JP2002330059A - ディジタルフィルタ、ディジタルフィルタ設計方法、信号処理方法および魚群探知機 - Google Patents
ディジタルフィルタ、ディジタルフィルタ設計方法、信号処理方法および魚群探知機Info
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- JP2002330059A JP2002330059A JP2001132344A JP2001132344A JP2002330059A JP 2002330059 A JP2002330059 A JP 2002330059A JP 2001132344 A JP2001132344 A JP 2001132344A JP 2001132344 A JP2001132344 A JP 2001132344A JP 2002330059 A JP2002330059 A JP 2002330059A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】鋭く立ち上がり且つ滑らかに減衰する遅延最大
平坦特性の帯域通過４次ＩＩＲディジタルフィルタを提
供する。 【解決手段】ｚ平面上に表した４つの極のうち２つの極
をｒ，π／２に配置し、他の２つの極のｒ，３π／２に
配置する。ｒ（０＜ｒ＜１）の値によって通過帯域幅お
よびインパルス応答の包絡線の減衰特性を決定すること
ができ、ｒが１に近いほど帯域幅が狭く減衰が緩やかで
あり、ｒが０に近いほど帯域幅が広く減衰が急激であ
る。
平坦特性の帯域通過４次ＩＩＲディジタルフィルタを提
供する。 【解決手段】ｚ平面上に表した４つの極のうち２つの極
をｒ，π／２に配置し、他の２つの極のｒ，３π／２に
配置する。ｒ（０＜ｒ＜１）の値によって通過帯域幅お
よびインパルス応答の包絡線の減衰特性を決定すること
ができ、ｒが１に近いほど帯域幅が狭く減衰が緩やかで
あり、ｒが０に近いほど帯域幅が広く減衰が急激であ
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、インパルス応答
の包絡線が鋭く立ち上がり滑らかに減衰するディジタル
フィルタおよびこのフィルタを用いた魚群探知機に関す
る。
の包絡線が鋭く立ち上がり滑らかに減衰するディジタル
フィルタおよびこのフィルタを用いた魚群探知機に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】魚群探知機やスキャニングソナー等で
は、魚群や海底面の位置を正確に求めるため、受信エコ
ーの前縁が鋭く立ち上がり、その後滑らかに減衰する特
性が望まれる。インパルス応答の急峻な特性を持った帯
域通過フィルタを設計する場合、ＩＩＲフィルタがＦＩ
Ｒフィルタに比べて簡単な構成のフィルタで実現可能で
ある。
は、魚群や海底面の位置を正確に求めるため、受信エコ
ーの前縁が鋭く立ち上がり、その後滑らかに減衰する特
性が望まれる。インパルス応答の急峻な特性を持った帯
域通過フィルタを設計する場合、ＩＩＲフィルタがＦＩ
Ｒフィルタに比べて簡単な構成のフィルタで実現可能で
ある。
【０００３】すなわち、ＦＩＲフィルタで帯域通過フィ
ルタを設計した場合、フィルタ係数が係数の中心に対し
て偶対称となるため、受信エコーの前縁が鋭く立ち上が
り、その後緩やかに減衰する特性を得ることはできな
い。また、簡単なハードウェア構成、すなわち乗算器の
数が少ないフィルタ構成、または限られたメモリ容量や
低速度のＤＳＰを用いながらフィルタを実現する場合に
はＩＩＲフィルタが有利である。このため、魚群探知機
等に用いられるフィルタとしては、ＦＩＲフィルタより
もＩＩＲフィルタのほうがよく用いられていた。
ルタを設計した場合、フィルタ係数が係数の中心に対し
て偶対称となるため、受信エコーの前縁が鋭く立ち上が
り、その後緩やかに減衰する特性を得ることはできな
い。また、簡単なハードウェア構成、すなわち乗算器の
数が少ないフィルタ構成、または限られたメモリ容量や
低速度のＤＳＰを用いながらフィルタを実現する場合に
はＩＩＲフィルタが有利である。このため、魚群探知機
等に用いられるフィルタとしては、ＦＩＲフィルタより
もＩＩＲフィルタのほうがよく用いられていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従来、遅延最大平坦特
性を有するＩＩＲフィルタの設計は、佐藤正光氏による
方法（電子通信学会論文誌ｖｏｌ．Ｊ５９−Ａ， ｎｏ
１２， ｐｐ．１０６５−１０７１）がよく用いられて
いたが、このＩＩＲフィルタの設計法では、インパルス
応答のエンベロープが鋭く立ち上がる特性を得ることは
容易であったが、これが滑らかに減衰する特性を得るこ
とは困難であった。すなわち、通常は、図１０（ａ）に
示すように、減衰時のエンベロープにコブ状のリプルを
持った特性しか得ることができず、試行錯誤の結果、偶
然に図１０（ｂ）に示すような滑らかな特性を得ること
ができるに過ぎなかった。
性を有するＩＩＲフィルタの設計は、佐藤正光氏による
方法（電子通信学会論文誌ｖｏｌ．Ｊ５９−Ａ， ｎｏ
１２， ｐｐ．１０６５−１０７１）がよく用いられて
いたが、このＩＩＲフィルタの設計法では、インパルス
応答のエンベロープが鋭く立ち上がる特性を得ることは
容易であったが、これが滑らかに減衰する特性を得るこ
とは困難であった。すなわち、通常は、図１０（ａ）に
示すように、減衰時のエンベロープにコブ状のリプルを
持った特性しか得ることができず、試行錯誤の結果、偶
然に図１０（ｂ）に示すような滑らかな特性を得ること
ができるに過ぎなかった。
【０００５】魚群探知機のフィルタにこのようなコブ状
のリプルがあると、リプルに対応する画面上の画素に輝
度変化が現れ、魚群画像下部にリプルに対応する縞模様
が発生してしまうという問題点があった。
のリプルがあると、リプルに対応する画面上の画素に輝
度変化が現れ、魚群画像下部にリプルに対応する縞模様
が発生してしまうという問題点があった。
【０００６】この発明は、滑らかな減衰特性を得ること
ができる帯域通過ディジタルフィルタ、および、これを
用いた魚群探知機を提供することを目的とする。
ができる帯域通過ディジタルフィルタ、および、これを
用いた魚群探知機を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、全極
型の４次ＩＩＲ帯域通過フィルタであって、ｚ平面上に
表した４つの極のうち２つの極がｒ，θ（但し、０＜ｒ
＜１、θは０≦θ≦π／２の間で、θ＝０を含む０の近
傍またはθ＝π／２を含むπ／２の近傍）に配置され、
他の２つの極がｒ，π−θに配置されるように係数が定
められていることを特徴とする。
型の４次ＩＩＲ帯域通過フィルタであって、ｚ平面上に
表した４つの極のうち２つの極がｒ，θ（但し、０＜ｒ
＜１、θは０≦θ≦π／２の間で、θ＝０を含む０の近
傍またはθ＝π／２を含むπ／２の近傍）に配置され、
他の２つの極がｒ，π−θに配置されるように係数が定
められていることを特徴とする。
【０００８】請求項２の発明は、ｚ平面上に表した４つ
の極のうち２つの極をｒ，θ（但し、θは０≦θ≦π／
２の間で、θ＝０を含む０の近傍またはθ＝π／２を含
むπ／２の近傍）に配置し、他の２つの極をｒ，π−θ
に配置した全極型の４次ＩＩＲ帯域通過フィルタの通過
帯域周波数とｒとの関係を予め求めておき、所望の通過
帯域周波数に基づいてｒを求め、このｒおよび前記θに
基づいてフィルタ係数を求めることを特徴とする。
の極のうち２つの極をｒ，θ（但し、θは０≦θ≦π／
２の間で、θ＝０を含む０の近傍またはθ＝π／２を含
むπ／２の近傍）に配置し、他の２つの極をｒ，π−θ
に配置した全極型の４次ＩＩＲ帯域通過フィルタの通過
帯域周波数とｒとの関係を予め求めておき、所望の通過
帯域周波数に基づいてｒを求め、このｒおよび前記θに
基づいてフィルタ係数を求めることを特徴とする。
【０００９】請求項３の発明は、所定周波数ｆｒを中心
とした狭帯域の周波数スペクトルを有する信号を、前記
所定周波数ｆｒがｆｓ／４上に写像されるようなサンプ
リング周波数ｆｓでアンダーサンプリングし、このアン
ダーサンプリングされたサンプリングデータを、通過周
波数帯域の中心周波数がｆｓ／４で、前記θを０≦θ≦
π／２の間でθ＝π／２を含むπ／２の近傍とした請求
項１に記載のディジタルフィルタに入力して不要周波数
帯域を除去することを特徴とする。
とした狭帯域の周波数スペクトルを有する信号を、前記
所定周波数ｆｒがｆｓ／４上に写像されるようなサンプ
リング周波数ｆｓでアンダーサンプリングし、このアン
ダーサンプリングされたサンプリングデータを、通過周
波数帯域の中心周波数がｆｓ／４で、前記θを０≦θ≦
π／２の間でθ＝π／２を含むπ／２の近傍とした請求
項１に記載のディジタルフィルタに入力して不要周波数
帯域を除去することを特徴とする。
【００１０】請求項４の発明は、所定周波数ｆｒを中心
とした狭帯域の周波数スペクトルを有する信号を、ｆｓ
＝４ｆｒとなるサンプリング周波数ｆｓでサンプリング
し、このサンプリングされたサンプリングデータを、通
過周波数帯域の中心周波数がｆｓ／４で、前記θを０≦
θ≦π／２の間でθ＝π／２を含むπ／２の近傍とした
請求項１に記載のディジタルフィルタに入力して不要周
波数帯域を除去することを特徴とする。
とした狭帯域の周波数スペクトルを有する信号を、ｆｓ
＝４ｆｒとなるサンプリング周波数ｆｓでサンプリング
し、このサンプリングされたサンプリングデータを、通
過周波数帯域の中心周波数がｆｓ／４で、前記θを０≦
θ≦π／２の間でθ＝π／２を含むπ／２の近傍とした
請求項１に記載のディジタルフィルタに入力して不要周
波数帯域を除去することを特徴とする。
【００１１】請求項５の発明は、船底に設置された超音
波振動子から超音波ビームを送信し、この超音波ビーム
のエコー信号を含む信号を前記超音波振動子で受信する
魚群探知機であって、前記受信した信号から前記エコー
信号を分離するフィルタとして、請求項１に記載のディ
ジタルフィルタを用いたことを特徴とする。
波振動子から超音波ビームを送信し、この超音波ビーム
のエコー信号を含む信号を前記超音波振動子で受信する
魚群探知機であって、前記受信した信号から前記エコー
信号を分離するフィルタとして、請求項１に記載のディ
ジタルフィルタを用いたことを特徴とする。
【００１２】請求項６の発明は、請求項５の発明におい
て、前記エコー信号の中心周波数ｆｒがｆｓ／４上に写
像されるようなサンプリング周波数ｆｓで、前記エコー
信号をアンダーサンプリングするサンプリング手段を備
え、前記ディジタルフィルタは、通過周波数帯域の中心
周波数がｆｓ／４で、θが０≦θ≦π／２の間でθ＝π
／２を含むπ／２の近傍であることを特徴とする。
て、前記エコー信号の中心周波数ｆｒがｆｓ／４上に写
像されるようなサンプリング周波数ｆｓで、前記エコー
信号をアンダーサンプリングするサンプリング手段を備
え、前記ディジタルフィルタは、通過周波数帯域の中心
周波数がｆｓ／４で、θが０≦θ≦π／２の間でθ＝π
／２を含むπ／２の近傍であることを特徴とする。
【００１３】知機。
【００１４】請求項７の発明は、請求項５の発明におい
て、前記エコー信号の中心周波数ｆｒの４倍の周波数の
サンプリング周波数ｆｓで、前記エコー信号をサンプリ
ングするサンプリング手段を備え、前記ディジタルフィ
ルタは、通過周波数帯域の中心周波数がｆｓ／４で、θ
が０≦θ≦π／２の間でθ＝π／２を含むπ／２の近傍
であることを特徴とする。
て、前記エコー信号の中心周波数ｆｒの４倍の周波数の
サンプリング周波数ｆｓで、前記エコー信号をサンプリ
ングするサンプリング手段を備え、前記ディジタルフィ
ルタは、通過周波数帯域の中心周波数がｆｓ／４で、θ
が０≦θ≦π／２の間でθ＝π／２を含むπ／２の近傍
であることを特徴とする。
【００１５】上記発明の全極型４次ＩＩＲ帯域通過ディ
ジタルフィルタの設計手順を詳細に説明する。全極型４
次ＩＩＲフィルタは、〔数１〕式のように表現すること
ができる。
ジタルフィルタの設計手順を詳細に説明する。全極型４
次ＩＩＲフィルタは、〔数１〕式のように表現すること
ができる。
【００１６】
【数１】
【００１７】この式を図１に示す対称極配置で分解する
と、θ≠０，π／２，πのとき次式が得られる。
と、θ≠０，π／２，πのとき次式が得られる。
【００１８】
【数２】
【００１９】図１の極配置では、０≦θ≦πとしている
が、特に断らない限り０≦θ≦π／２と考えて差し支え
ない。なお、〔数２〕式では並列分解のために、
が、特に断らない限り０≦θ≦π／２と考えて差し支え
ない。なお、〔数２〕式では並列分解のために、
【００２０】
【数３】
【００２１】の関係を用いている。〔数２〕式に基づい
てインパルス応答を求めると、θ≠０，π／２，πのと
き、
てインパルス応答を求めると、θ≠０，π／２，πのと
き、
【００２２】
【数４】
【００２３】が求められる。この式では、記述を簡略化
するため、〔数２〕式の係数ｂ0 ／ａ0 を省略してい
る。この式をさらに簡略化すると、
するため、〔数２〕式の係数ｂ0 ／ａ0 を省略してい
る。この式をさらに簡略化すると、
【００２４】
【数５】
【００２５】となる。インパルス応答の包絡線のリプル
を無くすためには、分解したそれぞれのＩＩＲフィルタ
のインパルス応答の包絡線の振動周期を同一とする必要
がある。これは、各インパルス応答の包絡線の振動周期
が異なる場合、ウナリを生じてリプルが発生するからで
ある。すなわち、〔数５〕式のｓｉｎ（ｍ＋１）θ／ｓ
ｉｎ２θが定数となる場合以外は、インパルス応答の包
絡線が周期的に振動する、すなわち、ウナリが生じる。
図２にエンベロープが振動している一例を示している。
一方、ｓｉｎ（ｍ＋１）θ／ｓｉｎ２θが振動せずに定
数となり、ｒ＜１であれば、包絡線はｒn の項によって
徐々に滑らかに減衰するであろう。
を無くすためには、分解したそれぞれのＩＩＲフィルタ
のインパルス応答の包絡線の振動周期を同一とする必要
がある。これは、各インパルス応答の包絡線の振動周期
が異なる場合、ウナリを生じてリプルが発生するからで
ある。すなわち、〔数５〕式のｓｉｎ（ｍ＋１）θ／ｓ
ｉｎ２θが定数となる場合以外は、インパルス応答の包
絡線が周期的に振動する、すなわち、ウナリが生じる。
図２にエンベロープが振動している一例を示している。
一方、ｓｉｎ（ｍ＋１）θ／ｓｉｎ２θが振動せずに定
数となり、ｒ＜１であれば、包絡線はｒn の項によって
徐々に滑らかに減衰するであろう。
【００２６】そこで、θ＝０，πの場合を考えると、
【００２７】
【数６】
【００２８】が成り立つため、
【００２９】
【数７】
【００３０】となる。
【００３１】また、θ＝π／２の場合には、
【００３２】
【数８】
【００３３】となり、これから、
【００３４】
【数９】
【００３５】が成立する。また、
【００３６】
【数１０】
【００３７】であるため、〔数１０〕式のフィルタ係数
の比較から、
の比較から、
【００３８】
【数１１】
【００３９】が得られる。この関係から、フィルタ係数
ａ4 によってｒがコントロールされること、およびａ2
によってｒとθがコントロールされることが分かる。す
なわち、ａ2 とａ 4 の組み合わせによって極配置が決定
されることを示している。逆に考えれば、極配置ｒとθ
によって係数が決定される。
ａ4 によってｒがコントロールされること、およびａ2
によってｒとθがコントロールされることが分かる。す
なわち、ａ2 とａ 4 の組み合わせによって極配置が決定
されることを示している。逆に考えれば、極配置ｒとθ
によって係数が決定される。
【００４０】特に、θ＝π／２のとき、ｒを０より大き
く１未満の範囲で適当に変化させ、それぞれの場合につ
いて、フィルタ係数を求めて、周波数特性、通過帯域
幅、インパルス応答を求める。図３にその一例を示す
が、その通過帯域幅に応じた減衰特性でインパルス応答
の包絡線が１０-25 （対数表示）まで滑らかに減衰して
いることが分かる。特性を求めた各ｒについてｒと通過
帯域幅との関係をグラフ化すると、図４のようになる。
なお、図３および図４においては、ａ0 ＝１．０として
いる。また、図４の縦軸は、ｆｓ／２が１．０となるよ
うに正規化した帯域幅を示しているため、実周波数に変
換する場合には、サンプリング周波数の１／２を乗算す
る必要がある。また、図５は、ｆｓ＝４４．１ｋＨｚ、
θ＝π／２の場合の、各ｒに対応する帯域幅を示してい
る。
く１未満の範囲で適当に変化させ、それぞれの場合につ
いて、フィルタ係数を求めて、周波数特性、通過帯域
幅、インパルス応答を求める。図３にその一例を示す
が、その通過帯域幅に応じた減衰特性でインパルス応答
の包絡線が１０-25 （対数表示）まで滑らかに減衰して
いることが分かる。特性を求めた各ｒについてｒと通過
帯域幅との関係をグラフ化すると、図４のようになる。
なお、図３および図４においては、ａ0 ＝１．０として
いる。また、図４の縦軸は、ｆｓ／２が１．０となるよ
うに正規化した帯域幅を示しているため、実周波数に変
換する場合には、サンプリング周波数の１／２を乗算す
る必要がある。また、図５は、ｆｓ＝４４．１ｋＨｚ、
θ＝π／２の場合の、各ｒに対応する帯域幅を示してい
る。
【００４１】このように、図４または図５を用いること
によって、所望周波数からｒが決まり、フィルタ係数を
決定することが可能である。なお、このｒおよびθ（＝
π／２）に基づいてフィルタ係数ａ2 ，ａ4 を算出する
場合、１０ビット程度以上の精度で算出することが望ま
しい。これはフィルタ係数に少しの誤差があってもフィ
ルタ特性が劇的に変化する場合があるからである。
によって、所望周波数からｒが決まり、フィルタ係数を
決定することが可能である。なお、このｒおよびθ（＝
π／２）に基づいてフィルタ係数ａ2 ，ａ4 を算出する
場合、１０ビット程度以上の精度で算出することが望ま
しい。これはフィルタ係数に少しの誤差があってもフィ
ルタ特性が劇的に変化する場合があるからである。
【００４２】なお、ここではθ＝π／２の場合について
説明したが、θ＝０の場合、および、θが０≦θ≦π／
２の範囲で０またはπ／２の近傍である場合にもほぼ同
様の特性を得ることができる。
説明したが、θ＝０の場合、および、θが０≦θ≦π／
２の範囲で０またはπ／２の近傍である場合にもほぼ同
様の特性を得ることができる。
【００４３】
【発明の実施の形態】上記〔数１１〕式で求めたフィル
タ係数がバタワーズ特性（最大遅延平坦フィルタの特
性）を満たしているかを実例をあげて検証する。上述し
た佐藤光正氏の方法で最大遅延平坦帯域通過型４次ＩＩ
Ｒフィルタを設計し、そのフィルタのフィルタ係数ａ4
を本発明の〔数１１〕式に代入してａ2を求め、その数
値が上記佐藤光正氏の方法で設計されたフィルタ係数ａ
2 と一致するかでバタワーズ特性を満たしているかを検
証する。
タ係数がバタワーズ特性（最大遅延平坦フィルタの特
性）を満たしているかを実例をあげて検証する。上述し
た佐藤光正氏の方法で最大遅延平坦帯域通過型４次ＩＩ
Ｒフィルタを設計し、そのフィルタのフィルタ係数ａ4
を本発明の〔数１１〕式に代入してａ2を求め、その数
値が上記佐藤光正氏の方法で設計されたフィルタ係数ａ
2 と一致するかでバタワーズ特性を満たしているかを検
証する。
【００４４】その一例として、〔ａ0 ，ａ1 ，ａ2 ，ａ
3 ，ａ4 〕＝〔１，０，１．９３８，０，０．９３９〕
のフィルタを採り上げる。このフィルタは上述した佐藤
光正氏の方法で、試行錯誤によりインパルス応答の包絡
線が滑らかに減衰するよう設計されたものである。この
ａ4 ＝ｒ4 ＝０．９３９を〔数１１〕式に当てはめると
ｒ2 ＝０．９６９０２０１が得られるので、このｒ2 と
θ＝π／２をａ2 ＝−２ｒ2 ｃｏｓ２θに代入するとａ
2 ＝１．９３８０４０２が得られる。この値は、上記フ
ィルタ係数ａ2 ＝１．９３８と一致するため、〔数１
１〕式で求めたフィルタ係数がバタワーズ特性を満たし
ていることが分かる。
3 ，ａ4 〕＝〔１，０，１．９３８，０，０．９３９〕
のフィルタを採り上げる。このフィルタは上述した佐藤
光正氏の方法で、試行錯誤によりインパルス応答の包絡
線が滑らかに減衰するよう設計されたものである。この
ａ4 ＝ｒ4 ＝０．９３９を〔数１１〕式に当てはめると
ｒ2 ＝０．９６９０２０１が得られるので、このｒ2 と
θ＝π／２をａ2 ＝−２ｒ2 ｃｏｓ２θに代入するとａ
2 ＝１．９３８０４０２が得られる。この値は、上記フ
ィルタ係数ａ2 ＝１．９３８と一致するため、〔数１
１〕式で求めたフィルタ係数がバタワーズ特性を満たし
ていることが分かる。
【００４５】さらに、他の数例についても同様の検証を
行ったが、いずれの場合もａ4 を〔数１１〕式に当ては
めて求めたａ2 と一致し、この発明の方法で設計したフ
ィルタ特性がバタワーズ特性を満たしていることが検証
された。
行ったが、いずれの場合もａ4 を〔数１１〕式に当ては
めて求めたａ2 と一致し、この発明の方法で設計したフ
ィルタ特性がバタワーズ特性を満たしていることが検証
された。
【００４６】次に、上記方法で設計されたディジタルフ
ィルタを用いた魚群探知機について説明する。図６は、
この発明の実施形態である魚群探知機のブロック図であ
る。同図（ａ），（ｂ），（ｃ）は、それぞれ異なる構
成の魚群探知機を示しており、超音波振動子であるトラ
ンスデューサが受信したエコー信号をそれぞれ異なる段
階でＡＤ変換（サンプリング）している。
ィルタを用いた魚群探知機について説明する。図６は、
この発明の実施形態である魚群探知機のブロック図であ
る。同図（ａ），（ｂ），（ｃ）は、それぞれ異なる構
成の魚群探知機を示しており、超音波振動子であるトラ
ンスデューサが受信したエコー信号をそれぞれ異なる段
階でＡＤ変換（サンプリング）している。
【００４７】同図（ａ）は、アナログミキサを２段用い
て受信エコー信号を中間周波数ＩＦからさらにベースバ
ンド内にダウンコンバートしたのち、ＡＤ変換する構成
である。上記実施形態の帯域通過ディジタルフィルタは
プロセッサ（Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）内にソフト的に実現
されている。
て受信エコー信号を中間周波数ＩＦからさらにベースバ
ンド内にダウンコンバートしたのち、ＡＤ変換する構成
である。上記実施形態の帯域通過ディジタルフィルタは
プロセッサ（Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）内にソフト的に実現
されている。
【００４８】同図（ｂ）は、アンダーサンプリングを用
いた例を示しており、アナログミキサを用いて受信エコ
ー信号をアンダーサンプリングに適した中間周波数ＩＦ
に一旦ダウンコンバートし、そののち２ｆIFよりも低い
周波数でアンダーサンプリングしている。上記実施形態
の帯域通過ディジタルフィルタはＤＳＰ内にソフト的に
実現されている。
いた例を示しており、アナログミキサを用いて受信エコ
ー信号をアンダーサンプリングに適した中間周波数ＩＦ
に一旦ダウンコンバートし、そののち２ｆIFよりも低い
周波数でアンダーサンプリングしている。上記実施形態
の帯域通過ディジタルフィルタはＤＳＰ内にソフト的に
実現されている。
【００４９】同図（ｃ）は、受信エコー信号をアナログ
・バンドパス・フィルタによって帯域制限を加え、不要
信号成分を除去したのち、その信号を直接アンダーサン
プリングしている例である。上記実施形態の帯域通過デ
ィジタルフィルタはＤＳＰ内にソフト的に実現されてい
る。
・バンドパス・フィルタによって帯域制限を加え、不要
信号成分を除去したのち、その信号を直接アンダーサン
プリングしている例である。上記実施形態の帯域通過デ
ィジタルフィルタはＤＳＰ内にソフト的に実現されてい
る。
【００５０】以上のいずれの方式にしても、受信エコー
信号をサンプリングするＡＤ変換器のサンプリング周波
数をｆｓとするとき、図７に示すように送信信号の中心
周波数、またはそのＩＦ段周波数、またはアンダーサン
プリング後の送信信号の中心周波数がｆｓ／４上に来る
ようにシステム設計を行う。すると、サンプリング後の
ディジタル信号は、離散角周波数π／２を中心とする周
波数スペクトルを持つことになる。これはちょうど図１
で示しているπ／２を中心とするバンドパスフィルタの
特性に相性がよく、〔数１１〕式に基づいて４次ＩＩＲ
フィルタを設計することにより、フィルタ係数ａ0 ，ａ
1 ，ａ2 ，ａ3 ，ａ4 のうち、ａ1 ，ａ 3 をゼロにする
ことが可能である。図７に、π／２を中心とするバンド
パスフィルタの特性を示す。
信号をサンプリングするＡＤ変換器のサンプリング周波
数をｆｓとするとき、図７に示すように送信信号の中心
周波数、またはそのＩＦ段周波数、またはアンダーサン
プリング後の送信信号の中心周波数がｆｓ／４上に来る
ようにシステム設計を行う。すると、サンプリング後の
ディジタル信号は、離散角周波数π／２を中心とする周
波数スペクトルを持つことになる。これはちょうど図１
で示しているπ／２を中心とするバンドパスフィルタの
特性に相性がよく、〔数１１〕式に基づいて４次ＩＩＲ
フィルタを設計することにより、フィルタ係数ａ0 ，ａ
1 ，ａ2 ，ａ3 ，ａ4 のうち、ａ1 ，ａ 3 をゼロにする
ことが可能である。図７に、π／２を中心とするバンド
パスフィルタの特性を示す。
【００５１】なお、中心周波数が３ｆｓ／４上に来るよ
うにシステム設計を行ってもよい。サンプリング周波数
ｆｓに対してこのようなｆｓ／４または３ｆｓ／４の関
係になるようにシステム設計を行うことにより、本出願
人の先行出願「特願平９−１２３５９４」や「特願平１
１−２１０９１９」に記載した信号処理方法を適用する
ことができる。
うにシステム設計を行ってもよい。サンプリング周波数
ｆｓに対してこのようなｆｓ／４または３ｆｓ／４の関
係になるようにシステム設計を行うことにより、本出願
人の先行出願「特願平９−１２３５９４」や「特願平１
１−２１０９１９」に記載した信号処理方法を適用する
ことができる。
【００５２】ただし、この実施形態のディジタルフィル
タを用いた信号処理において、アンダーサンプリングは
必須ではなく、信号周波数の２倍以上のサンプリング周
波数でサンプリングする通常のサンプリング（ＡＤ変
換）を行ってもよい。この場合でも、信号の中心周波数
の４倍のサンプリング周波数でサンプリングすることに
より、上記先行出願の信号処理方法を適用することが可
能になる。
タを用いた信号処理において、アンダーサンプリングは
必須ではなく、信号周波数の２倍以上のサンプリング周
波数でサンプリングする通常のサンプリング（ＡＤ変
換）を行ってもよい。この場合でも、信号の中心周波数
の４倍のサンプリング周波数でサンプリングすることに
より、上記先行出願の信号処理方法を適用することが可
能になる。
【００５３】このように、〔数１１〕式を適用してフィ
ルタ係数を削減することによって、図８（ａ）に示す一
般の（〔数１〕式で表現される）４次ＩＩＲフィルタ構
成を、図８（ｂ）に示す簡略化した構成に置き換えるこ
とが可能である。係数乗算用マルチプライヤの削減によ
って４次ＩＩＲフィルタのハードウェア規模をほぼ半分
に削減できる。また、ソフトウェアによってフィルタを
実現する場合であっても、計算量をほぼ１／２に減少可
能、すなわち計算時間をほぼ１／２に短縮可能である。
また、図９は、図８（ｂ）の遅延をまとめた構成例を示
している。このように、この発明によれば、マルチプラ
イヤおよび遅延を簡略化した構成が可能である。
ルタ係数を削減することによって、図８（ａ）に示す一
般の（〔数１〕式で表現される）４次ＩＩＲフィルタ構
成を、図８（ｂ）に示す簡略化した構成に置き換えるこ
とが可能である。係数乗算用マルチプライヤの削減によ
って４次ＩＩＲフィルタのハードウェア規模をほぼ半分
に削減できる。また、ソフトウェアによってフィルタを
実現する場合であっても、計算量をほぼ１／２に減少可
能、すなわち計算時間をほぼ１／２に短縮可能である。
また、図９は、図８（ｂ）の遅延をまとめた構成例を示
している。このように、この発明によれば、マルチプラ
イヤおよび遅延を簡略化した構成が可能である。
【００５４】なお、魚群探知機以外にも各種の水中探知
装置にこの発明のフィルタを適用可能である。他の水中
探知装置も図６に類似の構成で実現可能である。
装置にこの発明のフィルタを適用可能である。他の水中
探知装置も図６に類似の構成で実現可能である。
【００５５】
【発明の効果】以上のようにこの発明によれば、滑らか
なインパルス応答の包絡線が滑らかに減衰する帯域通過
型ＩＩＲディジタルフィルタを確実に設計することがで
き、魚群探知機などにおいて不要な映像が生じることが
なくなる。また、この構成によりフィルタ係数の一部を
０にすることができるため、フィルタの構成または演算
量を簡略化することができる。
なインパルス応答の包絡線が滑らかに減衰する帯域通過
型ＩＩＲディジタルフィルタを確実に設計することがで
き、魚群探知機などにおいて不要な映像が生じることが
なくなる。また、この構成によりフィルタ係数の一部を
０にすることができるため、フィルタの構成または演算
量を簡略化することができる。
【図１】この発明のディジタルフィルタの極配置を説明
する図である。
する図である。
【図２】極の位相角にずれがあった場合に生じるうなり
を示す図である。
を示す図である。
【図３】この発明の方法によって設計されたディジタル
フィルタの特性の一例を示す図である。
フィルタの特性の一例を示す図である。
【図４】この発明の方法によって設計されるフィルタの
通過周波数帯域幅とｒとの関係を示す図である。
通過周波数帯域幅とｒとの関係を示す図である。
【図５】この発明の方法によって設計されるフィルタの
通過周波数帯域幅とｒとの関係を示す図である。
通過周波数帯域幅とｒとの関係を示す図である。
【図６】この発明の実施形態である魚群探知機のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図７】同魚群探知機でサンプリングされたエコー信号
のスペクトルおよびディジタルフィルタの通過帯域を示
す図である。
のスペクトルおよびディジタルフィルタの通過帯域を示
す図である。
【図８】同魚群探知機で用いられるディジタルフィルタ
の機能ブロック図である。
の機能ブロック図である。
【図９】同魚群探知機で用いられるディジタルフィルタ
の機能ブロック図である。
の機能ブロック図である。
【図１０】従来の魚群探知機で用いられていたディジタ
ルフィルタのインパルス応答の包絡線を示す図および望
ましいインパルス応答の包絡線を示す図である。
ルフィルタのインパルス応答の包絡線を示す図および望
ましいインパルス応答の包絡線を示す図である。
Claims (7)
- 【請求項１】 全極型の４次ＩＩＲ帯域通過フィルタで
あって、ｚ平面上に表した４つの極のうち２つの極が
ｒ，θ（但し、０＜ｒ＜１、θは０≦θ≦π／２の間
で、θ＝０を含む０の近傍またはθ＝π／２を含むπ／
２の近傍）に配置され、他の２つの極がｒ，π−θに配
置されるように係数が定められたディジタルフィルタ。 - 【請求項２】 ｚ平面上に表した４つの極のうち２つの
極をｒ，θ（但し、θは０≦θ≦π／２の間で、θ＝０
を含む０の近傍またはθ＝π／２を含むπ／２の近傍）
に配置し、他の２つの極をｒ，π−θに配置した全極型
の４次ＩＩＲ帯域通過フィルタの通過帯域周波数とｒと
の関係を予め求めておき、 所望の通過帯域周波数に基づいてｒを求め、 このｒおよび前記θに基づいてフィルタ係数を求めるこ
とを特徴とするディジタルフィルタの設計方法。 - 【請求項３】 所定周波数ｆｒを中心とした狭帯域の周
波数スペクトルを有する信号を、前記所定周波数ｆｒが
ｆｓ／４上に写像されるようなサンプリング周波数ｆｓ
でアンダーサンプリングし、 このアンダーサンプリングされたサンプリングデータ
を、通過周波数帯域の中心周波数がｆｓ／４で、前記θ
を０≦θ≦π／２の間でθ＝π／２を含むπ／２の近傍
とした請求項１に記載のディジタルフィルタに入力して
不要周波数帯域を除去することを特徴とする信号処理方
法。 - 【請求項４】 所定周波数ｆｒを中心とした狭帯域の周
波数スペクトルを有する信号を、ｆｓ＝４ｆｒとなるサ
ンプリング周波数ｆｓでサンプリングし、 このサンプリングされたサンプリングデータを、通過周
波数帯域の中心周波数がｆｓ／４で、前記θを０≦θ≦
π／２の間でθ＝π／２を含むπ／２の近傍とした請求
項１に記載のディジタルフィルタに入力して不要周波数
帯域を除去することを特徴とする信号処理方法。 - 【請求項５】 船底に設置された超音波振動子から超音
波ビームを送信し、この超音波ビームのエコー信号を含
む信号を前記超音波振動子で受信する魚群探知機であっ
て、 前記受信した信号から前記エコー信号を分離するフィル
タとして、請求項１に記載のディジタルフィルタを用い
たことを特徴とする魚群探知機。 - 【請求項６】 前記エコー信号の中心周波数ｆｒがｆｓ
／４上に写像されるようなサンプリング周波数ｆｓで、
前記エコー信号をアンダーサンプリングするサンプリン
グ手段を備え、 前記ディジタルフィルタは、通過周波数帯域の中心周波
数がｆｓ／４で、θが０≦θ≦π／２の間でθ＝π／２
を含むπ／２の近傍である請求項５に記載の魚群探知
機。 - 【請求項７】 前記エコー信号の中心周波数ｆｒの４倍
の周波数のサンプリング周波数ｆｓで、前記エコー信号
をサンプリングするサンプリング手段を備え、 前記ディジタルフィルタは、通過周波数帯域の中心周波
数がｆｓ／４で、θが０≦θ≦π／２の間でθ＝π／２
を含むπ／２の近傍である請求項５に記載の魚群探知
機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001132344A JP5341288B2 (ja) | 2001-04-27 | 2001-04-27 | 魚群探知機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001132344A JP5341288B2 (ja) | 2001-04-27 | 2001-04-27 | 魚群探知機 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2013133287A Division JP5937548B2 (ja) | 2013-06-26 | 2013-06-26 | ディジタルフィルタおよび信号処理装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002330059A true JP2002330059A (ja) | 2002-11-15 |
| JP5341288B2 JP5341288B2 (ja) | 2013-11-13 |
Family
ID=18980367
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001132344A Expired - Lifetime JP5341288B2 (ja) | 2001-04-27 | 2001-04-27 | 魚群探知機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP5341288B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004184420A (ja) * | 2002-12-05 | 2004-07-02 | Raymarine Ltd | デジタル測深機モジュール及び検知方法 |
| JP2005148050A (ja) * | 2003-11-12 | 2005-06-09 | Raymarine Ltd | デジタル測深機モジュール及び検知方法 |
Citations (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59178818A (ja) * | 1983-03-21 | 1984-10-11 | ブリティシュ・テレコミュニケーションズ・パブリック・リミテッド・カンパニ | サブバンド符号装置のフィルタ装置 |
| JPS59178718A (ja) * | 1983-03-29 | 1984-10-11 | Sony Corp | 半導体基体の処理装置 |
| JPH0360510A (ja) * | 1989-07-28 | 1991-03-15 | Japan Radio Co Ltd | 周波数変換並びにフィルタリング装置 |
| JPH11142425A (ja) * | 1997-11-10 | 1999-05-28 | Furuno Electric Co Ltd | 流速測定装置および超音波診断装置 |
| JPH11311672A (ja) * | 1998-02-26 | 1999-11-09 | Koden Electronics Co Ltd | 魚群探知機 |
| JP2000162317A (ja) * | 1998-11-27 | 2000-06-16 | Furuno Electric Co Ltd | ドップラ周波数測定方法およびドップラソナー |
| JP2000174591A (ja) * | 1998-12-02 | 2000-06-23 | Furuno Electric Co Ltd | フィルタ装置および信号処理方法 |
| JP2000352585A (ja) * | 1999-06-10 | 2000-12-19 | Furuno Electric Co Ltd | 周波数測定方法およびドップラソナー |
| JP2001103103A (ja) * | 1999-09-29 | 2001-04-13 | Futaba Corp | デジタル復調装置 |
-
2001
- 2001-04-27 JP JP2001132344A patent/JP5341288B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59178818A (ja) * | 1983-03-21 | 1984-10-11 | ブリティシュ・テレコミュニケーションズ・パブリック・リミテッド・カンパニ | サブバンド符号装置のフィルタ装置 |
| JPS59178718A (ja) * | 1983-03-29 | 1984-10-11 | Sony Corp | 半導体基体の処理装置 |
| JPH0360510A (ja) * | 1989-07-28 | 1991-03-15 | Japan Radio Co Ltd | 周波数変換並びにフィルタリング装置 |
| JPH11142425A (ja) * | 1997-11-10 | 1999-05-28 | Furuno Electric Co Ltd | 流速測定装置および超音波診断装置 |
| JPH11311672A (ja) * | 1998-02-26 | 1999-11-09 | Koden Electronics Co Ltd | 魚群探知機 |
| JP2000162317A (ja) * | 1998-11-27 | 2000-06-16 | Furuno Electric Co Ltd | ドップラ周波数測定方法およびドップラソナー |
| JP2000174591A (ja) * | 1998-12-02 | 2000-06-23 | Furuno Electric Co Ltd | フィルタ装置および信号処理方法 |
| JP2000352585A (ja) * | 1999-06-10 | 2000-12-19 | Furuno Electric Co Ltd | 周波数測定方法およびドップラソナー |
| JP2001103103A (ja) * | 1999-09-29 | 2001-04-13 | Futaba Corp | デジタル復調装置 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004184420A (ja) * | 2002-12-05 | 2004-07-02 | Raymarine Ltd | デジタル測深機モジュール及び検知方法 |
| JP2005148050A (ja) * | 2003-11-12 | 2005-06-09 | Raymarine Ltd | デジタル測深機モジュール及び検知方法 |
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| JP5341288B2 (ja) | 2013-11-13 |
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