JP2002290282A - 特有のコードで変調された信号用受信器の相関および復調回路 - Google Patents
特有のコードで変調された信号用受信器の相関および復調回路Info
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 回路の動作を表す試験時間を可能な限り低減
することができる、コードによって変調された信号に対
する受信器の相関および復調回路を提供する。 【解決手段】 通常動作では、中間信号ＩＦを受信し、
相関段７のコリレータ制御ループ８において、コード発
生器２５によって供給された第１コードの複製と相関さ
れている。試験段階においては、第１コードより短い反
復長の第２コードによって変調され、かつ第１コードに
よって変調された信号の場合より速く閉ループ動作の相
関段を表す試験を実施するように中間試験信号ＩＦｔｅ
ｓｔが相関段７に供給される。そして、中間試験信号Ｉ
Ｆｔｅｓｔは、制御手段１２によって適合されたコード
発生器２５によって供給される、第１コードより短い第
２反復コードの複製と相関される。
することができる、コードによって変調された信号に対
する受信器の相関および復調回路を提供する。 【解決手段】 通常動作では、中間信号ＩＦを受信し、
相関段７のコリレータ制御ループ８において、コード発
生器２５によって供給された第１コードの複製と相関さ
れている。試験段階においては、第１コードより短い反
復長の第２コードによって変調され、かつ第１コードに
よって変調された信号の場合より速く閉ループ動作の相
関段を表す試験を実施するように中間試験信号ＩＦｔｅ
ｓｔが相関段７に供給される。そして、中間試験信号Ｉ
Ｆｔｅｓｔは、制御手段１２によって適合されたコード
発生器２５によって供給される、第１コードより短い第
２反復コードの複製と相関される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、所定の反復長の第
１コードによって変調された信号の受信器用の相関およ
び復調回路に関する。前記第１コードは、前記信号を送
信するソースを定義する。この回路は相関段を含み、こ
の相関段は、通常の動作モードまたは試験モードにおい
て、特に前記相関段を構成するための制御手段に接続さ
れている。通常の動作モードでは、前記段は、受信器の
変調信号受信手段内で成形された変調信号に対応する中
間信号を受信することを意図する。次いで、中間信号
は、前記相関段のコリレータ制御ループにおいて、コー
ド発生器によって生成された第１コード複製と相関され
る。
１コードによって変調された信号の受信器用の相関およ
び復調回路に関する。前記第１コードは、前記信号を送
信するソースを定義する。この回路は相関段を含み、こ
の相関段は、通常の動作モードまたは試験モードにおい
て、特に前記相関段を構成するための制御手段に接続さ
れている。通常の動作モードでは、前記段は、受信器の
変調信号受信手段内で成形された変調信号に対応する中
間信号を受信することを意図する。次いで、中間信号
は、前記相関段のコリレータ制御ループにおいて、コー
ド発生器によって生成された第１コード複製と相関され
る。
【０００２】
【従来の技術】特に搬送波周波数に変調され、１つまた
はいくつかの送信器ソースによって送信された信号に
は、通常、相関および復調回路において復調しなければ
ならないメッセージを含む。送信器ソースを定義するた
めに前記信号を変調するコードは、通常、擬似乱数コー
ドである。この所定の反復長のコードは、受信器によっ
て受信された信号がどの送信器ソースからきているかを
認識できるように、各送信器ソースに固有である。例え
ば、遠隔通信分野における信号、または、ＧＰＳタイプ
の信号など、衛星を使用する位置決め信号とすることが
可能である。
はいくつかの送信器ソースによって送信された信号に
は、通常、相関および復調回路において復調しなければ
ならないメッセージを含む。送信器ソースを定義するた
めに前記信号を変調するコードは、通常、擬似乱数コー
ドである。この所定の反復長のコードは、受信器によっ
て受信された信号がどの送信器ソースからきているかを
認識できるように、各送信器ソースに固有である。例え
ば、遠隔通信分野における信号、または、ＧＰＳタイプ
の信号など、衛星を使用する位置決め信号とすることが
可能である。
【０００３】ＧＰＳ受信器の場合、無線周波数信号は、
ゴールド・コードと呼ばれる特有の擬似乱数コードによ
って互いに区別される軌道に配置されたいくつかの衛星
によって送信され、搬送波周波数信号上で変調されてい
る。ゴールド・コードは、１０２３のチップで形成さ
れ、ミリ秒ごとに反復されるデジタル信号である。チッ
プは、ビットと同様に、１または０の値を取る。すべて
のゴールド・コードは、直交しているという特性を有
し、したがって、これは、互いにそれらを相関させるこ
とによって、相関により０に近い値がもたらされるとい
うことを意味する。この特性により、いくつかの衛星か
ら同時に入ってくるいくつかの無線周波数信号を、同じ
受信器のいくつかの相関チャネルで独立して処理するこ
とが可能になる。
ゴールド・コードと呼ばれる特有の擬似乱数コードによ
って互いに区別される軌道に配置されたいくつかの衛星
によって送信され、搬送波周波数信号上で変調されてい
る。ゴールド・コードは、１０２３のチップで形成さ
れ、ミリ秒ごとに反復されるデジタル信号である。チッ
プは、ビットと同様に、１または０の値を取る。すべて
のゴールド・コードは、直交しているという特性を有
し、したがって、これは、互いにそれらを相関させるこ
とによって、相関により０に近い値がもたらされるとい
うことを意味する。この特性により、いくつかの衛星か
ら同時に入ってくるいくつかの無線周波数信号を、同じ
受信器のいくつかの相関チャネルで独立して処理するこ
とが可能になる。
【０００４】ＧＰＳ信号は、Ｘ、Ｙ、Ｚの位置、速度、
および世界時の計算オペレーションのために、位置と時
間のデータを受信器に供給する。しかし、位置と時間を
決定するために、受信器は、少なくとも見える衛星４つ
からデータを取得しなければならない。
および世界時の計算オペレーションのために、位置と時
間のデータを受信器に供給する。しかし、位置と時間を
決定するために、受信器は、少なくとも見える衛星４つ
からデータを取得しなければならない。
【０００５】無線周波数信号など、特有のコードで変調
された信号の受信器を使用する様々な分野では、特にメ
ッセージを受信信号から抽出する受信器の部分が適切に
機能することを保証しなければならない。アセンブリ前
またはアセンブリ後に、前記受信器の部分について、動
作試験を実施することが可能である。当然、前記受信器
の部分は、一般的に動作を検査する前に、基本的な試験
のいくつかの予備ステップを経ていなければならない。
された信号の受信器を使用する様々な分野では、特にメ
ッセージを受信信号から抽出する受信器の部分が適切に
機能することを保証しなければならない。アセンブリ前
またはアセンブリ後に、前記受信器の部分について、動
作試験を実施することが可能である。当然、前記受信器
の部分は、一般的に動作を検査する前に、基本的な試験
のいくつかの予備ステップを経ていなければならない。
【０００６】ＧＰＳ受信器の使用中、前記受信器の動作
試験は、相関段の各チャネルが適切に機能することを保
証するために、実際の条件に近い状態で実施されなけれ
ばならない。この動作試験が成功した場合、これによ
り、例えば受信器のユーザに対して、位置、速度、およ
び時間の計算の有効性を保証することが可能になる。
試験は、相関段の各チャネルが適切に機能することを保
証するために、実際の条件に近い状態で実施されなけれ
ばならない。この動作試験が成功した場合、これによ
り、例えば受信器のユーザに対して、位置、速度、およ
び時間の計算の有効性を保証することが可能になる。
【０００７】例として、特に遠隔通信分野では、米国特
許第４１００５３１号は、データ送信デバイスなど、デ
ジタル設備のビット・エラー・レートを測定する手段を
開示している。この設備は、試験する送信器によって供
給され、かつ受信器によって受信された擬似乱数コード
（ＰＲＮコード）試験信号を使用して試験される。試験
した受信器は、相関段において、所定の長さのＰＲＮコ
ードによって変調された信号と相関するＰＲＮコード複
製を生成する。
許第４１００５３１号は、データ送信デバイスなど、デ
ジタル設備のビット・エラー・レートを測定する手段を
開示している。この設備は、試験する送信器によって供
給され、かつ受信器によって受信された擬似乱数コード
（ＰＲＮコード）試験信号を使用して試験される。試験
した受信器は、相関段において、所定の長さのＰＲＮコ
ードによって変調された信号と相関するＰＲＮコード複
製を生成する。
【０００８】この設備の１つの欠点は、符号化した試験
信号が、外部送信器によって、試験のために受信器に送
信されることであり、これは、試験時間を大幅に低減す
ることができない。さらに、他の欠点は、送信された信
号が、受信器の動作を表す試験を構成するために、実際
の通信信号の画像でなければならないことである。これ
は、必然的に、しばしば生成することが困難である、試
験信号について追加の雑音を有することを含む。
信号が、外部送信器によって、試験のために受信器に送
信されることであり、これは、試験時間を大幅に低減す
ることができない。さらに、他の欠点は、送信された信
号が、受信器の動作を表す試験を構成するために、実際
の通信信号の画像でなければならないことである。これ
は、必然的に、しばしば生成することが困難である、試
験信号について追加の雑音を有することを含む。
【０００９】ＧＰＳタイプの受信器の分野では、米国特
許第５０９３８００号は、ＧＰＳタイプの無線周波数信
号を生成することができる試験装置を開示する。この装
置によって生成されたこれらのＧＰＳ信号は、試験する
ＧＰＳ受信器によって受信されることを意図している。
これを実施するために、この装置も、いくつかの衛星に
よって受信器に送信された符号化信号に相当する信号を
生成および送信することができるように、衛星に関する
データを含む。
許第５０９３８００号は、ＧＰＳタイプの無線周波数信
号を生成することができる試験装置を開示する。この装
置によって生成されたこれらのＧＰＳ信号は、試験する
ＧＰＳ受信器によって受信されることを意図している。
これを実施するために、この装置も、いくつかの衛星に
よって受信器に送信された符号化信号に相当する信号を
生成および送信することができるように、衛星に関する
データを含む。
【００１０】この試験装置について指摘された１つの欠
点は、受信器の相関段が適切に機能していることを検査
することができるように、試験信号が、衛星によって送
信された無線周波数信号と同等の無線周波数信号である
ということにある。これは、明らかに、相関段が適切に
機能していることを検査するために、装置において生成
された無線周波数信号で追加の雑音を生成することを含
む。さらに、他の欠点は、受信器の動作試験時間が、擬
似乱数コードすなわちゴールド・コードの反復長に依存
するために、比較的長いことである。受信器が電池また
はアキュムレータによって給電されるデバイスに装備さ
れている場合、試験時間が長いことにより、前記電池ま
たは前記アキュムレータを不必要に消耗させる可能性も
ある。
点は、受信器の相関段が適切に機能していることを検査
することができるように、試験信号が、衛星によって送
信された無線周波数信号と同等の無線周波数信号である
ということにある。これは、明らかに、相関段が適切に
機能していることを検査するために、装置において生成
された無線周波数信号で追加の雑音を生成することを含
む。さらに、他の欠点は、受信器の動作試験時間が、擬
似乱数コードすなわちゴールド・コードの反復長に依存
するために、比較的長いことである。受信器が電池また
はアキュムレータによって給電されるデバイスに装備さ
れている場合、試験時間が長いことにより、前記電池ま
たは前記アキュムレータを不必要に消耗させる可能性も
ある。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】本発明の１つの目的
は、前記回路の動作を表す試験時間を可能な限り低減す
ることができる、コードによって変調された信号に対す
る受信器の相関および復調回路を提供し、従来の技術の
試験デバイスまたは方法の欠点を克服することにある。
さらに、前記回路の動作試験を実施することによって、
受信した信号の雑音に連結されているパラメータを考慮
することが可能である。
は、前記回路の動作を表す試験時間を可能な限り低減す
ることができる、コードによって変調された信号に対す
る受信器の相関および復調回路を提供し、従来の技術の
試験デバイスまたは方法の欠点を克服することにある。
さらに、前記回路の動作試験を実施することによって、
受信した信号の雑音に連結されているパラメータを考慮
することが可能である。
【００１２】
【課題を解決するための手段】この目的は、他の目的と
共に、上述した相関および復調回路によって達成され、
試験段階において、前記コード発生器は、第１コードよ
り短い第２反復コードによって変調され、第１コードに
よって変調された信号より迅速に相関段の閉ループ動作
を表す試験を実施するように相関段に供給された試験中
間信号で、相関動作に対し、第１コードより短い第２反
復コードの複製を生成するために、制御手段を介して適
合されていることを特徴とする。
共に、上述した相関および復調回路によって達成され、
試験段階において、前記コード発生器は、第１コードよ
り短い第２反復コードによって変調され、第１コードに
よって変調された信号より迅速に相関段の閉ループ動作
を表す試験を実施するように相関段に供給された試験中
間信号で、相関動作に対し、第１コードより短い第２反
復コードの複製を生成するために、制御手段を介して適
合されていることを特徴とする。
【００１３】相関および復調回路の１つの利点は、相関
段の閉ループ試験時間が大幅に低減されることである。
これにより、前記回路の動作状態、したがってそれを含
んでいる受信器の動作状態を迅速に知ることが可能にな
る。
段の閉ループ試験時間が大幅に低減されることである。
これにより、前記回路の動作状態、したがってそれを含
んでいる受信器の動作状態を迅速に知ることが可能にな
る。
【００１４】ＧＰＳタイプの無線周波数信号受信器の場
合、相関および復調回路試験時間は、擬似乱数コード反
復長がゴールド・コードに等しい場合、比較的長い可能
性がある。さらに、この試験時間は、前記回路が、相関
段においていくつかの相関チャネルを含む場合も長い。
この理由は、中間試験信号は、回路の動作を迅速に検査
するために、長さが低減されている擬似乱数コードを有
する回路の相関段に供給されるからである。
合、相関および復調回路試験時間は、擬似乱数コード反
復長がゴールド・コードに等しい場合、比較的長い可能
性がある。さらに、この試験時間は、前記回路が、相関
段においていくつかの相関チャネルを含む場合も長い。
この理由は、中間試験信号は、回路の動作を迅速に検査
するために、長さが低減されている擬似乱数コードを有
する回路の相関段に供給されるからである。
【００１５】また、無線周波数信号は雑音を含むので、
低減した擬似乱数コードの長さは、この雑音を考慮する
ように定義することが可能である。雑音がないように生
成された低減されたコードの試験信号により、パワーが
雑音を含む実出力信号のパワーに近い、相関段積分器カ
ウンタ出力信号を提供することが可能である。試験信号
の擬似乱数コード反復長は３１チップであり、一方ゴー
ルド・コードは、１０２３チップであることが好まし
い。
低減した擬似乱数コードの長さは、この雑音を考慮する
ように定義することが可能である。雑音がないように生
成された低減されたコードの試験信号により、パワーが
雑音を含む実出力信号のパワーに近い、相関段積分器カ
ウンタ出力信号を提供することが可能である。試験信号
の擬似乱数コード反復長は３１チップであり、一方ゴー
ルド・コードは、１０２３チップであることが好まし
い。
【００１６】これらの中間試験信号は、相関および復調
回路の外側に、または、統合された試験信号生成手段に
よって好ましくは回路の内側に、生成されることが可能
である。これらの試験信号生成手段は、相関および復調
回路において、小さなスペースしか取らないが、その理
由は、これらの手段は、わずかに４０ほどの論理ゲート
またはフリップ・フロップで形成されているのに対し、
回路は、２百万に近いトランジスタを有するからであ
る。これらの試験信号生成手段は、制御手段、すなわ
ち、マイクロプロセッサ手段によってオンに切り換えら
れる。
回路の外側に、または、統合された試験信号生成手段に
よって好ましくは回路の内側に、生成されることが可能
である。これらの試験信号生成手段は、相関および復調
回路において、小さなスペースしか取らないが、その理
由は、これらの手段は、わずかに４０ほどの論理ゲート
またはフリップ・フロップで形成されているのに対し、
回路は、２百万に近いトランジスタを有するからであ
る。これらの試験信号生成手段は、制御手段、すなわ
ち、マイクロプロセッサ手段によってオンに切り換えら
れる。
【００１７】前記試験信号生成手段は、マイクロプロセ
ッサ手段においてプログラムされた期間にオンに切り換
えられるようになっているのが有利である。前記回路
が、完全な受信器に装備されているとき、前記試験信号
生成手段がオンに切り換わることにより、受信器の受信
手段によって、中間信号が前記回路に送信されることが
防止される。したがって、試験段階において、回路は、
試験信号生成手段から発振された中間試験信号のみを受
信する。
ッサ手段においてプログラムされた期間にオンに切り換
えられるようになっているのが有利である。前記回路
が、完全な受信器に装備されているとき、前記試験信号
生成手段がオンに切り換わることにより、受信器の受信
手段によって、中間信号が前記回路に送信されることが
防止される。したがって、試験段階において、回路は、
試験信号生成手段から発振された中間試験信号のみを受
信する。
【００１８】これらの試験信号は、チャネルの同時試験
のために、相関段のすべてのチャネルに等しく加えられ
る。マイクロプロセッサは、各チャネルのコード発生器
を制御し、したがって、試験段階において、各チャネル
に対し、低減された擬似乱数コードの複製を生成する。
のために、相関段のすべてのチャネルに等しく加えられ
る。マイクロプロセッサは、各チャネルのコード発生器
を制御し、したがって、試験段階において、各チャネル
に対し、低減された擬似乱数コードの複製を生成する。
【００１９】完全な受信器の外部からは試験信号は提供
されないことに留意されたい。対照的に、雑音のない動
作検査試験信号が、従来の中間信号の代わりに、相関お
よび復調回路に供給されることが好ましい。
されないことに留意されたい。対照的に、雑音のない動
作検査試験信号が、従来の中間信号の代わりに、相関お
よび復調回路に供給されることが好ましい。
【００２０】相関および復調回路試験時間の低減は、理
論的には、試験段階を迅速に実施するために、回路が変
調信号受信器に装備されているときに必要である。この
試験時間の低減により、受信器が、時計または電話な
ど、携帯式物体に装備されている場合に、アキュムレー
タまたは蓄電池において、エネルギーを過剰に消費する
ことを防止することができる。しかし、相関および復調
回路は、雑音のない試験信号が、従来の中間信号に相当
する相関段に供給されている受信器に装備される前に、
試験することもできる。
論的には、試験段階を迅速に実施するために、回路が変
調信号受信器に装備されているときに必要である。この
試験時間の低減により、受信器が、時計または電話な
ど、携帯式物体に装備されている場合に、アキュムレー
タまたは蓄電池において、エネルギーを過剰に消費する
ことを防止することができる。しかし、相関および復調
回路は、雑音のない試験信号が、従来の中間信号に相当
する相関段に供給されている受信器に装備される前に、
試験することもできる。
【００２１】また、ユーザは、自発的に、いつでも、受
信器の相関および復調回路の完全な試験を実施すること
ができる。
信器の相関および復調回路の完全な試験を実施すること
ができる。
【００２２】相関および復調回路の目的、利点、および
特徴は、図面によって示した前記回路の実施形態に関す
る以下の記述において、より明らかになるであろう。
特徴は、図面によって示した前記回路の実施形態に関す
る以下の記述において、より明らかになるであろう。
【００２３】以下の記述では、相関および復調回路の実
施形態について、ＧＰＳタイプの無線周波数信号受信器
に関して説明する。この技術分野の当業者に知られてい
る受信器のいくつかの要素は、前記記述においては詳細
に説明しないことに留意されたい。
施形態について、ＧＰＳタイプの無線周波数信号受信器
に関して説明する。この技術分野の当業者に知られてい
る受信器のいくつかの要素は、前記記述においては詳細
に説明しないことに留意されたい。
【００２４】このタイプのＧＰＳ受信器では、ゴールド
・コードと呼ばれる擬似乱数コードによって変調されて
いる受信した無線周波数信号は、さらに、相関および復
調回路によって復調されるメッセージを含む。したがっ
て、少なくとも４つの衛星からのメッセージにより、回
路のマイクロプロセッサ手段は、特に受信器のＸ、Ｙ、
Ｚの位置、速度、および／または時間を計算することが
可能になる。しかし、そのような相関および復調回路の
使用は、所定の反復長のコードによって変調された信号
用の他のタイプの受信器においても構想することが可能
である。例えば、相関および復調回路は、遠隔通信受信
器、または、所定のコードを搬送する光信号を使用する
測定受信器、あるいは他の分野において使用することが
可能である。
・コードと呼ばれる擬似乱数コードによって変調されて
いる受信した無線周波数信号は、さらに、相関および復
調回路によって復調されるメッセージを含む。したがっ
て、少なくとも４つの衛星からのメッセージにより、回
路のマイクロプロセッサ手段は、特に受信器のＸ、Ｙ、
Ｚの位置、速度、および／または時間を計算することが
可能になる。しかし、そのような相関および復調回路の
使用は、所定の反復長のコードによって変調された信号
用の他のタイプの受信器においても構想することが可能
である。例えば、相関および復調回路は、遠隔通信受信
器、または、所定のコードを搬送する光信号を使用する
測定受信器、あるいは他の分野において使用することが
可能である。
【００２５】
【発明の実施の形態】相関および復調回路を有するＧＰ
Ｓタイプの受信器を概略的に図１に示す。これは、いく
つかの衛星から発信されたＧＰＳ無線周波数信号を受信
するアンテナ２と、アンテナ２によって供給された無線
周波数信号を受信および整形する手段３と、受信手段３
から４００ｋＨｚ程度の周波数において複素形態の中間
信号ＩＦを受信する相関および復調回路６とで形成され
ている。
Ｓタイプの受信器を概略的に図１に示す。これは、いく
つかの衛星から発信されたＧＰＳ無線周波数信号を受信
するアンテナ２と、アンテナ２によって供給された無線
周波数信号を受信および整形する手段３と、受信手段３
から４００ｋＨｚ程度の周波数において複素形態の中間
信号ＩＦを受信する相関および復調回路６とで形成され
ている。
【００２６】受信手段３において、第１電子回路４’
は、まず、無線周波数信号を、１５７５４２ＧＨｚの周
波数から、例えば１７９ＭＨｚの周波数に変換する。第
２電子回路ＩＦ４”は、まず、ＧＰＳ信号を４．７６Ｍ
Ｈｚの周波数に調整し、次いで、最終的に、４．３６Ｍ
Ｈｚにおいてサンプリングすることによって、４００ｋ
Ｈｚの周波数に調整するために、二重変換を実施する。
したがって、４００ｋＨｚ程度の周波数においてサンプ
リングおよび定量化された中間複素信号ＩＦが、相関お
よび復調回路に供給される。したがって、中間複素信号
ＩＦは、図において２ビットを表す斜線が交差している
太線によって表された、同相信号Ｉと４分の１位相信号
Ｑで形成されている。しかし、これらの中間信号ＩＦ
は、２ビットまたは２ｎビット（ｎは１より大きい整
数）の変換が先行段において実施された場合、４ビット
を超えて定義することができる。
は、まず、無線周波数信号を、１５７５４２ＧＨｚの周
波数から、例えば１７９ＭＨｚの周波数に変換する。第
２電子回路ＩＦ４”は、まず、ＧＰＳ信号を４．７６Ｍ
Ｈｚの周波数に調整し、次いで、最終的に、４．３６Ｍ
Ｈｚにおいてサンプリングすることによって、４００ｋ
Ｈｚの周波数に調整するために、二重変換を実施する。
したがって、４００ｋＨｚ程度の周波数においてサンプ
リングおよび定量化された中間複素信号ＩＦが、相関お
よび復調回路に供給される。したがって、中間複素信号
ＩＦは、図において２ビットを表す斜線が交差している
太線によって表された、同相信号Ｉと４分の１位相信号
Ｑで形成されている。しかし、これらの中間信号ＩＦ
は、２ビットまたは２ｎビット（ｎは１より大きい整
数）の変換が先行段において実施された場合、４ビット
を超えて定義することができる。
【００２７】周波数変換動作では、クロック信号発生器
５は、無線周波数受信および整形手段３の一部を形成す
る。この発生器は、例えば、１７．６ＭＨｚ程度の周波
数に較正されている、図示していない水晶発振器を備え
る。２つのクロック信号ＣＬＫとＣＬＫ１６は、回路の
すべての動作をクロックするために、相関および復調回
路に供給される。第１クロック周波数ＣＬＫは、４．３
６ＭＨｚの値を有しており、一方第２クロック周波数
は、１６分の１、すなわち、消費エネルギーを節約する
ために、相関段の大部分で使用される２７２．５ｋＨｚ
に固定することができる。
５は、無線周波数受信および整形手段３の一部を形成す
る。この発生器は、例えば、１７．６ＭＨｚ程度の周波
数に較正されている、図示していない水晶発振器を備え
る。２つのクロック信号ＣＬＫとＣＬＫ１６は、回路の
すべての動作をクロックするために、相関および復調回
路に供給される。第１クロック周波数ＣＬＫは、４．３
６ＭＨｚの値を有しており、一方第２クロック周波数
は、１６分の１、すなわち、消費エネルギーを節約する
ために、相関段の大部分で使用される２７２．５ｋＨｚ
に固定することができる。
【００２８】第１回路４’によって供給された信号は、
例えば半数の場合に、４つの出力ビットとともに２つの
出力ビット（＋３；＋１；−１；−３）を有する異なる
パリティ（＋１および−１）の信号を与えることに留意
されたい。したがって、受信器におけるＧＰＳ信号復調
動作に対して、このパリティを考慮しなければならな
い。
例えば半数の場合に、４つの出力ビットとともに２つの
出力ビット（＋３；＋１；−１；−３）を有する異なる
パリティ（＋１および−１）の信号を与えることに留意
されたい。したがって、受信器におけるＧＰＳ信号復調
動作に対して、このパリティを考慮しなければならな
い。
【００２９】前記相関および復調回路６は、１２のチャ
ネル７’で形成された相関段７、各チャネルをそれぞれ
のバッファ・レジスタ１１に接続するデータ転送バス１
０、および、各バッファ・レジスタをマイクロプロセッ
サ手段１２に接続するデータ・バス１３を含む。マイク
ロプロセッサに接続されている記憶手段１８は、マイク
ロプロセッサ手段１２の一部を形成し、例えば、軌道に
配置されている各衛星に関するデータと、各衛星の搬送
周波数および擬似乱数コード・パラメータを記憶するこ
とができる。相関および復調回路を形成するすべての要
素は、シリコン基板など、１つの半導体基板上に作成す
ることができる。
ネル７’で形成された相関段７、各チャネルをそれぞれ
のバッファ・レジスタ１１に接続するデータ転送バス１
０、および、各バッファ・レジスタをマイクロプロセッ
サ手段１２に接続するデータ・バス１３を含む。マイク
ロプロセッサに接続されている記憶手段１８は、マイク
ロプロセッサ手段１２の一部を形成し、例えば、軌道に
配置されている各衛星に関するデータと、各衛星の搬送
周波数および擬似乱数コード・パラメータを記憶するこ
とができる。相関および復調回路を形成するすべての要
素は、シリコン基板など、１つの半導体基板上に作成す
ることができる。
【００３０】相関および復調回路６の入力に、試験信号
発生器１５とマルチプレクサ１６を含む試験信号生成手
段１４が配置されている。試験信号生成手段１４のマル
チプレクサ１６は、受信手段３によって供給された中間
信号ＩＦを入力に受信し、他の入力に、中間試験信号Ｉ
Ｆtestを受信する。前記マルチプレクサ１６は、マイク
ロプロセッサ手段１２に統合されている制御手段から制
御バス１９とバッファ・レジスタ１１’を介して供給さ
れた制御信号試験によって制御される。また、マルチプ
レクサ１６は、必要であれば、試験信号発生器１５に統
合することができる。
発生器１５とマルチプレクサ１６を含む試験信号生成手
段１４が配置されている。試験信号生成手段１４のマル
チプレクサ１６は、受信手段３によって供給された中間
信号ＩＦを入力に受信し、他の入力に、中間試験信号Ｉ
Ｆtestを受信する。前記マルチプレクサ１６は、マイク
ロプロセッサ手段１２に統合されている制御手段から制
御バス１９とバッファ・レジスタ１１’を介して供給さ
れた制御信号試験によって制御される。また、マルチプ
レクサ１６は、必要であれば、試験信号発生器１５に統
合することができる。
【００３１】制御信号試験のない通常の動作モードで
は、いくつかの衛星によって送信された無線周波数信号
を表す中間信号ＩＦは、マルチプレクサ１６によって、
すべてのチャネル７’に対する相関段７に送信される。
あるチャネルは、マイクロプロセッサ１２を介して通常
の動作モードにおいて異なって構成されており、したが
って、それぞれ、受信したＧＰＳメッセージを復調する
ために、中間信号ＩＦを使用して、見える衛星を探索す
る。対照的に、マイクロプロセッサ１２が試験段階をオ
ーダするとき、マイクロプロセッサ１２は、試験制御信
号を、制御バス１９を介して、特に試験信号生成手段１
４に送信する。したがって、この試験段階では、試験信
号発生器１５はオンに切り換えられており、試験信号試
験を受信するマルチプレクサ１６は、発生器１５によっ
て生成された中間試験信号ＩＦtestのみを相関段７に送
信する。前記試験信号発生器については、図２を参照し
て、より詳細に説明する。
は、いくつかの衛星によって送信された無線周波数信号
を表す中間信号ＩＦは、マルチプレクサ１６によって、
すべてのチャネル７’に対する相関段７に送信される。
あるチャネルは、マイクロプロセッサ１２を介して通常
の動作モードにおいて異なって構成されており、したが
って、それぞれ、受信したＧＰＳメッセージを復調する
ために、中間信号ＩＦを使用して、見える衛星を探索す
る。対照的に、マイクロプロセッサ１２が試験段階をオ
ーダするとき、マイクロプロセッサ１２は、試験制御信
号を、制御バス１９を介して、特に試験信号生成手段１
４に送信する。したがって、この試験段階では、試験信
号発生器１５はオンに切り換えられており、試験信号試
験を受信するマルチプレクサ１６は、発生器１５によっ
て生成された中間試験信号ＩＦtestのみを相関段７に送
信する。前記試験信号発生器については、図２を参照し
て、より詳細に説明する。
【００３２】オンに切り換えられた後は、試験信号発生
器１５は、閉ループにおいて相関段を表す試験を実施す
るために、従来の中間信号の代わりに、中間試験信号Ｉ
Ｆte stを生成する。これらの試験信号ＩＦtestは、閉ル
ープの試験をより迅速に実施するために、ゴールド・コ
ードより短い反復長の擬似乱数コードで変調されてい
る。低減された擬似乱数コードの反復長は、３１チッ
プ、すなわち２5 −１であり、一方ゴールド・コード
は、１０２３チップ、すなわち２10−１の反復長を有す
ることが好ましい。
器１５は、閉ループにおいて相関段を表す試験を実施す
るために、従来の中間信号の代わりに、中間試験信号Ｉ
Ｆte stを生成する。これらの試験信号ＩＦtestは、閉ル
ープの試験をより迅速に実施するために、ゴールド・コ
ードより短い反復長の擬似乱数コードで変調されてい
る。低減された擬似乱数コードの反復長は、３１チッ
プ、すなわち２5 −１であり、一方ゴールド・コード
は、１０２３チップ、すなわち２10−１の反復長を有す
ることが好ましい。
【００３３】１０２３のチップでは、割合で１０００に
近いチップは、無線周波数信号雑音と同等であると見な
すことが可能である。したがって、低減した３１チップ
のコードが、雑音のない中間試験信号を相関段を表す試
験に提供することができるように選択されている。
近いチップは、無線周波数信号雑音と同等であると見な
すことが可能である。したがって、低減した３１チップ
のコードが、雑音のない中間試験信号を相関段を表す試
験に提供することができるように選択されている。
【００３４】当然、相関および復調回路を使用する他の
分野では、低減した第２擬似乱数コードの反復長は、２
(n-m) −１とすることが可能であり、一方受信した信号
の第１擬似乱数コードの反復長は、２n −１である。ｎ
とｍの数は、３より大きいｎを有する整数であり、ｍ
は、１とｎ−１の間の所定の値を取る。
分野では、低減した第２擬似乱数コードの反復長は、２
(n-m) −１とすることが可能であり、一方受信した信号
の第１擬似乱数コードの反復長は、２n −１である。ｎ
とｍの数は、３より大きいｎを有する整数であり、ｍ
は、１とｎ−１の間の所定の値を取る。
【００３５】試験段階では、マイクロプロセッサ１２
は、試験制御信号ＴＭＳを、それぞれのチャネル７’に
配置されている各試験セレクタ１７に送信する。各チャ
ネル７’は、信号ＩＦまたはＩＦtestを受信するコリレ
ータ８と、好ましくは、専用材料、特に衛星信号を捕捉
しチャネルによって検出された前記衛星を追跡するため
の信号処理アルゴリズムを介して動作状態に設定する制
御装置９とを含む。各試験セレクタ１７は、それぞれの
コリレータ８に接続されており、特に擬似乱数コード発
生器を構成するために、命令ＣＳを前記コリレータに供
給するタスクを有する。これについては、図３ｂを参照
して、より詳細に説明する。
は、試験制御信号ＴＭＳを、それぞれのチャネル７’に
配置されている各試験セレクタ１７に送信する。各チャ
ネル７’は、信号ＩＦまたはＩＦtestを受信するコリレ
ータ８と、好ましくは、専用材料、特に衛星信号を捕捉
しチャネルによって検出された前記衛星を追跡するため
の信号処理アルゴリズムを介して動作状態に設定する制
御装置９とを含む。各試験セレクタ１７は、それぞれの
コリレータ８に接続されており、特に擬似乱数コード発
生器を構成するために、命令ＣＳを前記コリレータに供
給するタスクを有する。これについては、図３ｂを参照
して、より詳細に説明する。
【００３６】通常の動作では、セレクタ１７によってコ
リレータ８に送信される命令ＣＳはなく、これは、コー
ド発生器が、ゴールド・コードに等しい反復長を有する
コード複製を生成することを意味する。しかし、試験段
階では、マイクロプロセッサ１２の指令で直ちにセレク
タ１７は、コード発生器を構成するための命令ＣＳを送
信し、したがって、ゴールド・コードより短い反復長を
有する擬似乱数コード複製を生成する。したがって、こ
の低減された擬似乱数コードは、試験段階において、中
間試験信号に関して変調された擬似乱数コードでなけれ
ばならない。
リレータ８に送信される命令ＣＳはなく、これは、コー
ド発生器が、ゴールド・コードに等しい反復長を有する
コード複製を生成することを意味する。しかし、試験段
階では、マイクロプロセッサ１２の指令で直ちにセレク
タ１７は、コード発生器を構成するための命令ＣＳを送
信し、したがって、ゴールド・コードより短い反復長を
有する擬似乱数コード複製を生成する。したがって、こ
の低減された擬似乱数コードは、試験段階において、中
間試験信号に関して変調された擬似乱数コードでなけれ
ばならない。
【００３７】制御信号ＴＭＳは、理論的には、通常の動
作または様々な試験モードの２ビットの制御ワードとし
て定義されている。ＴＭＳが２進デジットで００に等し
い場合、試験命令ＣＳは、通常の動作に対しては送信さ
れない。ＴＭＳが２進デジットで１１に等しい場合、相
関段７のすべてのチャネル７’が適切に機能し、中間試
験信号ＩＦtestが入力に導入されていることを検査する
ために、閉ループ試験モードが課される。ＴＭＳが２進
デジットで０１に等しい場合、各チャネルのコリレータ
・モジュール８の試験を、マイクロプロセッサ１２によ
って制御された、図示していない試験ベクトル発生器を
介して実施することができる。ＴＭＳが２進デジットで
１０に等しい場合、各チャネルの制御装置モジュール９
の試験を、試験ベクトル発生器を介して実施することが
できる。本発明では、信号ＴＭＳは、００または１１の
値を取ることが好ましい。
作または様々な試験モードの２ビットの制御ワードとし
て定義されている。ＴＭＳが２進デジットで００に等し
い場合、試験命令ＣＳは、通常の動作に対しては送信さ
れない。ＴＭＳが２進デジットで１１に等しい場合、相
関段７のすべてのチャネル７’が適切に機能し、中間試
験信号ＩＦtestが入力に導入されていることを検査する
ために、閉ループ試験モードが課される。ＴＭＳが２進
デジットで０１に等しい場合、各チャネルのコリレータ
・モジュール８の試験を、マイクロプロセッサ１２によ
って制御された、図示していない試験ベクトル発生器を
介して実施することができる。ＴＭＳが２進デジットで
１０に等しい場合、各チャネルの制御装置モジュール９
の試験を、試験ベクトル発生器を介して実施することが
できる。本発明では、信号ＴＭＳは、００または１１の
値を取ることが好ましい。
【００３８】図示していない代替実施形態では、すべて
のセレクタ１７は、マイクロプロセッサ手段１２の一部
を形成することができる。同様に、各コリレータ８に対
する命令ＣＳは、バス１０と１３を介して通過させるこ
とができる。
のセレクタ１７は、マイクロプロセッサ手段１２の一部
を形成することができる。同様に、各コリレータ８に対
する命令ＣＳは、バス１０と１３を介して通過させるこ
とができる。
【００３９】セレクタ１７が命令ＣＳを送信するのと同
時に、マイクロプロセッサ１２は、バス１０と１３を介
して、探索する擬似乱数コードと、中間試験信号の搬送
波周波数に関するパラメータを送信する。これらのパラ
メータは、試験段階においてすべてのチャネル７’を構
成するために送信される。これは、通常の動作でも行わ
れるが、各チャネルに対して独立して行われる。しか
し、試験段階では、パラメータは、すべてのチャネルに
対して同じであり、したがって、低減された固有の擬似
乱数コードを有する中間試験信号ＩＦtestは、すべての
チャネルにおいて同時に同一の方式で処理される。
時に、マイクロプロセッサ１２は、バス１０と１３を介
して、探索する擬似乱数コードと、中間試験信号の搬送
波周波数に関するパラメータを送信する。これらのパラ
メータは、試験段階においてすべてのチャネル７’を構
成するために送信される。これは、通常の動作でも行わ
れるが、各チャネルに対して独立して行われる。しか
し、試験段階では、パラメータは、すべてのチャネルに
対して同じであり、したがって、低減された固有の擬似
乱数コードを有する中間試験信号ＩＦtestは、すべての
チャネルにおいて同時に同一の方式で処理される。
【００４０】通常の動作において上記で示したように、
各チャネルのレジスタ１１は、マイクロプロセッサ１２
と、各相関チャネル７’に対してそれと関連付けられて
いる記憶手段１８とから発信された構成データまたはパ
ラメータを受信することができる。レジスタ１１を介し
て、ＧＰＳメッセージに関するデータ、ＰＲＮコードの
状態、ドップラー効果に関する周波数の増分、擬似距
離、および他のデータを、相関および特定の衛星を自動
追跡した後、マイクロプロセッサ１２に送信することが
できる。
各チャネルのレジスタ１１は、マイクロプロセッサ１２
と、各相関チャネル７’に対してそれと関連付けられて
いる記憶手段１８とから発信された構成データまたはパ
ラメータを受信することができる。レジスタ１１を介し
て、ＧＰＳメッセージに関するデータ、ＰＲＮコードの
状態、ドップラー効果に関する周波数の増分、擬似距
離、および他のデータを、相関および特定の衛星を自動
追跡した後、マイクロプロセッサ１２に送信することが
できる。
【００４１】試験段階では、前記レジスタ１１は、閉ル
ープ試験の結果、ならびに、マイクロプロセッサによっ
て処理されるメッセージを受信する。したがって、試験
後、マイクロプロセッサは、通常の動作において相関お
よび復調回路を設定する前に、すべての相関チャネル
が、外部とは無関係に、正確に動作しているか否かを検
査することができる。
ープ試験の結果、ならびに、マイクロプロセッサによっ
て処理されるメッセージを受信する。したがって、試験
後、マイクロプロセッサは、通常の動作において相関お
よび復調回路を設定する前に、すべての相関チャネル
が、外部とは無関係に、正確に動作しているか否かを検
査することができる。
【００４２】また、これらのレジスタ１１は、衛星の捕
捉と追跡動作中に使用することになる相関段中に、必ず
しも自動的にマイクロプロセッサ１２に転送せずに、デ
ータを累積することができることに留意されたい。
捉と追跡動作中に使用することになる相関段中に、必ず
しも自動的にマイクロプロセッサ１２に転送せずに、デ
ータを累積することができることに留意されたい。
【００４３】代替実施形態では、レジスタのブロックに
配置されたあるデータが各チャネルに共通である場合、
相関段のすべてのチャネル７’に対してレジスタ１１の
１つのブロックを共用することが可能である。
配置されたあるデータが各チャネルに共通である場合、
相関段のすべてのチャネル７’に対してレジスタ１１の
１つのブロックを共用することが可能である。
【００４４】各チャネル７’が、すべての衛星の捕捉と
追跡の段階に対して、制御装置９を含む場合、マイクロ
プロセッサ１２はサイズを低減することが可能である。
このマイクロプロセッサ１２は、例えば、ＥＭ Ｍｉｃ
ｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ−Ｍａｒｉｎ ＳＡ、Ｓｗｉ
ｔｚｅｒｌａｎｄによる、８ビットのＣｏｏｌＲＩＳＣ
−８１６マイクロプロセッサとすることが可能である。
しかし、３２ビットのマイクロプロセッサなど、より大
きな寸法のマイクロプロセッサを使用して、各チャネル
に制御装置９を配置することを回避することができる。
このより大きなサイズのマイクロプロセッサは、そのよ
うな場合、通常の動作と本発明による試験段階におい
て、すべての衛星の捕捉と追跡の手順タスクを処理しな
ければならない。
追跡の段階に対して、制御装置９を含む場合、マイクロ
プロセッサ１２はサイズを低減することが可能である。
このマイクロプロセッサ１２は、例えば、ＥＭ Ｍｉｃ
ｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ−Ｍａｒｉｎ ＳＡ、Ｓｗｉ
ｔｚｅｒｌａｎｄによる、８ビットのＣｏｏｌＲＩＳＣ
−８１６マイクロプロセッサとすることが可能である。
しかし、３２ビットのマイクロプロセッサなど、より大
きな寸法のマイクロプロセッサを使用して、各チャネル
に制御装置９を配置することを回避することができる。
このより大きなサイズのマイクロプロセッサは、そのよ
うな場合、通常の動作と本発明による試験段階におい
て、すべての衛星の捕捉と追跡の手順タスクを処理しな
ければならない。
【００４５】図２は、試験信号発生器１５を形成する異
なるユニットの概略図である。この試験信号発生器は、
以前に説明したように、マイクロプロセッサの指令でオ
ンに切り換る。オンに切り換るとすぐに、閉ループにお
いて試験する相関段に導入される中間試験信号ＩＦtest
が生成される。雑音のない中間試験信号ＩＦtestは、受
信器内で成形された無線周波数信号から抽出された中間
信号と同じ方式で設計されなければならない。しかし、
中間試験信号または代用信号は、相関段の試験時間を低
減するために、ゴールド・コードより短い長さの擬似乱
数コードで変調されなければならない。
なるユニットの概略図である。この試験信号発生器は、
以前に説明したように、マイクロプロセッサの指令でオ
ンに切り換る。オンに切り換るとすぐに、閉ループにお
いて試験する相関段に導入される中間試験信号ＩＦtest
が生成される。雑音のない中間試験信号ＩＦtestは、受
信器内で成形された無線周波数信号から抽出された中間
信号と同じ方式で設計されなければならない。しかし、
中間試験信号または代用信号は、相関段の試験時間を低
減するために、ゴールド・コードより短い長さの擬似乱
数コードで変調されなければならない。
【００４６】試験信号発生器１５は、クロック信号ＣＬ
Ｋによってクロックされたコード用の８ビット数値制御
発振器（ＮＣＬ）１５１と、小さなＰＲＮコード発生器
１５２と、メッセージ発生器１５４と、クロック信号Ｃ
ＬＫによってクロックされた搬送波周波数用の８ビット
数値制御発振器（ＮＣＯ）１５３と、２つの信号ミキサ
１５５および１５６とを含む。２つの８ビット発振器１
５１と１５３は、２8によって分周された４．３６ＭＨ
ｚのクロック周波数ＣＬＫによって定義された１７ｋＨ
ｚ程度の周波数分解能を有する。
Ｋによってクロックされたコード用の８ビット数値制御
発振器（ＮＣＬ）１５１と、小さなＰＲＮコード発生器
１５２と、メッセージ発生器１５４と、クロック信号Ｃ
ＬＫによってクロックされた搬送波周波数用の８ビット
数値制御発振器（ＮＣＯ）１５３と、２つの信号ミキサ
１５５および１５６とを含む。２つの８ビット発振器１
５１と１５３は、２8によって分周された４．３６ＭＨ
ｚのクロック周波数ＣＬＫによって定義された１７ｋＨ
ｚ程度の周波数分解能を有する。
【００４７】試験段階では、２つの８ビット数値制御発
振器１５１と１５３は、それぞれ、マイクロプロセッサ
から８ビット２進ワードを受信する。第１発振器１５１
は、後続する小さなＰＲＮコード発生器１５２をクロッ
クするために、クロック信号ＰＲＮ−ＣＬＫを生成する
コードの増分を受信する。第２発振器１５３は、搬送波
信号を生成する搬送波周波数の増分を受信する。その一
方は同相信号であり、他方は４分の１位相信号である。
搬送波周波数の値は、相関段の閉ループ試験に対して
は、あまり重要ではない。したがって、この搬送波周波
数は、従来の中間信号と同様の４００ｋＨｚの値または
それより低い値を取ることができる。
振器１５１と１５３は、それぞれ、マイクロプロセッサ
から８ビット２進ワードを受信する。第１発振器１５１
は、後続する小さなＰＲＮコード発生器１５２をクロッ
クするために、クロック信号ＰＲＮ−ＣＬＫを生成する
コードの増分を受信する。第２発振器１５３は、搬送波
信号を生成する搬送波周波数の増分を受信する。その一
方は同相信号であり、他方は４分の１位相信号である。
搬送波周波数の値は、相関段の閉ループ試験に対して
は、あまり重要ではない。したがって、この搬送波周波
数は、従来の中間信号と同様の４００ｋＨｚの値または
それより低い値を取ることができる。
【００４８】図３ａにより詳細に示した小さなＰＲＮコ
ード発生器１５２は、低減した反復長の擬似乱数コード
を生成するために、発振器１５１からクロック信号ＰＲ
Ｎ−ＣＬＫを受信する。このコードの反復長は、下記で
説明するように、３１、すなわち２5−１であることが
好ましい。
ード発生器１５２は、低減した反復長の擬似乱数コード
を生成するために、発振器１５１からクロック信号ＰＲ
Ｎ−ＣＬＫを受信する。このコードの反復長は、下記で
説明するように、３１、すなわち２5−１であることが
好ましい。
【００４９】クロック信号ＰＲＮ−ＣＬＫの周波数は、
数値制御発振器１５１の入力に導入されたコード増分の
関数である。コード増分が値２４に固定されている場
合、これは、２進デジットで１１０００であり、クロッ
ク周波数ＰＲＮ−ＣＬＫは、１７ｋＨｚの２４倍、すな
わち４０８ｋＨｚに等しい。コード増分は、当然、通常
動作において相関段コード発生器に対し、１．０２３Ｍ
Ｈｚの周波数に近似するように、より高く固定すること
ができる。しかし、周波数ＰＲＮ−ＣＬＫの４０８ｋＨ
ｚの値は、試験段階を、通常動作において前記相関段の
実際の処理に近似させることが可能であるように選択さ
れている。
数値制御発振器１５１の入力に導入されたコード増分の
関数である。コード増分が値２４に固定されている場
合、これは、２進デジットで１１０００であり、クロッ
ク周波数ＰＲＮ−ＣＬＫは、１７ｋＨｚの２４倍、すな
わち４０８ｋＨｚに等しい。コード増分は、当然、通常
動作において相関段コード発生器に対し、１．０２３Ｍ
Ｈｚの周波数に近似するように、より高く固定すること
ができる。しかし、周波数ＰＲＮ−ＣＬＫの４０８ｋＨ
ｚの値は、試験段階を、通常動作において前記相関段の
実際の処理に近似させることが可能であるように選択さ
れている。
【００５０】相関段の出力信号は、図４に関して説明す
るように、有用な信号よりほぼ１６ｄＢ大きい雑音を含
む従来の中間信号であるか、または相関段の入力におい
て供給された雑音のない中間試験信号であるかに関わら
ず、同等でなければならない。目的は、雑音のない試験
信号で、実際に近い状態で、相関段を迅速に試験するた
めに、固有の無線周波数信号の雑音を考慮することであ
る。
るように、有用な信号よりほぼ１６ｄＢ大きい雑音を含
む従来の中間信号であるか、または相関段の入力におい
て供給された雑音のない中間試験信号であるかに関わら
ず、同等でなければならない。目的は、雑音のない試験
信号で、実際に近い状態で、相関段を迅速に試験するた
めに、固有の無線周波数信号の雑音を考慮することであ
る。
【００５１】従来の中間信号と同様の中間試験信号を提
供するために、メッセージは、搬送波周波数信号上に５
０Ｈｚの周波数で配置されなければならない。これによ
り、マイクロプロセッサは、各チャネルが正しいメッセ
ージの復調を行なったかどうかを試験の終了時に検査す
ることが可能になる。これを実施するために、メッセー
ジ発生器１５４は、５０Ｈｚ（モジュロ２０エポック）
のメッセージを与えるために、エポック信号（１ｍｓ）
によってクロックされる。
供するために、メッセージは、搬送波周波数信号上に５
０Ｈｚの周波数で配置されなければならない。これによ
り、マイクロプロセッサは、各チャネルが正しいメッセ
ージの復調を行なったかどうかを試験の終了時に検査す
ることが可能になる。これを実施するために、メッセー
ジ発生器１５４は、５０Ｈｚ（モジュロ２０エポック）
のメッセージを与えるために、エポック信号（１ｍｓ）
によってクロックされる。
【００５２】メッセージ発生器１５４からのメッセージ
と小さなＰＲＮ発生器１５２からの低減ＰＲＮコードは
ミキサ１５５で混合される。また、このミキサ１５５の
出力は、中間試験信号ＩＦtestを生成するために、ミキ
サ１５６のループ搬送波上で混合または変調される。
と小さなＰＲＮ発生器１５２からの低減ＰＲＮコードは
ミキサ１５５で混合される。また、このミキサ１５５の
出力は、中間試験信号ＩＦtestを生成するために、ミキ
サ１５６のループ搬送波上で混合または変調される。
【００５３】図３ａは、小さな擬似乱数コード発生器１
５２をより詳細に示す。前記発生器の構造は、この技術
分野の当業者にはよく知られている。これは、３１のコ
ード長を生成しなければならないので、エンコーダＧ1S
とエンコーダＧ2Sに、参照ＦＦと各フリップ・フロップ
の数によって定義された一連の５つのフリップ・フロッ
プ３０を含む。各フリップ・フロップ３０の状態転送
は、各クロック・ストロークＰＲＮ−ＣＬＫにおいて、
フリップ・フロップＦＦ１からフリップ・フロップＦＦ
５まで生成される。
５２をより詳細に示す。前記発生器の構造は、この技術
分野の当業者にはよく知られている。これは、３１のコ
ード長を生成しなければならないので、エンコーダＧ1S
とエンコーダＧ2Sに、参照ＦＦと各フリップ・フロップ
の数によって定義された一連の５つのフリップ・フロッ
プ３０を含む。各フリップ・フロップ３０の状態転送
は、各クロック・ストロークＰＲＮ−ＣＬＫにおいて、
フリップ・フロップＦＦ１からフリップ・フロップＦＦ
５まで生成される。
【００５４】第１エンコーダＧ1Sにおいて、フリップ・
フロップ３０（ＦＦ３とＦＦ５）は、それぞれ、ＸＯＲ
タイプの加算器３４に追加された出力を有する。加算器
３４の出力は、各クロック・ストロークＰＲＮ−ＣＬＫ
において、最後のフリップ・フロップＦＦ５の出力にお
いて第１符号化信号Ｇ1Sを生成するために、フリップ・
フロップＦＦ１に導入される。
フロップ３０（ＦＦ３とＦＦ５）は、それぞれ、ＸＯＲ
タイプの加算器３４に追加された出力を有する。加算器
３４の出力は、各クロック・ストロークＰＲＮ−ＣＬＫ
において、最後のフリップ・フロップＦＦ５の出力にお
いて第１符号化信号Ｇ1Sを生成するために、フリップ・
フロップＦＦ１に導入される。
【００５５】第２エンコーダＧ2Sにおいて、フリップ・
フロップ３０のＦＦ２からＦＦ５は、それぞれ、ＸＯＲ
タイプの加算器３２に追加された出力を有する。加算器
３２の出力は、各クロック・ストロークＰＲＮ−ＣＬＫ
において、最後のフリップ・フロップＦＦ５の出力にお
いて第２符号化信号Ｇ2Sを生成するために、フリップ・
フロップＦＦ１に導入される。
フロップ３０のＦＦ２からＦＦ５は、それぞれ、ＸＯＲ
タイプの加算器３２に追加された出力を有する。加算器
３２の出力は、各クロック・ストロークＰＲＮ−ＣＬＫ
において、最後のフリップ・フロップＦＦ５の出力にお
いて第２符号化信号Ｇ2Sを生成するために、フリップ・
フロップＦＦ１に導入される。
【００５６】また、第１符号化信号Ｇ1Sと第２符号化信
号Ｇ2Sは、小さなＰＲＮコード発生器１５２からの出力
信号に相当する符号化信号ＧS を生成するために、ＸＯ
Ｒタイプの加算器３３において追加される。
号Ｇ2Sは、小さなＰＲＮコード発生器１５２からの出力
信号に相当する符号化信号ＧS を生成するために、ＸＯ
Ｒタイプの加算器３３において追加される。
【００５７】図３ｂは、相関段の各コリレータにおいて
使用される従来の擬似乱数コード発生器２５を示す。こ
の発生器の構造は、通常動作においてゴールド・コード
複製を生成する目的で、この技術分野の当業者にはよく
知られている。しかし、このコード発生器２５はまた、
試験段階において前記発生器を構成することができるよ
うに、マルチプレクサ４６から４８を含む。試験段階で
は、このコード発生器２５は、試験信号発生器において
生成された擬似乱数コード複製、すなわち３１（２5 −
１）の反復長を有するコードを生成するように構成され
なければならない。
使用される従来の擬似乱数コード発生器２５を示す。こ
の発生器の構造は、通常動作においてゴールド・コード
複製を生成する目的で、この技術分野の当業者にはよく
知られている。しかし、このコード発生器２５はまた、
試験段階において前記発生器を構成することができるよ
うに、マルチプレクサ４６から４８を含む。試験段階で
は、このコード発生器２５は、試験信号発生器において
生成された擬似乱数コード複製、すなわち３１（２5 −
１）の反復長を有するコードを生成するように構成され
なければならない。
【００５８】擬似乱数コード発生器２５には、参照番号
ＦＦと各フリップ・フロップの数によって定義された１
０のフリップ・フロップ４０が直列に配置されている第
１エンコーダＧ1 と、やはり１０のフリップ・フロップ
が直列に配置されている第２エンコーダＧ2と、特定の
衛星コードを定義するための時間シフト・セレクタＧ2
（ＴＡＰセレクタ）が含まれている。通常の動作では、
エンコーダＧ1 のフリップ・フロップＦＦ３とＦＦ１０
は、それぞれ、ＸＯＲタイプの加算器４１において追加
された出力を有する。フリップ・フロップＦＦ１０から
の出力信号は、命令ＣＳが前記マルチプレクサ４６に適
用されていない場合、自由にマルチプレクサ４６を通過
する（図では点線で示されている）。加算器４１の出力
は、各クロック・ストロークＰＲＮ−ＣＬＫにおいて、
最後のフリップ・フロップＦＦ１０の出力において第１
符号化信号Ｇ1 を生成するために、フリップ・フロップ
４０ＦＦ１の入力に導入される。通常の動作におけるこ
のクロック信号ＰＲＮ−ＣＬＫは、約１．０２３ＭＨｚ
の値を有するが、試験段階では、中間試験信号の関数と
して、約４０８ｋＨｚの値を有さなければならない。
ＦＦと各フリップ・フロップの数によって定義された１
０のフリップ・フロップ４０が直列に配置されている第
１エンコーダＧ1 と、やはり１０のフリップ・フロップ
が直列に配置されている第２エンコーダＧ2と、特定の
衛星コードを定義するための時間シフト・セレクタＧ2
（ＴＡＰセレクタ）が含まれている。通常の動作では、
エンコーダＧ1 のフリップ・フロップＦＦ３とＦＦ１０
は、それぞれ、ＸＯＲタイプの加算器４１において追加
された出力を有する。フリップ・フロップＦＦ１０から
の出力信号は、命令ＣＳが前記マルチプレクサ４６に適
用されていない場合、自由にマルチプレクサ４６を通過
する（図では点線で示されている）。加算器４１の出力
は、各クロック・ストロークＰＲＮ−ＣＬＫにおいて、
最後のフリップ・フロップＦＦ１０の出力において第１
符号化信号Ｇ1 を生成するために、フリップ・フロップ
４０ＦＦ１の入力に導入される。通常の動作におけるこ
のクロック信号ＰＲＮ−ＣＬＫは、約１．０２３ＭＨｚ
の値を有するが、試験段階では、中間試験信号の関数と
して、約４０８ｋＨｚの値を有さなければならない。
【００５９】試験段階では、命令ＣＳがマルチプレクサ
４６に課され、したがって、フリップ・フロップ４０の
ＦＦ３とＦＦ５の出力のみが、加算器４１において追加
される。この構成は、図３ａを参照して説明したよう
に、出力信号Ｇ1Sを生成するエンコーダＧ1Sに対応す
る。
４６に課され、したがって、フリップ・フロップ４０の
ＦＦ３とＦＦ５の出力のみが、加算器４１において追加
される。この構成は、図３ａを参照して説明したよう
に、出力信号Ｇ1Sを生成するエンコーダＧ1Sに対応す
る。
【００６０】エンコーダＧ2では、フリップ・フロップ
ＦＦ２、ＦＦ３、ＦＦ６、ＦＦ８、ＦＦ９、およびＦＦ
１０は、それぞれ、ＸＯＲタイプの加算器４２において
追加された出力を有する。加算器４２の出力は、マルチ
プレクサ４７を介して、第１フリップ・フロップ４０Ｆ
Ｆ１の入力に導入される。通常の動作では、マルチプレ
クサ４２の出力は、命令ＣＳが前記マルチプレクサ４７
に与えられていない場合、自由にマルチプレクサ４７を
通過する（図では点線で示している）。したがって、第
２符号化信号Ｇ2 は、各クロック・ストロークＰＲＮ−
ＣＬＫにおいて、第２エンコーダＧ2 の最終フリップ・
フロップ４０ＦＦ１０の出力において生成される。
ＦＦ２、ＦＦ３、ＦＦ６、ＦＦ８、ＦＦ９、およびＦＦ
１０は、それぞれ、ＸＯＲタイプの加算器４２において
追加された出力を有する。加算器４２の出力は、マルチ
プレクサ４７を介して、第１フリップ・フロップ４０Ｆ
Ｆ１の入力に導入される。通常の動作では、マルチプレ
クサ４２の出力は、命令ＣＳが前記マルチプレクサ４７
に与えられていない場合、自由にマルチプレクサ４７を
通過する（図では点線で示している）。したがって、第
２符号化信号Ｇ2 は、各クロック・ストロークＰＲＮ−
ＣＬＫにおいて、第２エンコーダＧ2 の最終フリップ・
フロップ４０ＦＦ１０の出力において生成される。
【００６１】エンコーダＧ2 のフリップ・フロップＦＦ
２からＦＦ５の出力は、ＸＯＲタイプの加算器４５に導
入され、その出力は、マルチプレクサ４７への入力に配
置されている。試験段階では、命令ＣＳがマルチプレク
サ４７に加えられ、したがって、加算器４５の出力は、
加算器４２の出力の代わりに、第１フリップ・フロップ
ＦＦ１の入力に導入される。この構成は、図３ａを参照
して説明したように、出力信号Ｇ2Sを生成するエンコー
ダＧ2Sに対応する。
２からＦＦ５の出力は、ＸＯＲタイプの加算器４５に導
入され、その出力は、マルチプレクサ４７への入力に配
置されている。試験段階では、命令ＣＳがマルチプレク
サ４７に加えられ、したがって、加算器４５の出力は、
加算器４２の出力の代わりに、第１フリップ・フロップ
ＦＦ１の入力に導入される。この構成は、図３ａを参照
して説明したように、出力信号Ｇ2Sを生成するエンコー
ダＧ2Sに対応する。
【００６２】セレクタＧ2は、所定の衛星の特有コード
を生成する第２エンコーダＧ2のフリップ・フロップ４
０ＦＦ３とＦＦ７など、１０のフリップ・フロップ４０
の中から選択された２つのフリップ・フロップからの出
力信号を追加するＸＯＲタイプの加算器４３を特に含
む。また、セレクタＧ2 の加算器４３による追加は、こ
の技術分野の当業者にはよく知られているある遅延を生
成する。
を生成する第２エンコーダＧ2のフリップ・フロップ４
０ＦＦ３とＦＦ７など、１０のフリップ・フロップ４０
の中から選択された２つのフリップ・フロップからの出
力信号を追加するＸＯＲタイプの加算器４３を特に含
む。また、セレクタＧ2 の加算器４３による追加は、こ
の技術分野の当業者にはよく知られているある遅延を生
成する。
【００６３】この加算器４３の出力は、命令ＣＳが前記
マルチプレクサ４８に加えられていない場合、自由にマ
ルチプレクサ４８を通過する（図では点線で示されてい
る）。したがって、通常の動作では、セレクタＧ2 の出
力は、出力信号Ｇを与えるために、ＸＯＲタイプの加算
器４４に出力Ｇ1 と共に追加することができる。この場
合、出力Ｇは、所定の衛星に特有のゴールド・コード複
製の生成を定義する。
マルチプレクサ４８に加えられていない場合、自由にマ
ルチプレクサ４８を通過する（図では点線で示されてい
る）。したがって、通常の動作では、セレクタＧ2 の出
力は、出力信号Ｇを与えるために、ＸＯＲタイプの加算
器４４に出力Ｇ1 と共に追加することができる。この場
合、出力Ｇは、所定の衛星に特有のゴールド・コード複
製の生成を定義する。
【００６４】試験段階では、命令ＣＳがマルチプレクサ
４８に加えられており、したがって、出力Ｇ1とＧ2のみ
が、図３ａを参照して説明した信号ＧS に相当する信号
を生成するために、加算器４４に追加される。
４８に加えられており、したがって、出力Ｇ1とＧ2のみ
が、図３ａを参照して説明した信号ＧS に相当する信号
を生成するために、加算器４４に追加される。
【００６５】図４は、この技術分野の当業者にはよく知
られている相関段のコリレータの様々な電子要素を示
す。このコリレータの様々な要素に関するより詳細につ
いては、読者は、Ｐｈｉｌｉｐ Ｗａｒｄと編集者Ｅｌ
ｌｉｏｔｔ Ｄ．Ｋａｐｌａｎ（Ａｒｔｅｃｈ Ｈｏｕ
ｓｅ Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ、ＵＳＡ１９９６）ＩＳＢ
Ｎ編集番号０−８９００６−７９３−７による本「Ｕｎ
ｄｅｒｓｔａｎｄｉｎｇＧＰＳ Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ
ａｎｄ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ」の第５章から引
用した教示、特に大きな線で描かれている図４のすべて
の要素を示す図５．８と５．１３を参照することが可能
である。図では、斜線が入っている太く示した線は、あ
る数の平行ビットを定義することに留意されたい。
られている相関段のコリレータの様々な電子要素を示
す。このコリレータの様々な要素に関するより詳細につ
いては、読者は、Ｐｈｉｌｉｐ Ｗａｒｄと編集者Ｅｌ
ｌｉｏｔｔ Ｄ．Ｋａｐｌａｎ（Ａｒｔｅｃｈ Ｈｏｕ
ｓｅ Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ、ＵＳＡ１９９６）ＩＳＢ
Ｎ編集番号０−８９００６−７９３−７による本「Ｕｎ
ｄｅｒｓｔａｎｄｉｎｇＧＰＳ Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ
ａｎｄ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ」の第５章から引
用した教示、特に大きな線で描かれている図４のすべて
の要素を示す図５．８と５．１３を参照することが可能
である。図では、斜線が入っている太く示した線は、あ
る数の平行ビットを定義することに留意されたい。
【００６６】試験段階では、相関段チャネルのすべての
コリレータは、相関および復調回路の動作を表す試験に
対して、同じ方式で構成されている。以下の記述では簡
単化のために、コリレータの１つのみについて説明す
る。
コリレータは、相関および復調回路の動作を表す試験に
対して、同じ方式で構成されている。以下の記述では簡
単化のために、コリレータの１つのみについて説明す
る。
【００６７】コリレータは、搬送波ミキサ２０、コード
・ミキサ２１、積分器カウンタ２２、コード弁別器２３
および搬送波弁別器２６、コード２４および搬送波２７
用の数値制御発振器、擬似乱数コード発生器２５と搬送
波用の正弦／余弦表２８を含む。
・ミキサ２１、積分器カウンタ２２、コード弁別器２３
および搬送波弁別器２６、コード２４および搬送波２７
用の数値制御発振器、擬似乱数コード発生器２５と搬送
波用の正弦／余弦表２８を含む。
【００６８】まず、搬送波ミキサ２０は、１つの入力に
おいて、点線で示した通常動作の中間信号ＩＦか、また
は試験段階の中間試験信号ＩＦtestを受信する。これら
の中間信号は、複素信号である。すなわち、式（Ｉ＋ｉ
Ｑ）による同相信号Ｉと４分の１位相信号Ｑで形成され
ている。ミキサ２０に到達する信号の選択は、上記で説
明したように、マイクロプロセッサ制御手段によって加
えられる。これらの中間信号は、ＰＲＮコード制御ルー
プと搬送波制御ループにおいて処理される。
おいて、点線で示した通常動作の中間信号ＩＦか、また
は試験段階の中間試験信号ＩＦtestを受信する。これら
の中間信号は、複素信号である。すなわち、式（Ｉ＋ｉ
Ｑ）による同相信号Ｉと４分の１位相信号Ｑで形成され
ている。ミキサ２０に到達する信号の選択は、上記で説
明したように、マイクロプロセッサ制御手段によって加
えられる。これらの中間信号は、ＰＲＮコード制御ルー
プと搬送波制御ループにおいて処理される。
【００６９】ミキサ２０では、一方では、中間複素信号
から同相信号Ｉを抽出するために、内部に生成された搬
送波複製の余弦マイナスｉかける正弦によって、中間信
号ＩＦtestを乗算し、他方では、中間信号から４分の１
位相信号Ｑを抽出するために、内部に生成された搬送波
複製のマイナス正弦マイナスｉかける余弦によって、中
間信号ＩＦtestを乗算する。
から同相信号Ｉを抽出するために、内部に生成された搬
送波複製の余弦マイナスｉかける正弦によって、中間信
号ＩＦtestを乗算し、他方では、中間信号から４分の１
位相信号Ｑを抽出するために、内部に生成された搬送波
複製のマイナス正弦マイナスｉかける余弦によって、中
間信号ＩＦtestを乗算する。
【００７０】この搬送波相関動作後、信号ＩとＱは、内
部に生成された搬送波複製と同等のＰＲＮコードを見つ
けるために、コード・ミキサ２１に入力される。同相信
号Ｉと４分の１位相信号Ｑは、４つの出力信号ＩE、
ＩL、ＱE、およびＱLを与えるために、それぞれ、一方
では、ＰＲＮコードの早期複製Ｅによって乗算され、他
方では、ＰＲＮコードの後期複製Ｌによって乗算され
る。各相関段チャネルにおいて、チップの半分だけ離れ
て配置されている早期複製と後期複製のみが、中間パン
クチュアル複製を考慮せずに、維持されている。
部に生成された搬送波複製と同等のＰＲＮコードを見つ
けるために、コード・ミキサ２１に入力される。同相信
号Ｉと４分の１位相信号Ｑは、４つの出力信号ＩE、
ＩL、ＱE、およびＱLを与えるために、それぞれ、一方
では、ＰＲＮコードの早期複製Ｅによって乗算され、他
方では、ＰＲＮコードの後期複製Ｌによって乗算され
る。各相関段チャネルにおいて、チップの半分だけ離れ
て配置されている早期複製と後期複製のみが、中間パン
クチュアル複製を考慮せずに、維持されている。
【００７１】４つの相関信号ＩE、ＩL、ＱE、およびＱL
は、事前検出要素である積分器カウンタ２２に入力され
る。積分器カウンタ２２の４つの出力値ＩES、ＩLS、Ｑ
ES、およびＱLSは、ゴールド・コードの完全サイクルに
対応する１０ビットによって表されている。しかし、８
つの最上位ビットのみが、コードおよび搬送波制御ルー
プにおいて使用される。
は、事前検出要素である積分器カウンタ２２に入力され
る。積分器カウンタ２２の４つの出力値ＩES、ＩLS、Ｑ
ES、およびＱLSは、ゴールド・コードの完全サイクルに
対応する１０ビットによって表されている。しかし、８
つの最上位ビットのみが、コードおよび搬送波制御ルー
プにおいて使用される。
【００７２】通常の動作では、出力値ＩES、ＩLS、
ＱES、およびＱLSの完全なセットは、各ミリ秒または各
エポック後に取得されるが、その理由は、コード反復長
は、１．０２３ＭＨｚのコード・クロック周波数を有す
る１０２３チップであるからである。対照的に、コード
反復長が３１チップに低減され、コード・クロック周波
数が４０８ｋＨｚである試験段階では、出力値の完全な
セットは、ほぼ各７６μｓ後に取得される。この７６μ
ｓの値は、３１を４０８ｋＨｚによって割った値に相当
する。
ＱES、およびＱLSの完全なセットは、各ミリ秒または各
エポック後に取得されるが、その理由は、コード反復長
は、１．０２３ＭＨｚのコード・クロック周波数を有す
る１０２３チップであるからである。対照的に、コード
反復長が３１チップに低減され、コード・クロック周波
数が４０８ｋＨｚである試験段階では、出力値の完全な
セットは、ほぼ各７６μｓ後に取得される。この７６μ
ｓの値は、３１を４０８ｋＨｚによって割った値に相当
する。
【００７３】通常動作または試験段階おいて、完全なセ
ットを提供するために、積分器カウンタ２２は、各コー
ド・シーケンスの開始または終了に続いて、カウンティ
ングを開始する。したがって、コード反復長比すなわち
１０２３／３１によって乗算された積分時間比すなわち
（１ｍｓ／７６μｓ）に相当する出力値を取得するため
の時間利得を推定することが可能である。相関および復
調回路の閉ループ試験に対する時間利得は、擬似乱数コ
ードが１０２３の反復長を有する場合、達成された試験
時間の約４３５分の１である。この利得は、コード・ク
ロック周波数が、試験段階において１０２３ＭＨｚに固
定されている場合、１０００分の１にすることさえでき
るが、その理由は、積分時間が７６μｓから約３１μｓ
になるからである。
ットを提供するために、積分器カウンタ２２は、各コー
ド・シーケンスの開始または終了に続いて、カウンティ
ングを開始する。したがって、コード反復長比すなわち
１０２３／３１によって乗算された積分時間比すなわち
（１ｍｓ／７６μｓ）に相当する出力値を取得するため
の時間利得を推定することが可能である。相関および復
調回路の閉ループ試験に対する時間利得は、擬似乱数コ
ードが１０２３の反復長を有する場合、達成された試験
時間の約４３５分の１である。この利得は、コード・ク
ロック周波数が、試験段階において１０２３ＭＨｚに固
定されている場合、１０００分の１にすることさえでき
るが、その理由は、積分時間が７６μｓから約３１μｓ
になるからである。
【００７４】擬似パンクチュアル値に相当する２つの他
の出力値ＩPSとＱPSは、値ＩPSに対しては２つの出力信
号ＩESとＩLSを追加し、値ＱPSに対しては２つの信号Ｑ
ESとＱLSを追加することによって取得される。
の出力値ＩPSとＱPSは、値ＩPSに対しては２つの出力信
号ＩESとＩLSを追加し、値ＱPSに対しては２つの信号Ｑ
ESとＱLSを追加することによって取得される。
【００７５】ＰＲＮコード制御ループでは、４つの出力
信号ＩES、ＩLS、ＱES、およびＱLSは、前記出力信号に
対するエネルギー計算オペレーションを実施するコード
弁別器２３に導入される。１６サイクルなど、ある数の
積分サイクル中の値累積は、コード弁別器２３において
実施される。この弁別器２３は、フィルタも含み、ろ過
したコード位相ループ増分を、コード数値制御発振器
（ＮＣＯ）２４に供給する。この位相ループ増分によ
り、位相を調節して、コード複製を生成することが可能
になる。したがって、この発振器２４は、弁別器２３か
ら、例えばろ過した２８ビットの２進ワードを受信す
る。
信号ＩES、ＩLS、ＱES、およびＱLSは、前記出力信号に
対するエネルギー計算オペレーションを実施するコード
弁別器２３に導入される。１６サイクルなど、ある数の
積分サイクル中の値累積は、コード弁別器２３において
実施される。この弁別器２３は、フィルタも含み、ろ過
したコード位相ループ増分を、コード数値制御発振器
（ＮＣＯ）２４に供給する。この位相ループ増分によ
り、位相を調節して、コード複製を生成することが可能
になる。したがって、この発振器２４は、弁別器２３か
ら、例えばろ過した２８ビットの２進ワードを受信す
る。
【００７６】探索手順の開始時には、コード位相増分Ｉ
ＮＣＲ−Ｃは、発振器２４が提供しなければならないコ
ード・クロック周波数の開始値を固定するために、マイ
クロプロセッサおよびパラメータ入力および出力レジス
タを介して提供される。当然、この増分ＩＮＣＲ−Ｃの
値は、回路が通常動作モードまたは試験段階である場
合、異なる。
ＮＣＲ−Ｃは、発振器２４が提供しなければならないコ
ード・クロック周波数の開始値を固定するために、マイ
クロプロセッサおよびパラメータ入力および出力レジス
タを介して提供される。当然、この増分ＩＮＣＲ−Ｃの
値は、回路が通常動作モードまたは試験段階である場
合、異なる。
【００７７】クロック周波数信号ＰＲＮ−ＣＬＫは、擬
似乱数コードの早期複製と後期複製の生成をクロックす
るために、ＰＲＮコード発生器２５に供給される。命令
ＣＳがコード発生器２５に加えられている場合、これ
は、発生器が、３１の反復長を有するコード複製を生成
するために、試験段階において構成されていることを意
味する。同様に、試験段階では、数値制御発振器２４に
供給された増分ＩＮＣＲ−Ｃは、発振器の出力における
クロック周波数ＰＲＮ−ＣＬＫが、４０８ｋＨｚの値を
有することが好ましいというものである。
似乱数コードの早期複製と後期複製の生成をクロックす
るために、ＰＲＮコード発生器２５に供給される。命令
ＣＳがコード発生器２５に加えられている場合、これ
は、発生器が、３１の反復長を有するコード複製を生成
するために、試験段階において構成されていることを意
味する。同様に、試験段階では、数値制御発振器２４に
供給された増分ＩＮＣＲ−Ｃは、発振器の出力における
クロック周波数ＰＲＮ−ＣＬＫが、４０８ｋＨｚの値を
有することが好ましいというものである。
【００７８】搬送波制御ループでは、擬似パンクチュア
ル出力信号ＩPSとＱPSは、搬送波弁別器２６に入力され
る。値累積は、搬送波弁別器２６において、１６サイク
ルなど、ある数の積分サイクル中に実施される。この弁
別器２６は、フィルタも含み、ろ過した搬送波ループ増
分を搬送波数値制御発振器（ＮＣＯ）２７に供給する。
この搬送波ループ増分により、周波数を調節して、搬送
波複製を生成することが可能になる。したがって、この
発振器２７は、弁別器２６から、ろ過した２４ビットの
２進ワードを受信する。
ル出力信号ＩPSとＱPSは、搬送波弁別器２６に入力され
る。値累積は、搬送波弁別器２６において、１６サイク
ルなど、ある数の積分サイクル中に実施される。この弁
別器２６は、フィルタも含み、ろ過した搬送波ループ増
分を搬送波数値制御発振器（ＮＣＯ）２７に供給する。
この搬送波ループ増分により、周波数を調節して、搬送
波複製を生成することが可能になる。したがって、この
発振器２７は、弁別器２６から、ろ過した２４ビットの
２進ワードを受信する。
【００７９】探索手順の開始時におけるコード制御ルー
プについては、周波数増分ＩＮＣＲ−Ｐは、特にマイク
ロプロセッサを介して入力される。周波数増分ＩＮＣＲ
−Ｐにより、発振器２７によって生成された搬送波周波
数を、初めに、中間信号の搬送波周波数に対する比較値
に固定することが可能になる。当然、この増分ＩＮＣＲ
−Ｐの値は、回路が通常動作モードまたは試験段階にあ
る場合、異なる。
プについては、周波数増分ＩＮＣＲ−Ｐは、特にマイク
ロプロセッサを介して入力される。周波数増分ＩＮＣＲ
−Ｐにより、発振器２７によって生成された搬送波周波
数を、初めに、中間信号の搬送波周波数に対する比較値
に固定することが可能になる。当然、この増分ＩＮＣＲ
−Ｐの値は、回路が通常動作モードまたは試験段階にあ
る場合、異なる。
【００８０】数値制御発振器２７からの出力信号は、正
弦／余弦表２８に供給され、したがって、後者は、２つ
の複素信号をミキサ２０に与える。複素信号（Ｃｏｓｘ
−ｉＳｉｎｘ）および（−Ｓｉｎｘ−ｉＣＯｓｘ）は、
ミキサ２０において中間複素信号で乗算されて、同相信
号Ｉと４分の１位相信号Ｑを提供する。
弦／余弦表２８に供給され、したがって、後者は、２つ
の複素信号をミキサ２０に与える。複素信号（Ｃｏｓｘ
−ｉＳｉｎｘ）および（−Ｓｉｎｘ−ｉＣＯｓｘ）は、
ミキサ２０において中間複素信号で乗算されて、同相信
号Ｉと４分の１位相信号Ｑを提供する。
【００８１】上述したように、中間試験信号上で変調さ
れた擬似乱数コードに対し３１チップの反復長を選択す
るということにより、１０２３チップのコード反復長を
有する無線周波数信号の内在雑音を、回路試験段階にお
いて考慮することが可能になる。
れた擬似乱数コードに対し３１チップの反復長を選択す
るということにより、１０２３チップのコード反復長を
有する無線周波数信号の内在雑音を、回路試験段階にお
いて考慮することが可能になる。
【００８２】相関段に供給された従来の中間信号ＩＦ
は、有用な信号より約１６ｄＢ大きい雑音を含む。した
がって、雑音のない中間試験信号と比較できる値を有す
るために、積分器カウンタ２２によって提供された出力
信号上の実信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）を考慮しなけ
ればならない。通常、出力信号は、コード複製が中間試
験信号コードを有する位相にあるとき、１５ｄＢと２０
ｄＢの間にあるＳＮＲと共に出現する。
は、有用な信号より約１６ｄＢ大きい雑音を含む。した
がって、雑音のない中間試験信号と比較できる値を有す
るために、積分器カウンタ２２によって提供された出力
信号上の実信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）を考慮しなけ
ればならない。通常、出力信号は、コード複製が中間試
験信号コードを有する位相にあるとき、１５ｄＢと２０
ｄＢの間にあるＳＮＲと共に出現する。
【００８３】相関段の試験が、受信器の外部で生成され
た雑音のない無線周波数信号で実施される場合、積分器
カウンタ２２が飽和する危険性がある。この理由は、無
線周波数試験信号で相関段の動作を表す試験を有するた
めに、雑音を前記信号に追加することが必要なためであ
る。対照的に、本発明の中間試験信号では、雑音を追加
する必要がないが、その理由は、積分器カウンタの出力
値累積に飽和が観測されないからである。
た雑音のない無線周波数信号で実施される場合、積分器
カウンタ２２が飽和する危険性がある。この理由は、無
線周波数試験信号で相関段の動作を表す試験を有するた
めに、雑音を前記信号に追加することが必要なためであ
る。対照的に、本発明の中間試験信号では、雑音を追加
する必要がないが、その理由は、積分器カウンタの出力
値累積に飽和が観測されないからである。
【００８４】受信器によって受信された無線周波数信号
に依存する積分器出力信号のパワーは、式Ｐs＝（Ｃ／
Ｎ0）Ｔσ2によって与えられる。式中、（Ｃ／Ｎ0）Ｔ
のＴは１ｍｓの値を有し、信号対雑音比（ＳＮＲ）を表
し、σ2 は、中間雑音パワーを表す。したがって、中間
試験信号は、雑音を含む実無線周波数信号の出力パワー
に対する比較可能出力パワーを有する積分器カウンタ出
力信号を生成する。したがって、これにより、現実に近
い閉ループ動作試験を、３１まで低減された擬似乱数コ
ードを有する雑音のない試験信号で、相関段について実
施することが可能になる。
に依存する積分器出力信号のパワーは、式Ｐs＝（Ｃ／
Ｎ0）Ｔσ2によって与えられる。式中、（Ｃ／Ｎ0）Ｔ
のＴは１ｍｓの値を有し、信号対雑音比（ＳＮＲ）を表
し、σ2 は、中間雑音パワーを表す。したがって、中間
試験信号は、雑音を含む実無線周波数信号の出力パワー
に対する比較可能出力パワーを有する積分器カウンタ出
力信号を生成する。したがって、これにより、現実に近
い閉ループ動作試験を、３１まで低減された擬似乱数コ
ードを有する雑音のない試験信号で、相関段について実
施することが可能になる。
【００８５】試験段階の終了時には、中間信号メッセー
ジは、データをマイクロプロセッサに供給するために、
積分器カウンタ２２の各出力チャネルで復調されてい
る。試験結果と受信データの関数として、マイクロプロ
セッサは、各相関段チャネルが適切に機能しているか否
かを検査することができる。擬似乱数コード反復長の低
減の結果、試験時間は大幅に低減され、同時に実際の動
作試験に比較可能な閉ループ試験が保証される。したが
って、この閉ループ試験モードにおいて、９０％を超え
る要素を試験することができる。
ジは、データをマイクロプロセッサに供給するために、
積分器カウンタ２２の各出力チャネルで復調されてい
る。試験結果と受信データの関数として、マイクロプロ
セッサは、各相関段チャネルが適切に機能しているか否
かを検査することができる。擬似乱数コード反復長の低
減の結果、試験時間は大幅に低減され、同時に実際の動
作試験に比較可能な閉ループ試験が保証される。したが
って、この閉ループ試験モードにおいて、９０％を超え
る要素を試験することができる。
【００８６】この閉ループ試験動作は、上記で説明した
ように、マイクロプロセッサ手段をプログラムする関数
として、所定の時間帯において反復することができる。
当然、このプログラミングは、試験信号発生器を含む相
関および復調回路を有する受信器が、電池またはアキュ
ムレータによって給電される携帯式物体に装備されてい
るとき、有用である。この携帯物体は、当然、試験段階
においても消費電力を節約する必要がある時計または携
帯電話などとすることが可能である。
ように、マイクロプロセッサ手段をプログラムする関数
として、所定の時間帯において反復することができる。
当然、このプログラミングは、試験信号発生器を含む相
関および復調回路を有する受信器が、電池またはアキュ
ムレータによって給電される携帯式物体に装備されてい
るとき、有用である。この携帯物体は、当然、試験段階
においても消費電力を節約する必要がある時計または携
帯電話などとすることが可能である。
【００８７】それにも関わらず、相関および復調回路を
受信器に装備する動作が行われる前に、このテストを実
施することを構想することが完全に可能である。そのよ
うな場合、回路の相関段の閉ループ試験は、試験ベンチ
上、またはウエハ上での回路の製造ラインの端部におい
てさえ、実施することが可能である。
受信器に装備する動作が行われる前に、このテストを実
施することを構想することが完全に可能である。そのよ
うな場合、回路の相関段の閉ループ試験は、試験ベンチ
上、またはウエハ上での回路の製造ラインの端部におい
てさえ、実施することが可能である。
【００８８】当然請求項によって定義された本発明の範
囲から逸脱せずに、当業者が相関および復調回路の他の
実施形態を構想することも可能である。通常動作モード
または試験モードにおいて構成することができる回路
は、所定のコード反復長によって変調された信号用のあ
らゆる受信器において使用することが可能である。中間
試験信号は、回路に統合されている発生器ではなく、試
験ベンチ上などに配置された試験信号発生器によって供
給することが可能である。しかし、試験信号発生器は、
４０程度の論理ゲートまたはフリップ・フロップしか含
まないのに対し、回路は２百万に近いトランジスタを有
するので、これは、回路上に小さい追加スペースしか構
成しない。
囲から逸脱せずに、当業者が相関および復調回路の他の
実施形態を構想することも可能である。通常動作モード
または試験モードにおいて構成することができる回路
は、所定のコード反復長によって変調された信号用のあ
らゆる受信器において使用することが可能である。中間
試験信号は、回路に統合されている発生器ではなく、試
験ベンチ上などに配置された試験信号発生器によって供
給することが可能である。しかし、試験信号発生器は、
４０程度の論理ゲートまたはフリップ・フロップしか含
まないのに対し、回路は２百万に近いトランジスタを有
するので、これは、回路上に小さい追加スペースしか構
成しない。
【図１】本発明による相関および復調回路を有する無線
周波数信号受信器の概略図である。
周波数信号受信器の概略図である。
【図２】本発明による回路の試験信号発生器の電子要素
を示す概略図である。
を示す概略図である。
【図３ａ】本発明による試験信号生成手段の低減したＰ
ＲＮコード発生器の図である。
ＲＮコード発生器の図である。
【図３ｂ】通常の動作モードと本発明による回路の相関
段の各チャネルに対する試験モードにおいて構成するこ
とができるＰＲＮコード発生器の図である。
段の各チャネルに対する試験モードにおいて構成するこ
とができるＰＲＮコード発生器の図である。
【図４】本発明による相関段のコリレータの要素を示す
概略図である。
概略図である。
２ アンテナ ３ 無線周波数受信および整形手段 ４’ 第１電子回路 ４” 第２電子回路 ５ クロック信号発生器 ６ 相関および復調回路 ７ 相関段 ７’ １２のチャネル ８ コリレータ ９ 制御装置 １０ データ転送バス １１、１１’ バッファ・レジスタ １２ マイクロプロセッサ手段 １３ データ・バス １４ 試験信号生成手段 １５ 試験信号発生器 １６、４６、４７、４８ マルチプレクサ １７ 試験セレクタ １８ 記憶手段 １９ 制御バス ２０ 搬送波ミキサ ２１ コード・ミキサ ２２ 積分器カウンタ ２３ コード弁別器 ２４ コード数値制御発振器 ２５ 擬似乱数コード発生器 ２６ 搬送波弁別器 ２７ 搬送波数値制御発振器 ２８ 正弦／余弦表 ３０、４０ フリップ・フロップ ３２、３４、４２、４３、４４ ＸＯＲタイプの加算器 ４１、４５ 加算器 １５１、１５３ ８ビット数値制御発振器 １５２ 小さなＰＲＮ発生器 １５４ メッセージ発生器 １５５、１５６ 信号ミキサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジャン−ダニエル・エチエンヌ スイス国・シイエイチ−2206・レ ジェネ ヴェイ−スール−コフラン・ルート ド ヴァネル・31 (72)発明者 ルード・リエム−ヴィス スイス国・シイエイチ−2000・ヌシャテ ル・アヴェニュ ド ベルボ・３ (72)発明者 エルハム・フィロウヅィ スイス国・シイエイチ−2514・リジェ・ド ルフガッセ・51 Ｆターム(参考） 5J062 AA01 CC07 DD02 DD13 DD14 5K022 EE02 EE31 EE34
Claims (13)
- 【請求項１】 所定の反復長の第１コードによって変調
された信号受信器（１）用の相関および復調回路（６）
であって、前記第１コードは、前記信号を送信するソー
スを定義し、前記回路は、特に通常動作モードまたは試
験モードにおいて相関段を構成するために、制御手段
（１２）に接続されている前記相関段（７）を含み、通
常動作において、前記段階は、受信器変調信号受信手段
（３）内で成形された変調信号に相当する中間信号（Ｉ
Ｆ）を受信することを意図し、前記中間信号は、前記相
関段（７）のコリレータ制御ループ（８）において、コ
ード発生器（２５）によって供給された第１コードの複
製と相関されており、試験段階において、前記コード発
生器（２５）が、第１コードより短い反復長の第２コー
ドによって変調され、かつ第１コードによって変調され
た信号の場合より速く閉ループ動作の相関段を表す試験
を実施するように相関段（７）に供給された中間試験信
号（ＩＦtest）で、相関動作に対し、第１コードより短
い第２反復コードの複製を生成するために、制御手段
（１２）を介して適合されていることを特徴とする相関
および復調回路（６）。 - 【請求項２】 試験段階において、受信器からの中間信
号（ＩＦ）の代わりに、中間試験信号（ＩＦtest）を相
関段に供給することができる試験信号発生器（１５）を
含み、前記試験信号が、閉ループ動作において、相関段
（７）を表す試験を実施するように、第１コードより短
い反復長の第２コードによって変調されていることを特
徴とする請求項１に記載の相関および復調回路（６）。 - 【請求項３】 無線周波数信号受信器（１）に対し、第
１コードが、各送信衛星に対して異なる第１擬似乱数コ
ードであり、試験信号発生器（１５）が、試験段階にお
いて、第１擬似乱数コードより短い反復長の第２擬似乱
数コードによって変調された試験信号（ＩＦtest）を供
給し、コード発生器（２５）が、試験段階において、試
験信号で、相関動作に対し、第２擬似乱数コードの複製
を生成するために、制御手段（１２）を介して適合され
ていることを特徴とする、請求項２に記載の相関および
復調回路（６）。 - 【請求項４】 ＧＰＳタイプの受信器に対し、制御手段
が、位置、速度、および時間のデータを計算することが
できるマイクロプロセッサ手段（１２、１８）の一部を
形成し、相関動作の開始時に制御ループ・パラメータを
適合させ、相関段が試験段階において適切に機能してい
ることを検査することを特徴とする請求項３に記載の相
関および復調回路（６）。 - 【請求項５】 相関段（７）が、いくつかのチャネル
（７’）を含み、各チャネルが、見えるいくつかの衛星
を通常動作において同時に捕捉および追跡可能にするコ
リレータ（８）を備え、一方試験段階において、各コー
ド発生器（２５）が同じ第２コード複製を生成するよう
に適合されているすべての相関段チャネルが、すべての
相関段チャネルの相関動作が適切に機能していることを
同時に検査するために、試験信号発生器（１５）から試
験信号（ＩＦtest）のみを受信することを特徴とする請
求項３および４のいずれかに記載の相関および復調回路
（６）。 - 【請求項６】 マイクロプロセッサ（１２）が、所定の
時々に相関段（７）の試験段階を指令するようにプログ
ラムされていることを特徴とする請求項４に記載の相関
および復調回路（６）。 - 【請求項７】 試験信号発生器（１５）が、積分器カウ
ンタ（１２）など、事前検出要素からの出力信号と比較
可能なパワーを有するために、搬送波周波数と相関段の
擬似乱数コードに関する制御ループにおいて、第１擬似
乱数コードによって変調された無線周波数信号に固有の
雑音を考慮するように、反復長が決定されている第２擬
似乱数コードによって変調された搬送波周波数試験信号
を試験段階において、生成することを特徴とする請求項
３ないし６のいずれかに記載の相関および復調回路
（６）。 - 【請求項８】 マイクロプロセッサ手段（１２）が、相
関段の各チャネルのコード発生器（２５）と協働して、
第１または第２擬似乱数コードの反復長の関数として、
事前検出要素統合期間を定義することを特徴とする請求
項７に記載の相関および復調回路（６）。 - 【請求項９】 試験信号発生器（１５）が、第２擬似乱
数コード発生器と、マイクロプロセッサ手段によって提
供された第１の２進ワードに基づいて、クロック信号
（ＰＲＮ−ＣＬＫ）を第２擬似乱数コード発生器（１５
２）に供給するための、８ビット発振器などの第１数値
制御発振器（１５１）と、マイクロプロセッサ手段によ
って提供された第２の２進ワードに基づいて、搬送波周
波数信号を生成するための、８ビット発振器などの第２
数値制御発振器（１５３）と、メッセージ信号も搬送波
周波数信号上で変調されているメッセージ発生器（１５
４）とを含み、相関段（７）が、試験メッセージ・デー
タを、相関段の閉ループ動作試験段階検査のために、マ
イクロプロセッサ手段に供給することを意図しているこ
とを特徴とする請求項３および７のいずれかに記載の相
関および復調回路（６）。 - 【請求項１０】 低減した第２擬似乱数コードが、３１
に等しい反復長を有し、一方、無線周波数信号の第１擬
似乱数コードが、相関段事前検出要素（２２）の１つの
出力において、無線周波数信号の固有の雑音を考慮に入
れた比較可能信号（ＩES、ＱLS、ＱES、ＱLS）を供給す
ることを可能にする１０２３に等しい反復長を有するこ
とを特徴とする請求項７および９のいずれかに記載の相
関および復調回路（６）。 - 【請求項１１】 相関段（７）が、通常動作モードまた
は試験モードにおいて、コード発生器（２５）に対し、
特に位相および／または周波数パラメータを調整するた
めに、すべての同期化タスクにおいてデジタル信号を処
理するアルゴリズムを実施するコリレータ（８）に接続
されている制御装置（９）を、各チャネル（７’）に対
し含むことを特徴とする請求項３ないし５のいずれかに
記載の相関および復調回路（６）。 - 【請求項１２】 相関段（７）の各チャネルのコリレー
タ（８）が、コリレータに供給された中間信号の搬送波
周波数の関数として、通常動作モードまたは試験モード
において、マイクロプロセッサ手段（１２）によって適
合することができるように、搬送波周波数信号の複製を
生成する手段（２７、２８）を含むことを特徴とする請
求項５に記載の相関および復調回路（６）。 - 【請求項１３】 前記回路のすべての要素が、シリコン
基板など、単一の半導体基板上に作成されていることを
特徴とする、前記請求項のいずれかに記載の相関および
復調回路（６）。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CH24682000 | 2000-12-18 | ||
| CH2468/00 | 2000-12-18 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002290282A true JP2002290282A (ja) | 2002-10-04 |
| JP2002290282A5 JP2002290282A5 (ja) | 2005-07-21 |
| JP4047582B2 JP4047582B2 (ja) | 2008-02-13 |
Family
ID=4569468
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001383944A Expired - Fee Related JP4047582B2 (ja) | 2000-12-18 | 2001-12-18 | 特有のコードで変調された信号用受信器の相関および復調回路 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7023905B2 (ja) |
| JP (1) | JP4047582B2 (ja) |
| KR (1) | KR100835484B1 (ja) |
| CN (1) | CN1230988C (ja) |
| CA (1) | CA2362222A1 (ja) |
| HK (1) | HK1047363B (ja) |
| TW (1) | TW532016B (ja) |
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- 2001-11-06 TW TW090127565A patent/TW532016B/zh not_active IP Right Cessation
- 2001-11-14 CA CA002362222A patent/CA2362222A1/en not_active Abandoned
- 2001-11-28 US US09/994,886 patent/US7023905B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2001-12-17 KR KR1020010079914A patent/KR100835484B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2001-12-17 CN CNB011436689A patent/CN1230988C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2001-12-18 JP JP2001383944A patent/JP4047582B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2002
- 2002-12-04 HK HK02108826.1A patent/HK1047363B/zh not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR20020048889A (ko) | 2002-06-24 |
| KR100835484B1 (ko) | 2008-06-04 |
| CA2362222A1 (en) | 2002-06-18 |
| TW532016B (en) | 2003-05-11 |
| HK1047363B (zh) | 2006-08-18 |
| HK1047363A1 (en) | 2003-02-14 |
| CN1360399A (zh) | 2002-07-24 |
| JP4047582B2 (ja) | 2008-02-13 |
| CN1230988C (zh) | 2005-12-07 |
| US7023905B2 (en) | 2006-04-04 |
| US20020075945A1 (en) | 2002-06-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20041209 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20041209 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20070402 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070522 |
|
| A521 | Written amendment |
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|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |