JPH04232485A - 広域測位システム受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、位相符号変調を使用す
るレーダと通信両用のデジタル信号処理に関し、更に詳
細には広域測位システム（ＧＰＳ）受信機の信号プロセ
ッサにおいて２値位相偏移変調（シフトキーイング）方
式（ＢＰＳＫ）の擬似ランダムノイズ（ＰＮ）コードを
相関づける装置と方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】位相符号変調は、理想的には時間又は時
間遅延の測定に好適である。時間遅延は距離（レンジ）
の尺度であり、一方、一定の時間間隔で測定された位相
の差は周波数の尺度である。位相符号変調は位相符号変
調の予想される位相又はレプリカと比較（相関づけ）さ
れる。

【０００３】典型的な位相符号変調は２値位相偏移変調
方式（ＢＰＳＫ）だけでなく２値周波数偏移変調（ＢＦ
ＳＫ）をも包含する。

【０００４】広域測位システム（ＧＰＳ）は軌道中に衛
星が１８個存在することにもとづく航行システムである
。完全作動状態では、１８個の衛星は２４時間連続した
カバリッジを可能にするために選択される傾斜した３つ
の１２時間円形軌道中に均一に分散されることになる。 上記ＧＰＳは世界中の何処においても非常に正確な時間
と３次元位置および速度に関する情報を提供する。 通常、４次元（緯度，経度，高度、および時間）内で正
確に位置を測定するためには４個の衛星が必要とされる
。上記位置の測定は全部で１８個のうちから選択された
衛星からのＲＦ信号の走行時間を測定することに基づい
ている。各衛星は１５７５．４２ＭＨｚのＬ１　信号と
１２２７．６ＭＨｚのＬ２　信号を含む相異なる一対の
Ｌバンドキャリア信号を伝送する。Ｌ１　とＬ２　の信
号は走行時間の正確な測定を行うＰコードと、走行時間
のコース測定を行い多くの商業目的に適した所望信号に
容易にロックオンするＣ／Ａ（コース／アクイジション
）コードとより成る２つの擬似ランダムノイズ（ＰＮ）
コードにより２相変調される。各衛星は異なるＰＮコー
ドを使用するから、特定の衛星によって伝送される信号
はそれに対応するＰＮコードパターンを生成しマッチン
グ（相関づける）させることによって選択することがで
きる。 Ｐコードは広域測位システム（ＧＰＳ）の主要な航法擬
似ランダムノイズ（ＰＮ）レンジコードである。Ｐコー
ドは（スペクトラム拡散における用語で）チップと称さ
れるビット反復シーケンスである。各衛星に対するＰコ
ードはＸ１　とＸ２　の２つのＰＮコードの積である。 但し、Ｘ１　は１．５秒又は１５，３４５，０００チッ
プの周期を有し、Ｘ２　は１５，３４５，０３７即ち３
７チップだけ長い周期を有する。１つのＧＰＳ受信機中
のＰコードジェネレータは特定のＧＰＳ衛星のＰコード
ジェネレータにより生成されるＰコードのレプリカを再
生し、各衛星はユニークなＰコードをつくりだす。Ｃ／
Ａコードは１．０２３Ｍｂｐｓ　ビット速度で１０２３
ビット又は１ミリ秒継続する比較的短いコードである。 このコードはその期間にわたって優れた多重アクセス性
を与えるために選択される。

【０００５】「Ａｌｌ−Ｄｉｇｉｔａｌ　ＧＰＳ　Ｒｅ
ｃｅｉｖｅｒ　Ｍｅｃｈａｎｉｚａｔｉｏｎ」と題する
論文（Ｐｅｔｅｒ　Ｃ．　Ｏｕｌｄ　およびＲｏｂｅｒ
ｔ　Ｊ．Ｖａｎ　　Ｗｅｃｈｅｌ著、Ｎａｖｉｇａｔｉ
ｏｎ，Ｖｏｌ．２　，ｐｐ．２５−３５に公表、ＩＯＮ
　Ａｅｒｏｓｐａｃｅ　Ｍｅｅｔｉｎｇ　，１９８１年
４月に発表）には全デジタルＧＰＳ受信機が記載されて
いる。それによれば性能要求に応じて、コード相関化は
デジタル整合フィルタ（ＤＭＦ）又はデジタル相関器の
何れかを用いてデジタル式に行われる。殊に、ＣＩＡコ
ードとＰコードの双方に使用され量子化サンプルがスケ
ーリングされて全ての正値をつくりだし簡単なアップ／
ダウンカウンタを用いて最上位ビット（ＭＳＢ）と最下
位ビット（ＬＳＢ）を独立して積分することができるよ
うになった３サンプル２ビット相関器が解説されている
。然しながら、このアプローチではそれぞれのアナログ
／デジタルビットに対してＧＰＳ受信機の信号処理装置
に一つの相関器／積分器が必要とされる。「Ａｌｌ−Ｄ
ｉｇｉｔａｌ　ＧＰＳ　Ｒｅｃｅｉｖｅｒ　Ｍｅｃｈａ
ｎｉｚａｔｉｏｎ−Ｓｉｘ　Ｙｅａｒｓ　Ｌａｔｅｒ」
（Ｊ．　Ｓ．　Ｇｒａｈａｍ，Ｐ．Ｃ．Ｏｕｌｄ，Ｒ．
　Ｊ．　Ｖａｎ　Ｗｅｃｈｅｌ著、Ｊｏｕｒｎａｌ　ｏ
ｆ　Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ　ｏｆ　Ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ
，Ｎａｔｉｏｎａｌ　Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ　Ｍｅｅｔｉ
ｎｇ，１９８７年１月）と題する論文では、マルチタッ
プ相関器／積分器が解説されている。その相関器／積分
器は正としてＹ個の１６のビットアップ／ダウンカウン
タのＮ倍の集合体である（ＮはＡ／Ｄビットの数で、Ｙ
はタップの倍数）。 サンプリングされた信号が送信されたコードのレプリカ
に対して相関づけられると、カウンタはカウントアップ
又はカウントダウンして各Ａ／Ｄビットについてそれぞ
れマッチ又はミスマッチを指示する。

【０００６】相関時間間隔の終りにそれぞれのＡ／Ｄビ
ットに対するカウントはマイクロプロセッサバスにより
アクセス可能なホールドレジスタ内にストアされる。最
適フイルタであるこの積分・ダンプ機能はそれぞれの１
６ビットアップ／ダウンカウンタ出力を重みづけするこ
とが必要である。Ｎ個の１６ビット出力重みづけワード
を蓄積してガウス雑音中に埋込まれた擬似ランダムノイ
ズコードを検出する。然しながら、擬似ランダムノイズ
コード相関づけに対するこれらのアプローチはＶＬＳＩ
回路によって実行しても相当なハードウエア量となる。

【０００７】ＧＰＳ方式の新たな用途は大規模集積（Ｖ
ＬＳＩ）回路上に製作された信号処理回路を有するＧＰ
Ｓ受信機に対する必要性に向けられている。この集積度
を達成するためには信号処理回路はそれをＶＬＳＩ回路
上に製作しやすくするために最小限の回路で設計しなけ
ればならない。

【０００８】

【発明が解決しょうとする課題】従って、本発明の目的
は受信ＰＮコード変調搬送波（キャリア）を符号と大き
さ（振幅）の入力重みづけによってＮビット相関づける
ＧＰＳ受信機を提供することである。

【０００９】本発明の別の目的は大規模集積（ＶＬＳＩ
）回路の製作を容易にするために最小限の回路と相互結
線を使用して受取られたＰＮコード変調キャリアのＮビ
ット相関づけを実行するＧＰＳ受信機を提供することで
ある。

【００１０】本発明の目的は、更にＰＮコード基準を生
成して同相基準（ＩＲＥＦ）信号と直角位相基準（ＱＲ
ＥＦ）信号の両方を提供し、受信したＰＮコード変調搬
送波のＩＦサンプリング又はベースバンドサンプリング
の何れかを実行することを可能にするＧＰＳ受信機用Ｐ
Ｎコード相関づけ装置を提供することである。

【００１１】本発明の目的は更にそれぞれのチャネルが
ＢＰＳＫ擬似ランダムノイズコードを相関づける符号及
び振幅入力により重みづけられる相関器を備える多重チ
ャネル信号プロセッサを提供することである。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的は、受信された
ＰＮコード変調搬送波のサンプリングを実行して同相（
Ｉ）と直角位相（Ｑ）の信号を生成するＧＰＳ受信機フ
ロントエンドと、受信機フロントエンドの出力に接続さ
れドップラー周波数とＰＮコード変調分を変調搬送波か
ら除去する信号プロセッサと、同信号プロセッサに接続
され相関づけられたＩとＱのサンプルを処理して搬送波
信号の位相を判断するＧＰＳプロセッサとから成る広域
測位システム（ＧＰＳ）によって達成される。上記信号
プロセッサは、それぞれが符号及び振幅入力重みづけ（
ウエイト）を有し内部に生成するＰＮコード基準の同相
（ＩＲＥＦ）成分と直角位相（ＱＲＥＦ）成分とＩとＱ
サンプルを相関づける相関手段を有する複数のチャネル
より構成される。上記相関手段は重みづけセレクト信号
に応じて制御される。ＧＰＳプロセッサは、信号プロセ
ッサに対して多重チャネル制御信号を提供し、擬似レン
ジと擬似レンジレートを推定する。ＧＰＳフロントエン
ド受信機はＩＦサンプリングか、上記ＩとＱのサンプル
を生成するためのベースバンドサンプリングの何れかを
含んでいる。ベースバンドサンプリングでは、相関器は
ＩとＱのサンプルを内部に生成するＰＮコード基準のＩ
ＲＥＦ成分のみと相関づける手段を備える。相関器の符
号と振幅入力の重みづけはＲ係数重みづけ入力をストア
するレジスタ手段と、同レジスタ手段に接続されサンプ
ルの重みづけられた内側の交差とサンプルの外側の重み
づけ交差との間を重みづけセレクト信号に従って選択す
るマルチプレクサ手段と、同マルチプレクサに接続され
サンプルの符号と振幅（絶対値）の論理手段への入力に
従って重みづけセレクト信号を生成する論理手段とから
構成される。

【００１３】上記目的は、更に、受信された擬似ランダ
ムノイズ（ＰＮ）コードにより変調された搬送信号の同
相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）サンプルから受信搬送ドップ
ラーを除去する手段と、受信搬送波のドップラーを除去
する手段に接続され受信ＰＮコードのレプリカであるＰ
Ｎコード基準を生成する手段と、上記搬送波ドップラー
除去手段とＰＮコード基準レプリカ生成手段とに接続さ
れＩとＱのサンプルをコピーしたＰＮコードのＩＲＥＦ
とＱＲＥＦ成分とによってそれぞれ相関づける手段とを
備える相関手段によって達成される。上記ＰＮコード基
準は同相（ＩＲＥＦ）成分と直角位相（ＱＲＥＦ）成分
とを有する。相関手段はＩとＱのサンプルの符号と絶対
値の入力を重みづけする手段を備える。入力重みづけに
よってサンプルに対してＲ重みづけ係数が付与され、余
分のＡ／Ｄ変換利得を有する重みづけされたサンプルが
相関のために提供される。アダー制御手段は入力重みづ
け手段に接続され重みづけされたサンプルの各々が相関
制御信号に従って重みづけされたサンプルの累積値が加
算されるか又はそれから減算されるかを判断する。また
サンプルの符号をＰＮコード基準信号と比較することに
よって相関制御信号を生成する手段が提供される。積分
手段はアダー制御手段と相関制御信号生成手段とに接続
され重みづけされたサンプルを一定の相関時間間隔にわ
たって累積する。外側交差のＲ係数重みづけ入力はプロ
グラミングされた制御の下に変化するか、特定の相関づ
け間隔（Ｔｃｊ）の間一定とすることができる。

【００１４】上記目的は、更に、受信されたＰＮコード
変調搬送波をＧＰＳ受信機フロントエンド内でサンプリ
ングして同相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）のサンプルを生成
して信号プロセッサ内の変調搬送波からドップラー周波
数とＰＮコード変調分を除去し、相関手段中で重みづけ
されたＩとＱのサンプルを内部に生成したＰＮコード基
準の同相（ＩＲＥＦ）と直角位相（ＱＲＥＦ）成分と相
関づけ、プロセッサ手段中で相関づけられたＩとＱのサ
ンプルを処理して搬送波の位相を判断し、信号プロセッ
サに対して多重チャネル制御信号を提供し、擬似レンジ
と擬似レンジレートを求めるステップより構成される広
域測位システム受信機におけるＰＮコード相関実行法に
より達成される。

【００１５】上記プロセッサはそれぞれが符号と絶対値
の入力の重みづけを有する相関手段を備える複数のチャ
ネルより構成される。ＧＰＳ受信機フロントエンドにお
けるサンプリングのステップはＩＦサンプリング又はベ
ースバンドサンプリングを実行して上記ＩとＱのサンプ
ルを生成するステップより構成される。ベースバンドサ
ンプリングを実行するステップは更に重みづけされたＩ
とＱのサンプルを内部に生成されるＰＮコード基準のＩ
ＲＥＦ成分のみと相関づけするステップより構成される
。

【００１６】

【実施例】先ず、図１について説明すると、図１は広域
測位システム（ＧＰＳ）受信機１０のブロック図を示し
ている。ＧＰＳ受信機は受信された２値位相偏移変調（
ＢＰＳＫ）によって変調された搬送信号のアクイジショ
ン（捕捉）とトラッキングを行う。ＧＰＳ受信機１０は
ＢＰＳＫ変調搬送信号を受信するアンテナ１２を備え、
同アンテナ１２はＧＰＳ受信機フロントエンド（ＲＥＦ
）１４に接続される。フロントエンド１４は、ＰＦ／Ｉ
Ｆ処理をアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換とともに実
行して同相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）信号出力を生成する
。ＧＰＳ　　ＰＦＥ１４はまた受信周波数標準発振器と
タイミングシンセサイザ（図示しないが当業者には周知
である）を含み、ＧＰＳ受信機１０のクロックとタイミ
ングパルスを生成する。ＧＰＳ　　ＲＦＥ１４の出力は
複数の衛星船送信機を捕捉しトラッキングするために使
用されるＸチャネル信号プロセッサ１６に接続される。 チャネルの最大数は１２で、一時に見ることのできる衛
星の数によって判断され、最小数は５でそのうち４個は
緯度，経度，高度，時間を求めるために必要とされる。 第５番目のチャネルは空を探査して緯度，経度，高度，
時間を求めるために使用される４個の衛星の最適組合せ
を判断するために必要とされる。Ｘチャネル信号プロセ
ッサ１６は受信ＲＦ搬送波上で変調されたＢＰＳＫ擬似
ランダムノイズコードを除去する。Ｘチャネル信号プロ
セッサ１６はＧＰＳプロセッサ１８に接続される相関器
／積分器データを生成し、ＧＰＳプロセッサ１８はＸチ
ャネル信号プロセッサ１６に帰還されるＲ係数、ＰＮコ
ーダ、およびＮＣＯ制御信号を生成する。ＧＰＳプロセ
ッサ１８は受信ＲＦ搬送波をトラッキングしてそれぞれ
の信号プロセッサチャネル中のドップラー周波数とＰＮ
コード変調を除去する。ＧＰＳ　　ＲＦＥ１４からのＩ
とＱのＡ／ＤデータはＸチャネル信号プロセッサ１６の
各チャネル中の位相回転器に接続され、受信信号搬送ド
ップラーが除去される。ＧＰＳプロセッサ１８はＧＰＳ
衛星の擬似レンジと擬似レンジレートを求める。

【００１７】次に図２を参照すると、システムタイミン
グ手段２０と、それぞれが改良された本発明のマルチ−
Ｙ−タップ相関器／積分器２４Ｉ　〜２４Ｘ　から成る
複数のチャネル２２Ｉ　〜２２Ｘ　とから構成されるＸ
チャネル信号プロセッサ１６のブロック図が示されてい
る。入出力インターフェース２６はＧＰＳプロセッサ１
８に送られるマルチ−Ｙ−タップ相関器／積分器データ
に対するシリアル出力を提供する。かかるインターフェ
ース２６は１つのシリアル入力を介してＧＰＳプロセッ
サ１８からの各チャネルに対するＲ係数制御信号、ＰＮ
−コーダ制御信号ならびにＮＣＯ制御信号を受取る。

【００１８】次は図３を参照すると、Ｘ−チャネル信号
プロセッサ１６の１つのＸチャネル２４Ｘ　のダイアグ
ラムが示されている。上記チャネル２４Ｘ　はＩマルチ
−Ｙ−タップ相関器／積分器３８とＱマルチ−Ｙ−タッ
プ相関器／積分器４０を備える。それぞれのＸ−チャネ
ルはチャネル内で分配されるべくタイミング信号バッフ
ァ３０に接続されるタイミング信号を受取る。それぞれ
のＸ−チャネルはＧＰＳＲＦＥ１４からＩとＱのデータ
信号を受取る。ＩとＱのＡ／Ｄデータ信号は位相回転器
３２に接続されて受信した信号搬送波のドップラーを除
去するようになっている。各チャネル２２内の位相回転
器３２の出力はＹ−タップ相関器／積分器に接続され、
ＰＮコード変調を除去してＧＰＳプロセッサ１８中のコ
ードと搬送波のトラッキングを行う。その後、位相回転
器３２からのＩｏｕｔ　とＱｏｕｔ　とはそれぞれＩマ
ルチ−Ｙ−タップ相関器／積分器３８とＱマルチ−Ｙ−
タップ相関器／積分器４０へ送られ、そこでＩ信号とＱ
信号の相関づけによってＰＮコード変調を除去して各チ
ャネル内でレンジトラッキングを拡張する。タイミング
信号バッファ３０からの数値制御発振器（ＮＣＯ）クロ
ック信号は搬送波ＮＣＯ４４とコードＮＣＯ４６に接続
される。搬送波ＮＣＯ４４は瞬間位相出力の最上位搬送
波ＮＣＯビットのうち５ビットを生成し（但し、最上位
ビットから始まるビットはそれぞれ１８０°，９０°，
４５°，７３．５°および２２．５°を表わす。）これ
ら５ＭＳＢは受取ったＩとＱのデータＡ／Ｄサンプルを
位相回転するために位相回転器３２へ接続される。位相
回転角度に対して使用される限られた数の搬送波ＮＣＯ
ビットは図１に示すＧＰＳプロセッサ１８中に全精度評
価が維持されるために位相精度を低下させない。各チャ
ネル中のＩマルチ−Ｙ−タップ相関器／積分器３８とＱ
マルチ−Ｙ−相関器／積分器４０からの相関づけられた
ＩとＱのデータはシリアル出力ポート４２を介して１ミ
リ秒相関づけ間隔時間（Ｔｃｊ）でＧＰＳプロセッサ１
８へ伝送される。コードＮＣＯ４６は遅延又はレンジの
瞬間的な整数と分数のコードチップの最上位コードＮＣ
Ｏビットの６ビットを生成する。最上位ビットは４個の
Ｐコード（１０．２３ＭＨｚ）遅延チップである。６Ｍ
ＳＢ（４，２，１，１／２，１／４および１／８のＰコ
ード遅延チップを表わす）は遅延コントローラ３４へ接
続される。遅延コントローラ３４用に使用される限られ
た数のコードＮＣＯビットは、先に述べたように図１に
示すＧＰＳプロセッサ１８中に全精度評価が維持される
ために遅延又はレンジ分解能の分数チップを動作低下さ
せることはない。コードＮＣＯ４６の６ＭＳＢは遅延コ
ントローラ３４に接続されて受信されたＩとＱの信号を
特定の相関器／積分器タップ内の中心に維持するように
なっている。２ＦＳサンプルクロックと８個の１／８チ
ップ遅延Ｆｏクロックはコードマルチプレクサ（ＭＵＸ
）５２からの信号と共に遅延コントローラ３４に接続さ
れる。遅延コントローラ３４の出力は基準コードでＩと
Ｑのコード基準ジェネレータ３６へ接続される。ＩとＱ
のコード基準ジェネレータ３６はＩマルチ−Ｙ−タップ
相関器／積分器３８に接続される。Ｙ個のＩ基準コード
レプリカ信号を生成すると共に、Ｑマルチ−Ｙ−タップ
相関器／積分器４０に接続されるＹ個のＱ基準コードレ
プリカ信号を生成する。但し、Ｙはマルチ−Ｙ−タップ
相関器／積分器３８，４０におけるタップ数である。

【００１９】更に図３について述べると、ローカル１０
．２３ＭＨｚ基準であるＦｏクロックはタイミング信号
バッファ３０からＣ／Ａコーダ４８とＰコーダ５０へ接
続される。Ｃ／Ａコーダ４８はＣ／Ａコードのレプリカ
を生成し、Ｐ−コーダ５０はＰコードのレプリカを生成
する。Ｃ／Ａコーダ４８とＰコーダ５０は受信したＲＦ
搬送波信号に対して変調されたＰＮコードのレプリカを
生成する。遅延コードのレプリカはＲＥＦ　　ＣＯＤＥ
信号を生成する遅延コントローラ３４によって受信した
ＰＮコードＡ／Ｄサンプルと整合させる。Ｃ／ＡとＰコ
ードはかかるコードの転送を選択するコードマルチプレ
クサ（ＭＵＸ）５２に接続され、コードＭＵＸ５２の出
力はＰＮコードで、入力ポート４４から受取られるコー
ダ制御信号に従って遅延コントローラ３４へ送られる。 ＰＮコードチップはＰＮコード周波数（ＧＰＳ受信機１
０については１．０２３ＭＨｚ又は１０．２３ＭＨｚ）
により定義される時間又は周期である。ＩとＱのコード
基準タップ間隔は１／２又は１のＰＮコードチップ間隔
の何れかである。但し、ＰＮコードはＣ／Ａ，Ｐ，又は
Ｅである。ＧＰＳＣ／Ａコードは１．０２３ＭＨｚでＰ
コード周波数は外部（Ｅ）コード周波数１０．２３ＭＨ
ｚに等しい。入力ポート４４はＧＰＳプロセッサ１８か
ら制御データを受取り、Ｒ係数、Ｃ／Ａコーダ、Ｐコー
ダおよびＮＣＯを制御する。Ｒ係数制御データはＩマル
チ−Ｙ−タップ相関器／積分器３８とＱマルチ−Ｙ−タ
ップ相関器／積分器４０に接続される。コーダ制御デー
タはＣ／Ａコーダ４８，Ｐ−コーダ５０およびコードマ
ルチプレクサ（ＭＵＸ）５２に接続される。入力ポート
４４からのこのコード制御データはアクィジションコー
ドおよび搬送波ドッキングを制御し、適用可能な場合に
はビルトインテスト能力を提供する。かかる制御データ
はＸチャネル信号プロセッサ１６の場合、１ミリ秒相関
化間隔の倍数でＧＰＳプロセッサ１８から受取られ、Ｃ
／Ａ，Ｐ，又はＥコード上のＸ衛星へ取得されトラック
アップされる。但し、Ｅ−コードはもう一つの伝送コー
ドの外部レプリカである。

【００２０】さて図４と５について述べると、図５はＩ
とＱのコード基準ジェネレータ３６のブロック図である
。Ｉ基準とＱ基準コードレプリカ信号のクロック信号（
４ＦＳと２ＦＳ）に対するタイミング関係を図４に示す
。図３と５に示す基準コード（ＲＥＦ．ＣＯＤＥ）信号
はベースバンドＡ／Ｄサンプリング（ＩとＱのサンプル
は時間的に同じ瞬間にとられる）か、本実施例中に使用
されるＩＦサンプリング（ＩとＱのサンプルは同相Ａ／
Ｄ変換器内を時間上継起する）用の何れかである。ＩＦ
サンプリングは同相Ａ／Ｄ変換器のみを使用して、米国
特許出願第３１９，５０４号（１９８９年３月６日出願
、「Ｓｐｒｅａｄ　Ｓｐｅｃｔｒｕｍ　Ｄｅｔｅｃｔｏ
ｒ」発明者Ｒｏｂｅｒｔ　Ｈ．　Ｃａｎｔｗｅｌｌ　）
に記載の一連の４部の１サイクル間隔でＩＦ信号をサン
プリングする。図４に示す如く、同相サンプル毎に直角
位相サンプルが続く。ＩとＱのＡ／ＤサンプルはＩとＱ
のサンプルを共に処理するために時間上一致する。図４
はｎ番目のＡ／ＤサンプルＩｎとＱｎに対するかかる一
致を示す。遅延したＩｎサンプルはＩｎＤで時間上Ｑｎ
サンプルと整合している。ＩＦサンプルは時間上継起す
るために、ＰＮコード基準も時間的に継起してＩとＱの
Ａ／Ｄサンプル時間と一致してＩとＱのＰＮコードを相
関づけるようにする必要がある。Ｃ／Ａコーダ４８又は
Ｐコーダ５０は受信ＲＦ搬送信号上で変調されたＰＮコ
ードのレプリカを発生する。図３の遅延制御３４によっ
て生成される。コードレプリカは、先に述べたようにＲ
ＥＦ．ＣＯＤＥである。６個の最上位コードＮＣＯビッ
トは受信ＰＮコード変調搬送信号を選択されたＩ又はＱ
の相関化タップ内の中心に維持する。コピーされたＰＮ
コード又はＲＥＦ．ＣＯＤＥは図４に示すように時間上
ＩとＱのサンプルと一致する。ＩｎＲＥＦ信号はＩｎＡ
／Ｄサンプルが遅延すると同様に遅延することによって
ＩｎＤＲＥＦをＯｎＲＥＦ信号と整列させる。この遅延
は図５に示すように２ＦＳＮ又は２ＦＳにより刻時され
るＤフリップフロップ５７，５８，６０によって達成さ
れる。２ＦＳはインバータ５６によって生成される。

【００２１】再び図３と４について述べると、遅延相関
化間隔タイミングパルスＴｃｊＤＮ（８：０）の前縁が
示されている。相関化間隔パルス（Ｔｃｊ）は遅延され
て信号処理遅延を可能にする。遅延は信号プロセッサコ
ードＭＵＸ５２、遅延コントローラ３４およびＩとＱの
コード基準ジェネレータ３６内にＰ，Ｅ，又はＣ／Ａコ
ードを伝搬させるためにそれがとるクロックサイクルの
数を示す。ＰＮコードチップ間隔に対する整合したシフ
トレジスタ遅延は９ビットシフトレジスタ１４８（図９
に示す）によって生成され、図４に示すようなＴｃｊＤ
Ｎ（８：０）タイミングをつくりだす。

【００２２】ここで図４と５について述べると、ＯＲゲ
ート５９の出力におけるＩＲＥＦＸ信号とＤフリップフ
ロップ６０の出力におけるＱＲＥＦＸはＤ入力を介して
ＱＲＥＦＸシフトレジスタ６３を選択するためにＭＵＸ
６１へ接続される。ＩＲＥＦＸシフトレジスタ６２は本
実施例では８タップに対するＩＲＥＦ信号（ＣＩＸ７−
ＣＩＸ０）を生成し、ＱＲＥＦＸシフトレジスタ６３は
本発明の８タップに対するＱＲＥＦ信号（ＣＱＸ７−Ｃ
ＱＸ０）を生成する。ＩＲＥＦＸシフトレジスタ６２と
ＱＲＥＦＸシフトレジスタ６３は１／２又は１のＰＮ−
コードチップ間隔の何れかで相関器タップ間隔ＣＩＸ（
７：０）とＣＱＸ（７：０）を生成する。この場合、Ｐ
Ｎコードは１．０２３ＭＨでのＣ／Ａコード又は１０．
２３ＭＨでのＰ−コードである。ＣＩＸ（７：０）とＣ
ＱＸ（７：３）の基準コードタイミングを表１に示す。

【００２３】

【００２４】カウンタ５４の出力に接続される４：１Ｍ
ＵＸ５５はＣＩＸ（７：０）とＣＱＸ（７：０）相関器
タップ間隔について２，１０又は２０によって除せられ
る２ＦＳＮクロック又は２ＦＳＮクロックの何れかを選
択する。４：１ＭＵＸ５５の出力（ＳＰＡＣＥＮ）はＩ
ＲＥＦＸとＱＲＥＦＸシフトレジスタ６２，６３のイネ
ーブル入力に接続され、ＣＩＸ（７：０）とＣＱＸ（７
：０）相関器タップに対する１／２又は１のＰＮコード
チップ間隔を制御する。制御レジスタ５３は５ビット制
御ワードＷＤＩ（１４，１３，９，８，７）を受取り、
外側タップ制御論理／コード（１／０）のＢＩＴＥＨＩ
ＧＨＸ−論理／コード（１／０）、チップ間隔（１：０
）およびベースバンド／ＩＦ制御から成る５つの制御信
号を生成する。外側タップ制御論理／コード信号はノイ
ズと干渉の評価やビルトインテストのために外側相関器
タップＣＩＸ０とＣＱＸ０のみのコード基準又は論理／
基準につきＯＲゲート６９，６５の入力へ接続される。 ＢＩＴＥＨＩＧＨＸ−論理／コード信号はもし論理０又
は１が全ての相関器タップＣＩＸ（７：０）とＣＱＸ（
７：０）についてあてはまるならば１つのコード基準に
対するＯＲゲート５９の入力へ接続され、ビルトインテ
スト、ノイズ又は干渉の評価が行われる。チップ間隔（
１：０）信号はＩＲＥＦＸとＱＲＥＦＸ相関器タップ間
隔を選択するために４：１ＭＵＸ５５に接続される。ベ
ースバンド／ＩＦ制御信号はＩＲＥＦＸとＱＲＥＦＸに
よってＩＦサンプリングするため、又はＩとＱの相関器
タップの双方についてＩＲＥＦＸを用いてベースバンド
サンプリングするためにＭＵＸ６１のセレクト入力に接
続される。非線形処理手法によって無効になるジャミン
グ信号と干渉信号が存在する。それらの手法の一実施例
はＭＵＸ６１をベースバンド／ＩＦ制御信号によってＭ
ＵＸ６１を制御することによってＩＦサンプリングタッ
プによってＩとＱの相関器の双方のＩＲＥＦＸを使用す
ることである。また本実施例によれば多重チャネル信号
プロセッサをＩＦサンプリングとベースバンドサンプリ
ングＡ／Ｄ変換器の双方に使用することができる。ベー
スバンドサンプリングは同相サンプルと直角位相サンプ
ルの双方をとって同相サンプルと直角位相サンプルの両
方にＡ／Ｄ変換器を使用する。

【００２５】再び図３について述べると、位相回転器３
２からの位相回転サンプルＩｏｕｔ　とＱｏｕｔ　はＣ
／Ａ，Ｐ，又はＥ−コードＹＩ−基準とＹＱ−基準の何
れかによってマルチ−Ｙ−タップ相関器／積分器３８，
４０内で相関づけられる。マルチ−Ｙ−タップ相関器の
ＰＮ−コード基準はほぼ１／２又は１のＰＮ−コードチ
ップ間隔でタップ間隔を有する。Ｔ秒隔たった受信サン
プルはＪサンプル相関づけ間隔ＴｃｊにわたってＰＮ−
コード基準（ＣｊＴ）と関連づけられる。この場合、各
コードとＡ／ＤサンプルタイムはｊＴである。各相関器
／積分器タイプにより実行される機能は次の通りである
。

【００２６】

【００２７】さて、今度は図６と図７について述べると
、図６はＧＰＳＲＦＥ１４の２ビットＡ／Ｄからのダー
タについて入力重みづけを有するＩ又はＱ相関器／積分
器タップの機能ブロック図を示す。図７はＧＰＳＲＦＥ
１４のＮ−ビットＡ／Ｄからのデータについて入力重み
づけを有するＩ又はＱ相関器／積分器の機能ブロック図
である。ＧＰＳＲＦＥ１４からのＡ／ＤＩとＱは適応Ａ
／Ｄ変換器（上記米国特許第３１９，５０４号に記載）
からのものである。上記変換器はプラス・マイナスＡ／
Ｄ符号ビットを使用して受信ＲＦ搬送波ゼロ交差を検出
する。Ａ／Ｄ絶対値ビットはジャミングと干渉を無効に
するために使用される。Ａ／Ｄビットの相関器重みづけ
はジャミングと干渉に対するＡ／Ｄ変換利得を提供する
。Ａ／Ｄ絶対値ビットの２値重みづけは線形Ａ／Ｄに対
して行われる。最上位値に対する非線形重みづけは適応
Ａ／Ｄ変換器に対して行われる。線形と適応Ａ／Ｄ変換
器の双方のＲ係数は最上位値に付与される重みである。 Ｒ係数によって重みづけされる最上位値はＡ／Ｄ変換器
に対する入力の電圧レベルが最上位値スレショルドを上
廻るばあい外側交差と考えられる。他の絶対値重みは全
て内側交差と考えられる。図６と７のＩ又はＱ相関器／
積分器タップ８８はアキュムレータレジスタ６９に接続
されるアダー６８を備える。アキュムレータレジスタ６
９の出力は出力レジスタ７１の入力へ接続されると同時
にアダー６８のＡ入力へ帰還される。アダー６８に対す
るＢ入力はアダー制御７４（図６）又はアダー制御７５
（図７）から１６ビットワードを受取る。アダー制御７
４（図６）は単一の重みづけネットワークからＩ又はＱ
相関器／積分器Ｙタップの全てに対して共通な３ビット
の重みづけＡ／Ｄサンプル（ＢＷＴＧ）を受取る。 アダー制御７５（図７）はＩ又はＱ相関器／積分器Ｙ−
タップの全てに対して共通なＬ−ビット重みづけＡ／Ｄ
サンプル（ＢＷＴＧ）を単一の重みづけネットワークか
ら受取る。ＸＯＲ−ゲート７０により生成される相関器
ＣＩＮ信号もアダー制御７４（図６）と７５（図７）へ
接続され、アダー６８に対するＢ入力が判断される。ア
ダー６８は排他的ＯＲ（ＸＯＲ）ゲート７０により生成
される相関ＣＩＮ制御信号に応じて加算機能又は減算機
能を実行する。相関器ＸＯＲゲート７０への入力はＩ又
はＱ符号ビットサンプル（Ｓ）とＰＮ−コード基準コピ
ー（Ｃ）である。Ｒ係数レジスタ６６（図６）と７２（
図７）はＲ係数値をストアする。同値は固定Ｒ係数とす
ることができる。あるいはＲ係数はＧＰＳプロセッサ１
８からダウンロードすることができる。２ビットＡ／Ｄ
重みづけ例（図６）ではＲ係数レジスタ６６の３ビット
出力は２：１重みづけＭＵＸ６７の外側交差入力に接続
され、ＭＵＸ６７の第２の入力は内側交差については１
＋｜Ｍ｜である。２ビットＡ／Ｄの場合、｜Ｍ｜がゼロ
であるとき、接続は内側交差の場合論理レベル（００１
）に対して行われる。Ｒ係数は｜Ｍ｜ＭＡＸ　とＫの絶
対値の符号ビットの場合１によって決定される。従って
、Ｒ係数は１＋｜Ｍ｜ＭＡＸ　＋Ｋに等しい。２−ビッ
トＡ／Ｄの場合、外側交差については｜Ｍ｜ＭＡＸ　＝
１とＲ係数は２＋Ｋに等しい。符号ビットとＮ−１値ビ
ットより成るＮ−ビットＡ／Ｄ重みづけ（図７）の場合
、絶対値は符号ビットがマイナスの場合には振幅ビット
の１の補数である。符号ビットと絶対値ビットより成る
２ビットＡ／Ｄ入力（図６）の本例の場合、その値は符
号ビットがマイナスのばあい絶対値ビットの１の補数で
ある。ＭＵＸ６７のセレクト（ＳＥＬ）入力は表２に示
すように絶対値ビットＭを符号ビットＳの排他的ＯＲ（
ＸＯＲ）によって生成されるＡ／Ｄサンプル（図３のＩ
ｏｕｔ　又はＱｏｕｔ　）の絶対値｜Ｍ｜の最大値によ
って制御される。

【００２８】 　　　　表２　　　　Ａ／Ｄ入力サンプル重みづけ制御
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　Ａ／Ｄ入力　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　Ｓ　　ＸＯＲ　　
Ｍ　　　　サンプル　　　　　　Ｓ　　　　　　Ｍ　　
　　　　　　｜Ｍ｜　　　　　　　　　　重み　　　　
　　　　　　交　　差　　　　　　０　　　　　　１　
　　　　　　　　　１　　　　　　　　　　　　Ｒ　　
係数　　　　　　外　　側　　　　　　０　　　　　　
０　　　　　　　　　　０　　　　　　　　　　　　１
　　　　　　　　　　　　内　　側　　　　　　１　　
　　　　１　　　　　　　　　　０　　　　　　　　　
　　　１　　　　　　　　　　　　内　　側　　　　　
　１　　　　　　０　　　　　　　　　　１　　　　　
　　　　　　　Ｒ　　係数　　　　　　外　　側それぞ
れの相関器／積分器タップ８８はＩ又はＱの符号ビット
サンプルをＰＮコード基準コピー（Ｃ）と相関づけ、ア
キュムレータレジスタ６９内の積分値から重みづけされ
たＡ／Ｄサンプルを加減算することによってＩ又はＱの
重みづけＡ／Ｄサンプルを累算する。３ビットを有する
重みづけされたＡ／Ｄサンプル（ＢＷＴＧ）は符号ビッ
ト（Ｓ）相関づけがＰＮ−コード基準コピー（Ｃ）とマ
ッチする時にアダー６８内で加算され、相関化の不整合
が存在する場合にはアダー６８内で減算される。

【００２９】表７にはＰＮ−コード相関器／積分器タッ
プ８８の算法が示されている。表３と４にはＮビットＡ
／Ｄ重みづけを示す。相関器重みは表３に示すように線
形ＮビットＡ／Ｄ変換器については１＋｜Ｍ｜である。 ビットの適応Ａ／Ｄスケーリング又は重みづけはＲによ
って重みづけされた最上位値ビットの外側交差は別とし
てバイナリー方式である。一つの適応Ｎ−ビットＡ／Ｄ
変換器に対する相関器重みは表４に示すように１＋｜Ｍ
｜＋Ｋである。最上位値ビットは除き、外側スレショル
ドを上廻るサンプルは１＋｜Ｍ｜ＭＡＸ　＋Ｋによって
重みづけされる。１ビットＡ／Ｄの場合、外側スレショ
ルドは存在せず、Ｍの絶対値（｜Ｍ｜）はゼロに等しく
、１ビット相関器重みは符号ビットについては１の数倍
である。表５に任意のサイズのＡ／Ｄについての線形／
適応Ａ／Ｄ重みづけを示す。重みづけ値の一例を示すた
めに用いられる３ビットＡ／Ｄを表６に示す。その絶対
値を用いて１の補数の入力重みづけを行うと外側交差を
検出するためのユニークな解読が行われる。外側交差の
｜Ｍ｜ＭＡＸ　解読は全ての絶対値ビットが２値又は論
理１に等しい場合に行われる。１の補数の入力重みづけ
は表６に示すような＋１〜＋Ｒの正負数に対して同じ重
みを使用する。この重みの性質はＡ／Ｄビットの数に応
じてユニークな相関器を提供する。相関づけはキャリー
イン（ＣＩＮ）のような相関器出力を使用するＡ／Ｄ符
号ビット（Ｓ）とＰＮ−コード基準コピー（Ｃ）とアダ
ー制御７４，７５との排他的ＯＲである。より複雑な２
の補数入力重みづけ数は共に正負で、表６に示すように
＋１〜＋Ｒと−１〜−Ｒである。さて、相関化マッチと
ミスマッチに対するＡ／Ｄサンプル重みを選択するには
より複雑な相関化と解読構造が必要になる。符号ビット
とＰＮ−コード基準コピーの「排他的ＯＲ」はＡ／Ｄ入
力重みづけサンプルがマッチ又はミスマッチであるかど
うか、また重みづけされた入力サンプルの絶対値がＡ／
Ｄサンプルの符号ビットでなく積分器内の累算値から加
減算さるべきかどうかを判断する。

【００３０】

【００３１】

【００３２】

【００３３】

【００３４】更に図６と図７について述べると、ＧＰＳ
ＲＦＥ１４に２ビット適応Ａ／Ｄを有するＧＰＳ受信機
１０に対する符号と値（１の補数）入力重みと制御を有
する１つのＩ又はＱ相関器／積分器タップ８８が図６に
示されている。また図７にはＩ又はＱの相関器／積分器
タップ８８もＧＰＳＲＦＥ１４のＮビット適応Ａ／Ｄの
一般的ケースについて示されている。上記の如く、単一
のＲ係数レジスタ６６，７２は固定Ｒ係数について２：
１の重みづけＭＵＸ６７，７３にハードワイヤド配線さ
れるが、Ｒ係数はそれぞれのプロセッサチャネル２２（
１−Ｘ）について制御ワードと共にＧＰＳプロセッサ１
８からダウンロードすることができる。ＭＵＸ６７，７
３の入力重みづけビットの数は選択されたＲ係数の最大
値に依存する。本発明の利点はＲ係数レジスタ６６，７
２と２：１重みづけＭＵＸ×６７，７３がマルチ−Ｙ−
タップ相関器／積分器３８，４０内の全Ｙ−タップＩ又
はＱに対して共通であるという点である。２：１重みづ
けＭＵＸ６７，７３の単純制御はＩ又はＱのＡ／Ｄサン
プル（図３のＩｏｕｔ　又はＱｏｕｔ　）の絶対値｜Ｍ
｜に対する最大値である。２ビットＡ／Ｄ（図６）の場
合、符号ビットはプラス又はマイナスで絶対値ビットは
内側交差は論理ゼロ、外側交差は論理１で、絶対値｜Ｍ
｜の最大値である。

【００３５】ＮビットＡ／Ｄ（図７）の一般的ケースは
１つ以上の絶対値ビットを有するプラス又はマイナスの
符号ビットである。この一般的なケースでは絶対値ビッ
トのそれぞれ一つが論理１に等しいとき、それはＲ係数
により重みづけされる外側交差である。表４，５，６に
外側交差が存在しない場合の重みづけを示す。この一般
的ケースではＭの値は最大値にはなく、絶対値｜Ｍ｜Ｍ
ＡＸ　は論理０のＭＵＸ重みづけ入力を選択する。２ビ
ットＡ／Ｄ（図６）の場合、入力重みづけは１、またＮ
ビットＡ／Ｄ（図７）については入力重みづけ１＋｜Ｍ
｜である。１−ビットＡ／Ｄの特殊なケースではプラス
又はマイナスの符号ビットしか存在せず、絶対値は論理
０である。即ち外側交差は存在しない。図６に示すよう
な２ビットＡ／Ｄ入力の本例では、Ｒ係数レジスタ６６
は表６に規定するような内側交差のみを求める際には０
に等しくなる。Ｒ係数レジスタ６６を１に等しくセット
することによって１−ビットＡ／Ｄ入力と等価の処理が
行われる。Ｒ係数レジスタ６６を２（Ｋ＝０）にセット
するとＡ／Ｄサンプルの外側交差について線形の２ビッ
トＡ／Ｄ交換器絶対値重みがつくりだされる。Ｒ係数レ
ジスタ６６を３と７（Ｋが１〜５の間の場合には２＋Ｋ
）の間にセットするとＡ／Ｄサンプルの外側交差につい
て適応２−ビットＡ／Ｄ変換器絶対値の重みがつくりだ
される。Ｒ係数レジスタ６６を３と７（１と５の間のＫ
については２＋Ｋ）の間にセットするとＡ／Ｄサンプル
の外側交差について適応２ビットＡ／Ｄ変換器の絶対値
重みがつくりだされる。線形と適応絶対値重みが表３と
４に列挙される等式と表５と６の例と等式によって決定
される。かかる１の補数の絶対値の重みによって分配さ
れるべき入力重みビットの数は小さくなる。選択された
Ｉ又はＱの入力重みづけ絶対値ＢＷＴＧはマルチＹタッ
プＩ又はＱの相関器／積分器３８，４０の全てに分配さ
れる。本発明の符号と絶対値入力の重みづけの利点は任
意の大きさのＡ／Ｄ（１〜Ｎビット）との互換性を伴い
、絶対値｜Ｍ｜は符号ビットがマイナスの場合絶対値サ
ンプルの１の補数にすぎず、単一のＲ係数レジスタ６６
，７２は任意の所望Ｒ係数値についてＧＰＳプロセッサ
１８からダウンロードすることができ、ＩとＱのＡ／Ｄ
サンプル重み（ＢＷＴＧまたはＢＷＴＧＸ）は図８と９
に示すようなＩ又はＱの相関器／積分器タップ（８８−
１０２，１１４−１２８）の全てにとって共通である。 本発明におけるＩ又はＱの相関器／積分器８８に符号と
絶対値を使用すると以下の利点が得られる。即ち、相関
づけにはＰＮコード基準のみをプラスとマイナスのアダ
ー制御用の符号ビットと排他的論理和をとるだけでよい
。 即ちＢ入力は符号拡張されプラス制御のためにＡに加算
される。マイナス制御は符号拡張Ｂ入力の１の補数をと
る。プラス又はマイナスのアダー制御はアダーに対する
キヤリーイン（ＣＩＮ）である。積分器出力は相関づけ
時間間隔のＴｃｊパルスにより出力レジスタ７１内でラ
ッチされ、新たな相関づけ間隔における最初のサンプル
はアダー６８をバイパスするか、Ｔｃｊタイミングパル
スを制御用に使用してゼロと最初のサンプルを加算する
ことによって直接アキュムレータレジスタ６９中にロー
ドすることができる。

【００３６】図６に符号と絶対値のＡ／Ｄ変換器ビット
用の２ビット相関器／積分器３８，４０が機能的に示し
、図８と９に本発明の詳細を示す。表２に符号と絶対値
入力重みを列挙する。２ビット適応Ａ／Ｄ用のＲ係数は
１＋｜Ｍ｜ＭＡＸ　＋Ｋ＝２＋Ｋである。ＧＰＳプロセ
ッサ１８によりロードされた時の２ビットのＲ係数は０
〜７の値について３ビットである。

【００３７】さて図８について述べると、８個のＩ相関
器／積分器タップ８８−１０２（ＴＡＰ０−ＴＡＰ７）
より成るＩマッチＹタップ相関器／積分器３８のブロッ
ク図が示されている。図８に示す符号名において、Ｘは
チャネル番号、Ｙはタップ番号、Ｎはアクティブローの
論理信号を示す。制御レジスタ８０はワードデータ入力
バス（ＷＤＩ）からＲ係数入力について３ビットデータ
ワードＷＤＩ（２：０）を受取る。内側交差重みを表わ
す３ビット２値入力ＬＬＨは２進数００１に等しい２：
１のＩ重みづけＭＵＸ８４にハードワイア結線される。 外側交差重みを表わす制御レジスタ８０の３ビットＲ係
数出力はＲ係数レジスタ８２に接続される。Ｒ係数レジ
スタ８２の出力は２：１のＩ重みづけマルチプレクサ（
ＭＵＸ）８４に接続される。排他的ＯＲ（ＸＯＲ）ゲー
ト８６により生成されるＩｏｕｔ　データの絶対値（｜
ＭＩ｜）は２：１の重みづけＭＵＸ８４のセレクトＢ入
力へ接続される。ＩＡ／Ｄサンプルの内側交差重み又は
外側交差重みを選択するための論理は表１に列挙する。 ＸＯＲゲート８６に対する入力はＩｏｕｔ　データ符号
（ＳＩＸ）とＩｏｕｔ　絶対値（ＭＩＸ）である。２：
１のＩ重みづけマルチプレクサ８４の出力はＢ重み（Ｂ
ＷＴＧＸ）でＩ相関器と積分器８８−１０２のそれぞれ
一つの入力に接続される。Ｉｏｕｔ　データの符号（Ｓ
ＩＸ）も入力タイミングクロック２ＦＳＸＮの他にそれ
ぞれＩ相関器と積分器のマルチ８タップ８８−１０２の
入力に接続される。Ｉ相関器と積分器（ＴＡＰ０−ＴＡ
Ｐ７）の出力はそれぞれＩ出力レジスタ／ＯＶＦＣＮＴ
Ｌ１０４−１１８に接続される。

【００３８】さて図９について述べると、８個のＱ相関
器／積分器１１４−１２８（ＴＡＰ０−ＴＡＰ７）より
成るＱマルチＹタイプ相関器／積分器４０のブロック図
が示されている。２：１Ｑ重みづけマルチプレクサ（Ｍ
ＵＸ）１１０は内側交差重みを表わす３ビットＬＬＨ２
値入力と外側交差重みを表わす３ビットＲＸ係数を図８
に示すＲ係数レジスタ８２から受取る。２：１Ｑ重みづ
けＭＵＸ１１０の出力はＢ重み（ＢＷＴＧＸ）で、Ｑ相
関器／積分器１１４−１２８のそれぞれに一つの入力に
接続される。ＭＵＸ１１０のセレクトＢ入力はＱＯＵＴ
　データの絶対値（｜ＭＱ｜）を生成する排他的ＯＲ（
ＸＯＲ）ゲート１１２の出力に接続される。ＱＡ／Ｄサ
ンプルにつき内側交差重み又は外側交差重みを選択する
ための論理を表２に示す。かかるＸＯＲゲート１１２に
対する入力はＱｏｕｔ　データ（ＭＱＸ）の絶対値とＱ
ｏｕｔ　データ（ＳＱＸ）の符号より構成される。Ｑｏ
ｕｔ　データの符号（ＳＱＸ）も入力タイミングクロッ
ク２ＦＳＸＮの他にそれぞれのＱ相関器と積分器タップ
１１４−１２８の入力に接続される。それぞれのＱ相関
器と積分器１１４−１２８の出力はそれぞれ相関づけ間
隔（Ｔｃｊ）間のＱ出力レジスタ／ＯＶＦＣＮＴＬ１３
０−１４４へ送られる。

【００３９】図３，５，９について述べると、何れの相
関づけ間隔Ｔｃｊについても整数の２ＦＳＸＮクロック
サイクル、整数のＰＮコードチップ、整数のＦｏクロッ
クサイクル、および整数のＮＣＯクロックが存在する。 それぞれの相関づけ間隔について正確な時間ゼロはシリ
アル入力ポート４４からのＰＮコーダ制御信号とＮＣＯ
制御信号が同期してロードされＴｃｊタイミングパルス
によって新たな相関づけ間隔をスタートさせる時である
。図３と５における基準コードはＩとＱのコード基準ジ
ェネレータ３６内で２ＦＳＸＮによって再び刻時されて
ＰＮコード基準レプリカを進入するＡ／Ｄサンプルと整
合させる。キャリアＮＣＯ４４出力は位相回転器３２内
で２ＦＳＸＮにより再び刻時されて搬送波ＮＣＯ出力を
進入するＡ／Ｄサンプルと整合させる。図９のクロック
遅延１４６ジェネレータはＣ／Ａコーダ４８又はＰコー
ド５０、コードＭＵＸ５２、ＰＮコード遅延コントロー
ラ３内のＰＮコードＦｏクロックサイクル伝搬遅延と、
図５に示すＤフリップフロップ５７，５８，６０内の２
ＦＳＸＮクロック遅延を説明する。表１に示すＰＮコー
ドチップ間隔の９ビットシフトレジスタ１４８の遅延は
ＩＲＥＦとＱＲＥＦシフトレジスタ６２，６３の遅延を
説明し、それぞれの相関器／積分器タップ（８８−１０
２）と（１１４−１２８）が同じＰＮコード基準レプリ
カシーケンスを正確な相関づけ間隔時間Ｔｃｊ（１ｍｓ
）について相関づけ積分する。上記相関づけはＡ／Ｄサ
ンプリングレートで連続的に実行される。積分器の働き
は相関づけ間隔の間の時間である一定時間間隔にわたっ
て積分した後、それぞれの積分器タップ出力（ＴＡＰ０
−ＴＡＰ７）をその対応するホールド出力レジスタ／Ｏ
ＶＦＣＮＴＬ１３０−１４４に転送することである。積
分器内に累算された値は新たな相関づけ間隔の開始時に
ゼロ（ＤＯＭＰＥＤ）にセットされる。新たな相関づけ
間隔における最初の相関づけされる値は最初のＡ／Ｄ入
力により重みづけされたサンプルＢＷＴＧＸである。

【００４０】さて図１０について述べると、Ｉ又はＱ相
関器１５０のより詳細な論理ダイアグラムが積分器１５
６に接続されている。相関器又はＸＯＲゲート７０は符
号ビット（Ｓ）とＰＮコード基準コピー（Ｃ）の間に整
合又は不整合が存在するかどうかを判断して表７に示す
ような相関化のためのキャリーインＣＩＮ信号をつくり
だす。積分器１５０とアダー制御７４を制御するＣＩＮ
信号は２：１重みづけマルチプレクサ（ＭＵＸ）１５２
に送られると共に、Ｂレジスタ１５４へ送られる。それ
らは組になってアダー制御７４を実行する。重みづけデ
ータＢＷＴＧＸとＢＷＴＧＸＮ（インバータ１５１より
来る）は２：１重みづけＭＵＸ１５２の入力に接続され
、ＣＩＮはＢＷＴＧＸ又はその補数ＢＷＴＧＸＮがＢレ
ジスタにゲーテイングされ積分器へ刻時する。Ｂレジス
タに対する３ビット重みづけデータはサンプリングレー
ト２ＦＳＸＮでパイプラインＢレジスタ１５４内へ刻時
され積分器１５６へ入力される。表７はキャリーインＣ
ＩＮ信号の値に応じてＩとＱの相関器１５０と積分器１
５６内で実行されるＰＮコードＩ又はＱの相関づけと積
分作用を列挙したものである。

【００４１】

【００４２】さて図１０，１１Ａ，１１Ｂについて延べ
ると、図１１Ａにはアキュムレータレジスタ６９に接続
されるアダー６８より成る積分器１５６の詳細な論理ダ
イアグラムが示されている。

【００４３】アダー６８への１６ビット入力は図１０の
Ｂレジスタ１５４の３つのＬＳＢ位置へ接続され、ＣＩ
Ｎ信号はＢレジスタ１５４の１３個のＭＳＢ位置へ接続
され、Ｂ入力を１６ビットに符号拡張する。アダー６８
の１６ビットＡ入力はＴｃｊＤＸＮ（７：０）タイミン
グ信号であるアキュムレータレジスタ６９の出力と第２
の入力からの１６ビットを備える第１の入力を有するＡ
ＮＤゲート１６４により生成される。特定のタップが１
つのタイミング信号をセレクトし、１６ビット位置へ接
続され、ＴｃｊＤＸＮタイミングパルスが新たな相関づ
け間隔Ｔｃｊの開始時にアクティブである時にアダー６
８へゼロ入力される。タップ０のタイミングパルスはＡ
ＮＤゲート１６４に入力されるＴｃｊＤＸＮ（０）であ
り、Ｆ１１Ｂに示される。アダー６８の出力は２ＦＳＸ
Ｎサンプルクロックにより刻時されるアキュムレータレ
ジスタ６９に接続される。アキュムレータレジスタ６９
の出力はＡＮＤゲート１６４を介してアダー６８へフィ
ードバックされ、タイミング間隔信号ＴｃｊＤＸＮ（７
：０）によってゲーティングされる。積分器１５６タッ
プ０および１のためのこれらタイミング信号の２つはサ
ンプルクロック２ＦＳＸＮに関して図１１Ｂに示す。１
つのアキュムレータレジスタ６９のＩＳＭＳＢ出力は同
様に相関づけタイミング間隔Ｔｃｊによって生起するに
応じて２ＦＳＸＮによって刻時されるオーバーフロー制
御１６６に接続される。オーバーフロー制御出力はＩ積
分器１５６については１６ビットワード出力ＷＤｏｕｔ
　（１５：０）より成り、Ｑ積分器１５６についてはＷ
Ｄｏｕｔ　（３１：１６）より成る。相関づけ間隔の初
めに、それぞれのＩとＱの相関器／積分器タップのＴｃ
ｊＤＸＮ（７：０）パルスを使用して新たな相関づけ間
隔で相関づけられる最初のＡ／Ｄサンプルについてアダ
ー６８に対するＡ入力をゼロにする。２ビットＡ／Ｄサ
ンプル入力重みＢは内側交差については±１である。２
ビットＡ／Ｄサンプル入力重みＢは５のＲ係数を有する
外側交差については±５である。

【００４４】次に、図１１Ａ，１１Ｂ，１２において、
それぞれの相関器／積分器タップは２つのタイミングパ
ルスを必要とする。図１１Ｂにタップ０，ＴｃｊＤＸＮ
（０）およびＴｃｊＤＸＮ（１）についてのタイミング
パルスを示す。タップ０ではタイミングパルスＴｃｊＤ
ＸＮ（０）はＩ又はＱの出力レジスタ１７８がクロック
インした後、相関づけされ積分された値を保持し、図３
に示すシリアル出力ポート４２を越える時刻にＧＰＳプ
ロセッサ１８が１つのＩとＱの３２ビット出力タップワ
ードＷＤｏｕｔ　（３１：１６）を読取ることを可能に
する。タイミングパルスＴｃｊＤＮ（０）もまたＡＮＤ
ゲート１６４が積分値をゼロにする（ダンプ）ことを可
能にするために使用される。２ＦＳＸＮクロック、タイ
ミングパルスＴｃｊ（１）の次の立上りエッジ上のアキ
ュムレータレジスタ６９を使用してタップ０についてオ
ーバーフロー（ＯＶＦ）ホールディングレジスタ１７４
をクリアする。図４に示すような各パルスＴｃｊＤＸＮ
（８：０）とタイプの基本的タイミングは１／２Ｐコー
ドチップ間隔に対するものである。上記間隔はほぼ１つ
のＩとＱのサンプルクロック２ＦＳＮである。他方のチ
ップ間隔は図５に示すカウンタ５４と４：１ＭＵＸ５５
により制御される。４：１ＭＵＸ５５のＳＰＡＣＥＮ出
力はＩＲＥＦＸシフトレジスタ６２、ＱＲＥＦＸシフト
レジスタ６３、およびタイミング９ビットシフトレジス
タ１４８（図９）を刻時するために作用される。９ビッ
トタイミングシフトレジスタ１４８はそれぞれの相関器
／積分器タップについてＴｃｊＤＸＮ（７：０）を出力
し、各タップが相関づけ時間間隔Ｔｃｊ（１ｍｓ）の間
、同じＰＮコードシーケンスを相関づけるようにする。

【００４５】さて、図１２を参照すると、ＩとＱの相関
器／積分器タップ出力レジスタ１７６とオーバ−７０−
検出のためのそのオーバーフロー１７５制御のブロック
ダイアグラムが示されている。クロック遅延１４６後の
相関づけ間隔Ｔｃｊのタイミングパルスが９ビットシフ
トレジスタ１４８で遅延されＰＮコードチップ間隔遅延
を惹起する。９ビットシフトレジスタ１４８タップＴｃ
ｊＤＸＮ（７：０）を使用してそれぞれのＩ又はＱの出
力レジスタ１７６タップ上に２ＦＳＸＮクロックをイネ
ーブルとし、１つの相関づけ間隔に対する各タップの積
分値をＧＰＳプロセッサ１８が読出す次の値にホールド
する。９ビットシフトレジスタタップＴｃｊＤＸＮ（８
：１）を使用してＩ又はＱの出力レジスタ１７６中の相
関づけされた積分アキュムレータレジスタ６９出力とオ
ーバーフローホールドレジスタ１７４出力を捕獲後、そ
れぞれのタップの１クロックパルスでオーバーフローレ
ジスタ１７４をクリアする。

【００４６】さて図１２と図１３を参照すると、表８に
Ｉ又はＱの積分器オーバーフロー制御論理が示されてい
る。オーバーフローは各サンプルについて表８に示すよ
うなＯＲゲート１７２に接続され検出された時にＯＶＦ
ホールドレジスタ１７４内にラッチされるＸＯＲゲート
１７０を使用してテストする。ＯＲゲート１７２は相関
間隔（Ｔｃｊ）の終りの時間検出されるオーバーフロー
を何れも保持する。相関間隔（Ｔｃｊ）の終りに、オー
バーフロービットは１つはそれぞれのタップに対するタ
イミングパルスＴｃｊＤＸＮ（７：０）によってＩ又は
Ｑの出力レジスタ１７６内に刻時され、ホールドレジス
タ１７４内にストアされるオーバーフローは１つは各タ
ップに対するものであるタイミングパルスＴｃｊＤＸＮ
（８：１）によって次の相関づけ間隔について１つの２
ＦＳＸＮクロック後にクリアされる。オーバーフロー１
線形演算は１５ＭＳＢの積分器１５６の場合相関づけ間
隔の終りに出力レジスタ１７６のＬＳＢ中へ刻時される
。衛星ＰＮコードの場合、相関器は常に線形でＬＳＢは
ゼロに等しい。オーバーフロー検出は相関器基準ＣＩＸ
（７：０）とＣＱＸ（７：０）が論理１である場合に必
要である。

【００４７】

【００４８】さて図１３について述べると、１６ビット
相関器／積分器３８，４０出力のＩ又はＱノイズレベル
と線形範囲がＡ／Ｄサンプルの１０％外側の交差に等し
いθについて示されている。ビルトインテストとその他
の用途に使用されるアルゴリズムはオーバフロービット
を使用する。ＧＰＳ受信機フロントエンド１４からのＡ
／ＤＩデータとＱデータは位相回転器３２（図３）によ
り除去されるドップラー周波数と相関器１５０（図３）
によりはぎ取られるＰＮコードを有し、積分器１５６（
図１０）は表７に定義される相関器の整合又は不整合相
関づけを積分して受取ったＰＮコード変調搬送波のＳＮ
比を改善する。Ｌ１　とＬ２　の衛星送信機の場合ＧＰ
Ｓ受信機１０で受信されるパワーの最大ＳＮ比は−２２
ｄＢである。Ｌ１の最小受信パワーＳＮ比は−３５ｄＳ
でＬ２　の場合は−３８ｄＢである。図１３にはＧＰＳ
受信機１０でＬ１　又はＬ２　の衛星送信機の最大受信
電力に対する等価的な受信ＳＮ比レベルと相関器／積分
器出力レベルを示す。図１３の例は４２ｄＢのＳＮ比の
改良（ＳＮＩ）に対するもので、以下のパラメータに対
するものである。

【００４９】Ｒ係数＝５、θ＝１０％ ２ＦＳ＝２３、１８８ＭＨｚ、Ｉ又はＱのサンプルレー
ト１ＭＳにおけるＩとＱのサンプル数＝２３１８８従っ
て、 　　Ｉ又はＱノイズ＝√（２３１８８　）＋√［（Ｒ−
１）　×θ×２３１８８　］＝２４８　　　Ｉ又はＱ信
号＝２３１８８＋（Ｒ−１）×θ×２３１８８＝３２４
６３　　ＳＮＩ＝ＳＮ比の改善＝２０ＬＯＧ（２２４６
３／２４８）＝４２ｄＢθはＡ／Ｄ外側交差の割合に等
しい。

【００５０】本発明のＧＰＳ受信機のＸチャネル信号プ
ロセッサ１６は１．０ミクロン技術を使用して相補形金
属酸化物半導体（ＣＭＯＳ）大規模集積回路（ＶＬＳＩ
）チップにより具体化することができる。Ｐコード、Ｃ
／Ａコードおよび外部コードに対する５チャネル信号プ
ロセッサＶＬＳＩはほぼ１００，０００個のゲートを備
える。かかるチップはそのチャネルと多数のバスが反復
しており、マサチュセッツ，レキシントンのＲａｙｔｈ
ｅｏｎ社と、カルフォルニア，サンジョーズのＶＬＳＩ
テクノロジー社により製造されるセルベースファミリー
ゲートアレイ又はシーオブゲート（ｓｅａ−ｏｆ−ｇａ
ｔｅｓ）ゲートアレイの形で製作することが可能である
。ダイ又はチップはほぼ５００ミル平方で消費電力は１
ワットより小さい。 ５チャネルのＰコーダと８タップＩとＱの相関器／積分
器３８，４０はほぼ６０パーセントのチップ又はダイ面
積を備える。３タップのＩとＱの相関器／積分器３８，
４０を有するＣ／Ａ５チャネル受信機を製作するにはほ
ぼ４００ミル平方のダイ又はチップサイズを要するほぼ
６０，０００ゲートから構成する。表１に拡張Ｃ／Ａコ
ードレンジを示す。信号プロセッサ１６のＶＬＳＩチッ
プはシリアル入力と出力インターフェースを使用してＶ
ＬＳＩチップパッケージに対して必要とされる信号ピン
の数を少なくする。このことは表面取付けと通し孔の技
術を含む広範囲のパッケージオプションを可能にする。

【００５１】ＧＰＳ受信機フロントエンド１４はマサチ
ュセッツ、レキシントンのＲａｙｔｈｅｏｎ社とオレゴ
ン州，ビーバートンのＴｒｉｑｕｉｎｔ半導体社により
製造の比較的低電力のガリウムひ素又はシリコン技術に
よって製作することができる。ＧＰＳプロセッサ１８は
テキサス州，ダラスのテキサス・インスツルメント社と
アリゾナ州・フェニックスのモトローラ社による製作の
オフ・ザ・ジェルフ（　ｏｆｆ−ｔｈｅ−ｓｈｅｌｆ）
シングルチップ、ＣＭＯＳ、３２ビットプロセッサによ
り具体化することができる。

【００５２】以上で本実施例の説明を終える。然しなが
ら、本発明の精神と範囲から逸脱せずに多くの変更と修
正を施こすことができることは当業者にとって明らかで
あろう。例えば、相関器／積分器３８，４０はＧＰＳ受
信機フロントエンド（ＲＦＥ）１４にベースバンドサン
プリング又はＩＦサンプリングの何れかを有するＧＰＳ
受信機１０と共に使用することができる。Ｒ係数レジス
タ６６，６７，８２の内容は固定するかＧＰＳプロセッ
サ１８を介してプログラミング可能である。Ｒ係数レジ
スタ６６，６７，８２中にロードされるＲ係数値は、Ｎ
ビット〜１ビットのＡ／Ｄ入力の等価処理から成る幾つ
かの処理モードを可能にする。他の処理モードは内側交
差のみを求めることができ、Ａ／Ｄサンプルの外側交差
について線形のＮビットＡ／Ｄ又は適応ＮビットＡ／Ｄ
変換器絶対値重みを可能にする。従って、本発明の範囲
は請求範囲のみによって限定されるものと解すべきであ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のＹチャネル信号プロセッサ１６を有す
る広域測位システム受信機のブロック図である。

【図２】本発明のマルチＹタップ相関器／積分器を備え
るＸチャネル信号プロセッサのブロック図である。

【図３】ＩマルチＹタップ相関器／積分器とＱマルチＹ
タップ相関器／積分器を示すＸチャネル信号プロセッサ
の１チャネルのブロック図である。

【図４】ＩサンプルとＱサンプルの基準コードとの一致
を示す本発明のタイミング図である。

【図５】図３に示すＩとＱのコードの基準ジェネレータ
の論理ブロック図である。

【図６】２ビットＡ／ＤにつきＩ又はＱの入力重みづけ
を有するＩ又はＱの相関器／積分器タップの機能ブロッ
ク図である。

【図７】ＮビットＡ／Ｄにつき入力重みづけを有するＩ
又はＱの相関器／積分器タップの機能ブロック図である
。

【図８】Ｉ８タップ相関器／積分器より成る本発明のブ
ロック図である。

【図９】Ｑ８タップ相関器／積分器より成る本発明のブ
ロック図である。

【図１０】積分器に接続されるＩ又はＱの相関器の論理
ブロック図である。

【図１１】図１１ＡはＩ又はＱ積分器に対するオーバー
フロー制御を示す積分器の論理ダイアグラムである。図
１１Ｂは２ＦＳＸＮ、１ｍｓ相関づけ間隔（Ｔｃｊ）、
およびタップ０についてＴｃｊＤＸＮ（０）、タップ１
についてＴｃｊＤＸＮ（１）の遅延相関づけ間隔タイミ
ングパルスを示すマルチＹタップ相関器／積分器のタイ
ミング図である。

【図１２】図１１Ａに出力レジスタ／オーバーフロー制
御として示す出力レジスタに接続される１つのＩ又はＱ
マルチＹタップ積分器オーバーフロー制御の論理ダイア
グラムである。

【図１３】１つのＩ又はＱのＹタップに対するＩ又はＱ
の相関器１６ビット出力レベルを示す。

【符号の説明】

１４…ＧＰＳ受信機フロントエンド １６…Ｘチャネル信号プロセッサ １８…ＧＰＳプロセッサ ２０…システムタイミング ２２１　，２２２　〜２２ｘ…チャネル２６…入出力イ
ンターフェース ３０…タイミング信号バッファ ３２…位相回転器 ３４…遅延コントローラ ３６…Ｉ＆Ｑコード基準ジェネレータ ３８…ＩマルチＹタップ相関器／積分器４０…Ｑマルチ
Ｙタップ相関器／積分器４２…シリアル出力ポート ４４…シリアル入力ポート

Claims (35)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　受信ＰＮコード変調搬送波のサンプリ
   ングを実行して同相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）のサンプル
   を生成する受信手段と、同受信手段の出力に接続され、
   上記変調搬送波からドップラー周波数とＰＮコード変調
   分を除去するための信号処理手段であって、それぞれが
   符号と絶対値の入力重みづけ手段を有し、内部に生成さ
   れるＰＮコード基準の同相（ＩＲＥＦ）と直角位相（Ｑ
   ＲＥＦ）の成分により上記ＩとＱのサンプルを相関づけ
   る相関づけ手段を含む複数のチャネルより成り、上記相
   関づけ手段が重みづけセレクト信号に呼応して制御され
   るようになった信号処理手段と、上記信号処理手段に接
   続され上記ＩとＱのサンプルを処理して上記搬送波信号
   の位相を判断し上記信号処理手段に対してマルチチャネ
   ル制御信号を提供し擬似レンジと擬似レンジレートを求
   めるための手段と、から構成される広域測位システム受
   信機。
2. 【請求項２】　　上記受信手段が上記ＩとＱのサンプル
   を生成するＩＦサンプリング手段から成る請求項１記載
   の広域測位システム受信機。
3. 【請求項３】　　上記受信手段が上記ＩとＱのサンプル
   を生成するベースバンドサンプリング手段を備える請求
   項１記載の広域測位システム受信機。
4. 【請求項４】　　上記相関器手段が上記ＩとＱのサンプ
   ルを上記内部生成されたＰＮコード基準のＩＲＥＦ成分
   により相関づけする手段より成る請求項３記載の広域測
   位システム受信機。
5. 【請求項５】　　上記相関づけ手段の符号及び絶対値の
   入力重みづけ手段が、Ｒ係数重みづけ入力をストアする
   レジスタ手段と、上記レジスタ手段に接続され上記重み
   づけセレクト信号に従って上記サンプルの重みづけされ
   た内側交差と外側交差とを選択するマルチプレクサ手段
   と、上記マルチプレクサ手段に接続され上記サンプルの
   符号と絶対値の入力に従って上記重みづけセレクト信号
   を生成する論理手段と、から成る請求項１記載の広域測
   位システム受信機。
6. 【請求項６】　　上記マルチプレクサ手段が、上記Ｒ係
   数レジスタ手段に接続され上記重みづけされた外側交差
   を選択する第１の入力と、入力サンプル重みに接続され
   上記重みづけされた内側交差を選択する第２の入力とを
   有するＩ重みづけマルチプレクサと、上記Ｒ係数レジス
   タ手段に接続され上記重みづけされた外側交差を選択す
   る第１の入力と、上記入力サンプル重みに接続され上記
   重みづけされた内側交差を選択する第２の入力とを有す
   るＱ重みづけマルチプレクサと、を備える請求項５記載
   の広域測位システム受信機。
7. 【請求項７】　　上記論理手段が排他的ＯＲ絶対値セレ
   クト論理機能を実行する手段を有する請求項５記載の広
   域測位システム受信機。
8. 【請求項８】　　上記相関器手段が、外側交差のＲ係数
   重みづけを上記サンプルに付与して相関づけのために追
   加的なＡ／Ｄ変換利得を有する上記重みづけサンプルを
   提供する入力重みづけ手段と、上記入力重みづけ手段に
   接続され上記重みづけされたサンプルの各々が相関器制
   御信号に従って上記重みづけサンプルの累算値に加算さ
   れるか又は同サンプルから減算されるかどうかを判断す
   るアダー制御手段と、上記サンプルの符号をＰＮコード
   基準信号と比較することによって上記相関器制御信号を
   生成する手段と、上記アダー制御手段と相関器制御信号
   生成手段に接続され上記重みづけされたサンプルを一定
   の相関づけ時間間隔にわたって累算し積分する積分器手
   段と、から成る請求項１記載の広域測位システム受信機
   。
9. 【請求項９】　　上記生成手段が排他的ＯＲ相関づけ制
   御論理機能を実行する手段より成る請求項８記載の広域
   測位システム受信機。
10. 【請求項１０】　　受信ＰＮコード変調搬送波のサンプ
    リングを実行し同相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）サンプルを
    生成する受信手段と、同受信手段の出力に接続され複数
    のチャネルを有する信号処理手段と、同信号処理手段に
    接続され上記相関づけされたＩとＱのサンプルを処理し
    て上記搬送波信号の位相を判断し上記信号処理手段に対
    してマルチチャネル制御信号を提供して擬似レンジと擬
    似レンジレートを求める手段と、から成り、上記チャネ
    ルの各々が、（ａ）　　受信搬送波ドップラーを上記同
    相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）サンプルから除去する手段と
    、（ｂ）上記受信ＰＮコードのレプリカであり、同相（
    ＩＲＥＦ）成分と直角位相（ＱＲＥＦ）成分とを有する
    ＰＮコード基準を生成する手段と、（ｃ）　　上記搬送
    波ドップラー除去手段とＰＮコード基準レプリカ生成手
    段に接続され上記ＩとＱのサンプルを上記レプリカされ
    たＰＮコードの上記ＩＲＥＦとＱＲＥＦ成分によって相
    関づけるための手段と、を備え、（ｄ）　　上記相関づ
    け手段が複数のＩマルチＹタップ相関器／積分器に接続
    されたＩ入力重みづけ手段と、複数のＱマルチＹタップ
    相関器／積分器に接続されるＱ入力重みづけ手段でその
    各々が重みづけセレクト入力に従って制御されるものを
    含む上記ＩとＱのサンプルの符号と絶対値の入力重みづ
    けを伴う広域測位システム受信機。
11. 【請求項１１】　　上記Ｉ入力重みづけ手段がＲ係数重
    みづけ入力をストアするレジスタ手段より成る請求項１
    ０記載の受信機。
12. 【請求項１２】　　上記Ｒ係数重みづけ入力がプログラ
    ムされた制御の下で可変である請求項１１記載の受信機
    。
13. 【請求項１３】　　上記Ｒ係数重みづけ入力が特定の相
    関づけ間隔（Ｔｃｊ）について定数である請求項１１記
    載の受信機。
14. 【請求項１４】　　上記受信手段がＩＦサンプリング手
    段より成る請求項１０記載の受信機。
15. 【請求項１５】　　上記受信手段がベースバンドサンプ
    リング手段を備える請求項１０記載の受信機。
16. 【請求項１６】　　上記相関づけ手段が上記ＩとＱのサ
    ンプルを上記内部で生成されるＰＮコード基準のＩＲＥ
    Ｆ成分によって相関づける手段を備える請求項１５記載
    の受信機。
17. 【請求項１７】　　受信した擬似ランダムノイズ（ＰＮ
    ）コード変調搬送波信号の同相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）
    のサンプルから受信搬送ドップラーを除去する手段と、
    上記受信搬送波ドップラー除去手段に接続され上記受信
    ＰＮコードのレプリカであり同相（ＩＲＥＦ）成分と直
    角位相（ＱＲＥＦ）成分を有するＰＮコード基準を生成
    する手段と、上記搬送波ドップラー除去手段とＰＮコー
    ド基準レプリカ生成手段とに接続され上記ＩとＱのサン
    プルを上記レプリカされたＰＮコードのＩＲＥＦとＱＲ
    ＥＦ成分とによってそれぞれ相関づける手段と、を備え
    る相関装置。
18. 【請求項１８】　　上記相関づけ手段が上記ＩとＱのサ
    ンプルの符号と絶対値の入力重みづけを備える請求項１
    ７記載の相関装置。
19. 【請求項１９】　　上記符号と絶対値の入力重みづけが
    、Ｒ係数重みづけ入力をストアするレジスタ手段と、上
    記レジスタ手段に接続され上記重みづけセレクト信号に
    従って上記サンプルの内側交差と重みづけされた外側交
    差との間で選択するマルチプレクサ手段と、上記マルチ
    プレクサ手段に接続され上記サンプルの上記論理手段へ
    の符号と絶対値の入力に従って上記重みづけセレクト信
    号を生成する論理手段と、から成る請求項１８記載の相
    関装置。
20. 【請求項２０】　　上記論理手段が排他的ＯＲ絶対値セ
    レクト論理機能を実行するための手段を備える請求項１
    ９記載の相関装置。
21. 【請求項２１】　　上記相関づけ手段が、外側交差のＲ
    係数重みづけを上記サンプルに付与し上記重みづけされ
    たサンプルに相関づけ用に追加的なＡ／Ｄ変換利得を与
    える入力重みづけ手段と、上記入力重みづけ手段に接続
    され上記重みづけされたサンプルの各々が相関器制御信
    号に従って上記重みづけサンプルの累算値へ加算もしく
    は同累算値より減算されるかどうかを判断するアダー制
    御手段と、上記Ｉ又はＱサンプルの符号をＰＮコード基
    準信号と比較することによって上記相関器制御信号を生
    成する手段と、上記アダー制御手段と相関器制御信号生
    成手段に接続され上記重みづけサンプルを一定の相関づ
    け時間間隔にわたって累算し積分する積分手段と、を備
    える請求項１９記載の相関装置。
22. 【請求項２２】　　上記生成手段が排他的ＯＲ相関器制
    御論理機能を実行する手段より成る請求項２０記載の相
    関装置。
23. 【請求項２３】　　上記相関づけ手段が複数のＩマルチ
    Ｙタップ相関器／積分器に接続されるＩ入力重みづけ手
    段と、複数のＱマルチＹタップ相関づけ／積分器に接続
    されるＱ入力重みづけ手段とを備え、上記入力重みづけ
    手段の各々が一定の重みづけセレクト入力に従って制御
    される請求項１７記載の相関装置。
24. 【請求項２４】　　上記Ｉ入力重みづけ手段がＲ係数重
    みづけ入力をストアするレジスタ手段を備える請求項２
    ３記載の相関装置。
25. 【請求項２５】　　上記Ｒ係数重みづけ入力がプログラ
    ムされた制御の下で変化する請求項２４記載の相関装置
    。
26. 【請求項２６】　　上記Ｒ係数重みづけ入力が特定の相
    関づけ間隔（Ｔｃｊ）について一定の定数である請求項
    ２４記載の相関装置。
27. 【請求項２７】　　上記相関づけ手段が上記Ｉ入力重み
    づけ手段に接続される上記論理手段の第１のものに提供
    される上記Ｉサンプルの符号と絶対値の入力と、上記Ｑ
    入力重みづけ手段に接続された上記論理手段の第２のも
    のに提供される上記Ｑサンプルの符号と絶対値の入力と
    に従って上記重みづけセレクト入力を生成する論理手段
    を備える請求項２３記載の相関装置。
28. 【請求項２８】　　広域測位システム受信機におけるＰ
    Ｎコード相関づけを実行する方法において、受信手段内
    で受信ＰＮコード変調搬送波をサンプリングして同相（
    Ｉ）と直角位相（Ｑ）のサンプルを生成し、信号処理手
    段内で上記変調搬送波からドップラー周波数とＰＮコー
    ド変調分を除去し（上記信号処理手段はそれぞれが符号
    と絶対値の入力重みづけ手段を有する相関づけ手段を含
    む複数のチャネルより成る）、上記相関づけ手段内で上
    記重みづけされたＩとＱのサンプルを内部に生成される
    ＰＮコード基準の同相（ＩＲＥＦ）と直角位相（ＱＲＥ
    Ｆ）成分によって相関づけ、処理手段内で上記相関づけ
    られたＩとＱのサンプルを処理して上記搬送波の位相を
    判断し、上記信号処理手段に対してマルチチャネル制御
    信号を提供し擬似レンジと擬似レンジレートを求める、
    ステップより構成される方法。
29. 【請求項２９】受信手段内でサンプリングする上記ステ
    ップが、上記受信手段が上記ＩとＱのサンプルを生成す
    るためにＩＦサンプリングを実行するステップを含む請
    求項２８記載の方法。
30. 【請求項３０】　　受信手段内でサンプリングする上記
    ステップが、上記受信手段が上記ＩとＱのサンプルを生
    成するためのベースバンドサンプリングを実行するステ
    ップを含む請求項２８記載の方法。
31. 【請求項３１】　　上記相関づけのステップが、更に上
    記受信手段中で上記ベースバンドサンプリングを実行す
    る時に上記重みづけされたＩとＱのサンプルを上記内部
    に生成されるＰＮコード基準の上記ＩＲＥＦ成分のみに
    よって相関づけるステップを含む請求項３０記載の方法
    。
32. 【請求項３２】　　受信した擬似ランダムノイズ（ＰＮ
    ）コード変調搬送波信号の同相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）
    サンプルから受信搬送波ドップラーを除去し、上記受信
    ＰＮコードのレプリカである同相（ＩＲＥＦ）成分と直
    角位相（ＱＲＥＦ）成分とを有するＰＮコード基準を生
    成し、上記ＩとＱのサンプルを上記レプリカされたＰＮ
    コードのＩＲＥＦとＱＲＥＦの成分とによってそれぞれ
    相関づける、ステップより成る相関方法。
33. 【請求項３３】　　ＩとＱサンプルをＩＲＥＦとＱＲＥ
    Ｆ成分と相関づける上記ステップが、Ｉ入力重みづけ手
    段を複数のＩマルチＹタップ相関器／積分器に接続し、
    Ｑ入力重みづけ手段を複数のＱマルチＹタップ相関器／
    積分器に接続するステップを含み、上記Ｉ又はＱの入力
    重みづけ手段の各々がＩ又はＱの重みづけセレクト入力
    に従って制御される請求項３２記載の方法。
34. 【請求項３４】　　上記相関づけステップが更にプログ
    ラムされた制御の下に変化するＲ係数重みづけ値を提供
    するステップを含む請求項３３記載の方法。
35. 【請求項３５】　　上記相関づけステップが、更に特定
    の相関づけ間隔（Ｔｃｊ）について一定のＲ係数重みづ
    け値を提供するステップを含む請求項３３記載の方法。