からの制御入力信号に応じて選択する入力信号切換回路５と、入力信号切換回路５により入力されたＲＦ信号をＡＧＣ回路２２から与えられる制御信号に従って入力を減衰させるためのＲＦ−ＡＧＣ用減衰器６と、周波数選択回路１１０から与えられる信号に基づき所定の帯域の信号のみを通過させるためのイメージ妨害除去用ＢＰＦ７とを含む。イメージ妨害除去用ＢＰＦ７の出力はＩＦ信号変換回路１０８に与えられる。
【００５６】
ＩＦ信号変換回路１０８は、イメージ妨害除去用ＢＰＦ７の出力と周波数選択回路３６から与えられる第１局部発振信号とを混合して２つの信号の周波数差と等しい周波数を有するＩＦ信号を出力するためのミキサ８と、ミキサ８の出力を各々受けるＩＦ帯域制限用バンドパスフィルタ９、１０と、周波数選択回路３６からの制御信号に応じてバンドパスフィルタ９、１０のいずれかの出力を選択するＩＦ帯域切換回路１１と、ＩＦ帯域切換回路１１によって選択された信号を受けて増幅してＩ／Ｑ信号復調部１０４に与えるＩＦ増幅器１２とを含む。
【００５７】
周波数選択回路３６は、水晶振動子２５と、水晶振動子２５に接続され基準周波数を発振する基準発振回路２６と、第１局部発振信号を出力するＶＣＯ３３と、マイコン３７から与えられるデータに基づいてＶＣＯ３３が出力する発振周波数を受け基準発振回路２６の発振周波数と比較し制御信号を出力するＰＬＬシンセサイザＩＣ３５と、ＰＬＬシンセサイザＩＣ３５の制御信号を受け制御電圧に変換するループフィルタ２９と、ループフィルタ２９の出力を受け増幅する利得の異なる２個のアンプ３０、３１と、アンプ３０、３１の出力を受けＰＬＬシンセサイザＩＣ３５の出力ポートからの制御信号に応じていずれかの出力をＶＣＯ３３に与えるループゲイン切換回路３２とを含む。
【００５８】
ＰＬＬシンセサイザＩＣ３５は、基準発振回路２６の発振する基準周波数を比較周波数まで１／Ｒに分周するためのリファレンスカウンタ２７と、ＶＣＯ３３の発振周波数を１／Ｎに分周するプログラマブルデバイダ３４と、リファレンスカウンタ２７の出力とプログラマブルデバイダ３４の出力とを比較する位相比較器２８とを含む。また、ＰＬＬシンセサイザＩＣ３５は、マイコン３７からのデータに基づきスイッチ５、３２およびスイッチ１１に対し制御信号を出力する。
【００５９】
Ｉ／Ｑ信号復調部１０４は、ＩＦ増幅器１２の出力を受けてＡＧＣ回路２２の制御信号に応じて増幅するＡＧＣ用可変利得増幅器１３と、第２局部発振信号を発振する第２局部発振回路２４と、第２局部発振信号を９０°位相を変化させる９０°移相器２３と、ＡＧＣ用可変利得増幅器１３の出力を受けて９０°移相器２３から与えられる互いに９０°位相が異なった２つの第２局部発振信号とそれぞれ混合してＩ信号およびＱ信号に復調して出力するためのミキサ１４、１５と、ミキサ１４、１５からそれぞれＩ信号、Ｑ信号を受けるベースバンドローパスフィルタ１６、１７と、ベースバンドローパスフィルタ１６、１７の出力をそれぞれ受けて増幅するベースバンド増幅器１８、１９と、ベースバンド増幅器１８、１９の出力を受けてマイコン３７からの制御信号に応じてトランスポートストリームデータ出力を出力端子２１に出力するＬＩＮＫ ＩＣ２０と、ＬＩＮＫＩＣ２０への入力信号レベルを一定に保つようにチューナユニットの利得をフィードバック制御するためのＡＧＣ回路２２とを含む。
【００６０】
図示しないがＬＩＮＫ ＩＣ２０は、Ａ／Ｄコンバータ、ＱＰＳＫ復調回路、ＦＥＣ（誤り訂正演算器）を含んでいる。
【００６１】
次に、図６で説明した従来のデジタル放送受信機との違いについて簡単に述べる。
【００６２】
実施の形態１のデジタル放送受信機のチューナ部５０は、周波数選択回路３６内のループフィルタ２９とＶＣＯ３３間に挿入された利得の異なる２個のアンプを使用し、入力されるＲＦ信号に応じてループゲインを切換える。この切換えはループゲイン切換回路３２により行なわれ、ループゲイン切換回路３２の制御はＲＦ信号を受ける入力コネクタ１、２のいずれかを選択する入力信号切換回路５を制御する制御信号と同じタイミングでＰＬＬシンセサイザＩＣ３５の出力ポートに出力される信号を用いて切換えが行なわれる。増幅器３０、３１の利得は、各々のＲＦ信号の伝送レートにおいて最適なフェーズノイズ特性が得られるよう予め最適化されている。
【００６３】
この利得をＡとすると、（６）式で表わされるループゲインＫは、次式で表わされる。
【００６４】
【数７】
【００６５】
なお、希望するフェーズノイズ特性となるよう、予め各々の伝送レートと利得Ａの制御値の相関関係を取得しておき、この情報をマイコン等の記録装置に書込んでおく。たとえば、「信号１を受信するときは利得ＡはＡ1 に設定し、信号ｎ（ｎ：自然数）を受信するときは利得ＡはＡn に設定する」といった制御を行なう。Ａn はチューナごとに最適化されて用いられる。
【００６６】
したがって、実施の形態１のデジタル放送受信機では、ループフィルタの出力段に利得の異なる増幅器を複数有し、受信信号の選択時に伝送レートに相関して利得を制御することにより、それぞれの伝送レートに対して適切なフェーズノイズ特性を得ることが可能となる。したがって、各伝送レートの信号に最適なフェーズノイズ特性を有するＩ／Ｑ信号出力をＱＰＳＫ復調回路へ伝えることが可能となる。さらには、いかに伝送レートのかけ離れた複数の信号を１台のチューナで受信しようとも、その各々の受信時においてＢＥＲ特性の劣化を抑えることができ、安定した受信が可能となる。
【００６７】
［実施の形態１の変形例１］
図２は、実施の形態１の変形例１のデジタル放送受信機におけるチューナ部６０のブロック図である。
【００６８】
図２を参照して、実施の形態１の変形例１におけるチューナ部６０は増幅器３０、３１の出力を選択するループゲイン切換回路３２の制御をＩＦ帯域幅を決定するバンドパスフィルタ９、１０のＩＦ帯域切換回路１１と連動して切換える点が実施の形態１の場合と異なる。他の点は実施の形態１の場合と同様であるので説明は繰返さない。
【００６９】
図２で示した回路構成としても実施の形態１の場合と同様な効果がえられる。なお本発明の特徴は、入力信号の伝送レートに相関してループゲインを可変する点にあり、他にもさまざまな変形例が考えられ、図１、図２で示した回路に限定されるものではない。
【００７０】
［参考例］
図３は、参考例のデジタル放送受信機のチューナ部７０の構成を示すブロック図である。
【００７１】
図３を参照して、ＩＦ信号復調部１０２が、ＲＦ信号入力回路１０６に変えてＲＦ信号入力回路１１２を含み、ＩＦ信号変換回路１０８に変えてＩＦ信号変換回路１１４を含み、周波数選択回路３６に変えて周波数選択回路４４を含む点が実施の形態１と異なっている。
【００７２】
ＲＦ信号入力信号１１２は、ＬＮＢに接続されるＲＦ信号入力コネクタ１と、ＲＦ信号入力コネクタ１からＲＦ信号を受けて増幅するＲＦ増幅器３と、ＲＦ増幅器３の出力を受けＡＧＣ回路２２から与えられる制御信号に従って入力を減衰させるためのＲＦ−ＡＧＣ用減衰器６と、周波数選択回路４４から与えられる信号に基づき所定の帯域の信号のみを通過させるためのバンドパスフィルタ７とを含む。バンドパスフィルタ７の出力はＩＦ信号変換回路１１４に与えられる。
【００７３】
ＩＦ信号変換回路１１４は、バンドパスフィルタ７の出力と周波数選択回路４４から与えられる第１局部発振信号とを混合して２つの信号の周波数と等しい周波数を有するＩＦ信号を出力するためのミキサ８と、ミキサ８の出力を受けるＩＦ帯域制限用バンドパスフィルタ９と、バンドパスフィルタ９の出力を増幅してＩ／Ｑ信号復調部１０４に与えるＩＦ増幅器１２とを含む。
【００７４】
周波数選択回路４４は、ＲＦ信号入力回路１１２およびＩＦ信号変換回路１１４に入力されるＲＦ信号が１系統であり、信号切換用の制御信号を必要としないためこの制御信号を出力していない点が実施の形態１の周波数選択回路３６の場合と異なる。他の構成は実施の形態１のチューナ部５０と同様であるので説明は繰返さない。
【００７５】
チューナ部７０は、マイコン３７からＰＬＬシンセサイザＩＣ３５に出力されるポート切換命令に従い、利得の制御が行なわれる。
【００７６】
受信すべき全周波数範囲を２つに分割し、ある周波数を境にアンプ３０、３１を切換えることによりローエンド周波数とハイエンド周波数との間でのループゲインＫの変化量を１／２に抑えることができる。
【００７７】
受信した信号の受信周波数は、ＶＣＯ発振周波数とのミキシングによりＩＦ周波数にダウンコンバートされる。これらには以下の関係がある。
（ＶＣＯ発振周波数）−（受信周波数）＝（ＩＦ周波数）
（ＶＣＯ発振周波数）＝( ステップ周波数）×（分周数Ｎ）
たとえば、受信範囲：９５０ＭＨｚ〜２１５０ＭＨｚ、ＩＦ周波数４８０ＭＨｚ、ＶＣＯ発振周波数可変範囲１４３０ＭＨｚ〜２６３０ＭＨｚ、ステップ周波数：１００ｋＨｚ、のチューナにおいて分周数Ｎは１４３０／０．１＝１４３００から２６３０／０．１＝２６３００まで変化するため、ローエンド周波数におけるループゲインＫは、ハイエンド周波数の場合と比べて２６３００／１４３００＝１．８すなわち１．８倍に大きくなる。
【００７８】
一般的にはこれにＶＣＯ感度Ｋv の変化が重畳されるため、ループゲインＫの変化量はさらに大きくなる。この場合において、たとえば、分周数Ｎ＝２０３００を境に分周数Ｎの小さい側では低いゲインの増幅器に、分周数Ｎの高い側では高いゲインの増幅器に切換えることにより、ループゲインＫの変化を１／２に抑え、フェーズノイズ特性が大きく変化してしまうのを防ぐ。このとき、各々のアンプのゲインは各周波数範囲において予め最適化されたものを用いる。
【００７９】
分周数Ｎの値は、マイコン３７からＰＬＬシンセサイザＩＣ３５にデータラインより送られるため、出力ポートの切換命令もこの直前のタイミングでマイコン３７からＰＬＬシンセサイザＩＣ３５へ同じデータラインより送られる。
【００８０】
仮に１ＧＨｚ〜２ＧＨｚのＰＬＬ系においてＫv ／Ｎが周波数に対してリニアに変化するとする。利得Ａを無段階に変化させることができれば周波数を変えても（ＮやＫv が変化しても) 、Ｋを完全に一定に保つことも可能である。
【００８１】
利得Ａを２段階に変化させることができれば利得Ａが固定の時と比べてループゲインＫの変化量を１／２にできる。
【００８２】
同様にＭ段階に変化させることができるシステムであればループゲインＫの変化量を１／Ｍに抑えることができる。つまり、増幅器３０、３１と並列に利得の異なるＭ個の増幅器を設ける回路とすれば、受信周波数もＭ個に分割し各周波数範囲において適切にアンプを切換えることによりループゲインＫの変化量は１／Ｍに抑えられる。
【００８３】
なお、フェーズノイズ特性が一定となるよう、予め各々の分周数Ｎと利得Ａの制御値の相関関係を取得しておき、この情報をマイコン等の記録装置に書込んでおく。たとえば、「分周数ＮがＮ1 、Ｎ2 のときは利得ＡはＡ1 に設定し、分周数ＮがＮn-1 、Ｎn （ｎ：自然数）のときは利得ＡはＡn に設定する」といった制御を行なう。Ｎn 、Ａn はチューナごとに最適化されて用いられる。
【００８４】
したがって、参考例のデジタル方送受信機では、いかに受信周波数範囲がワイドであろうとも受信周波数ごとにＩ／Ｑ出力信号のフェーズノイズ特性が変化することなく安定したＢＥＲ特性を得ることが可能となる。
【００８５】
［実施の形態２］
図４は、実施の形態２のデジタル放送受信機のチューナ部８０の構成を示すブロック図である。
図４を参照して、チューナ部８０は、周波数選択回路３６に変えて周波数選択回路４６を含み、周波数選択回路４６にマイコン３７からの制御信号に応じて制御電圧を出力するＤＡＣ（ＤＡコンバータ）回路３８をさらに備える点で実施の形態１のチューナ部５０と異なる。
【００８６】
周波数選択回路４６は、ローパスフィルタ２９の出力を受ける２つの増幅器３０、３１および２つの増幅器の出力信号のいずれかを選択するスイッチ３２に変えて、ＤＡＣ（ＤＡコンバータ）回路３８から制御電圧を受けて利得を可変とすることが可能な可変増幅器３９を含む点が図１の周波数選択回路３６の場合と異なる。他の部分は図１で説明した実施の形態１のチューナ部５０と同様であるので説明は繰返さない。
【００８７】
実施の形態２のチューナ部８０では、ループゲインＫの制御手段としてマイコン３７に外部接続あるいは内蔵されたＤＡＣ回路３８により制御される利得可変増幅器３９により、実施の形態１で示した伝送レートの異なる２つのＲＦ信号に対応するループゲインＫの調整と、選局周波数がローエンド周波数の場合とハイエンド周波数の場合とでループゲインＫを一定にするような調整とを統合することができ、回路を簡素化できる。
【００８８】
まず、入力信号の選択命令、すなわちスイッチ５やスイッチ１１の切換命令と同時に、可変増幅器３９の利得は、入力信号の伝送レートに相関してマイコンからの制御電圧により予め最適化された値に設定される。その後、選局周波数に応じてループゲインが一定となるよう可変増幅器３９の利得の微調整を行なう。
【００８９】
実施の形態２に示したチューナ部８０においては、可変増幅器３９の利得を制御するためのＤＡＣ回路３８の出力電圧はマイコン３７により任意に設定可能である。これにより可変増幅器３９の利得は連続的に変化させることも可能であるため、ループゲインＫはきめ細かく調整することができほぼ一定に保つことも可能となる。
【００９０】
［実施の形態３］
図５は、実施の形態３のデジタル放送受信機で用いられるチューナ部９０の構成を示すブロック図である。
【００９１】
図５を参照して、実施の形態３におけるチューナ部９０は、図１に示した周波数選択回路３６に変えて周波数選択回路４８を含み、周波数選択回路４８は、アンプ３０、３１に変えて抵抗器４０、４１を有する点が実施の形態１の場合と異なる。
【００９２】
チューナ部９０は、ループフィルタ２９とＶＣＯ３３との間に挿入された抵抗器４０、４１を切換えることにより、ループゲインＫの減衰量を制御している。
【００９３】
図５では、スイッチ３２の切換制御はマイコン３７が直接行なっているが、たとえばチューナユニットに内蔵されているＰＬＬシンセサイザＩＣ３５やＬＩＮＫ ＩＣ２０の出力ポートを使用すれば、チューナユニットの端子追加を行なうことなく実施可能である。
【００９４】
抵抗器４０、４１を使用したアッテネータによる減衰量は予め伝送レート、あるいは受信周波数において最適化された値に設定される。
【００９５】
実施の形態３のチューナ部は可変増幅器に比して安価な可変アッテネータを使用することより、より安価なチューナユニットを供給することが可能となる。
【００９６】
また、実施の形態３のチューナ部はループ内のアッテネータによってループゲインを減衰させる方向へ制御するので系が不安定になり難い。したがって、フィードバック制御系の安定性を判断するファクタであるゲイン余裕がＰＬＬループにおいて少ないシステムへの応用において特に有効である。
【００９７】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【００９８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、デジタル放送用チューナにおいて数十Ｍｓｐｓの通常レートの信号から数Ｍｓｐｓの低レートの信号を１パッケージのチューナで受信することが可能となる。従来、通常レート用もしくは低レート用といったような専用のフロントエンドが必要であったが、これらを使い分ける必要がなくなるため全世界対応のSet Top Box （屋内据置型の放送受信機）を設計する場合には好都合である。
【００９９】
また、受信周波数範囲での均一なフェーズノイズ特性の実現は、特にワイドバンドチューナにおいて、ＰＬＬループフィルタの最適化を容易にし、かつ安定な受信性能を得る点において有効である。
【０１００】
しかも、上記２点を同時に要求されるシステムにおいては、簡単で安価なユニットを提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１のデジタル放送受信機のチューナ部５０の構成を示すブロック図である。
【図２】実施の形態１の変形例１のデジタル放送受信機のチューナ部６０の構成を示すブロック図である。
【図３】 参考例のデジタル放送受信機のチューナ部７０の構成を示すブロック図である。
【図４】 実施の形態２のデジタル放送受信機のチューナ部８０の構成を示すブロック図である。
【図５】 実施の形態３のデジタル放送受信機のチューナ部９０の構成を示すブロック図である。
【図６】従来のデジタル放送受信機用ＤＢＳチューナ１００の構成を示すブロック図である。
【図７】ループフィルタ２９の基本回路構成の一例を示す回路図である。
【図８】ループゲインＫが近傍のフェーズノイズに影響を与える例を説明する図である。
【図９】２つの異なる伝送レート受信時の従来のデジタル放送受信器用ＤＢＳチューナのＢＥＲ特性の一例を示す図である。
【符号の説明】
１ ＲＦ信号入力コネクタ
２ ＲＦ信号入力コネクタ
３，４ ＲＦ増幅器
５ 入力信号切換回路
６ ＲＦ−ＡＧＣ用減衰器
７ イメージ妨害除去用ＢＰＦ
８ ＩＦミキサ
９，１０ ＩＦ帯域制限用ＢＰＦ（ＳＡＷフィルタ）
１１ ＩＦ帯域切換回路
１２ ＩＦ増幅器
１３ ＩＦ−ＡＧＣ用可変利得増幅器
１４，１５ ベースバンドミキサ
１６，１７ ベースバンドＬＰＦ
１８，１９ ベースバンド増幅器
２０ ＬＩＮＫ ＩＣ
２１ ８ビット−トランスポートストリームデータ出力
２２ ＡＧＣ回路
２３ ９０°移相器
２４ 第２局部発振回路（基準位相）
２５ 水晶振動子
２６ 基準発振回路
２７ リファレンスカウンタ
２８ 位相比較器
２９ ループフィルタ
３０，３１ 増幅器
３２ ループゲイン切換回路
３３ 第１局部発振回路（ＶＣＯ）
３４ プログラマブルデバイダ
３５ ＰＬＬシンセサイザＩＣ
３６，４２，４６，４８ ＰＬＬ選局回路（周波数選択回路）
３７ マイコン
３８ ＤＡＣ回路
３９ 可変増幅器
４０，４２ 抵抗器
１０２ ＩＦ信号復調部
１０４ Ｉ／Ｑ信号復調部
１０６ ＲＦ信号入力回路
１０８ ＩＦ信号変換回路
【発明の属する技術分野】
この発明は、デジタル放送あるいはデジタル通信に対応した受信機に関し、特にデジタル対応チューナユニットを備えるデジタル放送受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
衛星を使ったテレビ放送の方式として、アナログの映像信号と音声信号とをＦＭ（Frequency Motulation：周波数変調）変調するアナログＦＭ方式と、アナログの映像信号と音声信号とをデジタル化し、さらに圧縮した後のデータをＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying ：４層位相偏移変調）などによりデジタル変調して伝送するデジタル変調方式とがある。
【０００３】
現在、このデジタル変調方式を使用したデジタル放送は全世界的に急速に普及しつつあり、世界各地でさまざまな伝送レートを使用した放送が開始されている。従来２０Ｍ〜３０Ｍｓｐｓのシンボルレートでの放送が主流であったが、１Ｍ〜６Ｍｓｐｓといった低い伝送レートでの放送も始まっており、この低い伝送レートは通信用としても採用されている。
【０００４】
一方では、市場のニーズから、「画像や音声の品質向上」、「多チャンネル化」が進んでおり、従来より広い周波数範囲を受信することが受信機に求められてきている。
【０００５】
このように、受信機のマルチレート化、ワイドバンド化は近年のトレンドであったが、ここにきてチューナユニットの必須条件ともなりつつある。
【０００６】
図６は、従来の衛星放送受信機のチューナ部１００の簡単な回路ブロック図である。
【０００７】
図６を参照して、チューナ部１００は、アンテナ（ＬＮＢ：Low Noise Block Downconverter ）から高周波（ＲＦ）信号を受け、ある１チャンネルの信号を選択して中間周波数（以下「ＩＦ」と呼ぶ）信号に変換するためのＩＦ信号復調部１０２と、ＩＦ信号復調部１０２から出力されるＩＦ信号からＩ（In-Phase）信号とＱ（Quadrature）信号とを含むベースバンド信号を復調するためのＩ／Ｑ信号復調部１０４と、ＩＦ信号復調部１０２およびＩ／Ｑ信号復調部１０４を制御するマイコン３７とを含む。
【０００８】
ＩＦ信号復調部１０２は、ＬＮＢから入力されたＲＦ信号を受けるＲＦ信号入力回路１０６と、ＲＦ信号からある１チャンネルの信号を選択するための第１の局部発振信号を発振する周波数選択回路１１０と、第１の局部発振信号とＲＦ信号とを混合してＩＦ信号に変換するためのＩＦ信号変換回路１０８とを含む。
【０００９】
ＲＦ信号入力回路１０６は、ＬＮＢに接続されるＲＦ信号入力コネクタ１、２と、ＲＦ信号入力コネクタ１、２からの２系統のＲＦ信号をそれぞれ受けて増幅するＲＦ増幅器３、４と、ＲＦ増幅器３、４の出力を受けいずれか一方を周波数選択回路（ＰＬＬ選局回路）１１０からの制御入力信号に応じて選択する入力信号切換回路５と、入力信号切換回路５により選択されたＲＦ信号をＡＧＣ回路２２から与えられる制御信号に従って入力を減衰させるためのＲＦ−ＡＧＣ用減衰器６と、周波数選択回路１１０から与えられる信号に基づき所定の帯域の信号のみを通過させるためのイメージ妨害除去用バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７とを含む。イメージ妨害除去用ＢＰＦ７の出力はＩＦ信号変換回路１０８に与えられる。
【００１０】
ＩＦ信号変換回路１０８は、イメージ妨害除去用ＢＰＦ７の出力と周波数選択回路１１０から与えられる第１局部発振信号とを混合して２つの信号の周波数差と等しい周波数を有するＩＦ信号を出力するためのミキサ８と、ミキサ８の出力を各々受けるＩＦ帯域制限用バンドパスフィルタ９、１０と、周波数選択回路１１０からの制御信号に応じてバンドパスフィルタ９、１０のいずれかの出力を選択するＩＦ帯域切換回路１１と、ＩＦ帯域切換回路１１によって選択された信号を受けて増幅してＩ／Ｑ信号復調部１０４に与えるＩＦ増幅器１２とを含む。
【００１１】
周波数選択回路１１０は、水晶振動子２５と、水晶振動子２５に接続され基準周波数を発振する基準発振回路２６と、第１局部発振信号を出力するＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator ）３３と、マイコン３７から与えられるデータに基づいてＶＣＯ３３が出力する発振周波数を受け基準発振回路２６の発振周波数と比較し制御信号を出力するＰＬＬシンセサイザＩＣ３５と、ＰＬＬシンセサイザＩＣ３５の制御信号を受け制御電圧に変換しＶＣＯ３３に与えるループフィルタ２９とを含む。
【００１２】
ＰＬＬシンセサイザＩＣ３５は、基準発振回路２６の発振する基準周波数を比較周波数まで１／Ｒに分周するためのリファレンスカウンタ２７と、ＶＣＯ３３の発振周波数を１／Ｎに分周するプログラマブルデバイダ３４と、リファレンスカウンタ２７の出力とプログラマブルデバイダ３４の出力とを比較する位相比較器２８とを含む。また、ＰＬＬシンセサイザＩＣ３５は、マイコン３７からのデータに基づきスイッチ５およびスイッチ１１に対して制御信号を出力する。
【００１３】
図７は、ループフィルタ２９の構成を示す回路図の一例である。
図７を参照して、ループフィルタ２９は一例として、入力ノードＮＩと出力ノードＮＯとの間に接続された抵抗Ｒ１と、出力ノードＮＯと接地ノードとの間に接続されたキャパシタＣ１とを含む。
【００１４】
再び図６を参照して、Ｉ／Ｑ信号復調部１０４は、ＩＦ増幅器１２の出力を受けてＡＧＣ回路２２の制御信号に応じて増幅するＩＦ−ＡＧＣ用可変利得増幅器１３と、第２局部発振信号を発振する第２局部発振回路２４と、第２局部発振信号を９０°位相を変化させる９０°移相器２３と、ＡＧＣ用可変利得増幅器１３の出力を受けて９０°移相器２３から与えられる互いに９０°位相が異なった２つの第２局部発振信号とそれぞれ混合してＩ信号およびＱ信号に復調して出力するための２つのベースバンドミキサ１４、１５と、ベースバンドミキサ１４、１５からそれぞれＩ信号、Ｑ信号を受けるベースバンドローパスフィルタ（ＬＰＦ）１６、１７と、ベースバンドローパスフィルタ１６、１７の出力をそれぞれ受けて増幅するベースバンド増幅器１８、１９と、ベースバンド増幅器１８、１９の出力を受けてマイコン３７からの制御信号に応じてトランスポートストリームデータ出力を８ビット−トランスポートストリームデータ出力端子２１に出力するＬＩＮＫ ＩＣ２０と、ＬＩＮＫ ＩＣ２０への入力信号レベルを一定に保つようにチューナユニットの利得（ゲイン）をフィードバック制御するためのＡＧＣ回路２２とを含む。
【００１５】
図示しないが、ＬＩＮＫ ＩＣ２０は、Ａ／Ｄコンバータ、デジタル復調器、ＦＥＣ（誤り訂正演算器）を含んでいる。
【００１６】
異なる２つの伝送レートを受信するこのような衛星放送受信機においては、受信しようとする信号の伝送レートに応じてチューナ内部のＩＦ帯域制限用バンドパスフィルタ９、１０をＩＦ帯域切換回路１１により切換えることが可能であるが、周波数選択回路３６のループ特性を伝送レートに応じて任意に制御する手段は持たない。
【００１７】
以降、位相雑音（キャリア近傍のノイズ）の周波数スペクトラムをフェーズノイズ特性と称すると、したがって、Ｉ／Ｑ出力の信号純度を表わすフェーズノイズ特性は常に一定であるが、チューナユニットに要求されるフェーズノイズ特性は伝送レートごとに異なるため、受信機のトータル性能を表わすビットエラーレート（ＢＥＲ）特性が、伝送レートによっては劣化する可能性がある。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
チューナのフェーズノイズ特性は主としてＰＬＬ（Phase Locked Loop ）ループ特性に支配されるが、ループ特性を決定する重要なパラメータである自然角周波数ωn 、ダンピングファクタξは、図７に示したループフィルタ回路の場合、次式で表わされる。
【００１９】
【数１】
【数２】
（τはループフィルタ定数によって決まる時定数）
自然角周波数ωn 、ダンピングファクタξはいずれもループゲインＫの関数として表わされる。
【００２２】
図８は、フェーズノイズがループゲインＫに依存する例を示すグラフである。
図８を参照して、ループゲインＫが一定であればフェーズノイズも一定であり、ループゲインＫが変われば追従してフェーズノイズも変化する。
【００２３】
ＶＣＯの出力波形には、発振周波数を中心にある広がりを持つＶＣＯ出力ノイズが重畳される。このノイズをループフィルタで低減するわけである。ループフィルタにより抑圧できるフェーズノイズの周波数帯域幅は次式であらわされる。
【００２４】
【数３】
したがって、ループフィルタにより抑圧できるフェーズノイズの周波数帯域幅は、溯ればループゲインＫの値に依存する。その様子をあらわしたのが、縦軸に電力、横軸にｆＶＣＯからのオフセット周波数Δｆをプロットした図８のグラフである。
【００２６】
ループゲインＫが大きいときは図８のＬ１で表わしたグラフの特性となり、ループゲインＫが小さいときは、Ｌ２で表わしたグラフの特性となる。
【００２７】
一般的にデジタル復調回路がチューナユニットに要求するフェーズノイズ特性としては、低い伝送レートであればあるほど第１局部発振周波数の低オフセット周波数領域に高い信号純度が求められ、一方、受信信号の伝送レートが高い場合はより高いオフセット周波数領域に高い信号純度が求められる。
【００２８】
すなわち、各々の伝送レートに応じて最適なフェーズノイズ特性を与える必要がある。
【００２９】
しかしながら、１台のユニットで異なる伝送レート、たとえば６０Ｍｓｐｓの信号と１Ｍｓｐｓの信号とを受信する従来のデジタル送受信用チューナでは、周波数選択回路１１０内部にループゲインＫを任意に制御する手段を持たないため、フェーズノイズ特性は一定であり変えることはできない。このような場合は２つの伝送レートの両方に適合するＰＬＬループフィルタを設計するのは非常に困難であり、ビットエラーレート（ＢＥＲ）の劣化は避けられない。
【００３０】
図９は、従来のチューナユニットを使用したデジタル復調回路のＢＥＲ特性の一例を示す図である。
【００３１】
図９において、縦軸はＢＥＲ、横軸はＥｂ／Ｎ0 であり、Ｅｂは１ビットあたりの信号エネルギー、Ｎ0 は雑音電力密度である。
【００３２】
また、ワイドバンドチューナにおいては、広い発振周波数範囲を持つ第１局部発振回路（通常はＶＣＯ）が要求されるが、このとき、同調電圧ＶTUN に対する発振周波数ｆosc のリニアリティはしばしば失われてしまう。
【００３３】
この場合、ＶＣＯ感度Ｋv は次式で表わされる。
【００３４】
【数４】
ＶＣＯ感度Ｋv は高域側では減少する。プログラマブルデバイダの分周数Ｎを変えて周波数を可変にするシステムにおいて選局すべき周波数が高くなった場合分周数Ｎは次式で表わされ、
【００３６】
【数５】
（ｆOSC はＶＣＯの発振周波数、ｆref は基準発振周波数、Ｒはリファレンスカウンタ２７の分周数、ｆref ÷Ｒはステップ周波数と呼ばれ通常は固定値）
この場合ループゲインＫは次式で表わされる。
【００３８】
【数６】
（Ｋφは位相比較器の変換利得、αはフィルタの構成や定数によって決まる因子）
すなわち式（５）で表わされる分周数Ｎは増加し、式（６）で表わされるループゲインＫにはＶＣＯ感度Ｋv の減少が重畳され、結果としてループゲインＫは大きく減少する。この選局周波数に依存する依存するループゲインＫの変化により、理想的には各選局周波数にて不変であるべきフェーズノイズ特性も変化してしまうという問題点があった。
【００４０】
そこで、この発明の目的は、ループフィルタの出力とＶＣＯとの間にループゲインを可変にする手段を有し、マイコンによる伝送レートの切換えやプログラマブルデバイダの分周数Ｎの設定時に、マイコン、ＰＬＬシンセサイザＩＣ、およびＬＩＮＫ ＩＣのいずれかから出力される制御信号によってループゲインを切換え、ループフィルタを再設計することなく任意のフェーズノイズ特性を得ることを可能としたデジタル放送受信機を提供することである。
【００４１】
【課題を解決するための手段】
この発明は、第１の局面によれば、デジタル放送を受信するためのチューナ部を有するデジタル放送受信機である。チューナ部は、伝送レートの異なる複数のＲＦ信号を受け、いずれか１つのＲＦ信号を選択してＩＦ信号に変換するためのＩＦ信号復調部を備える。ＩＦ信号復調部は、複数のＲＦ信号をそれぞれ受ける複数の入力コネクタと複数の入力コネクタに入力された複数のＲＦ信号のいずれかを選択する入力信号切換回路とを含むＲＦ信号入力回路と、ＲＦ信号入力回路の出力を受けてＩＦ信号を出力するＩＦ信号変換回路と、ＲＦ信号から１つのチャンネルの信号を選択するための局部発振信号を発振しＩＦ信号変換回路に供給する発振回路とを含む。発振回路は、局部発振信号の発振周波数の基準となる基準発振信号を発生する基準発振回路と、局部発振信号を生成する可変発振回路と、基準発振信号および局部発振信号を受けて可変発振回路に発振周波数の基準となる制御量を出力する位相比較制御部と、位相比較制御部の出力を受けて増幅し可変発振回路に与えるループゲイン可変手段とを含む。ループゲイン可変手段の増幅利得は、選択されたＲＦ信号の伝送レートに対応した利得となるように入力信号切換回路の選択と同期して切換えられる。チューナ部は、ＩＦ信号復調部から出力されるＩＦ信号から、Ｉ信号とＱ信号とを含むベースバンド信号を復調するためのＩ／Ｑ信号復調部と、ＩＦ信号復調部を制御する制御信号を出力する制御回路とをさらに備える。
【００４２】
好ましくは、位相比較制御部は、可変発振回路の発振周波数を１／Ｎ（Ｎ：自然数）に分周する第１の分周回路と、基準発振信号を受けて１／Ｒ（Ｒ：自然数）に分周する第２の分周回路と、第１の分周回路の出力と第２の分周回路の出力とを受けて位相を比較する位相比較器とを含み、発振回路は、位相比較器の出力を平滑化しループゲイン可変手段に与えるループフィルタをさらに含み、ループゲイン可変手段の利得をＡとし、可変発振回路の感度をＫv とし、位相比較回路の利得をＫφとし、分周器の分周数をＮとし、ループフィルタに依存する定数をαとすると、利得Ａは、伝送レートに対応してループゲインＫ＝（Ｋv・Ｋφ・Ａ）×α／Ｎの変動を少なくするよう予め決定された値にもとづいて、伝送レートに応じて選択される。
【００４３】
好ましくは、ループゲイン可変手段は、さらに、１つのチャンネルに対応する局部発振周波数に対応した利得で位相比較制御部の出力を増幅し可変発振回路に与える。
【００４４】
好ましくは、位相比較制御部は、可変発振回路の発振周波数を１／Ｎ（Ｎ：自然数）に分周する第１の分周回路と、基準発振信号を受けて１／Ｒ（Ｒ：自然数）に分周する第２の分周回路と、第１の分周回路の出力と第２の分周回路の出力とを受けて位相を比較する位相比較器とを含み、発振回路は、位相比較器の出力を平滑化しループゲイン可変手段に与えるループフィルタをさらに含み、ループゲイン可変手段の利得をＡとし、可変発振回路の感度をＫv とし、位相比較回路の利得をＫφとし、分周器の分周数をＮとし、ループフィルタに依存する定数をαとすると、利得Ａは、伝送レートおよび１つのチャンネルに対応してループゲインＫ＝（Ｋv・Ｋφ・Ａ）×α／Ｎの変動を少なくするよう予め決定された値にもとづいて、伝送レートおよび１つのチャンネルに応じて選択される。
【００４５】
好ましくは、チューナ部は、ＩＦ信号復調部から出力されるＩＦ信号から、Ｉ信号とＱ信号とを含むベースバンド信号を復調するためのＩ／Ｑ信号復調部と、ＩＦ信号復調部を制御する制御信号を出力する制御回路とをさらに備える。
【００４７】
好ましくは、ループゲイン可変手段は、制御信号に応じ利得を可変とすることができる可変利得増幅器を有する。
【００４８】
好ましくは、ループゲイン可変手段は、利得の異なる複数の増幅器と、増幅器の出力のいずれか１つを制御信号に応じて可変発振回路に与える選択回路とを有する。
【００４９】
好ましくは、ループゲイン可変手段は、制御信号に応じ減衰率を可変とすることができる減衰器を有する。
【００５０】
好ましくは、ループゲイン可変手段は、減衰率の異なる複数の減衰器と、減衰器の出力のいずれか１つを制御信号に応じて可変発振回路に与える選択回路とを有する。
【００５１】
【発明の実施の形態】
以下において、本発明の実施の形態を図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。
【００５２】
［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１のデジタル放送受信機のチューナ部５０のブロック図である。
【００５３】
図１を参照して、チューナ部５０は、アンテナ（ＬＮＢ）からＲＦ信号を受け、ある１チャンネルの信号を選択してＩＦ信号に変換するためのＩＦ信号復調部１０２と、ＩＦ信号復調部１０２から出力されるＩＦ信号からＩ信号とＱ信号とを含むベースバンド信号を復調するためのＩ／Ｑ信号復調部１０４と、ＩＦ信号復調部１０２およびＩ／Ｑ信号復調部１０４を制御するマイコン３７とを含む。
【００５４】
ＩＦ信号復調部１０２は、ＬＮＢから入力されたＲＦ信号を受けるＲＦ信号入力回路１０６と、ＲＦ信号からある１チャンネルの信号を選択するための第１の局部発振信号を発振する周波数選択回路３６と、第１の局部発振信号とＲＦ信号とを混合してＩＦ信号に変換するためのＩＦ信号変換回路１０８とを含む。
【００５５】
ＲＦ信号入力回路１０６は、ＬＮＢに接続されるＲＦ信号入力コネクタ１、２と、ＲＦ信号入力コネクタ１、２から２系統のＲＦ信号をそれぞれ受けて増幅すＲＦ増幅器３、４と、ＲＦ増幅器３、４の出力を受けいずれか一方を周波数選択回路３６からの制御入力信号に応じて選択する入力信号切換回路５と、入力信号切換回路５により入力されたＲＦ信号をＡＧＣ回路２２から与えられる制御信号に従って入力を減衰させるためのＲＦ−ＡＧＣ用減衰器６と、周波数選択回路１１０から与えられる信号に基づき所定の帯域の信号のみを通過させるためのイメージ妨害除去用ＢＰＦ７とを含む。イメージ妨害除去用ＢＰＦ７の出力はＩＦ信号変換回路１０８に与えられる。
【００５６】
ＩＦ信号変換回路１０８は、イメージ妨害除去用ＢＰＦ７の出力と周波数選択回路３６から与えられる第１局部発振信号とを混合して２つの信号の周波数差と等しい周波数を有するＩＦ信号を出力するためのミキサ８と、ミキサ８の出力を各々受けるＩＦ帯域制限用バンドパスフィルタ９、１０と、周波数選択回路３６からの制御信号に応じてバンドパスフィルタ９、１０のいずれかの出力を選択するＩＦ帯域切換回路１１と、ＩＦ帯域切換回路１１によって選択された信号を受けて増幅してＩ／Ｑ信号復調部１０４に与えるＩＦ増幅器１２とを含む。
【００５７】
周波数選択回路３６は、水晶振動子２５と、水晶振動子２５に接続され基準周波数を発振する基準発振回路２６と、第１局部発振信号を出力するＶＣＯ３３と、マイコン３７から与えられるデータに基づいてＶＣＯ３３が出力する発振周波数を受け基準発振回路２６の発振周波数と比較し制御信号を出力するＰＬＬシンセサイザＩＣ３５と、ＰＬＬシンセサイザＩＣ３５の制御信号を受け制御電圧に変換するループフィルタ２９と、ループフィルタ２９の出力を受け増幅する利得の異なる２個のアンプ３０、３１と、アンプ３０、３１の出力を受けＰＬＬシンセサイザＩＣ３５の出力ポートからの制御信号に応じていずれかの出力をＶＣＯ３３に与えるループゲイン切換回路３２とを含む。
【００５８】
ＰＬＬシンセサイザＩＣ３５は、基準発振回路２６の発振する基準周波数を比較周波数まで１／Ｒに分周するためのリファレンスカウンタ２７と、ＶＣＯ３３の発振周波数を１／Ｎに分周するプログラマブルデバイダ３４と、リファレンスカウンタ２７の出力とプログラマブルデバイダ３４の出力とを比較する位相比較器２８とを含む。また、ＰＬＬシンセサイザＩＣ３５は、マイコン３７からのデータに基づきスイッチ５、３２およびスイッチ１１に対し制御信号を出力する。
【００５９】
Ｉ／Ｑ信号復調部１０４は、ＩＦ増幅器１２の出力を受けてＡＧＣ回路２２の制御信号に応じて増幅するＡＧＣ用可変利得増幅器１３と、第２局部発振信号を発振する第２局部発振回路２４と、第２局部発振信号を９０°位相を変化させる９０°移相器２３と、ＡＧＣ用可変利得増幅器１３の出力を受けて９０°移相器２３から与えられる互いに９０°位相が異なった２つの第２局部発振信号とそれぞれ混合してＩ信号およびＱ信号に復調して出力するためのミキサ１４、１５と、ミキサ１４、１５からそれぞれＩ信号、Ｑ信号を受けるベースバンドローパスフィルタ１６、１７と、ベースバンドローパスフィルタ１６、１７の出力をそれぞれ受けて増幅するベースバンド増幅器１８、１９と、ベースバンド増幅器１８、１９の出力を受けてマイコン３７からの制御信号に応じてトランスポートストリームデータ出力を出力端子２１に出力するＬＩＮＫ ＩＣ２０と、ＬＩＮＫＩＣ２０への入力信号レベルを一定に保つようにチューナユニットの利得をフィードバック制御するためのＡＧＣ回路２２とを含む。
【００６０】
図示しないがＬＩＮＫ ＩＣ２０は、Ａ／Ｄコンバータ、ＱＰＳＫ復調回路、ＦＥＣ（誤り訂正演算器）を含んでいる。
【００６１】
次に、図６で説明した従来のデジタル放送受信機との違いについて簡単に述べる。
【００６２】
実施の形態１のデジタル放送受信機のチューナ部５０は、周波数選択回路３６内のループフィルタ２９とＶＣＯ３３間に挿入された利得の異なる２個のアンプを使用し、入力されるＲＦ信号に応じてループゲインを切換える。この切換えはループゲイン切換回路３２により行なわれ、ループゲイン切換回路３２の制御はＲＦ信号を受ける入力コネクタ１、２のいずれかを選択する入力信号切換回路５を制御する制御信号と同じタイミングでＰＬＬシンセサイザＩＣ３５の出力ポートに出力される信号を用いて切換えが行なわれる。増幅器３０、３１の利得は、各々のＲＦ信号の伝送レートにおいて最適なフェーズノイズ特性が得られるよう予め最適化されている。
【００６３】
この利得をＡとすると、（６）式で表わされるループゲインＫは、次式で表わされる。
【００６４】
【数７】
なお、希望するフェーズノイズ特性となるよう、予め各々の伝送レートと利得Ａの制御値の相関関係を取得しておき、この情報をマイコン等の記録装置に書込んでおく。たとえば、「信号１を受信するときは利得ＡはＡ1 に設定し、信号ｎ（ｎ：自然数）を受信するときは利得ＡはＡn に設定する」といった制御を行なう。Ａn はチューナごとに最適化されて用いられる。
【００６６】
したがって、実施の形態１のデジタル放送受信機では、ループフィルタの出力段に利得の異なる増幅器を複数有し、受信信号の選択時に伝送レートに相関して利得を制御することにより、それぞれの伝送レートに対して適切なフェーズノイズ特性を得ることが可能となる。したがって、各伝送レートの信号に最適なフェーズノイズ特性を有するＩ／Ｑ信号出力をＱＰＳＫ復調回路へ伝えることが可能となる。さらには、いかに伝送レートのかけ離れた複数の信号を１台のチューナで受信しようとも、その各々の受信時においてＢＥＲ特性の劣化を抑えることができ、安定した受信が可能となる。
【００６７】
［実施の形態１の変形例１］
図２は、実施の形態１の変形例１のデジタル放送受信機におけるチューナ部６０のブロック図である。
【００６８】
図２を参照して、実施の形態１の変形例１におけるチューナ部６０は増幅器３０、３１の出力を選択するループゲイン切換回路３２の制御をＩＦ帯域幅を決定するバンドパスフィルタ９、１０のＩＦ帯域切換回路１１と連動して切換える点が実施の形態１の場合と異なる。他の点は実施の形態１の場合と同様であるので説明は繰返さない。
【００６９】
図２で示した回路構成としても実施の形態１の場合と同様な効果がえられる。なお本発明の特徴は、入力信号の伝送レートに相関してループゲインを可変する点にあり、他にもさまざまな変形例が考えられ、図１、図２で示した回路に限定されるものではない。
【００７０】
［参考例］
図３は、参考例のデジタル放送受信機のチューナ部７０の構成を示すブロック図である。
【００７１】
図３を参照して、ＩＦ信号復調部１０２が、ＲＦ信号入力回路１０６に変えてＲＦ信号入力回路１１２を含み、ＩＦ信号変換回路１０８に変えてＩＦ信号変換回路１１４を含み、周波数選択回路３６に変えて周波数選択回路４４を含む点が実施の形態１と異なっている。
【００７２】
ＲＦ信号入力信号１１２は、ＬＮＢに接続されるＲＦ信号入力コネクタ１と、ＲＦ信号入力コネクタ１からＲＦ信号を受けて増幅するＲＦ増幅器３と、ＲＦ増幅器３の出力を受けＡＧＣ回路２２から与えられる制御信号に従って入力を減衰させるためのＲＦ−ＡＧＣ用減衰器６と、周波数選択回路４４から与えられる信号に基づき所定の帯域の信号のみを通過させるためのバンドパスフィルタ７とを含む。バンドパスフィルタ７の出力はＩＦ信号変換回路１１４に与えられる。
【００７３】
ＩＦ信号変換回路１１４は、バンドパスフィルタ７の出力と周波数選択回路４４から与えられる第１局部発振信号とを混合して２つの信号の周波数と等しい周波数を有するＩＦ信号を出力するためのミキサ８と、ミキサ８の出力を受けるＩＦ帯域制限用バンドパスフィルタ９と、バンドパスフィルタ９の出力を増幅してＩ／Ｑ信号復調部１０４に与えるＩＦ増幅器１２とを含む。
【００７４】
周波数選択回路４４は、ＲＦ信号入力回路１１２およびＩＦ信号変換回路１１４に入力されるＲＦ信号が１系統であり、信号切換用の制御信号を必要としないためこの制御信号を出力していない点が実施の形態１の周波数選択回路３６の場合と異なる。他の構成は実施の形態１のチューナ部５０と同様であるので説明は繰返さない。
【００７５】
チューナ部７０は、マイコン３７からＰＬＬシンセサイザＩＣ３５に出力されるポート切換命令に従い、利得の制御が行なわれる。
【００７６】
受信すべき全周波数範囲を２つに分割し、ある周波数を境にアンプ３０、３１を切換えることによりローエンド周波数とハイエンド周波数との間でのループゲインＫの変化量を１／２に抑えることができる。
【００７７】
受信した信号の受信周波数は、ＶＣＯ発振周波数とのミキシングによりＩＦ周波数にダウンコンバートされる。これらには以下の関係がある。
（ＶＣＯ発振周波数）−（受信周波数）＝（ＩＦ周波数）
（ＶＣＯ発振周波数）＝( ステップ周波数）×（分周数Ｎ）
たとえば、受信範囲：９５０ＭＨｚ〜２１５０ＭＨｚ、ＩＦ周波数４８０ＭＨｚ、ＶＣＯ発振周波数可変範囲１４３０ＭＨｚ〜２６３０ＭＨｚ、ステップ周波数：１００ｋＨｚ、のチューナにおいて分周数Ｎは１４３０／０．１＝１４３００から２６３０／０．１＝２６３００まで変化するため、ローエンド周波数におけるループゲインＫは、ハイエンド周波数の場合と比べて２６３００／１４３００＝１．８すなわち１．８倍に大きくなる。
【００７８】
一般的にはこれにＶＣＯ感度Ｋv の変化が重畳されるため、ループゲインＫの変化量はさらに大きくなる。この場合において、たとえば、分周数Ｎ＝２０３００を境に分周数Ｎの小さい側では低いゲインの増幅器に、分周数Ｎの高い側では高いゲインの増幅器に切換えることにより、ループゲインＫの変化を１／２に抑え、フェーズノイズ特性が大きく変化してしまうのを防ぐ。このとき、各々のアンプのゲインは各周波数範囲において予め最適化されたものを用いる。
【００７９】
分周数Ｎの値は、マイコン３７からＰＬＬシンセサイザＩＣ３５にデータラインより送られるため、出力ポートの切換命令もこの直前のタイミングでマイコン３７からＰＬＬシンセサイザＩＣ３５へ同じデータラインより送られる。
【００８０】
仮に１ＧＨｚ〜２ＧＨｚのＰＬＬ系においてＫv ／Ｎが周波数に対してリニアに変化するとする。利得Ａを無段階に変化させることができれば周波数を変えても（ＮやＫv が変化しても) 、Ｋを完全に一定に保つことも可能である。
【００８１】
利得Ａを２段階に変化させることができれば利得Ａが固定の時と比べてループゲインＫの変化量を１／２にできる。
【００８２】
同様にＭ段階に変化させることができるシステムであればループゲインＫの変化量を１／Ｍに抑えることができる。つまり、増幅器３０、３１と並列に利得の異なるＭ個の増幅器を設ける回路とすれば、受信周波数もＭ個に分割し各周波数範囲において適切にアンプを切換えることによりループゲインＫの変化量は１／Ｍに抑えられる。
【００８３】
なお、フェーズノイズ特性が一定となるよう、予め各々の分周数Ｎと利得Ａの制御値の相関関係を取得しておき、この情報をマイコン等の記録装置に書込んでおく。たとえば、「分周数ＮがＮ1 、Ｎ2 のときは利得ＡはＡ1 に設定し、分周数ＮがＮn-1 、Ｎn （ｎ：自然数）のときは利得ＡはＡn に設定する」といった制御を行なう。Ｎn 、Ａn はチューナごとに最適化されて用いられる。
【００８４】
したがって、参考例のデジタル方送受信機では、いかに受信周波数範囲がワイドであろうとも受信周波数ごとにＩ／Ｑ出力信号のフェーズノイズ特性が変化することなく安定したＢＥＲ特性を得ることが可能となる。
【００８５】
［実施の形態２］
図４は、実施の形態２のデジタル放送受信機のチューナ部８０の構成を示すブロック図である。
図４を参照して、チューナ部８０は、周波数選択回路３６に変えて周波数選択回路４６を含み、周波数選択回路４６にマイコン３７からの制御信号に応じて制御電圧を出力するＤＡＣ（ＤＡコンバータ）回路３８をさらに備える点で実施の形態１のチューナ部５０と異なる。
【００８６】
周波数選択回路４６は、ローパスフィルタ２９の出力を受ける２つの増幅器３０、３１および２つの増幅器の出力信号のいずれかを選択するスイッチ３２に変えて、ＤＡＣ（ＤＡコンバータ）回路３８から制御電圧を受けて利得を可変とすることが可能な可変増幅器３９を含む点が図１の周波数選択回路３６の場合と異なる。他の部分は図１で説明した実施の形態１のチューナ部５０と同様であるので説明は繰返さない。
【００８７】
実施の形態２のチューナ部８０では、ループゲインＫの制御手段としてマイコン３７に外部接続あるいは内蔵されたＤＡＣ回路３８により制御される利得可変増幅器３９により、実施の形態１で示した伝送レートの異なる２つのＲＦ信号に対応するループゲインＫの調整と、選局周波数がローエンド周波数の場合とハイエンド周波数の場合とでループゲインＫを一定にするような調整とを統合することができ、回路を簡素化できる。
【００８８】
まず、入力信号の選択命令、すなわちスイッチ５やスイッチ１１の切換命令と同時に、可変増幅器３９の利得は、入力信号の伝送レートに相関してマイコンからの制御電圧により予め最適化された値に設定される。その後、選局周波数に応じてループゲインが一定となるよう可変増幅器３９の利得の微調整を行なう。
【００８９】
実施の形態２に示したチューナ部８０においては、可変増幅器３９の利得を制御するためのＤＡＣ回路３８の出力電圧はマイコン３７により任意に設定可能である。これにより可変増幅器３９の利得は連続的に変化させることも可能であるため、ループゲインＫはきめ細かく調整することができほぼ一定に保つことも可能となる。
【００９０】
［実施の形態３］
図５は、実施の形態３のデジタル放送受信機で用いられるチューナ部９０の構成を示すブロック図である。
【００９１】
図５を参照して、実施の形態３におけるチューナ部９０は、図１に示した周波数選択回路３６に変えて周波数選択回路４８を含み、周波数選択回路４８は、アンプ３０、３１に変えて抵抗器４０、４１を有する点が実施の形態１の場合と異なる。
【００９２】
チューナ部９０は、ループフィルタ２９とＶＣＯ３３との間に挿入された抵抗器４０、４１を切換えることにより、ループゲインＫの減衰量を制御している。
【００９３】
図５では、スイッチ３２の切換制御はマイコン３７が直接行なっているが、たとえばチューナユニットに内蔵されているＰＬＬシンセサイザＩＣ３５やＬＩＮＫ ＩＣ２０の出力ポートを使用すれば、チューナユニットの端子追加を行なうことなく実施可能である。
【００９４】
抵抗器４０、４１を使用したアッテネータによる減衰量は予め伝送レート、あるいは受信周波数において最適化された値に設定される。
【００９５】
実施の形態３のチューナ部は可変増幅器に比して安価な可変アッテネータを使用することより、より安価なチューナユニットを供給することが可能となる。
【００９６】
また、実施の形態３のチューナ部はループ内のアッテネータによってループゲインを減衰させる方向へ制御するので系が不安定になり難い。したがって、フィードバック制御系の安定性を判断するファクタであるゲイン余裕がＰＬＬループにおいて少ないシステムへの応用において特に有効である。
【００９７】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【００９８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、デジタル放送用チューナにおいて数十Ｍｓｐｓの通常レートの信号から数Ｍｓｐｓの低レートの信号を１パッケージのチューナで受信することが可能となる。従来、通常レート用もしくは低レート用といったような専用のフロントエンドが必要であったが、これらを使い分ける必要がなくなるため全世界対応のSet Top Box （屋内据置型の放送受信機）を設計する場合には好都合である。
【００９９】
また、受信周波数範囲での均一なフェーズノイズ特性の実現は、特にワイドバンドチューナにおいて、ＰＬＬループフィルタの最適化を容易にし、かつ安定な受信性能を得る点において有効である。
【０１００】
しかも、上記２点を同時に要求されるシステムにおいては、簡単で安価なユニットを提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１のデジタル放送受信機のチューナ部５０の構成を示すブロック図である。
【図２】実施の形態１の変形例１のデジタル放送受信機のチューナ部６０の構成を示すブロック図である。
【図３】 参考例のデジタル放送受信機のチューナ部７０の構成を示すブロック図である。
【図４】 実施の形態２のデジタル放送受信機のチューナ部８０の構成を示すブロック図である。
【図５】 実施の形態３のデジタル放送受信機のチューナ部９０の構成を示すブロック図である。
【図６】従来のデジタル放送受信機用ＤＢＳチューナ１００の構成を示すブロック図である。
【図７】ループフィルタ２９の基本回路構成の一例を示す回路図である。
【図８】ループゲインＫが近傍のフェーズノイズに影響を与える例を説明する図である。
【図９】２つの異なる伝送レート受信時の従来のデジタル放送受信器用ＤＢＳチューナのＢＥＲ特性の一例を示す図である。
【符号の説明】
１ ＲＦ信号入力コネクタ
２ ＲＦ信号入力コネクタ
３，４ ＲＦ増幅器
５ 入力信号切換回路
６ ＲＦ−ＡＧＣ用減衰器
７ イメージ妨害除去用ＢＰＦ
８ ＩＦミキサ
９，１０ ＩＦ帯域制限用ＢＰＦ（ＳＡＷフィルタ）
１１ ＩＦ帯域切換回路
１２ ＩＦ増幅器
１３ ＩＦ−ＡＧＣ用可変利得増幅器
１４，１５ ベースバンドミキサ
１６，１７ ベースバンドＬＰＦ
１８，１９ ベースバンド増幅器
２０ ＬＩＮＫ ＩＣ
２１ ８ビット−トランスポートストリームデータ出力
２２ ＡＧＣ回路
２３ ９０°移相器
２４ 第２局部発振回路（基準位相）
２５ 水晶振動子
２６ 基準発振回路
２７ リファレンスカウンタ
２８ 位相比較器
２９ ループフィルタ
３０，３１ 増幅器
３２ ループゲイン切換回路
３３ 第１局部発振回路（ＶＣＯ）
３４ プログラマブルデバイダ
３５ ＰＬＬシンセサイザＩＣ
３６，４２，４６，４８ ＰＬＬ選局回路（周波数選択回路）
３７ マイコン
３８ ＤＡＣ回路
３９ 可変増幅器
４０，４２ 抵抗器
１０２ ＩＦ信号復調部
１０４ Ｉ／Ｑ信号復調部
１０６ ＲＦ信号入力回路
１０８ ＩＦ信号変換回路
Claims (9)
- デジタル放送を受信するためのチューナ部を有するデジタル放送受信機であって、
前記チューナ部は、
伝送レートの異なる複数のＲＦ信号を受け、いずれか１つのＲＦ信号を選択してＩＦ信号に変換するためのＩＦ信号復調部を備え、
前記ＩＦ信号復調部は、
前記複数のＲＦ信号をそれぞれ受ける複数の入力コネクタと前記複数の入力コネクタに入力された前記複数のＲＦ信号のいずれかを選択する入力信号切換回路とを含むＲＦ信号入力回路と、
前記ＲＦ信号入力回路の出力を受けて前記ＩＦ信号を出力するＩＦ信号変換回路と、
前記ＲＦ信号から１つのチャンネルの信号を選択するための局部発振信号を発振し前記ＩＦ信号変換回路に供給する発振回路とを含み、
前記発振回路は、
前記局部発振信号の発振周波数の基準となる基準発振信号を発生する基準発振回路と、
前記局部発振信号を生成する可変発振回路と、
前記基準発振信号および前記局部発振信号を受けて前記可変発振回路に発振周波数の基準となる制御量を出力する位相比較制御部と、
前記位相比較制御部の出力を受けて増幅し前記可変発振回路に与えるループゲイン可変手段とを含み、
前記ループゲイン可変手段の増幅利得は、選択されたＲＦ信号の伝送レートに対応した利得となるように前記入力信号切換回路の選択と同期して切換えられる、デジタル放送受信機。 - 前記位相比較制御部は、
前記可変発振回路の発振周波数を１／Ｎ（Ｎ：自然数）に分周する第１の分周回路と、
前記基準発振信号を受けて１／Ｒ（Ｒ：自然数）に分周する第２の分周回路と、
前記第１の分周回路の出力と前記第２の分周回路の出力とを受けて位相を比較する位相比較器とを含み、
前記発振回路は、
前記位相比較器の出力を平滑化し前記ループゲイン可変手段に与えるループフィルタをさらに含み、
前記ループゲイン可変手段の利得をＡとし、前記可変発振回路の感度をＫvとし、前記位相比較回路の利得をＫφとし、前記分周器の分周数をＮとし、前記ループフィルタに依存する定数をαとすると、前記利得Ａは、前記伝送レートに対応してループゲインＫ＝（Ｋv・Ｋφ・Ａ）×α／Ｎの変動を少なくするよう予め決定された値にもとづいて、前記伝送レートに応じて選択される、請求項１に記載のデジタル放送受信機。 - 前記ループゲイン可変手段は、さらに、前記１つのチャンネルに対応する前記局部発振周波数に対応した利得で前記位相比較制御部の出力を増幅し前記可変発振回路に与える、請求項１に記載のデジタル放送受信機。
- 前記位相比較制御部は、
前記可変発振回路の発振周波数を１／Ｎ（Ｎ：自然数）に分周する第１の分周回路と、
前記基準発振信号を受けて１／Ｒ（Ｒ：自然数）に分周する第２の分周回路と、
前記第１の分周回路の出力と前記第２の分周回路の出力とを受けて位相を比較する位相比較器とを含み、
前記発振回路は、
前記位相比較器の出力を平滑化し前記ループゲイン可変手段に与えるループフィルタをさらに含み、
前記ループゲイン可変手段の利得をＡとし、前記可変発振回路の感度をＫvとし、前記位相比較回路の利得をＫφとし、前記分周器の分周数をＮとし、前記ループフィルタに依存する定数をαとすると、
前記利得Ａは、前記伝送レートおよび前記１つのチャンネルに対応してループゲインＫ＝（Ｋv・Ｋφ・Ａ）×α／Ｎの変動を少なくするよう予め決定された値にもとづいて、前記伝送レートおよび前記１つのチャンネルに応じて選択される、請求項３に記載のデジタル放送受信機。 - 前記チューナ部は、
前記ＩＦ信号復調部から出力されるＩＦ信号から、Ｉ信号とＱ信号とを含むベースバンド信号を復調するためのＩ／Ｑ信号復調部と、
前記ＩＦ信号復調部を制御する制御信号を出力する制御回路とをさらに備える、請求項１に記載のデジタル放送受信機。 - 前記ループゲイン可変手段は、
前記制御信号に応じ利得を可変とすることができる可変利得増幅器を有する、請求項１に記載のデジタル放送受信機。 - 前記ループゲイン可変手段は、
利得の異なる複数の増幅器と、
前記増幅器の出力のいずれか１つを前記制御信号に応じて前記可変発振回路に与える選択回路とを有する、請求項１に記載のデジタル放送受信機。 - 前記ループゲイン可変手段は、
前記制御信号に応じ減衰率を可変とすることができる減衰器を有する、請求項１に記載のデジタル放送受信機。 - 前記ループゲイン可変手段は、
減衰率の異なる複数の減衰器と、
前記減衰器の出力のいずれか１つを前記制御信号に応じて前記可変発振回路に与える選択回路とを有する、請求項１に記載のデジタル放送受信機。
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