JP2002344351A - 拡散スペクトル通信信号におけるドップラー周波数シフトを除去する方法および通信受信機 - Google Patents
拡散スペクトル通信信号におけるドップラー周波数シフトを除去する方法および通信受信機Info
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- H04L27/0014—Carrier regulation
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- H04L2027/0065—Frequency error detectors
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- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 最適かつ実現可能な方法で、ドップラー周波
数シフトを除去する方法および受信機構造を提供する。 【解決手段】 拡散スペクトル通信信号中のドップラー
周波数シフトを除去する方法および通信受信機が開示さ
れる。パイロットチャネルレークセクションは、共通パ
イロットチャネルに基づいて、周波数のドップラー変化
を推定するためのＩおよびＱドップラー推定チャネルを
有する。データチャネルレークセクションは、パイロッ
トチャネルレークセクションからの周波数のドップラー
変化を受信し、ドップラー誤差をキャンセルするための
ＩおよびＱデータチャネルを有する。
数シフトを除去する方法および受信機構造を提供する。 【解決手段】 拡散スペクトル通信信号中のドップラー
周波数シフトを除去する方法および通信受信機が開示さ
れる。パイロットチャネルレークセクションは、共通パ
イロットチャネルに基づいて、周波数のドップラー変化
を推定するためのＩおよびＱドップラー推定チャネルを
有する。データチャネルレークセクションは、パイロッ
トチャネルレークセクションからの周波数のドップラー
変化を受信し、ドップラー誤差をキャンセルするための
ＩおよびＱデータチャネルを有する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、通信受信機係り、
特にＣＤＭＡ通信受信機におけるドップラー周波数シフ
トの除去に関する。
特にＣＤＭＡ通信受信機におけるドップラー周波数シフ
トの除去に関する。
【０００２】
【従来の技術】セルラ電話および移動体電話システム
は、ますます一般的になっている。現在開発中の第三世
代移動体システムにおいて、移動体システムは、大きな
ドップラー周波数シフトを受ける５００Ｋｍ／Ｈｒまで
の移動体速度をサポートしなければならない。多くのこ
れらの移動体システムは、強化されたマルチパス弁別
（discrimination）および他の利点のためにレーク（ra
ke）受信機を使用する。これらの受信機は、符号分割多
元接続（ＣＤＭＡ）通信システムのような拡散スペクト
ル通信信号と共に使用され、ここでは、レーク受信機
は、選択的フェージング（selective fading)と戦うた
めに、マルチパス特性の連続的な詳細な測定を実行す
る。
は、ますます一般的になっている。現在開発中の第三世
代移動体システムにおいて、移動体システムは、大きな
ドップラー周波数シフトを受ける５００Ｋｍ／Ｈｒまで
の移動体速度をサポートしなければならない。多くのこ
れらの移動体システムは、強化されたマルチパス弁別
（discrimination）および他の利点のためにレーク（ra
ke）受信機を使用する。これらの受信機は、符号分割多
元接続（ＣＤＭＡ）通信システムのような拡散スペクト
ル通信信号と共に使用され、ここでは、レーク受信機
は、選択的フェージング（selective fading)と戦うた
めに、マルチパス特性の連続的な詳細な測定を実行す
る。
【０００３】これは、相関法を使用して各パスからの信
号を個別に検出し、エコー信号を単一の検出信号に代数
的に結合することにより、いくつかのレークデバイスに
おいて達成されうる。殆どのレーク受信機は、様々なパ
スから受信された複数の信号を結合するレーク「フィン
ガー」即ちセクションを使用する。レークフィンガー
は、マッチドフィルタと似ており、各「フィンガー」の
パスゲインは、マッチドフィルタタップと同様に働く。
様々なレーク受信機およびレーク「フィンガー」構造の
例は、米国特許第５，６５９，５７３号、第５，９１
０，９５０号、第６，０８５，１０４号および第６，１
６３，５６３号に開示されている。
号を個別に検出し、エコー信号を単一の検出信号に代数
的に結合することにより、いくつかのレークデバイスに
おいて達成されうる。殆どのレーク受信機は、様々なパ
スから受信された複数の信号を結合するレーク「フィン
ガー」即ちセクションを使用する。レークフィンガー
は、マッチドフィルタと似ており、各「フィンガー」の
パスゲインは、マッチドフィルタタップと同様に働く。
様々なレーク受信機およびレーク「フィンガー」構造の
例は、米国特許第５，６５９，５７３号、第５，９１
０，９５０号、第６，０８５，１０４号および第６，１
６３，５６３号に開示されている。
【０００４】上記したように、高速をサポートする移動
体システムは、ドップラー周波数シフトを受ける。拡散
スペクトル受信機および典型的にはレーク受信機におい
てドップラー周波数シフトを解決しかつ除去するための
１つの従来の方法は、ドップラー周波数シフトを推定す
るためのチャネル推定の使用である。
体システムは、ドップラー周波数シフトを受ける。拡散
スペクトル受信機および典型的にはレーク受信機におい
てドップラー周波数シフトを解決しかつ除去するための
１つの従来の方法は、ドップラー周波数シフトを推定す
るためのチャネル推定の使用である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、このタイプの
システムは、多くの回路において実現可能でないウイナ
ー（Wiener）フィルタのような複雑なフィルタ構造およ
び最適フィルタを必要とする。したがって、本発明の目
的は、最適かつ実現可能な方法で、ドップラー周波数シ
フトを除去する方法および受信機構造を提供することで
ある。
システムは、多くの回路において実現可能でないウイナ
ー（Wiener）フィルタのような複雑なフィルタ構造およ
び最適フィルタを必要とする。したがって、本発明の目
的は、最適かつ実現可能な方法で、ドップラー周波数シ
フトを除去する方法および受信機構造を提供することで
ある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、新規な
構造のレーク受信機は、ドップラー周波数シフトを除去
するための差動検出を使用する。拡散スペクトル通信信
号は、データを運ぶ専用物理チャネルおよびパイロット
を運びレーク受信機中で受信される共通パイロットチャ
ネルを有する。周波数のドップラー変化は、共通パイロ
ットチャネルを使用して推定される。ドップラーエラー
は、推定されたドップラー周波数変化を使用して専用物
理チャネル中でキャンセルされる。
構造のレーク受信機は、ドップラー周波数シフトを除去
するための差動検出を使用する。拡散スペクトル通信信
号は、データを運ぶ専用物理チャネルおよびパイロット
を運びレーク受信機中で受信される共通パイロットチャ
ネルを有する。周波数のドップラー変化は、共通パイロ
ットチャネルを使用して推定される。ドップラーエラー
は、推定されたドップラー周波数変化を使用して専用物
理チャネル中でキャンセルされる。
【０００７】本発明の一側面において、受信機は、レー
ク受信機であり、拡散スペクトル通信信号は、符号分割
多元接続（ＣＤＭＡ）通信信号を含む。周波数のドップ
ラー変化は、本発明の一側面において、チャネル化符号
を、それぞれ同相（Ｉ）および直交（Ｑ）チャネルにか
け算し、シンボル期間において加算し、サンプリングし
て、それぞれのＩおよびＱのサンプル値を得ることによ
り推定される。ドップラー周波数シフトを推定するため
に、サンプルされた値は、位相シフトされ、ＩおよびＱ
のサンプルされた値のアークタンジェントが取られる。
ク受信機であり、拡散スペクトル通信信号は、符号分割
多元接続（ＣＤＭＡ）通信信号を含む。周波数のドップ
ラー変化は、本発明の一側面において、チャネル化符号
を、それぞれ同相（Ｉ）および直交（Ｑ）チャネルにか
け算し、シンボル期間において加算し、サンプリングし
て、それぞれのＩおよびＱのサンプル値を得ることによ
り推定される。ドップラー周波数シフトを推定するため
に、サンプルされた値は、位相シフトされ、ＩおよびＱ
のサンプルされた値のアークタンジェントが取られる。
【０００８】本発明の別の側面の方法は、専用物理チャ
ネル中でかけ算されるべき推定されたドップラー周波数
シフトのサインおよびコサイン値を推定するステップを
含む。このチャネルは、それぞれＩおよびＱのドップラ
ー推定チャネル中で推定された周波数のドップラー変化
を受けるＩおよびＱのデータチャネルに分割されうる。
ネル中でかけ算されるべき推定されたドップラー周波数
シフトのサインおよびコサイン値を推定するステップを
含む。このチャネルは、それぞれＩおよびＱのドップラ
ー推定チャネル中で推定された周波数のドップラー変化
を受けるＩおよびＱのデータチャネルに分割されうる。
【０００９】本発明の通信受信機は、共通パイロットチ
ャネルに基づいて周波数のドップラー変化を推定するた
めのＩおよびＱのドップラー推定チャネルを有するパイ
ロットチャネルレークセクションを含む。データチャネ
ルレークセクションは、ドップラー周波数シフトを除去
しかつデータを回復させるＩおよびＱのデータブランチ
を有する。各ＩおよびＱのデータチャネルは、ベースバ
ンドにおける拡散スペクトル通信信号からそれぞれにＩ
およびＱ信号スプリットを受信するための遅延回路、お
よび周波数の推定されたドップラー変化を受信しかつサ
インおよびコサインブランチに乗算するためのサインお
よびコサインブランチを有する。
ャネルに基づいて周波数のドップラー変化を推定するた
めのＩおよびＱのドップラー推定チャネルを有するパイ
ロットチャネルレークセクションを含む。データチャネ
ルレークセクションは、ドップラー周波数シフトを除去
しかつデータを回復させるＩおよびＱのデータブランチ
を有する。各ＩおよびＱのデータチャネルは、ベースバ
ンドにおける拡散スペクトル通信信号からそれぞれにＩ
およびＱ信号スプリットを受信するための遅延回路、お
よび周波数の推定されたドップラー変化を受信しかつサ
インおよびコサインブランチに乗算するためのサインお
よびコサインブランチを有する。
【００１０】加算回路は、それぞれのサインおよびコサ
インブランチから受信された乗算された積を一緒に加算
する。積分器は、ドップラーエラーをキャンセルすると
き、拡散係数（spreading factor）を導く。各Ｉおよび
Ｑのドップラー推定チャネルは、ベースバンドにおける
拡散スペクトル通信信号およびチャネル化符号を受信す
るためのミクサを含む。各ＩおよびＱのドップラー推定
チャネルは、位相シフタを含むサンプルおよび遅延回路
および積分器を含む。各サンプルおよび遅延回路は、そ
れぞれの他のＩまたはＱのドップラー推定チャネルから
遅延信号を受信するための乗算器を含む。
インブランチから受信された乗算された積を一緒に加算
する。積分器は、ドップラーエラーをキャンセルすると
き、拡散係数（spreading factor）を導く。各Ｉおよび
Ｑのドップラー推定チャネルは、ベースバンドにおける
拡散スペクトル通信信号およびチャネル化符号を受信す
るためのミクサを含む。各ＩおよびＱのドップラー推定
チャネルは、位相シフタを含むサンプルおよび遅延回路
および積分器を含む。各サンプルおよび遅延回路は、そ
れぞれの他のＩまたはＱのドップラー推定チャネルから
遅延信号を受信するための乗算器を含む。
【００１１】
【発明の実施の形態】本発明は、以下において、本発明
の好ましい実施形態が示された添付図面を参照して詳細
に説明される。しかし、本発明は、多くの異なる形で具
現化されることができ、ここに説明された実施形態に限
定されるものと解釈すべきでない。むしろ、これらの実
施形態は、この開示が、完全なものとなるように提供さ
れるものであり、当業者に本発明を完全に理解させるた
めのものである。同様の符号は、同様のエレメントを示
す。
の好ましい実施形態が示された添付図面を参照して詳細
に説明される。しかし、本発明は、多くの異なる形で具
現化されることができ、ここに説明された実施形態に限
定されるものと解釈すべきでない。むしろ、これらの実
施形態は、この開示が、完全なものとなるように提供さ
れるものであり、当業者に本発明を完全に理解させるた
めのものである。同様の符号は、同様のエレメントを示
す。
【００１２】本発明は、作動検出を使用して、レーク受
信機１０のような通信受信機におけるドップラー周波数
シフトを好都合に除去する。よく知られているように、
第三世代移動体システムは、大きなドップラー周波数シ
フトを受ける５００Ｋｍ／Ｈｒまでの移動体速度をサポ
ートしなければならない。本発明のアーキテクチャおよ
び回路は、作動検出を使用して、レーク受信機１０にお
けるドップラー周波数シフトを除去する。
信機１０のような通信受信機におけるドップラー周波数
シフトを好都合に除去する。よく知られているように、
第三世代移動体システムは、大きなドップラー周波数シ
フトを受ける５００Ｋｍ／Ｈｒまでの移動体速度をサポ
ートしなければならない。本発明のアーキテクチャおよ
び回路は、作動検出を使用して、レーク受信機１０にお
けるドップラー周波数シフトを除去する。
【００１３】よく知られているように、異なる拡散スペ
クトル通信信号が、レーク受信機構造と共に使用されう
る。本発明の例示的な側面において、拡散スペクトル通
信信号のタイプは、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信
信号のようなダイレクトシーケンス拡散スペクトル信号
である。よく知られているように、３ＧワイドバンドＣ
ＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ）システムにおいて、これは、共
通パイロットチャネルおよびデータのためのような専用
物理チャネル、例えばデータチャネルを含む。本発明
は、ドップラー周波数を推定するために、共通パイロッ
トチャネルと共に数学的誘導（mathematical derivatio
ns）および関連するアルゴリズムを使用し、かつ、ワイ
ドバンド符号分割多元接続（Ｗ−ＣＤＭＡ）通信信号の
専用物理チャネルに対するドップラー周波数を除去、即
ちキャンセルするために、ドップラー周波数推定を使用
する。
クトル通信信号が、レーク受信機構造と共に使用されう
る。本発明の例示的な側面において、拡散スペクトル通
信信号のタイプは、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信
信号のようなダイレクトシーケンス拡散スペクトル信号
である。よく知られているように、３ＧワイドバンドＣ
ＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ）システムにおいて、これは、共
通パイロットチャネルおよびデータのためのような専用
物理チャネル、例えばデータチャネルを含む。本発明
は、ドップラー周波数を推定するために、共通パイロッ
トチャネルと共に数学的誘導（mathematical derivatio
ns）および関連するアルゴリズムを使用し、かつ、ワイ
ドバンド符号分割多元接続（Ｗ−ＣＤＭＡ）通信信号の
専用物理チャネルに対するドップラー周波数を除去、即
ちキャンセルするために、ドップラー周波数推定を使用
する。
【００１４】図１に示されているように、ドップラー補
正（Doppler-corrected）レークフィンガー構造を有す
るレーク受信機１０の概略ブロック図が示されている。
信号は、ダウンコンバートされ１０ａ、かつデスクラン
ブルされる１０ｂ。この信号は、次に、ミクサおよび位
相シフト回路１１により、ベースバンドにおいて、同相
（Ｉ）および直交（Ｑ）成分および同相（Ｉ）第１およ
び第２のパスおよび直交（Ｑ）第１および第２のパスに
分割される。第１のパスは、共通パイロットチャネルに
基づいて、周波数のドップラー変化を推定するためのＩ
およびＱのドップラー推定チャネル１４，１６を有する
パイロットチャネルレークセクション１２を含む。
正（Doppler-corrected）レークフィンガー構造を有す
るレーク受信機１０の概略ブロック図が示されている。
信号は、ダウンコンバートされ１０ａ、かつデスクラン
ブルされる１０ｂ。この信号は、次に、ミクサおよび位
相シフト回路１１により、ベースバンドにおいて、同相
（Ｉ）および直交（Ｑ）成分および同相（Ｉ）第１およ
び第２のパスおよび直交（Ｑ）第１および第２のパスに
分割される。第１のパスは、共通パイロットチャネルに
基づいて、周波数のドップラー変化を推定するためのＩ
およびＱのドップラー推定チャネル１４，１６を有する
パイロットチャネルレークセクション１２を含む。
【００１５】データチャネルレークセクション１８は、
専用物理チャネルからのデータを受信し、ドップラー周
波数シフトをキャンセルする２つの部分２０，２２を有
する。データを回復させるために、レークセクション１
２は、共通パイロットチャネルからパイロットを受信
し、それを、ドップラー周波数シフトを推定するために
使用する。各ＩおよびＱのデータチャネル２０，２２
は、ベースバンドにおける拡散スペクトル通信信号から
のそれぞれのＩおよびＱの信号スプリットを受信するた
めの遅延回路２４を含む。サインおよびコサインブラン
チ２６，２８は、パイロットチャネルレークセクション
１２から推定された周波数のドップラー周波数変化を受
信しかつミクサ３０，３２において乗算するミクサ３
０，３２を有する。
専用物理チャネルからのデータを受信し、ドップラー周
波数シフトをキャンセルする２つの部分２０，２２を有
する。データを回復させるために、レークセクション１
２は、共通パイロットチャネルからパイロットを受信
し、それを、ドップラー周波数シフトを推定するために
使用する。各ＩおよびＱのデータチャネル２０，２２
は、ベースバンドにおける拡散スペクトル通信信号から
のそれぞれのＩおよびＱの信号スプリットを受信するた
めの遅延回路２４を含む。サインおよびコサインブラン
チ２６，２８は、パイロットチャネルレークセクション
１２から推定された周波数のドップラー周波数変化を受
信しかつミクサ３０，３２において乗算するミクサ３
０，３２を有する。
【００１６】サインブランチ２６は、遅延された信号を
９０°シフトし、サインブランチに対する必要な周波数
変化を与えるための位相シフト回路３４を含む。加算／
減算回路３６は、それぞれのサインおよびコサインブラ
ンチ２６，２８から受信された必要な乗算された積を加
算および減算する。ミクサ３８は、チャネル化符号を受
信し、積分器回路４０は、全てのシンボルについてドッ
プラーエラーをキャンセルする。これは、拡散係数にチ
ップタイム（ＳＦｘＴｃ）を乗算したものに等しい１シ
ンボルタイムについて積分する。
９０°シフトし、サインブランチに対する必要な周波数
変化を与えるための位相シフト回路３４を含む。加算／
減算回路３６は、それぞれのサインおよびコサインブラ
ンチ２６，２８から受信された必要な乗算された積を加
算および減算する。ミクサ３８は、チャネル化符号を受
信し、積分器回路４０は、全てのシンボルについてドッ
プラーエラーをキャンセルする。これは、拡散係数にチ
ップタイム（ＳＦｘＴｃ）を乗算したものに等しい１シ
ンボルタイムについて積分する。
【００１７】各ＩおよびＱのドップラー推定チャネル１
４，１６は、ベースバンドにおける拡散スペクトル通信
信号のＩおよびＱの部分およびそれぞれのＩ、Ｑチャネ
ル化符号を受信するためのミクサ４２を含む。各Ｉおよ
びＱのドップラー推定チャネルは、積分器４４、サンプ
ル回路４６、位相シフタ５０および乗算器および加算／
合計回路５２を含む遅延回路４８も含む。生成されたＡ
ｋおよびＢｋ信号成分に対するわり算回路５３は、アー
クタンジェント回路５４においてアークタンジェント関
数を受けて、サインおよび位相回路５６と共に、推定さ
れたサインおよびコサインドップラー周波数補正成分を
生成する。この回路の更なる詳細は、図４，５，６にお
いて示されており、後述する。
４，１６は、ベースバンドにおける拡散スペクトル通信
信号のＩおよびＱの部分およびそれぞれのＩ、Ｑチャネ
ル化符号を受信するためのミクサ４２を含む。各Ｉおよ
びＱのドップラー推定チャネルは、積分器４４、サンプ
ル回路４６、位相シフタ５０および乗算器および加算／
合計回路５２を含む遅延回路４８も含む。生成されたＡ
ｋおよびＢｋ信号成分に対するわり算回路５３は、アー
クタンジェント回路５４においてアークタンジェント関
数を受けて、サインおよび位相回路５６と共に、推定さ
れたサインおよびコサインドップラー周波数補正成分を
生成する。この回路の更なる詳細は、図４，５，６にお
いて示されており、後述する。
【００１８】図３は、本発明のステップのシーケンスの
概略フローチャートを示す。拡散スペクトル通信信号
が、受信機において受信される（ブロック１００）。拡
散スペクトル通信信号は、専用物理チャネルおよび共通
パイロットチャネルを有する。チャネル化符号は、それ
ぞれ同相（Ｉ）および直交（Ｑ）チャネルに乗算（混
合）され（ブロック１０２）、シンボルピリオドについ
て加算され（ブロック１０４）、およびそれぞれＩおよ
びＱのサンプル値を得るためにサンプルされる（ブロッ
ク１０６）。
概略フローチャートを示す。拡散スペクトル通信信号
が、受信機において受信される（ブロック１００）。拡
散スペクトル通信信号は、専用物理チャネルおよび共通
パイロットチャネルを有する。チャネル化符号は、それ
ぞれ同相（Ｉ）および直交（Ｑ）チャネルに乗算（混
合）され（ブロック１０２）、シンボルピリオドについ
て加算され（ブロック１０４）、およびそれぞれＩおよ
びＱのサンプル値を得るためにサンプルされる（ブロッ
ク１０６）。
【００１９】同時に、並列パスにおいて、チャネル化符
号Ｉ／Ｑが、パイロットチャネルに対して混合される
（ブロック１０８）。これらの値は、シンボル期間にお
いて加算され（ブロック１１０）、およびＩ／Ｑサンプ
ルを得るためにサンプルされる（ブロック１１２）。こ
れらの値は、位相シフトされ（ブロック１１４）、ドッ
プラー周波数シフトが推定される（ブロック１１６）。
この値は、ドップラー周波数エラーをキャンセルする
（ブロック１１８）ために、サンプルと共に使用され、
Ｉ／Ｑサンプル値を得る（ブロック１０６）。
号Ｉ／Ｑが、パイロットチャネルに対して混合される
（ブロック１０８）。これらの値は、シンボル期間にお
いて加算され（ブロック１１０）、およびＩ／Ｑサンプ
ルを得るためにサンプルされる（ブロック１１２）。こ
れらの値は、位相シフトされ（ブロック１１４）、ドッ
プラー周波数シフトが推定される（ブロック１１６）。
この値は、ドップラー周波数エラーをキャンセルする
（ブロック１１８）ために、サンプルと共に使用され、
Ｉ／Ｑサンプル値を得る（ブロック１０６）。
【００２０】説明のために、図１および６に示されたレ
イク受信機設計における作動検出と共に使用されるアル
ゴリズムの説明が詳細になされ、その方法およびアルゴ
リズムを具現化する図４，５，６に示された回路の詳細
な説明を行う。
イク受信機設計における作動検出と共に使用されるアル
ゴリズムの説明が詳細になされ、その方法およびアルゴ
リズムを具現化する図４，５，６に示された回路の詳細
な説明を行う。
【００２１】前述したように、Ｗ−ＣＤＭＡ通信信号の
ＤＬにおいて、本発明では、共通パイロットチャネル
（ＣＰＩＣＨ）が存在し、好都合に使用される。本発明
の数学的誘導（derivation）は、専用物理チャネル（Ｄ
ＰＣＨ）に対するドップラー周波数を除去するために、
ドップラー周波数を推定しかつその推定を使用するため
に共通パイロットチャネルを使用することにより可能で
ある。知られているように、通信信号が受信され、ダウ
ンコンバートされ、かつデスクランブルされる。この説
明において、Ｒ（ｔ）は、各パスに対するダウンコンバ
ージョンおよびデスクランブリングの後の信号である。
ＤＬにおいて、本発明では、共通パイロットチャネル
（ＣＰＩＣＨ）が存在し、好都合に使用される。本発明
の数学的誘導（derivation）は、専用物理チャネル（Ｄ
ＰＣＨ）に対するドップラー周波数を除去するために、
ドップラー周波数を推定しかつその推定を使用するため
に共通パイロットチャネルを使用することにより可能で
ある。知られているように、通信信号が受信され、ダウ
ンコンバートされ、かつデスクランブルされる。この説
明において、Ｒ（ｔ）は、各パスに対するダウンコンバ
ージョンおよびデスクランブリングの後の信号である。
【数１】式１
【００２２】この式において、ｐは信号電力である。Ｃ
Ｉ（ｔ）およびＣＱ（ｔ）は、それぞれ、ＩおよびＱチ
ャネルに対するチャネル化符号であり、α（ｔ）は、フ
ェージング振幅である。θ（ｔ）は位相誤差であり、Δ
ｆ＝ｆｄ＋ｆｅは、ドップラーシフト周波数および不完
全なダウンコンバージョンによる周波数誤差の和であ
る。
Ｉ（ｔ）およびＣＱ（ｔ）は、それぞれ、ＩおよびＱチ
ャネルに対するチャネル化符号であり、α（ｔ）は、フ
ェージング振幅である。θ（ｔ）は位相誤差であり、Δ
ｆ＝ｆｄ＋ｆｅは、ドップラーシフト周波数および不完
全なダウンコンバージョンによる周波数誤差の和であ
る。
【００２３】このシステムは、周波数誤差を推定するた
めに共通パイロットを使用する。ａ Ｉ（ｔ）およびａＱ
（ｔ）は、シンボルデータである。しかし、このシステ
ムは、専用共通制御物理チャネルにおいてパイロットパ
ターンを使用することにも拡張されうると理解されるべ
きである。
めに共通パイロットを使用する。ａ Ｉ（ｔ）およびａＱ
（ｔ）は、シンボルデータである。しかし、このシステ
ムは、専用共通制御物理チャネルにおいてパイロットパ
ターンを使用することにも拡張されうると理解されるべ
きである。
【００２４】ＩおよびＱチャネルにおけるチャネル化符
号は、それぞれ、（ＤＬ Ｗ−ＣＤＭＡにおいて、それ
らは同じである）アタッチされ、ＮＴｃにおいて加算さ
れる。ここで、Ｎはシンボル期間である。この非限定例
において、共通パイロットチャネル中でＮ＝２５６であ
る。信号がサンプルされる。サンプルされた値Ｉｋおよ
びＱｋは、以下のように与えられる。以下の式において
説明のために、雑音の項は無視される。
号は、それぞれ、（ＤＬ Ｗ−ＣＤＭＡにおいて、それ
らは同じである）アタッチされ、ＮＴｃにおいて加算さ
れる。ここで、Ｎはシンボル期間である。この非限定例
において、共通パイロットチャネル中でＮ＝２５６であ
る。信号がサンプルされる。サンプルされた値Ｉｋおよ
びＱｋは、以下のように与えられる。以下の式において
説明のために、雑音の項は無視される。
【数２】式２
【００２５】式２において、Ｎ・Ｔｃ《１／ｆｄ（フラ
ットフェージング）であるので、α（ｔ）≒αおよびθ
（ｔ）≒θであることが仮定される。また、Ｉｋおよび
Ｑｋの９０度位相シフトを取ることにより、次式が得ら
れる。
ットフェージング）であるので、α（ｔ）≒αおよびθ
（ｔ）≒θであることが仮定される。また、Ｉｋおよび
Ｑｋの９０度位相シフトを取ることにより、次式が得ら
れる。
【数３】式３
【００２６】これらの量は、Δｆを推定するために使用
される。Δｆ：Ａｋ＝ＩｋＱｋ＋１−ＱｋＩｋ＋１＝si
n（２πΔｆ（２ＮＴｃ））−２sin（２πΔｆＮＴｃ）
＝２sin（２πΔｆＮＴｃ）［cos２πΔｆＮＴｃ−１］
される。Δｆ：Ａｋ＝ＩｋＱｋ＋１−ＱｋＩｋ＋１＝si
n（２πΔｆ（２ＮＴｃ））−２sin（２πΔｆＮＴｃ）
＝２sin（２πΔｆＮＴｃ）［cos２πΔｆＮＴｃ−１］
【数４】式４
【００２７】式４から、Δｆの推定値を得るためにアー
クタンジェントが使用される。
クタンジェントが使用される。
【数５】 Δｆ推定値は、ドップラーシフトおよび不完全なダウン
コンバージョンによる周波数誤差を除去するために使用
される。
コンバージョンによる周波数誤差を除去するために使用
される。
【００２８】図１および６に示されたようなデータチャ
ネルを受信するために使用される別のレークフィンガー
に対する受信信号の同相および直交部を、ｒＩ（ｔ）お
よびｒＱ（ｔ）で表す。したがって、
ネルを受信するために使用される別のレークフィンガー
に対する受信信号の同相および直交部を、ｒＩ（ｔ）お
よびｒＱ（ｔ）で表す。したがって、
【数６】式６
【００２９】
【数７】式７ 式７から、周波数補正されたデータが得られる。シンボ
ル期間において、位相誤差θ（ｔ）≒θである。したが
って、単純なチャネル推定を使用してこれが軽減されう
る。
ル期間において、位相誤差θ（ｔ）≒θである。したが
って、単純なチャネル推定を使用してこれが軽減されう
る。
【００３０】Ｗ−ＣＤＭＡのＤＬにおいて、拡散係数
（ＳＦ）がダイナミックに変化しないので、チャネル化
符号はチャネルに対してかけ算され、ＳＦ＄Ｔｃ、即ち
シンボル期間について蓄積される。
（ＳＦ）がダイナミックに変化しないので、チャネル化
符号はチャネルに対してかけ算され、ＳＦ＄Ｔｃ、即ち
シンボル期間について蓄積される。
【００３１】図４，５，６は、図１に示されたレークフ
ィンガー構造の詳細なブロック回路図を示す。ここに
は、レーク受信機において典型的に使用されるような獲
得および追跡（acquisition and tracking）回路が示さ
れていない。不完全な獲得および追跡によりもたらされ
る位相誤差は、θ（ｔ）において考慮され、これは、単
純平均チャネル推定により軽減され得る。これは、
Ｉｋ，Ｉｋ＋１，Ｑｋ，Ｑｋ ＋１を得るために２ＮＴｃ
個のサンプルを取るので、他のフィンガーにおける２Ｎ
Ｔｃ遅延が存在する。
ィンガー構造の詳細なブロック回路図を示す。ここに
は、レーク受信機において典型的に使用されるような獲
得および追跡（acquisition and tracking）回路が示さ
れていない。不完全な獲得および追跡によりもたらされ
る位相誤差は、θ（ｔ）において考慮され、これは、単
純平均チャネル推定により軽減され得る。これは、
Ｉｋ，Ｉｋ＋１，Ｑｋ，Ｑｋ ＋１を得るために２ＮＴｃ
個のサンプルを取るので、他のフィンガーにおける２Ｎ
Ｔｃ遅延が存在する。
【００３２】ダウンコンバージョンの後の拡散スペクト
ル通信信号は、ＲＦ受信回路１１中で受信され、これ
は、２つの信号に分割され、ミクサ２００，２０１にお
いて、適切なサイン（２πｆｃＴ）および９０°位相シ
フト回路２０２，２０３から生成された信号と混合さ
れ、それぞれのＩおよびＱベースバンド信号を形成す
る。そして、これらの信号が、上述されたように再び分
割される。
ル通信信号は、ＲＦ受信回路１１中で受信され、これ
は、２つの信号に分割され、ミクサ２００，２０１にお
いて、適切なサイン（２πｆｃＴ）および９０°位相シ
フト回路２０２，２０３から生成された信号と混合さ
れ、それぞれのＩおよびＱベースバンド信号を形成す
る。そして、これらの信号が、上述されたように再び分
割される。
【００３３】同相（Ｉ）および直交（Ｑ）部分に対する
第２のパスにおいて、信号は、遅延回路２４により遅延
され、サイン、コサインブランチに分割される。サイン
ブランチにおいて、９０°回転される。混合の後、２つ
の信号は加算／減算回路３６に入り、結合されて、デー
タチャネルに対するミクサ３８においてチャネル化符号
と混合され、ＳＦ・Ｔｃ時間ピリオドについて積分され
る。この信号は、回路２１０においてサンプルされ、ド
ップラーキャンセルされたデータを形成する。
第２のパスにおいて、信号は、遅延回路２４により遅延
され、サイン、コサインブランチに分割される。サイン
ブランチにおいて、９０°回転される。混合の後、２つ
の信号は加算／減算回路３６に入り、結合されて、デー
タチャネルに対するミクサ３８においてチャネル化符号
と混合され、ＳＦ・Ｔｃ時間ピリオドについて積分され
る。この信号は、回路２１０においてサンプルされ、ド
ップラーキャンセルされたデータを形成する。
【００３４】ＩおよびＱ信号の第１のパスについて、信
号はミクサ４２に入り、そこで、それぞれのＩまたはＱ
チャネル成分がパイロットチャネル化符号と混合され、
そして積分され、サンプルされ、遅延され、かつ９０°
位相シフトされる。サンプルされた信号の一部が、遅延
回路からの信号を受信する一対のミクサ／マルチプライ
ヤ２１２中にクロスカップル（cross-coupled）され
る。遅延回路からの信号も、９０°位相信号シフト信号
を受信する第２の対のミクサ／マルチプライヤ２１４に
クロスカップルされる。そして、これらは、それぞれの
加算／減算回路２１６中で受信され、信号Ａｋ，Ｂｋを
生じる。
号はミクサ４２に入り、そこで、それぞれのＩまたはＱ
チャネル成分がパイロットチャネル化符号と混合され、
そして積分され、サンプルされ、遅延され、かつ９０°
位相シフトされる。サンプルされた信号の一部が、遅延
回路からの信号を受信する一対のミクサ／マルチプライ
ヤ２１２中にクロスカップル（cross-coupled）され
る。遅延回路からの信号も、９０°位相信号シフト信号
を受信する第２の対のミクサ／マルチプライヤ２１４に
クロスカップルされる。そして、これらは、それぞれの
加算／減算回路２１６中で受信され、信号Ａｋ，Ｂｋを
生じる。
【００３５】これらは、わり算回路５３により受信され
かつわり算される。アークタンジェントが、回路５４に
おいて取られる。ミクサ／マルチプライヤ２３０は、信
号を受信し、入力１／ＮＴｃを混合し、その積は、サイ
ン論理回路２３２において受信され、推定されたサイン
ドップラーキャンセル信号およびコサインキャンセル信
号（９０°位相シフト回路２３４に入った後）が得られ
る。これらの結果の値は、成就したように、ドップラー
をキャンセルするために使用される。
かつわり算される。アークタンジェントが、回路５４に
おいて取られる。ミクサ／マルチプライヤ２３０は、信
号を受信し、入力１／ＮＴｃを混合し、その積は、サイ
ン論理回路２３２において受信され、推定されたサイン
ドップラーキャンセル信号およびコサインキャンセル信
号（９０°位相シフト回路２３４に入った後）が得られ
る。これらの結果の値は、成就したように、ドップラー
をキャンセルするために使用される。
【００３６】本発明の多くの修正および他の実施形態
が、以上の説明および添付図面に示された教示により当
業者によって考えられうる。したがって、本発明は、開
示された特定に実施形態に限定されず、これらの修正お
よび実施形態が、特許請求の範囲の範囲内に含まれるこ
とを意図されているものと理解されるべきである。
が、以上の説明および添付図面に示された教示により当
業者によって考えられうる。したがって、本発明は、開
示された特定に実施形態に限定されず、これらの修正お
よび実施形態が、特許請求の範囲の範囲内に含まれるこ
とを意図されているものと理解されるべきである。
【００３７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
最適かつ実現可能な方法で、ドップラー周波数シフトを
除去する方法および受信機構造を提供することができ
る。
最適かつ実現可能な方法で、ドップラー周波数シフトを
除去する方法および受信機構造を提供することができ
る。
【００３８】特許請求の範囲の発明の要件の後に括弧で
記載した番号がある場合は、本発明の一実施例の対応関
係を示すものであって、本発明の範囲を限定するものと
解釈すべきではない。
記載した番号がある場合は、本発明の一実施例の対応関
係を示すものであって、本発明の範囲を限定するものと
解釈すべきではない。
【図１】本発明の通信受信機において使用されるドップ
ラー補正されたレークフィンガー構造の概略ブロック
図。
ラー補正されたレークフィンガー構造の概略ブロック
図。
【図２】本発明の通信受信機において使用されるドップ
ラー補正されたレークフィンガー構造の概略ブロック
図。
ラー補正されたレークフィンガー構造の概略ブロック
図。
【図３】本発明の通信受信機において使用される方法の
基本動作を示す概略フローチャート。
基本動作を示す概略フローチャート。
【図４】図１に示されたドップラー補正されたレークフ
ィンガー構造の詳細ブロック図。
ィンガー構造の詳細ブロック図。
【図５】図１に示されたドップラー補正されたレークフ
ィンガー構造の詳細ブロック図。
ィンガー構造の詳細ブロック図。
【図６】図１に示されたドップラー補正されたレークフ
ィンガー構造の詳細ブロック図。
ィンガー構造の詳細ブロック図。
１０ レーク受信機 １１ ミクサおよび位相シフト回路 １２ パイロットチャネルレークセクション １４ Ｉドップラー推定チャネル １６ Ｑドップラー推定チャネル １８ データチャネルレークセクション ２０ Ｉチャネルデータチャネルレークセクション ２２ Ｑチャネルデータチャネルレークセクション ２４ 遅延 ２６ サインブランチ ２８ コサインブランチ ３０，３２，３８，４２ ミクサ ３４ 位相シフト ３６ 加算／減算回路 ４０ 積分回路 ４４ 積分器 ４６ サンプル ４８ 遅延 ５０ 位相シフト ５２ ミクサおよび加算／合計回路 ５３ 割り算回路 ５４ アークタンジェント回路 ５６ サインおよび位相シフト回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 596077259 600 Ｍｏｕｎｔａｉｎ Ａｖｅｎｕｅ, Ｍｕｒｒａｙ Ｈｉｌｌ， Ｎｅｗ Ｊｅ ｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ. (72)発明者 ポ・アン サン アメリカ合衆国、07828 ニュージャージ ー州、バッド レイク、ヴィレッジ グリ ーン 53 イー Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD31 EE01 EE35
Claims (10)
- 【請求項１】 拡散スペクトル通信信号におけるドップ
ラー周波数シフトを除去する方法において、 専用物理チャネルおよび共通パイロットチャネルを有す
る拡散スペクトル通信信号を、通信受信機中で受信する
ステップと、 前記共通パイロットチャネルを使用して、周波数のドッ
プラー変化を推定するステップと、 前記推定された周波数のドップラー変化を使用して、専
用物理チャネル中の周波数のドップラー変化を除去する
ステップとを有することを特徴とする方法。 - 【請求項２】 前記推定するステップは、チャネル化符
号をそれぞれの同相（Ｉ）および直交（Ｑ）チャネルに
かけ算し、シンボル期間について加算し、それぞれのＩ
およびＱのサンプルされた値を得るためにサンプルする
ステップをさらに含むことを特徴とする請求項１記載の
方法。 - 【請求項３】 ドップラー周波数シフトを推定するため
に、ＩおよびＱのサンプルされた値の位相をシフトし、
アークタンジェントを取るステップをさらに含むことを
特徴とする請求項２記載の方法。 - 【請求項４】 専用物理チャネル中でかけ算されるべき
推定されたドップラー周波数シフトのサインおよびコサ
イン値を推定するステップをさらに含むことを特徴とす
る請求項３記載の方法。 - 【請求項５】 前記専用物理チャネルを、推定された周
波数のドップラー変化を受信するＩおよびＱのデータチ
ャネルに分割するステップをさらに有することを特徴と
する請求項１記載の方法。 - 【請求項６】 それぞれのＩおよびＱドップラー推定チ
ャネル中の周波数のドップラー変化を推定するステップ
をさらに有することを特徴とする請求項５記載の方法。 - 【請求項７】 拡散スペクトル通信信号におけるドップ
ラー周波数シフトを除去する方法において、 専用物理チャネルおよび共通パイロットチャネルを有す
る拡散スペクトル通信信号を、レーク受信機中で受信す
るステップと、 前記共通パイロットチャネルを使用して、パイロットチ
ャネルレークセクションにおいて周波数のドップラー変
化を推定するステップと、 前記パイロットチャネルレークセクションから推定され
た周波数のドップラー変化を専用物理チャネルにかけ算
することにより、データチャネルレークセクションにお
いて周波数のドップラー変化を除去するステップを有す
ることを特徴とする方法。 - 【請求項８】 拡散スペクトル通信信号におけるドップ
ラー周波数シフトを除去する通信受信機において、 共通パイロットチャネルに基づいて、周波数のドップラ
ー変化を推定するためのＩおよびＱドップラー推定チャ
ネルを有するパイロットチャネルレークセクションと、 ドップラー効果により生じる周波数誤差を有するデータ
を受信するためのＩおよびＱデータチャネルを有するデ
ータチャネルレークセクションとを有することを特徴と
する受信機。 - 【請求項９】 各ＩおよびＱデータチャネルは、ベース
バンドにおいて拡散スペクトル通信信号からそれぞれの
ＩおよびＱ信号スプリットを受信するための遅延回路、
および推定された周波数のドップラー変化を受信しかつ
サインおよびコサインブランチにかけ算するためのサイ
ンおよびコサインブランチを含むことを特徴とする請求
項８記載の受信機。 - 【請求項１０】 それぞれのサインおよびコサインブラ
ンチから受信された乗算された積を一緒に加算するため
の加算回路をさらに有することを特徴とする請求項９記
載の受信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/841,487 US7035315B2 (en) | 2001-04-24 | 2001-04-24 | Doppler corrected communications receiver and method of removing doppler frequency shift |
| US09/841487 | 2001-04-24 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002344351A true JP2002344351A (ja) | 2002-11-29 |
| JP2002344351A5 JP2002344351A5 (ja) | 2005-07-21 |
Family
ID=25284998
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002106746A Pending JP2002344351A (ja) | 2001-04-24 | 2002-04-09 | 拡散スペクトル通信信号におけるドップラー周波数シフトを除去する方法および通信受信機 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7035315B2 (ja) |
| EP (1) | EP1253724A1 (ja) |
| JP (1) | JP2002344351A (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7596190B2 (en) * | 2002-04-01 | 2009-09-29 | Qualcomm Incorporated | System, method, and apparatus for correction of code doppler shift |
| DE60216159D1 (de) * | 2002-09-27 | 2006-12-28 | Ericsson Telefon Ab L M | Beurteilen von orthogonalen in einem drahtlosen kommunikationsnetzwerk gesendeten kodes |
| JP2006507762A (ja) * | 2002-11-22 | 2006-03-02 | インターディジタル テクノロジー コーポレイション | レイク受信機におけるチャネル利得推定 |
| ATE367024T1 (de) * | 2003-04-04 | 2007-08-15 | Mitsubishi Electric Corp | Vorentzerrung eines mehrträger-cdma-systems über zeitvariante übertragungskanäle |
| US20060193409A1 (en) * | 2005-02-28 | 2006-08-31 | Chou Shaohan J | Method and apparatus for compensation of doppler induced carrier frequency offset in a digital receiver system |
| US7599453B2 (en) * | 2005-04-21 | 2009-10-06 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Doppler spread estimation for OFDM systems |
| JP5320811B2 (ja) * | 2008-05-13 | 2013-10-23 | 富士通株式会社 | Ｒａｋｅ受信機、基地局装置、受信制御方法および受信制御プログラム |
| KR101488787B1 (ko) * | 2008-07-08 | 2015-02-03 | 삼성전자주식회사 | 이동통신 단말기에서 도플러 주파수 추정 방법 및 장치 |
| US8477828B2 (en) * | 2008-12-02 | 2013-07-02 | Infineon Technologies Ag | Adaptive correlation for detection of a high-frequency signal |
| US9647867B2 (en) * | 2015-06-19 | 2017-05-09 | Texas Instruments Incorporated | Wideband IQ mismatch correction for direct down-conversion receiver |
| US10601459B1 (en) * | 2018-11-02 | 2020-03-24 | Cisco Technology, Inc. | Efficient handling of clock offset in spread spectrum decoders |
| CN111060920B (zh) * | 2019-12-18 | 2023-03-24 | 重庆大学 | 一种消除调频连续波激光测距系统多普勒误差的方法 |
Family Cites Families (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5007068A (en) * | 1988-06-07 | 1991-04-09 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Doppler-corrected differential detection system |
| US5619524A (en) | 1994-10-04 | 1997-04-08 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for coherent communication reception in a spread-spectrum communication system |
| US5659573A (en) | 1994-10-04 | 1997-08-19 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for coherent reception in a spread-spectrum receiver |
| US5691974A (en) | 1995-01-04 | 1997-11-25 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for using full spectrum transmitted power in a spread spectrum communication system for tracking individual recipient phase, time and energy |
| US5640431A (en) | 1995-03-10 | 1997-06-17 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for offset frequency estimation for a coherent receiver |
| US5894473A (en) | 1996-02-29 | 1999-04-13 | Ericsson Inc. | Multiple access communications system and method using code and time division |
| US5910950A (en) | 1996-08-16 | 1999-06-08 | Lucent Technologies Inc. | Demodulator phase correction for code division multiple access receiver |
| US5715276A (en) * | 1996-08-22 | 1998-02-03 | Golden Bridge Technology, Inc. | Symbol-matched filter having a low silicon and power requirement |
| US6163563A (en) | 1996-12-31 | 2000-12-19 | Lucent Technologies Inc. | Digital communication system for high-speed complex correlation |
| JP3335887B2 (ja) | 1997-08-20 | 2002-10-21 | 松下電器産業株式会社 | スペクトル拡散復調装置及びスペクトル拡散復調方法 |
| US6085104A (en) | 1998-03-25 | 2000-07-04 | Sharp Laboratories Of America, Inc. | Pilot aided, time-varying finite impulse response, adaptive channel matching receiving system and method |
| US6141374A (en) | 1998-10-14 | 2000-10-31 | Lucent Technologies Inc. | Method and apparatus for generating multiple matched-filter PN vectors in a CDMA demodulator |
| US6680969B1 (en) * | 1999-03-22 | 2004-01-20 | Ericsson, Inc. | Methods for estimating doppler spreads including autocorrelation function hypotheses and related systems and receivers |
| US6363102B1 (en) | 1999-04-23 | 2002-03-26 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for frequency offset correction |
| US6700919B1 (en) * | 1999-11-30 | 2004-03-02 | Texas Instruments Incorporated | Channel estimation for communication system using weighted estimates based on pilot data and information data |
| GB9930801D0 (en) * | 1999-12-30 | 2000-02-16 | Nokia Networks Oy | Spreading factor determination |
-
2001
- 2001-04-24 US US09/841,487 patent/US7035315B2/en not_active Expired - Lifetime
-
2002
- 2002-03-22 EP EP02252086A patent/EP1253724A1/en not_active Ceased
- 2002-04-09 JP JP2002106746A patent/JP2002344351A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US7035315B2 (en) | 2006-04-25 |
| US20020181626A1 (en) | 2002-12-05 |
| EP1253724A1 (en) | 2002-10-30 |
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