JP2000162317A - ドップラ周波数測定方法およびドップラソナー - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】パルスビーム方式で高精度にドップラ周波数を
測定することができるドップラ周波数測定方法およびド
ップラソナーを提供する。 【解決手段】複数のパルスビームをＰＲＦ（ｐｕｌｓｅ
ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ ｆｒｅｑｅｎｃｙ）で送受信
してそのレベルを時系列に配列することによってドップ
ラ周波数波形を再現する。ただし、ドップラ周波数がＰ
ＲＦ以上の場合には、この波形は、実際のドップラ周波
数スペクトルの０〜ＰＲＦの領域への写像であるため、
単発のパルスビームによって計測した粗ドップラ周波数
によって実際のドップラ周波数の帯域を推定し、写像の
ピーク周波数ｆｐに帯域周波数ｎ×ＰＲＦを加算するこ
とによって精ドップラ周波数を算出する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、パルス信号を用
いて高精度のドップラ周波数測定を可能にしたドップラ
周波数測定方法およびドップラソナーに関する。

【０００２】

【発明が解決しようとする課題】船舶の種類によっては
非常に高精度の速度計測が必要なものがあり、また、通
常の船舶でも港内とりわけ接岸時には極めて低速の速度
制御が必要となる。しかし、通常のパルスドップラ装置
では、単発のパルスによる計測であるため１ノット程度
の速度分解能しか実現できない。これは、速度分解能
（周波数分解能）はパルス幅に比例するが、超音波パル
スビームは、パルスの先頭が対象物に反射してそのエコ
ー信号が返ってくるまでの時間以下のパルス幅でなけれ
ばビームを送信することができないからである。

【０００３】したがって、対象物に接近するほど低速航
行になり、より高い速度分解能が必要になるが、このよ
うな場面ほどエコーの遅れ時間が短くなるため送信でき
るパルス幅が短くなり速度分解能が低下するという問題
点があった。

【０００４】また、複数回の測定結果を平均して測定精
度を上げる技術も実用化されているが、この方式で１ヘ
ルツ以下の周波数分解能を実現するためには、極めて長
時間の積算平均処理が必要であり、上記岸壁に接近して
いる時などに適用できるものではなかった。

【０００５】一方、送信用トランスデューサと受信用ト
ランスデューサを別々に設け、送信用トランスデューサ
は専ら連続波の超音波ビームを送信し、受信用トランス
デューサでは専らそのエコー信号を受信するようにし
て、長い時間幅のＦＦＴを可能にすることにより高い周
波数分解能を実現することも考えられるが、連続波ビー
ムを送信するためには送信用トランスデューサに常時駆
動電力を印加する必要があるため、トランスデューサの
発熱や駆動回路の負荷など負担が大きく、パルス波に比
べてビーム出力を抑えざるを得ない。このため、連続波
ビームは、対象物に対して５０メートル程度以内に接近
してからでなければ使用することができないという問題
点があった。

【０００６】この発明は、パルスビーム方式で高精度に
ドップラ周波数を測定することができるドップラ周波数
測定方法およびドップラソナーを提供することを目的と
する。

【０００７】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、一定
間隔で送信された複数のパルス信号のエコー信号を受信
してサンプリングデータとし、このサンプリングデータ
を用いて離散フーリエ変換を行ってベースバンドのスペ
クトルのピーク周波数を求める手順と、パルス信号のエ
コー信号に基づいて概略のドップラ周波数を求め、この
概略のドップラ周波数に基づいて前記ベースバンドのス
ペクトルが真のスペクトルであるかまたは写像であるか
を求め、さらに、写像である場合には真のスペクトルと
の周波数差を求める手順と、前記ピーク周波数を前記周
波数差で補正することによって精ドップラ周波数を求め
る手順と、を有することを特徴とする。

【０００８】請求項２の発明は、 （１） 周期信号であるパルス信号を送信して対象物で
反射したエコー信号を受信し、該エコー信号をフーリエ
変換して粗ドップラ周波数を求める （２） 周期信号であるパルス信号を送信して対象物で
反射したエコー信号を受信し、該エコー信号から前記パ
ルス信号の周波数成分を除去してドップラ周波数の波形
成分のみをサンプリング周波数ＰＲＦの複素数データ
（以下「ＰＲＦサンプリングデータ」という）として取
り出す （３） 手順（２）をパルス送信周波数ＰＲＦで繰り返
し実行する （４） 複数のＰＲＦサンプリングデータを用いてフー
リエ変換し、ベースバンド（０Ｈｚ〜ＰＲＦ）における
スペクトルのピーク周波数ｆｄを求める （５） 手順（１）で求めた粗ドップラ周波数に基づ
き、ドップラ周波数のスペクトルの属する第ｎ次帯域
（ＰＲＦ×ｎ〜ＰＲＦ×（ｎ＋１）…ｎ：整数）を割り
出す （６） 手順（４）で求めたｆｄ、および、手順（５）
で求めたｎを用い、ｆｄ＋ＰＲＦ×ｎの演算によって精
ドップラ周波数を求める の手順を有することを特徴とする。

【０００９】請求項３の発明は、請求項２の発明におい
て、手順（１）を複数回繰り返し、求められた複数の粗
ドップラ周波数を平均した値を手順（５）の粗ドップラ
周波数として用いることを特徴とする。

【００１０】請求項４の発明は、請求項２，３の発明に
おいて、手順（１）および手順（２）のうち、周期信号
であるパルス信号を送信して対象物で反射したエコー信
号を受信する手順を共通にしたことを特徴とする。

【００１１】請求項５の発明は、請求項２〜４の発明に
おいて、サンプリング周波数ｆｓがエコー信号の注目領
域の中心周波数ｆｃに対してｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋
１）またはｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋３）、（ｋ＝０また
は正の整数）となるようなサンプリング周波数ｆｓを用
いて該エコー信号をサンプリングし、このサンプリング
データ列に対して＋１，−ｊ，−１，＋ｊまたは＋１，
＋ｊ，−１，−ｊを順次乗算することによって、手順
（２）のエコー信号から前記パルス信号の周波数成分を
除去する手順を処理することを特徴とする。

【００１２】請求項６の発明は、請求項１または請求項
２の発明において、送信された複数のパルス信号のエコ
ー信号を受信してサンプリングデータとし、このサンプ
リングデータを用いて離散フーリエ変換を行って得られ
る信号からＭＥＭ法やＡＲ法などのスペクトル推定手法
を用いてベースバンドのスペクトルのピーク周波数を求
めることを特徴とする。

【００１３】請求項７の発明は、送信用トランスデュー
サおよび受信用トランスデューサを別々に備え、請求項
１乃至請求項６に記載のドップラ周波数測定方法を用い
てドップラ周波数を測定するパルスモード測定手段と、
送信用トランスデューサから連続波の超音波信号を送信
してそのエコー信号を受信用トランスデューサで受信
し、このエコー信号をフーリエ変換することによってド
ップラ周波数を測定する連続波モード測定手段と、エコ
ー信号の遅延時間に基づいて対象物との距離を測定し、
その距離に応じて前記パルスモード測定手段または連続
波モード測定手段の一方を有効にする切換手段と、備え
たことを特徴とする。

【００１４】請求項８の発明は、送受信兼用のトランス
デューサを用いて、所定周波数のパルス信号を送信して
対象物で反射したエコー信号を受信し、請求項１乃至請
求項６に記載のドップラ周波数測定方法を用いて該エコ
ー信号の周波数に基づいてドップラ周波数を求める単一
パルスモード測定手段を具備することを特徴とする。

【００１５】≪発明の概要≫図面を参照してこの発明に
ついて説明する。パルス信号を送信して、そのエコー信
号を受信する。一般のパルスドップラ装置の場合このエ
コー信号をＦＦＴしてピーク周波数を検出し、このピー
ク周波数と送信した超音波ビームの周波数との周波数差
をドップラ周波数として割り出す。この方式で検出した
ドップラ周波数の精度（周波数分解能）は、数十ヘルツ
〜数百ヘルツであり、これを複数回繰り返して平均化す
ることにより精度を１桁程度あげることができる。この
従来の単一パルスモードによるドップラ周波数の測定結
果をこの発明では概略のドップラ周波数である「粗ドッ
プラ周波数」として用いる。なお、上記処理は、エコー
信号を中間周波数にダウンコンバートした信号で行われ
る場合が多い。

【００１６】そして、この発明では、エコー信号から元
のパルス信号の周波数成分を除去する（該周波数だけ周
波数シフトする）。パルス状のエコー信号は、極めて低
周波で波長の長いドップラ周波数の波形に対しては、図
１に示すようにその波形上の１点のサンプリングデータ
程度の時間幅である。そこで、これをＰＲＦサンプリン
グデータとして用いる。実際には、パルス幅の中央値を
用いたり、一定区間を平均化するなどして１つのサンプ
リングデータを求める。

【００１７】パルス信号を一定周波数ＰＲＦ（ｐｕｌｓ
ｅ ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）で繰
り返し送信して複数のＰＲＦサンプリングデータを獲得
し、これを用いて離散フーリエ解析を行う。たとえば、
送信周期３０６ｍｓ（ＰＲＦ＝３．２７Ｈｚ）のエコー
信号のＰＲＦサンプリングデータを３２点求めてフーリ
エ解析を行った場合には、ほぼ０．１Ｈｚの周波数分解
能を得ることができる。このようにパルスドップラであ
りながら、極めて高い周波数分解能を得ることができる
（図１（Ａ）参照）。

【００１８】ただし、離散フーリエ解析のサンプリング
周波数はパルスの繰り返し周波数ＰＲＦであり、これは
数ヘルツ程度の低いものである（上記の例では３．２７
Ｈｚである）。このため、真のドップラ周波数がこれよ
りも高い場合があり、この場合、０ヘルツ（ＤＣ）〜Ｐ
ＲＦのベースバンド（ｎ＝０）に現れるスペクトルは、
より高い帯域からの写像である（図１（Ｂ）参照）。そ
こで、前記粗ドップラ周波数を用いて真のドップラ周波
数がどの帯域（ＰＲＦ×ｎ〜ＰＲＦ×（ｎ＋１）…ｎ：
整数）からの写像であるかを割り出す。図２に信号の帯
域Ｂとサンプリング周波数ｆｓに応じて発生する信号帯
域の写像パターンを示す。上記粗ドップラ周波数によっ
て求められた写像帯域の基底周波数ｎ×ＰＲＦをベース
バンドスペクトルのピーク周波数ｆｄに加算することに
よって精ドップラ周波数を求める。なお、請求項１，２
のピーク周波数は、単純なピークであってもよく、ピー
ク領域を加重平均または積分してピークの中心値を求め
てもよい。

【００１９】

【発明の実施の形態】図面を参照してこの発明の実施形
態であるドップラソナーについて説明する。図３は同ド
ップラソナーの構成図、図４は同ドップラソナーの受信
部のブロック図である。このドップラソナーは、ドップ
ラ周波数の測定モードとして、単一パルスモード、連続
パルスモードの２種類のモードを備えている。

【００２０】図３において、ドップラソナーは、トラン
スデューサ１、切換器２、送信部３，受信部４および制
御部５からなっている。送信部３は超音波ビームを形成
するための超音波信号を発生する駆動回路を有し、トラ
ンスデューサ１から超音波ビームを送信する回路であ
る。受信部４は、前記トランスデューサ１が受信したエ
コー信号を受信してそのドップラ周波数を測定する。切
換器２はトランスデューサ１の接続を送信部３側または
受信部４側に切り換える回路である。制御部５は、切換
器２、送信部３、受信部４を制御する。

【００２１】トランスデューサ１から送信された超音波
ビームは対象物で反射し、そのエコーが再度トランスデ
ューサ１に受信される。装置（このドップラソナーを搭
載した移動体）が対象物に対して相対的に接近している
と（または遠ざかっていると）、エコーの周波数は、送
信周波数に対して上に（または下に）ドップラシフトし
ている。このドップラ効果によるシフト量であるドップ
ラ周波数が両者の相対速度に比例する。水中では音波の
伝搬速度は約１５００ｍ／秒であるため、送信周波数が
４００ｋＨｚであれば、１Ｈｚのドップラシフトが約
０．０１ノット（約０．００５ｍ／秒）の相対速度に対
応する。

【００２２】また、パルスビームを送信したのちそのエ
コーを受信するまでの時間差が装置と対象物との距離に
比例する。水中であれば、約０．１３３秒の時間遅れが
１００ｍの距離に対応する。

【００２３】図４の受信回路において、トランスデュー
サ１は、送信した超音波ビームのエコー信号を受信して
電気信号に変換する。このエコー信号は、送信周波数と
ほぼ同じ周波数（たとえば４３８ｋＨｚ）であるが、対
象物との相対速度に応じて０〜±１ｋＨｚ程度のドップ
ラシフトを受けている。このエコー信号は、高周波アン
プ１１に入力される。高周波アンプ１１はこの信号を後
段の回路で処理可能なレベルまで増幅してバンドパスフ
ィルタ１３は不要周波数成分を除去し、帯域制限を加え
る。

【００２４】アンプ１４はこの中間周波に変換されたエ
コー信号を適当なレベルまで増幅したのちＡ／Ｄ変換器
１５に入力する。Ａ／Ｄ変換器１５は、この信号を２４
ｋＨｚのサンプリング周波数でサンプリング（アンダー
サンプリング）し、量子化・符号化することによってデ
ィジタルデータに変換する。４３８ｋＨｚの信号を２４
ｋＨｚでアンダーサンプリングすると、４３８ｋＨｚ±
６ｋＨｚの周波数領域のスペクトルが６ｋＨｚ±６ｋＨ
ｚ（０（ＤＣ）〜１２ｋＨｚ）および１８ｋＨｚ±６ｋ
Ｈｚ（１２ｋＨｚ〜２４ｋＨｚ）に現れる。したがっ
て、４３８ｋＨｚ付近に生じていたエコー信号のスペク
トルは、６ｋＨｚ付近および１８ｋＨｚ付近に現れる。

【００２５】なお、このように４３８ｋＨｚの信号を２
４ｋＨｚでサンプリングすることにより、１５ノット程
度までの相対速度を測定するのであれば、必要な周波数
帯域幅は３ｋＨｚ程度であるため、上記±６ｋＨｚの周
波数領域がサンプリングされることで十分なレンジをカ
バーすることができる。なお、エリアシングを生じさせ
ないため、前記バンドパスフィルタによって帯域を十分
に絞り込んでおけばよい。

【００２６】Ａ／Ｄ変換器１５のアンダーサンプリング
によって、ディジタル変換されたエコー信号はＤＳＰ１
６に入力される。超音波パルスビームの送信・エコーの
受信は一定間隔（ＰＲＦ）で繰り返し行われるため、Ｄ
ＳＰ１６へのディジタルエコー信号の入力も定期的に行
われる。

【００２７】ＤＳＰ１６は、入力されたエコー信号を用
いて単一パルスモードのドップラ周波数測定を行い、こ
れを粗ドップラ周波数として、正確なドップラ周波数で
ある精ドップラ周波数の属する帯域の特定に用いる。そ
して、直前までのパルスモード送受信データを用いて精
ドップラ周波数を割り出す。

【００２８】以下、図５のフローチャートおよび図６の
ベースバンドおよびｎ次写像バンドの図を参照してＤＳ
Ｐ１６の処理動作を説明する図５において、Ａ／Ｄ変換
器１５からエコー信号が入力されると（ｓ１）、この反
射パルス信号を用いて従来と同様の単一パルスによるド
ップラ周波数の計測を行う（ｓ２）。すなわち、この２
４ｋＨｚでサンプリングされた信号でＦＦＴを実行し、
周波数分解能数十Ｈｚ程度の粗ドップラ周波数を割り出
し、これを記憶する。

【００２９】つぎにこのエコー信号を６ｋＨｚ下方に周
波数シフトする。ただし、サンプリングにおいてスペク
トル反転が発生する場合には、１８ｋＨｚ下方に周波数
シフト、または６ｋＨｚ上方にシフトする。すなわち、
超音波パルスの送信周波数成分を除去し、ドップラ周波
数成分のみが現れるようにデモデュレーションする（ｓ
４）。そして、ベースバンドのスペクトル以外を除去す
るようにフィルタリングする（ｓ５）ことで、データを
複素数化する（ｓ６）。デモジュレーションされたエコ
ー信号は図１に示したようにドップラ周波数波形の一部
であるため、この信号の中央部の一部区間を平均するな
どしてＰＲＦサンプリングデータを割り出す（ｓ７）。
ｓ１で受け取るエコー信号はパルス繰り返し周波数ＰＲ
Ｆ毎に入力されるため、ｓ１〜ｓ７の処理はエコー信号
が入力される毎に繰り返し実行される。

【００３０】所定数（たとえば３２）のエコー信号が入
力されるごとに（ｓ８）、ｓ９以下の精ドップラ周波数
の算出動作に進む。または、ＦＦＴに必要な点数の一部
を更新しながら精ドップラ周波数の算出動作に進む。

【００３１】ｓ９以下では以下の動作を実行する。まず
精度がＰＲＦ以下になるように粗ドップラ周波数を平均
化する。すなわち、１回の粗ドップラ周波数の測定では
真のドップラ周波数を含む帯域（周波数ＰＲＦのｎ倍の
周波数にある周波数帯域幅の周波数領域）を動揺などの
外乱雑音によって絞り込むことができないため、精度が
ＰＲＦ以下になるように蓄積してきた粗ドップラ周波数
のうち最新のものから必要な回数分を平均する。そして
蓄積したＰＲＦサンプリングデータのうち最新の所定点
数（たとえば１２８）を用いてＦＦＴを実行し（ｓ１
０）、ベースバンドに変換してピーク周波数ｆｄを検出
する（ｓ１１）。このピーク周波数ｆｄは、単純なピー
クであってもよく、ピーク領域を加重平均または積分し
てピークの中心値を求めてもよい。ただし、実際のドッ
プラ周波数はベースバンドよりも高い周波数または低い
周波数である可能性があるため、前記ｓ９で算出された
平均の粗ドップラ周波数に基づいて真のドップラ周波数
がどの写像帯域（第ｎ写像帯域：ｎ×ＰＲＦ〜（ｎ＋
１）×ＰＲＦ）にあるかを割り出す（ｓ１２）。図６の
場合にはｎ＝５の写像帯域を示しているとする。そし
て、前記ピーク周波数ｆｄにｎ×ＰＲＦを加算して精ド
ップラ周波数を算出する（ｓ１３）。

【００３２】なお、上記では粗ドップラ周波数の検出に
おいて平均処理を用いた例を示したが、粗ドップラ周波
数の検出において、ＦＦＴによって求めた周波数範囲を
さらに狭い範囲に納めてより周波数精度をあげるため
に、ＭＥＭ（最大エントロピー法やＡＲ法（自己回帰
法）などのスペクトル推定手法をＦＦＴ結果に組み合わ
せる。これによって、ＰＲＦが低いときに精度の高い周
波数範囲を決定することができる。

【００３３】ＭＥＭ等のスペクトル推定法では、少ない
データ点数においても、鋭いピーク周波数を検出するこ
とができるという特徴を有するが、正しいピーク以外に
誤ピークも多く発生させるため、スペクトル推定法で検
出された複数のピークのうち、ＦＦＴによって求められ
たブロードなピーク周波数の近傍のものを選択すること
によって正確に鋭いピークを選択することが可能にな
る。

【００３４】ただし、粗ドップラ周波数を用いてスペク
トル折返し写像の帯域番号ｎを求める場合、ドップラ周
波数（ピーク周波数）ｆｄがＰＲＦの整数倍の場合に
は、この周波数がどの写像に属するものかは上記方法で
は求めることができなくなる。特にｆｄ＝ＰＲＦの場合
にはドップラ周波数成分が離散周波数０の上に折り返さ
れるためＤＣ成分と区別がつかなくなる。このため、こ
のような場合には、再サンプリングした元のデータを直
接調べるなどの別の方法で求める。

【００３５】なお、ＰＲＦは常に一定ではなく、対象物
との距離に応じて決定される。すなわち、対象物との距
離が長いとエコーの遅延時間が長いためＰＲＦは小さく
なり（その変わりパルス幅が長くなる）、対象物との距
離が短いとエコーの遅延時間が短いためＰＲＦを大きく
することができる。

【００３６】このように単一のトランスデューサ１を用
いたドップラソナーで１Ｈｚ以下の周波数分解能を得る
ことができるため、従来より船舶等に搭載されているド
ップラソナーの処理アルゴリズムを変更するのみで計測
精度を著しく向上させることも可能である。たとえば、
岸壁に接岸する場合などは、微速航行となりドップラ周
波数も小さくなり、岸壁との距離も短くなるためＰＲＦ
を１０Ｈｚ（１秒間に１０回パルスビームを送受信）程
度にあげることができるため、極めて有効にこの方式を
適用することができる。

【００３７】図７〜図１０は、上記方式でドップラ周波
数を算出するシミュレーション結果を示す図である。図
７，図８は、０〜ＰＲＦ（Ｈｚ）の基本範囲（ｎ＝０）
に真のドップラ周波数が存在する場合（図１（Ａ）参
照）をシミュレートしたものである。このシミュレーシ
ョンは基本周波数４３８ｋＨｚ、ドップラ周波数＝１．
２Ｈｚのパルス信号をＰＲＦ＝５．８５９４Ｈｚで繰り
返し受信し、２４ｋＨｚでサプリングしたとして実行し
た。図７（Ａ）は連続した送信パルスに対するエコー信
号を示す図、図７（Ｂ）は同図（Ａ）に示したもののう
ち先頭のエコー信号を時間軸方向に拡大した図である。
また、図７（Ｃ）は同図（Ｂ）の波形をＦＦＴ解析した
結果を示すスペクトル波形であり、６ｋＨｚ付近と１８
ｋＨｚ付近にエコー信号のスペクトルのピークが存在し
ている。図７（Ｄ）は同図（Ｃ）のエコー信号をデモジ
ュレーションした結果であり、６ｋＨｚ付近にあったス
ペクトルのピークが０Ｈｚ付近に移動している。このの
ち、１２ｋＨｚ近傍の周波数成分をフィルタリングによ
って除去し、複素数の信号を形成する。

【００３８】図８（Ａ）は、ローパスのフィルタリング
の後に出力される複素ドップラ信号の実数部を示してい
る。このシミュレーションでは図８（Ａ）の信号の前後
に現れる不連続点におけるリンギングを避けるため、同
図（Ｂ）のようにその中央の一部分のみを用いて平均
し、１つの受信波信号に対するサンプル値を求めてい
る。図８（Ｃ）は図７（Ａ）に示す複数の受信波信号に
対する実数部のサンプル値を時系列に表示したものであ
る。すなわち、復調されたエコー信号をサンプリング周
波数ＰＲＦによって再サンプリングした信号波形を表し
ている。そして、図８（Ｄ）が同図（Ｃ）の信号をＦＦ
Ｔ解析した結果を示し、このパワースペクトルのピーク
周波数から求めたドップラ周波数は、１．２０１６Ｈｚ
であり、０．０１６Ｈｚの誤差でドップラ周波数を求め
ることができた。なお、図８（Ｃ）のサンプル点数は８
点であるがゼロデータを末尾に追加して（補間はしてい
ない）１０２４点でＦＦＴを行った。

【００３９】図９は、真のドップラ周波数がＰＲＦより
も高い場合（図１（Ｂ）参照）をシミュレートしたもの
である。このシミュレーションは基本周波数４３８ｋＨ
ｚ、ドップラ周波数＝１５．０Ｈｚのパルス信号をＰＲ
Ｆ＝２．９２９７Ｈｚで繰り返し受信し、２４ｋＨｚで
サプリングしたとして実行した。同図（Ａ）は受信した
信号を直接ＦＦＴした結果を示す図である。複数のパワ
ースペクトルから平均粗ドップラ周波数を計算すると１
４．６５Ｈｚが得られる。これによると、ドップラ周波
数ｆｄに対して、 ｜ｆｄ｜≧ｎ・ＰＲＦ を満足する最大整数ｎは５になる。ただし、より精度を
上げるためには、粗ドップラ周波数の計算はデモジュレ
ーション、フィルタリング後の複素ドップラ信号から求
めることも可能である。同図（Ｂ）は図８（Ｃ）に対応
する図であり、サンプリング周波数ＰＲＦによって再サ
ンプリングしたドップラ信号の実数部を表している。同
図（Ｃ）は（Ｂ）のＦＦＴ解析結果を示している。

【００４０】（Ｃ）のパワースペクトルのピーク周波数
０．３５１９Ｈｚにｎ・ＰＲＦ、すなわち、ｎ＝５であ
るため、２．９２９７×５＝１４．６４８５Ｈｚを加算
すると、精ドップラ周波数１５．０００４Ｈｚが求ま
る。（Ｄ）は（Ｃ）の信号に折り返し分に相当するゼロ
データを挿入し折り返しスペクトルを生成している。右
端のスペクトルピークが所望のドップラ周波数であり、
左端のスペクトルが（Ｃ）に示している再サンプリング
後に得られるスペクトルに相当している。

【００４１】以上は、ドップラ周波数がプラスの場合、
すなわち、装置が対象物に接近している場合について検
討したが、ここではドップラ周波数がマイナスの場合に
ついて検討する。すなわち、図１０（Ａ）に示すように
デモジュレーション・フィルタリング後の複素ドップラ
信号周波数ｆｄが、たとえば−２ｆｓよりも低い場合を
想定する。この信号をｆｓ（＝ＰＲＦ）で再サンプリン
グすると、同図（Ｂ）の離散周波数スペクトルが得られ
る。このディジタル信号をＦＦＴすると、（Ｃ）の離散
的周波数スペクトルが得られる。この場合には｜ｆｄ｜
≧ｎ・ＰＲＦを満足する最大整数ｎは２になるが、マイ
ナス周波数の場合には−（ｎ＋１）を用いるため、属す
る写像帯域は第−３帯域である。したがって、（Ｃ）の
離散周波数ｋｄから求まる連続時間での換算周波数に−
３・ＰＲＦを加算する。

【００４２】図１１は上記ドップラ周波数がマイナスの
場合のシミュレーションを示す図である。このシミュレ
ーションではドップラ周波数＝−６．６Ｈｚ、ＰＲＦ＝
２．９２９７Ｈｚの場合を示している。同図（Ａ）は１
回の送信に対して受信した信号を直接ＦＦＴした結果を
示す図である。同図（Ｂ）は図８（Ｃ）に対応する図で
あり、サンプリング周波数ＰＲＦによって再サンプリン
グしたドップラ信号の実数部を表している。同図（Ｃ）
は（Ｂ）のＦＦＴ解析結果を示している。

【００４３】同図（Ａ）のＦＦＴ結果に基づき、複数の
パワースペクトルから平均粗ドップラ周波数を計算す
る。また、（Ｃ）のパワースペクトルから求まるピーク
周波数は２．１８８７Ｈｚであり、これに粗ドップラ周
波数より求めたｎ＝２に基づき、−（ｎ＋１）・ＰＲＦ
を加算する、すなわち、２．９２９７×（−３）＝−
８．７８９１Ｈｚを加算すると、精ドップラ周波数−
６．６００４Ｈｚが求まる。（Ｄ）はＣの信号に折り返
し分に相当するゼロデータを挿入し折り返しスペクトル
を生成している。ただし、ドップラ周波数が負値である
ため、（Ｄ）のスペクトルが全体的にｎ・ＦＰＦ＝３Ｐ
ＲＦだけ左にシフトしたスペクトルになっている。

【００４４】以上のシミュレーションで明らかなよう
に、粗ドップラ周波数が得られる平均処理以降では精ド
ップラ周波数の計算に数秒間の測定データを用いること
で可能である。つまり、数秒前からの測定データを基に
計算するため、計測ドップラ周波数の時間分解能が飛躍
的に向上することが判る。

【００４５】なお、図９（Ｄ）に示しているように、直
接補間によっても所望ピーク周波数を決定できる。この
ため、補間法を用いる方法も可能である。また、このシ
ミュレーションではカウンタ回路を想定しているため、
サンプリング周波数２４ｋＨｚの基準周波数から波形す
る周波数ＰＲＦを用いているが、ＰＲＦは任意である。

【００４６】なお、ＤＳＰ１６のデモジュレーション処
理は、サンプリングデータ例に対して＋１，−ｊ，−
１，＋ｊを順次乗算するのみでよい。以下、この簡略化
された演算処理方式について説明する。なお、この処理
を可能にするために、Ａ／Ｄ変換器１５のサンプリング
周波数を２４ｋＨｚに設定し、４３８ｋＨｚ付近にスペ
クトルが展開しているエコー信号をアンダーサンプリン
グした。

【００４７】デモジュレーションは、エコー信号のスペ
クトルが展開している注目領域の中心周波数をゼロ周波
数（ＤＣ）にシフトする処理、すなわち、周波数軸に対
してスペクトルを並行移動する処理である。ここで、Ａ
／Ｄ変換器１５から入力されるエコー信号のサンプリン
グデータ列をｘ（ｎ）と表す。このサンプリングデータ
列ｘ（ｎ）は、上記のようにサンプリング周波数ｆｓ
（＝２４ｋＨｚ）でサンプリングされ、中心周波数ｆｃ
（＝６ｋＨｚ）の離散時間信号となったものである。こ
れに対して、以下のような離散複数指数関数列ｃ（ｎ）
を乗算する。

【００４８】

【数１】 このｃ（ｎ）をｘ（ｎ）の各項に乗算することによって
中心周波数ｆｃが０（ＤＣ）になるように周波数スペク
トルをシフトすることができる。すなわち、データ列ｘ
（ｎ）のＤＦＴ変換から求まる周波数スペクトルが、

【数２】 であるのに対し、データ数列ｘ（ｎ）に離散複素指数関
数ｃ（ｎ）を乗算したデータ列の周波数スペクトルＸｓ
ｈｉｆｔ（ｋ）が、

【数３】 となることから、この乗算によりデータ列の周波数スペ
クトルＸ（ｋ）が周波数軸に沿ってシフトされているこ
とが分かる。すなわち、

【数４】 によってスペクトルの注目領域の中心周波数ｆｃを周波
数ゼロとするように、スペクトル全体を周波数軸に沿っ
てシフトすることができる。

【００４９】また、前記ｃ（ｎ）の指数部（−ｊΩ
_c ｎ）のｎを、自然数Ｍを加算することによって（ｎ＋
Ｍ）に置き換えた場合、すなわち，離散複素指数関数を
Ｍ個シフトしてデータ数列に乗算した場合でも、

【数５】 で明らかなように、周波数パワースペクトルはこのずれ
に影響されることなく同様にシフトされる。

【００５０】ここで、サンプリング周波数ｆｓと注目領
域の中心周波数ｆｃは、上述したように ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１） ，ｋ＝０，１，２，… となるような関係に設定されている。このため、上記、
Ω_c は、 Ω_c ＝２π（ｆｃ／ｆｓ）＝２πｋ＋π／２ となり、前記離散複素指数関数ｃ（ｎ）は、

【数６】 となる。したがって、任意の整数値ｎに対して、

【数７】 となり、＋１，−ｊ，−１，＋ｊの４種類の値のみを取
ることが分かる。

【００５１】したがって、ｘ（ｎ）に対するｃ（ｎ）の
乗算は、ｘ（ｎ）に対して＋１，−ｊ，−１，＋ｊを順
次乗算するのみでよい。また、この順序が維持されてい
れば、〔数５〕で証明されたように、ｘ（ｎ）の各デー
タと＋１，−ｊ，−１，＋ｊとの対応は任意である。

【００５２】上記の例では６ｋＨｚ付近に展開している
エコー信号のスペクトルを用いているが、１８ｋＨｚ付
近に展開しているスペクトルを用いることも可能であ
る。この場合、注目領域の中心周波数ｆｃ＝１８ｋＨｚ
となり、 ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋３） ，ｋ＝０，１，２，… となるため、 Ω_c ＝２π（ｆｃ／ｆｓ）＝３π／２ となり、Ω_c ＝π／２の場合と逆回りの＋１，＋ｊ，−
１，−ｊをｘ（ｎ）に乗算することで１８ｋＨｚを０Ｈ
ｚにシフトすることができる。

【００５３】しかし、実際に乗算を行う必要はなく、乗
算した場合に合わせて正負符号制御および実数虚数制御
をするだけでよい。すなわち、ｃ（ｎ）がマイナス符号
の場合には符号反転計算のみを行い、ｃ（ｎ）が実数の
場合はｘ（ｎ）の値を全て実数部として処理し、ｃ
（ｎ）が虚数の場合はｘ（ｎ）の値を全て虚数部として
処理すればよい。

【００５４】このように、 ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１） ，ｋ＝０，１，２，… となるようなサンプリング周波数ｆｓでサンプリングす
ることにより、サンプリングデータのサンプリング番号
に基づいて符号制御および実数部，虚数部に割り振るの
みの処理で周波数スペクトルのシフトを行うことがで
き、上記指数関数を実際に乗算して演算する必要がなく
なるため、処理を大幅に簡略化することができる。

【００５５】そして、図１２のようなレジスタの転記を
行うことによって、ｘ（ｎ）の周波数スペクトルをシフ
トすると同時に、実数値としてサンプリングされたデー
タ列ｘ（ｎ）を複素数に変換することができる。ここ
で、Ａ／Ｄ変換器１５から入力されたデータ列ｘ（ｎ）
を記憶するＡ／Ｄデータバッファをｘ（ｎ）で表し、複
素数バッファをＸ（ｎ）で表す。

【００５６】この図において、ｘ（０）はそのままＸ
（０）の実数部に転記され、Ｘ（０）の虚数部には０が
書き込まれる。ｘ（１）は正負の符号を反転されたのち
Ｘ（１）の虚数部に転記され、Ｘ（１）の実数部には０
が書き込まれる。ｘ（２）は正負の符号を反転されたの
ちＸ（２）の実数部に転記され、Ｘ（２）の虚数部には
０が書き込まれる。ｘ（３）はそのままＸ（３）の虚数
部に転記され、Ｘ（３）の実数部には０が書き込まれ
る。このように、離散複素指数関数の演算結果を複素単
位乗数データ列（＋１、−ｊ、−１、＋ｊの任意の値か
ら開始する数列）の値にしたがって順次符号反転および
転記を繰り返すのみでこの周波数シフトを行うことがで
き、指数関数を実際に乗算して演算する必要がなくな
り、処理を大幅に簡略化することができる。

【００５７】さらに、前記複素数バッファＸ（ｎ）の実
数部Ｒｅａｌ（ｎ）、Ｉｍａｇｉｎａｒｙ（ｎ）のうち
一方は必ず０であるため、上記規則に基づいて０になる
側が分かっていれば０を記憶するバッファを省略してバ
ッファの記憶領域を実質的に半分にすることも可能であ
る。

【００５８】なお、図４に示す受信部はアンダーサンプ
リングを利用するためのサンプリング周波数ｆｓと注目
領域の中心周波数ｆｃとの関係をｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ
＋１）としているが、送信する超音波パルスの周波数を
任意に設定できない場合には、一旦中間周波数にダウン
コンバートし、上記関係式を満足する周波数としてサン
プリングすることも可能である。また、アンダーサンプ
リングを用いない従来方式のパルスドップラ法において
も同様に処理可能である。

【００５９】図１３に受信したエコー信号を一旦中間周
波信号にダウンコンバートし、この信号を通常のサンプ
リングによってＡ／Ｄ変換する構成の受信部を示してお
く。この図において図４の受信部と同様の回路は同一番
号を付す。この例ではトランスデューサ１が送信する超
音波パルスの周波数は４４０ｋＨｚである。このエコー
信号を一旦１２．５ｋＨｚの中間周波信号に変換するた
め、ミキサ１２で４４２．５ｋＨｚの信号とミキシング
し、バンドパスフィルタ１３で高域の信号を除去する。
このバンドパスフィルタ１３はローパスフィルタでもよ
い。こののち、この１２．５ｋＨｚを中心に展開してい
るエコー信号を５０ｋＨｚのサンプリング周波数でサン
プリングする。これにより、サンプリング周波数ｆｓと
注目領域の中心周波数ｆｃとの関係をｆｓ＝４ｆｓにす
ることができる。

【００６０】ここで、パルス波でドップラ周波数（速
度）を測定するパルスモードと連続波でドップラ周波数
を測定する連続波モードの両モードによる測定が可能な
ドップラソナーにこの発明を適用した場合について説明
する。連続波モードは、対象物との距離が数十メートル
以下になったとき連続波を送受信して０．１Ｈｚ程度の
極めて高精度の周波数分解能を実現するモードである。
ただし、連続波はトランスデューサや駆動回路への負担
が大きいため高出力にすることができず、使用可能範囲
は上記のように数十メートルの範囲に限定される。

【００６１】図１４は、パルスモード・連続波モードの
切り換えが可能なドップラソナーの概略ブロック図であ
る。このドップラソナーは、送信用トランスデューサ２
１、受信用トランスデューサ２２、送信部２３、受信部
２４および制御部２５からなっている。このようにこの
ドップラソナーは連続波モードの動作を可能にするた
め、送信用トランスデューサ２１と受信用トランスデュ
ーサ２２を別々に備えている。ただし、受信部２４のハ
ードウェア構成は図３に示したものと同じでよい。

【００６２】図１５は同受信部２４のＤＳＰの動作を示
すフローチャートである。まず、超音波パルスを送受信
し（ｓ２１）、距離を測定する（ｓ２２）。これはエコ
ーの伝搬時間遅れによって測定する。この距離に基づい
てパルスモード（ｓ２４以下）または連続波モード（ｓ
４０以下）を選択する（ｓ２３）。

【００６３】測定された距離が５０メートル以上でパル
スモードが選択されたとき、まず単一パルスモードで速
度を測定する（ｓ２４〜２７）。すなわち、パルスを送
受信し（ｓ２４）、受信信号をＦＦＴして（ｓ２６）、
そのピークから粗ドップラ周波数ｆｄを求める（ｓ２
７）。このとき同時に距離データもアップデートしてお
く（ｓ２５）。これは精度は悪いものであるがどのよう
な場合でも問題なく速度が得られる。なお、ここではデ
ータは複素数として処理する。

【００６４】つぎにｆｄがＰＲＦの何倍かを調べる。す
なわち、｜ｆｄ｜≧ｎ×ＰＲＦを満足する最大整数ｎを
求める（ｓ２８）。受信したエコー信号からこのエコー
信号の代表値を再サンプリングデータとして求める（ｓ
２９）。たとえば平均値、エコー信号の中心点の値等を
再サンプリングデータとする。この処理は継続的に実行
されており、再サンプリングデータは過去から蓄積され
ているものとする。

【００６５】蓄積されている再サンプリングデータから
ＦＦＴに必要な点数（３２，６４，１２８点等）だけ集
め、ＦＦＴ処理前に窓関数を乗算する（ｓ３０）。窓関
数の乗算は省略してもよい。そしてＦＦＴ演算を行い
（ｓ３１）、ドップラ周波数を求めるために、周波数パ
ワースペクトルの最大ピークを求める（ｓ３２）。この
とき補間法によって分解能をあげることもできる。補間
法としては、田部井・上田法（電子情報通信学会論文誌
Ａ，ｖｏｌ．Ｊ７０−Ａ，ｐｐ．７９８−８０５，１９
８７）を用いればよい。このピーク周波数にｎ・ＰＲＦ
を加算して所望ドップラ周波数を求め（ｓ３３）、この
値を出力する（ｓ３４）。ｆｄが負の場合には−（ｎ＋
１）・ＰＲＦを加算する。

【００６６】距離が５０メートル以下で連続波モードが
選択された場合には、送信用トランスデューサから連続
波を送信し、このエコー信号を受信してこの信号を連続
パルスモード時と同様にデモジュレーションするととも
に、少ないサンプル点数で周波数分解能を上げるために
デシメーションを行い（ｓ４２）、１０２４点程度のサ
ンプル点数でｓ３０以下のＦＦＴ処理を実行する。この
ように少ないサンプル点数を用いても１０秒程度の時間
幅のエコー信号をＦＦＴすることができるため、連続波
モードでは０．１Ｈｚ程度の極めて高精度の周波数分解
能を得ることができる。そして、連続波モードの場合で
も一時的にパルスモードに復帰して（ｓ４０→ｓ４
３）、距離を測定する。この距離が連続波モードを維持
できる範囲内の距離であれば、このパルスエコー信号を
連続波のエコー信号と結合してｓ４１にもどる。距離が
連続波モードを維持できないほど離れた場合にはパルス
モードに移行するためｓ２４に進む。

【００６７】このようにこのドップラソナーでは、距離
に応じて連続波モードとパルスモード（連続パルスモー
ド）とを切り換えることができるため、対象物との距離
に応じた最も精度の高い速度測定（ドップラ周波数測
定）をすることができる。なお、連続波モードとパルス
モードとを切り換える距離にはヒステリシスを持たせて
もよい。

【００６８】なお、上記実施形態では超音波を用いたド
ップラソナーについて説明したが、この発明は超音波以
外でも電磁波など波動信号のドップラ周波数を測定する
場合に広く適用できるものである。さらに、測定された
ドップラ周波数に基づいて割り出される変量も速度に限
定されない。

【００６９】

【発明の効果】この発明によれば、一定周期で送信され
るパルス信号に起因するエコー信号のそれぞれを１つの
（再）サンプリングデータとして用いることにより、短
時間でのフーリエ解析が可能になり、高い周波数分解能
でドップラ周波数を求めることができる。

【００７０】この場合に、エコー信号（パルス信号）の
繰り返し周波数ＰＲＦよりもドップラ周波数が高い場合
には、上記フーリエ解析で得られるドップラ周波数は基
本帯域への写像周波数になるが、単一パルスをフーリエ
解析して求めた粗ドップラ周波数により真のドップラ周
波数の属する帯域が求められるため、この帯域の基底周
波数（ｎ×ＰＲＦ）を前記写像周波数に加算することに
よって正確なドップラ周波数を求めることができる。

【００７１】このようにこの発明によれば、ドップラ周
波数の帯域にかかわらず高い周波数分解能を得ることが
できるうえ、必要な周波数分解能を得るための時間幅や
ドップラ周波数の属する帯域を特定するための粗ドップ
ラ周波数平均回数は大きくないため、短時間での測定が
可能であり、時間分解能も向上することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明のドップラ周波数の割り出しの方式を
説明する図である。

【図２】この発明のドップラ周波数の割り出しで生じる
写像を説明する図である。

【図３】この発明の実施形態であるドップラソナーの概
略構成図である。

【図４】同ドップラソナーの受信部の構成を示す図であ
る。

【図５】同ドップラソナーのＤＳＰの動作を示すフロー
チャートである。

【図６】同ＤＳＰでＰＲＦで再サンプリングした場合に
形成される写像を示す例である。

【図７】この発明の方式によるドップラ周波数計測のシ
ミュレーションを示す図である。

【図８】この発明の方式によるドップラ周波数計測のシ
ミュレーションを示す図である。

【図９】この発明の方式によるドップラ周波数計測のシ
ミュレーションを示す図である。

【図１０】この発明の方式によるドップラ周波数計測の
シミュレーションを示す図である。

【図１１】この発明の方式によるドップラ周波数計測の
シミュレーションを示す図である。

【図１２】前記ＤＳＰにおけるデモジュレーション処理
を説明する図である。

【図１３】この発明の他の実施形態であるドップラソナ
ーの概略ブロック図である。

【図１４】この発明の他の実施形態であるドップラソナ
ーの概略ブロック図である。

【図１５】同ドップラソナーのＤＳＰの動作を示すフロ
ーチャートである。

【符号の説明】

１…トランスデューサ、２…切換器、３…送信部、４…
受信部、５…制御部、１５…Ａ／Ｄ変換器、１６…ＤＳ
Ｐ ２１…送信用トランスデューサ、２２…受信用トランス
デューサ、２３…送信部、２４…受信部、２５…制御部

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 一定間隔で送信された複数のパルス信号
   のエコー信号を受信してサンプリングデータとし、この
   サンプリングデータを用いて離散フーリエ変換を行って
   ベースバンドのスペクトルのピーク周波数を求める手順
   と、 パルス信号のエコー信号に基づいて概略のドップラ周波
   数を求め、この概略のドップラ周波数に基づいて前記ベ
   ースバンドのスペクトルが真のスペクトルであるかまた
   は写像であるかを求め、さらに、写像である場合には真
   のスペクトルとの周波数差を求める手順と、 前記ピーク周波数を前記周波数差で補正することによっ
   て精ドップラ周波数を求める手順と、 を有するドップラ周波数測定方法。
2. 【請求項２】（１） 周期信号であるパルス信号を送信
   して対象物で反射したエコー信号を受信し、該エコー信
   号をフーリエ変換して粗ドップラ周波数を求める （２） 周期信号であるパルス信号を送信して対象物で
   反射したエコー信号を受信し、該エコー信号から前記パ
   ルス信号の周波数成分を除去してドップラ周波数の波形
   成分のみをサンプリング周波数ＰＲＦの複素数データ
   （以下「ＰＲＦサンプリングデータ」という）として取
   り出す （３） 手順（２）をパルス送信周波数ＰＲＦで繰り返
   し実行する （４） 複数のＰＲＦサンプリングデータを用いてフー
   リエ変換し、ベースバンド（０Ｈｚ〜ＰＲＦ）における
   スペクトルのピーク周波数ｆｄを求める （５） 手順（１）で求めた粗ドップラ周波数に基づ
   き、ドップラ周波数のスペクトルの属する第ｎ次帯域
   （ＰＲＦ×ｎ〜ＰＲＦ×（ｎ＋１）…ｎ：整数）を割り
   出す （６） 手順（４）で求めたｆｄ、および、手順（５）
   で求めたｎを用い、ｆｄ＋ＰＲＦ×ｎの演算によって精
   ドップラ周波数を求める の手順を有するドップラ周波数測定方法。
3. 【請求項３】 手順（１）を複数回繰り返し、求められ
   た複数の粗ドップラ周波数を平均した値を手順（５）の
   粗ドップラ周波数として用いる請求項２に記載のドップ
   ラ周波数測定方法。
4. 【請求項４】 手順（１）および手順（２）のうち、周
   期信号であるパルス信号を送信して対象物で反射したエ
   コー信号を受信する手順を共通にした請求項１または請
   求項３に記載のドップラ周波数測定方法。
5. 【請求項５】 サンプリング周波数ｆｓがエコー信号の
   注目領域の中心周波数ｆｃに対して ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１） ，ｋ＝０，１，２，… または ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋３） ，ｋ＝０，１，２，… となるようなサンプリング周波数ｆｓを用いて該エコー
   信号をサンプリングし、このサンプリングデータ列に対
   して＋１，−ｊ，−１，＋ｊまたは＋１，＋ｊ，−１，
   −ｊを順次乗算することによって、手順（２）のエコー
   信号から前記パルス信号の周波数成分を除去する手順を
   処理する請求項２、請求項３または請求項４に記載のド
   ップラ周波数測定方法。
6. 【請求項６】 送信された複数のパルス信号のエコー信
   号を受信してサンプリングデータとし、このサンプリン
   グデータを用いて離散フーリエ変換を行って得られる信
   号からＭＥＭ法やＡＲ法などのスペクトル推定手法を用
   いてベースバンドのスペクトルのピーク周波数を求める
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のドッ
   プラ周波数測定方法。
7. 【請求項７】 送信用トランスデューサおよび受信用ト
   ランスデューサを別々に備え、 請求項１乃至請求項６に記載のドップラ周波数測定方法
   を用いてドップラ周波数を測定するパルスモード測定手
   段と、 送信用トランスデューサから連続波の超音波信号を送信
   してそのエコー信号を受信用トランスデューサで受信
   し、このエコー信号をフーリエ変換することによってド
   ップラ周波数を測定する連続波モード測定手段と、 エコー信号の遅延時間に基づいて対象物との距離を測定
   し、その距離に応じて前記パルスモード測定手段または
   連続波モード測定手段の一方を有効にする切換手段と、 備えたドップラソナー。
8. 【請求項８】 送受信兼用のトランスデューサを用い
   て、所定周波数のパルス信号を送信して対象物で反射し
   たエコー信号を受信し、請求項１乃至請求項６に記載の
   ドップラ周波数測定方法を用いて該エコー信号の周波数
   に基づいてドップラ周波数を求める単一パルスモード測
   定手段を具備することを特徴とするドップラソナー。