KR20020093636A - 다경로 신호 효과를 교정하기 위한 수단을 갖춘 고주파신호 수신기 및 이 수신기의 동작 방법 - Google Patents

다경로 신호 효과를 교정하기 위한 수단을 갖춘 고주파신호 수신기 및 이 수신기의 동작 방법 Download PDF

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Abstract

위성(S1, S2, S3, S4)처럼 송신원의 특정 코드에 의해 변조되는 고주파 신호(SV1, SV2, Sv3, SV4)용 수신기(1)는
중간 신호를 발생시키기 위해 고주파 신호용 주파수 변환 기능을 갖춘 수신 및 정형 수단, 중간 신호를 수신하기 위해 여러개의 상관 채널로 형성되는 상관 스테이지, 그리고 상관후 추출된 데이터를 처리하기 위해 상관 스테이지에 연결되는 마이크로프로세서 수단을 포함한다. 각각의 채널은 한개의 코럴레이터를 포함하며, 이 코럴레이터에서는 검색하고 추적할 송신원 특정 코드의 적어도 두개의 빠른 사본과 느린 사본이 중간 신호와 상관된다. 코럴레이터는 빠른 신호의 자동상관 함수의 제 1 진폭값과 느린 신호에 대한 제 2 진폭값을 제공하기 위해 상관 신호에 대한 통합 수단을 또한 포함한다. 다경로 신호(SV1', SV3')가 제 1 동작 채널에서 감지될 때, 한개 이상의 제 2 비사용 채널이 마이크로프로세서 수단을 통해 설정되며 제 1 채널에 병렬로 연결된다. 제 2 채널은 제 1 동작 채널의 두 진폭값 사이에서 최대 진폭값을 검색하는 작업을 가진다.
수신기, 특히 GPS형 수신기가 손목시계의 케이스 내에 장착될 수 있고, 상기 손목시계의 전지나 충전지에 의해 전력을 공급받을 수 있다.

Description

다경로 신호 효과를 교정하기 위한 수단을 갖춘 고주파 신호 수신기 및 이 수신기의 동작 방법{RADIOFREQUENCY SIGNAL RECEIVER WITH MEANS FOR CORRECTING THE EFFECTS OF MULTIPATH SIGNALS, AND METHOD FOR ACTIVATING THE RECEIVER}
발명은 고주파 신호용 수신기에 관한 것이고, 특히 다경로 신호의 효과를 교정하기 위한 수단을 갖춘 GPS형 고주파 신호 수신기에 관한 것이다. 발명은 또한 상기 수신기의 동작이나 설정을 위한 방법에 또한 관련된다.
특정 코드의 송신 코드에 의해 변조되는 고주파 신호용 수신기는 수신 및 정형 수단을 포함한다. 이 수단들에 의해 고주파 신호의 주파수 변환이 중간 신호를 제공할 수 있다.
이 수신기는 중간 신호를 수신하는 여러 상관 채널로 형성되는 상관 스테이지를 포함한다. 각 채널에는 중간 신호가 상관되는 코럴레이터가 제공된다. 이 상관은 채널이 사용중일 때 코럴레이터의 한개 이상의 제어 루프를 이용하여 달성되며, 이때 눈에 보이는 송신 소스의 특정 코드의 두개 이상의 사본이 검색되고 이들은 빠르고 느린 동상(in phase early and late)이다. 이 코럴레이터는 빠른 신호(early signals)의 자동 상관 함수의 제 1 진폭값과, 느린 신호(late signals)의 자동 상관 함수의 제 2 진폭값을 각 통합 구간의 종료시에 제공하고자 상관된 신호들을 통합하기 위한 통합 수단을 포함한다.
송신 소스 검색 모드에서, 제 1, 2 진폭값이 동일하게 유지된다.
수신기는 상관 후 고주파 신호로부터 추출되는 데이터를 처리하기 위해 상관 스테이지에 연결되는 마이크로프로세서 수단을 또한 포함한다.
상기 수신기가 GPS 수신기일 경우, 고주파 신호로부터 추출된 데이터는 특히, GPS 메시지로서 의사-범위이고 도플러 주파수이며, 이 데이터는 위치, 속도, 시간(시)을 계산하는 데 사용된다.
본 발명의 고주파 신호 수신기는 GLONASS나 GALILEO형의 위성항해 시스템에서 사용될 수도 있다. 마찬가지로, 이 수신기가 CDMA 방식 등과 같은 이동전화망에 사용될 수도 있다. 이러한 경우에, 송신 소스는 더 이상 위성이 아니며, 전화망의 베이스 셀이고, 처리되는 데이터는 가청 메시지이거나 읽을 수 있는 메시지, 또는 항해 메시지일 수 있다.
현재, 적도에 대해 55°만큼 오프셋된 6개의 궤도 평면 상에서 지구 표면 위 20,200km에 가까운 거리의 궤도에 24개의 위성이 위치한다. 지구위 동일 지점에 돌아오기까지 위성이 궤도상의 완전한 회전을 행하는데 소요되는 시간은 대략 12시간이다. 궤도 상의 위성 분포에 의해, 지상 GPS 수신기가 네 개 이상의 비저블위성(visible satellite)으로부터 GPS 신호를 수신할 수 있어서 그 위치, 속도, 지역 시간을 결정할 수 있다.
현재의 응용에서, 궤도상의 각 위성들은 1.5752GHz의 반송파 주파수 L1으로형성되는 고주파 신호를 송신한다. 각 위성에 고유한 1.023MHz의 의사-임의 PRN 코드와 50Hz의 GPS 메시지가 상기 반송파 주파수 상에서 변조된다. GPS 메시지는 X, Y, Z 위치, 속도, 시간관련 데이터를 계산하는데 특히 유용한, 송신 위성의 천체력 데이터를 내장한다.
PRN 코드, 특히 그중에서도 골드 코드 형태는 가 위서마다 다르다. 이 골드 코드는 백만분의 1초마다 반복되는 1023개의 칩으로 형성되는 디지털 신호이다. 이 반복 주기는 골드 코드의 "시대(epoch)"라는 용어에 의해 또한 규정된다. 한 비트에 대해 칩이 1이나 0의 값을 취할 수 있다. 그러나, (GPS기술에서 사용되는 용어인) 칩이 데이터 단위를 정의하는 데 사용되는 비트와는 차별화되어야할 것이다.
32개의 위성 식별 번호에 대해 규정된 골드 코드는 직교하는 특성을 가진다. 이 골드코드를 서로 상관시킴으로서, 상관은 0에 가까운 값을 부여한다. 따라서 이 특성으로 인해, 동시에 여러 위성으로부터 발생한 동일 주파수 상에서 전송되는 여러 고주파 신호가, 동일한 GPS 수신기의 여러 채널에서 독립적으로 처리된다.
현재, 여러 가지 매일매일의 활동 중, 휴대용이거나 차량탑재형의 GPS 수신기가 사용되어 사용자에게 항해 데이터를 제공한다. 이 데이터는 방향, 목적지 검색, 그리고 상대적 위치 이해를 용이하게 한다. 더욱이, 휴대용 GPS수신기는 매우 작아서 이동전화나 손목시계 등 사람이 소지할만한 물체에 용이하게 내장될 수 있다. 그러나, 소형 전지나 축전지에서 전력을 공급받음에 따라, 수신기의 소모 전력을 최소화할 필요가 있다.
위치 및 시간 관련 데이터를 결정하기 위해 네 개 이상의 비저블위성(visible satellite)에 의해 송신되는 고주파 신호를 GPS 수신기가 수신할 필요가 있다. 수신기는 비저블 위성 중 하나를 개별적으로 추적함으로서 각 위성에 독자적인 천체력 데이터를 수신할 수도 있다.
도 1은 고주파 신호를 수신하기 위한 안테나(2)를 갖춘 GPS 수신기(1)를 도시한다. 상기 GPS 수신기(1)는 그 위치, 속도, 시간관련 데이터를 결정하기 위해 네 개 이상의 비저블 위성 S1으로부터 발생하는 신호 SV1~SV4를 수신해야한다. 그러나, 상기 수신기(1)가 도시 내의 여러 빌딩(B)들처럼 여러 장애물에 의해 둘러싸인 위치에 이용될 때, 수신기(1)에 의해 수신되는 일부 고주파 신호 SV1'과 SV3'이 이 장애물 B 사이에서 가끔 반사된다. 동일 송신 소스로부터 발생한 직접 신호 SV1과 SV3와 조합되고 반사된 이 신호들 SV1'과 SV3'은 수신기에 의해 수신되는 신호 세트에서 추출된 데이터에 관해 오류를 일으킬 수 있다. 이 오류들은 수신기 위치 계산에 관해 반발을 일으킨다.
다경로 신호로 인한 위상 오류는 지상 항해 수신기에 대해 150ns 이상일 수 있고, 이는 계산 위치에 관하여 45m의 오류에 상응한다. 통상적으로, 명목상의 오류는 30ns의 범위 내에 있고, 이는 계산 위치에 관해 대략 9m의 오류에 상응한다. 이 오류들은, 다경로 신호의 이러한 현상이 잘 알려져 있음에도 불구하고, 일반적으로 완전히 제거하기가 어렵다. 이러한 다경로 신호의 효과를 최소화시키기 위해 여러 실시예들이 제시된 바 있다.
한 예로 Novatel 사의 WO 95/14937 호를 인용할 수 있는 데, 이 특허출원에서는 다경로 신호로 인한 왜곡을 보상하기 위한 수단을 갖춘, 의사-임의 잡음이 인코딩된, 고주파 신호 수신기를 공개한다. 이를 행하기 위해, 수신기는 동시에 한개씩의 특정 위성을 얻도록 의도된 여러개의 상관 채널을 포함한다. 각 채널에 대한 자동 상관 수단이 여러개의 코럴레이터를 포함하고, 각각의 코럴레이터는 또다른 사본에 대해 위상 편이된, 내부적으로 발생된 의사-임의 코드 사본을 수신하여 중간 신호와 상관시킨다. 한 채널의 각 코럴레이터에 대한 출력 신호 전력 레벨 추정기(estimator)가 제공되어 다경로 신호의 효과를 제거한다. 각 사본간의 위상 편이는 예를 들어 0.2칩 미만이고 이는 각 사본에 대해 높은 성립 주파수(high establishment frequency)를 필요로한다.
본 수신기의 주된 결점은 특정 비저블 위성의 위상 검색 및 획득에 대해 다수의 코럴레이터가 각 채널에 제공되는 점이다. 결과적으로, 채널의 상관 스테이지 형성에 필요한 매우 많은 숫자의 요소들로 인해 에너지 소모가 커지고, 이로인해 소용량 에너지원을 포함하는 휴대용물체에 수신기를 내장할 수 없게 된다.
동일한 기술적 범주에서, Trimble Navigation Limited사의 미국특허 5,966,403 호는 다경로 신호 효과 최소화를 위한 수단을 역시 포함하는 스프레드 스펙트럼 고주파 수신기를 공개한다. 이 공개문서는 두개의 대안의 실시예를 제기한다. 첫 번째 변형에서, 빠른 사본과 느린 사본으로 중간 신호를 상관시키기 위해 균일하거나 균일하지 않은 신호 웨이팅 함수가 사용된다. 마이크로프로세서 수단이 여러개의 상관되고 웨이팅된 신호를 수신하고, 반송파 및 코드 제어 루프를 닫는다. 이 마이크로프로세서 수단은 다경로 신호로 인한 신호 왜곡을 추정하고 이러한 왜곡을 최소화하는 작업을 가진다.
두 번째 변형에서, 수신기의 두 상관 채널이 동일한 위성을 추적하기 위해 병렬로 사용되며, 이때 상기 위성의 송신 신호들은 그 궤도로부터 벗어날 수 있다. 마이크로프로세서 수단이 다경로 신호로 인한 왜곡을 최소화할 수 있도록 제 2 채널이 사용된다. 마이크로프로세서 수단이 다경로 신호로 인한 왜곡을 평가할 수 있도록 각 채널의 빠른 사본과 느린 사본(early and late replicas)을 발생시키기 위해 위상 지연이 부여된다.
앞선 문서에 관하여, 본 실시예들의 한가지 결점은 다경로 신호 효과를 최소화하기 위해 각 채널의 구조가 복잡하다는 데 있다. 더욱이, 큰 치수의 마이크로프로세서 수단이 모든 동기화 작업을 위해 사용된다. 이 복잡도로 인해 에너지 소모가 커지고, 따라서 저용량 에너지원을 가지는 작은 크기의 휴대용물체에 이 수신기를 내장하는 것이 어렵다.
공지 기술 수신기의 결점을 극복하기 위해 수신기에 필요한 구성요소의 숫자를 제한하고 그 전력소모를 줄이면서, 다경로 신호의 효과를 교정할 수 있는 고주파 신호 수신기를 제공하는 것이 본 발명의 한가지 목적이다. 따라서 이 수신기는 소형 휴대용 물체에 내장될 수 있다.
다경로 신호 효과를 교정하기 위해 사용되는 채널과 동일한 구조를 가지는 수신기의 비사용 채널을 이용하는 것이 본 발명의 또다른 목적이다.
이 목적은 다른 목적들과 함께, 아래의 특징을 가지는 앞서 언급한 수신기에 의해 달성된다. 즉, 마이크로프로세서 수단이 제 1 동작 채널의 다경로 신호 존재여부를 감지하였을 때, 동일한 비저블 송신원을 검색하고 추적하기 위한 제 1 동작 채널에 병렬로 한개 이상의 제 2 비사용 채널이 마이크로프로세서 수단을 통해 위치하도록 설정되는 것이며, 이때 상기 마이크로프로세서 수단은 제 2 채널을 이용하여 중간 신호와 상관될 특정 코드의 사본을 발생시켜서, 제 2 채널의 통합 수단이 제 1 채널의 자동 상관 함수의 제 1, 2 진폭값간 자동 상관 함수에 대한 최대 진폭값을 제공한다. 이상의 내용을 특징으로 한다.
본 발명의 수신기의 한가지 장점은, 동일한 숫자의 구성요소를 각각 포함하고 마이크로프로세서 수단과 상호작용하는 동일한 채널을 이용함으로서, 다경로 고주파 신호 효과로 인한 연산 오류 문제점을 방지할 수 있다는 점이다. 수신기가 동작 중일 때, 모든 상관 채널이 사용되는 것은 아니다. 왜냐하면, 비저블 송신원의 수, 특히 비저블 위성의 수가 수신기의 상관 채널의 수보다 작기 때문이다. 이는 어떤 숫자의 채널이 사용되지 않는 상태로 남는다는 것을 의미한다. 결과적으로, 사용되지 않은 상태로 정의되는 이 채널들은 다경로 신호로 인한 왜곡을 마이크로프로세서 수단이 교정할 수 있도록 동작 채널에 대해 병렬로 연결될 수 있다.
특정 비저블 위성의 검색 모드에 사용되는 네 개 이상의 상관 채널 각각이 위치, 속도, 시간관련 데이터를 마이크로프로세서가 계산하는 데 필요하다. 따라서, 다경로 신호가 동작 채널 중 하나에서 감지되는 경우에, 한 동작 채널과 병렬로 위치하는 오직 한개의 비사용 채널을 제공할 수 있다.
상기 수신기는 저용량 에너지원을 포함한 쉽게 트랜스판딩이 가능한 물체에 내장될 수 있어야 한다. 이는 각 상관 채널 내 구성요소의 숫자 감소를 필요로한다. 더욱이, 모든 동기화 작업의 관리는 단순한 방식으로 달성될 수 있어야 하고, 특히 마이크로프로세서 수단에 독립적으로 각 동작 채널에서 달성될 수 있어야 한다. 마이크로프로세서 수단이 비사용 채널을 이용하여 자동상관 함수에 대한 최대 진폭의 검색을 돕는 것은 통상적으로 동작 채널 내 다경로 신호의 존재를 감지한 후이다. 따라서, 수신기의 에너지 소모를 감소시키는 상기 마이크로프로세서 수단과 동작 채널간 데이터 전송이 거의 없다.
본 발명에 따른 수신기의 또다른 장점은 보통 이용되는 제 1 채널의 매개변수들이 마이크로프로세서 수단을 통해 제 1 채널에 병렬로 연결되도록 제 2 채널에 전달된다는 점이다. 결과적으로, 제 2 채널은 자동상관 함수의 최대 진폭을 마이크로프로세서 수단과 협조하에 보다 신속하게 찾아내도록 동작할 수 있다. 안정성 때문에 제 2 채널이 연결된 경우에도 제 1 채널이 여전히 사용 상태를 유지한다. 왜냐하면 다경로 신호가 사라질 수 있기 때문이다. 이러한 경우에, 제 2 채널이 정지되고 제 1 채널은 마이크로프로세서 수단에, 특히 GPS 수신기의 위치, 속도, 시간 관련 데이터의 연산 과정을 위한, 데이터를 제공한다.
제 2 채널에 의해 부여되는 최대 자동 상관 함수 진폭값과 제 1 채널의 빠른 신호의 제 1 자동 상관 함수 진폭값간의 위상 편이는 저장될 수 있다. 따라서 이 위상 편이는 제 1 동작 채널의 차후 병렬 연결을 위해 제 2 비사용 채널의 추가적 매개변수로 삽입될 수 있다.
통상적으로, 마이크로프로세서 수단은 위성의 위치, 그 특정 코드, 그리고 동작 중일 때 지상 수신기에서 볼 수 있는 위성에 관한 데이터가 저장된 저장 수단을 포함한다. 따라서 수신기는 선택된 상관 채널을 동작 중으로 설정하는 순간에 어느 위성이 보이는 지를 확립할 수 있다.
이 목적은 다른 목적들에 추가하여, 아래의 첫 번째 일련의 단계들로 구성되는, 수신기의 다경로 신호 효과를 교정하기 위한 방법으로 인해 또한 달성된다. 이 방법은,
- 각각의 채널이 특정 송신원을 검색하고 추적하도록 임의 숫자의 제 1 채널을 설정하고 스위치-온하며,
- 자동교정 함수에 대한 제 1, 2 진폭값이 동일할때까지, 중간 신호와 상관될 각각의 제 1 동작 채널의 특정 코드의 빠른 사본과 느린 사본을 위상 편이시키며,
- 검색 및 추적 과정 중, 빠른 신호와 느린 신호에 대한 상관 진폭값을 저장하고, 그리고 이에 대응하는 이상 편이에 대한 상관 진폭값을 저장하며,
- 채널이 송신원 추적 모드에 있을 때, 빠른 신호의 제 1 진폭값 시점에서 자동 상관 함수의 제 1 기울기와, 느린 신호의 제 2 진폭값 시점에서 자동상관 함수에 대한 제 2 기울기를, 각각의 제 1 동작 채널에 대한 검색 및 추적 과정에서 자동상관 함수 진폭값과 이에 상응하여 저장된 위상 편이를 이용하여 연산하고,
- 추적모드에서 연산된 두 기울기의 절대값이 서로 다를 경우, 또는 빠른 신호의 제 1 진폭값이나 느린 신호의 제 2 진폭값에 변화가 관측될 경우, 제 1 동작 채널에 병렬로 위치시키도록 한개 이상의 제 2 비사용 채널을 설정하고 스위치-온하며,
- 제 2 채널의 통합 수단이 제 1 채널 자동 상관 함수의 제 1, 2 진폭값간 자동 상관 함수의 최대 진폭값을 공급할 때까지 마이크로프로세서 수단으로부터의 명령 하에서 제 2 채널의 코드 사본 중 하나를 위상편이시키며, 그래서 마이크로프로세서 수단이 다경로 신호 효과를 교정하면서 이 제 2 채널의 고주파 신호로부터 데이터를 추출할 수 있는,
이상의 단계들을 포함한다.
도 1은 두 위성으로부터의 신호가 장애물에 의해 그 궤도로부터 벗어나는, 네 개 이상의 위성으로부터 신호를 수신하는 GPS형 고주파 신호 수신기의 도면.
도 2는 발명에 따른 고주파 신호 수신기의 여러 부분의 도면.
도 3은 발명에 따른 수신기의 상관 스테이지 내 한 채널의 코럴레이터 구성요소의 도면.
도 4a와 4b는 자동 상관 함수의 그래프와, 자동 상관 함수를 규정하기 위해 위상편이된 사본과 상관될 중간 신호의 도면.
도 5a는 추적 과정에서 빠른 사본과 상관되는 신호의 진폭이 느린 사본과 상관되는 신호의 진폭과 동일한, 자동 상관 함수의 그래프.
도 5b는 빠른 성분과 느린 성분를 뺌으로서 얻어지는 자동상관 함수의 그래프.
도 6a와 6b는 다경로 신호의 경우에 자동상관 함수의 그래프로서, 이때 빠른 사본과 상관되는 신호의 진폭이 추적 과정에서 느린 사본과 상관되는 신호의 진폭과 동일하지만 다경로없는 신호에 대해 위상 편이를 가지는 특징을 보이는 경우의도면.
도6c는 다경로 신호의 경우에 빠른 성분과 느린 성분을 뺌으로서 얻3어지는 상관 함수의 그래프.
도 7은 다경로 신호의 감지 여부에 따라 수신기를 동작시키는 방법의 단계들에 대한 순서도.
다음의 설명에서, 고주파 신호 수신기, 특히 GPS 형의 고주파 수신기의 여러 실시예가 간단한 방식으로만 언급된다. 앞으로 설명되는 수신기는 선호되는 바와 같이 GPS 수신기이다. 그러나, GLONASS나 GALILEO 항해 시스템이나 다른 항해 시스템, 또는 이동전화망에 사용될 수 있다.
도 1에 도시되는 바와 같이, GPS수신기의 안테나(2)에 의해 수신되는 고주파 신호 SV1~SV4는 네 개의 비저블 위성 S1~S4에 의해 송신된다. 상기 GPS 수신기가 그 위치, 속도, 시간 관련 데이터 계산에 유용한 모든 정보를 추출할 수 있도록 하기 위해 이 네 위성의 신호 SV1~SV4가 필요하다. 그러나, 그 경로에서, 일부 고주파 신호 SV1'과 SV3'은 빌딩 B같은 여러 장애물에 의해 반사될 수 있다. 이 변경된 신호 SV1'과 SV3'은 수신기에 의해 수신되는 직접 신호 SV1과 SV3의 감지를 혼란시킬 수 있다. 따라서 위성 S1과 S3의 검색 및 추적 과정에서 상관 채널은 다경로 신호 효과에 종속되며, 이는 위치 계산 오류를 유발할 수 있다. 다음의 내용에 설명되는 바와 같이, 비사용으로 규정되는 한개 이상의 채널이 다경로 신호 효과 교정을 위해 위성 S1과 S3를 추적하는 각각의 동작 채널에 병렬로 위치한다.
GPS 수신기는 손목시계를 착용한 사람에게 필요한 위치, 속도, 시간 데이터를 제공하기 위해 손목시계같은 휴대용물체에 알맞게 제작될 수 있다. 시계가 소형 전지나 충전지를 내장하기 때문에, GPS수신기의 동작 중 소비 전력이 가능한 작아야할 것이다.
물론, GPS 수신기는 소형 전지나 충전지를 내장한 이동전화같은 소형의 다른 휴대용물체에도 알맞게 제작될 수 있다.
GPS수신기(1)가 도 2에 도시된다. 수신기(1)는 중간 신호 IF를 발생시키기 위해 안테나(2)에 의해 제공되는 고주파 신호(3)의 주파수 변환을 갖춘 수신 및 정형 수단과, 중간 신호 IF 수신을 위한 12개의 채널(7')로 구성되는 상관 스테이지(7), 버퍼 레지스터(11)에 각 채널을 연결하는 데이터 전송 버스(10), 그리고 최종적으로, 마이크로프로세서 수단(12)에 각각의 버퍼 레지스터를 연결하는 데이터 버스(13)를 포함한다.
중간 신호 IF는 정형 수단(3)에 의해 제공되는 400kHz의 주파수에서 동상 신호 I의 성분과 직교 위상 신호 Q의 성분의 복소 형태로 형성된다. 복소 중간 신호 IF는 2비트로 형성되는 사선에 의해 교차되는 굵은선으로 도 2에 나타난다.
수신기(1)에서 가용한 채널(7')의 숫자는 지구상 어디에서도 비저블 위성의 최대 숫자보다 반드시 커야하고, 따라서 일부 비사용 채널이 남아 있어야 한다. 이 비사용 채널들은 정상적으로 동작하는 채널에서 다경로 신호의 존재를 마이크로프로세서 수단이 감지하였을 경우 동작 채널과 병렬로 연결되는 것으로 의도된다. 다경로 신호의 영향과, 비사용 채널의 연결은 도 3~6를 참고하여 차후에 설명될 것이다.
일반적으로 수신 수단(3)에서는, 제 1 전기 회로(4')가 무엇보다도 1.57542 GHz의 고주파 신호를 예를 들어 179MHz의 주파수로 변환시킨다. 그후 제 2 전기 회로 IF(4")은 GPS 신호를 먼저 4.76MHz의 주파수로, 그리고 나중에 4.36MHz에서의 샘플링에 의해 가령 400kHz의 주파수로 이끄는 이중 변환을 실행한다. 따라서 400kHz의 주파수로 샘플링되고 정량화된 중간 복소 신호 IF는 상관 스테이지(7)의 채널(7')에 제공된다.
주파수 변환 동작에서, 클럭 신호 발생기(5)는 고주파 신호 수신 및 정형 수단(3)의 일부를 형성한다. 이 발생기에는 17.6MHz의 주파수에서 측정되는 쿼츠 발진기(도시되지 않음)가 제공된다. 두 클럭 신호 CLK와 CLK16은 이 요소들의 모든 동작을 클럭하기 위해 상관 스테이지(7)와 마이크로프로세서 수단(12)에 공급된다. 제 1 클럭 주파수 CLK는 4.36MHz의 값을 가질 수 있고, 제 2 클럭 주파수는 전력 소모를 줄이기 위해 상관 스테이지의 대부분에 사용되는 272.5kHz인, 16배 작은 값으로 고정될 수 있다.
수신 수단(3) 내 클럭 신호 발생기(5)와 통합되는 대신에, 상관 스테이지에 위치하는 디바이더를 이용하여 클럭 신호 CLK16을 얻는 것을 가정해볼 수 있다.
일부 경우에 제 2 회로(4")에 의해 공급되는 신호들은 서로 다른 패러티(+1과 -1)의 신호들을 부여한다. 수신기에서 GPS 신호의 복조 연산에 대해 이 패러티가 반드시 고려되어야 한다. 대안의 실시예에서, 제 2 회로(4")는 동상 성분뿐 아니라 직교 위상 성분에 대해서도 2개의 출력 비트에 대해 분포되는 신호(+3, +1, -1, -3)를 부여할 수 있다.
본 발명의 GPS 수신기의 경우에, 반송파 주파수에 대한 1비트 정량화가 신호잡음비(SNR)에서 3dB의 추가 손실을 발생시키더라도, 상기 정량화를 가진 중간 신호 IF가 상관 스테이지에 제공된다. 각 채널의 레지스터(11)는 마이크로프로세서 수단으로부터 발생하는 설정 데이터나 매개변수를 수신할 수 있다. 각 채널은 GPS 메시지에 관한 데이터, PRN 코드의 상태, 도플러 효과에 관한 주파수 증감, 의사-범위, 위상 편이를 가진 상관 진폭값, 그리고 상관 및 특정 위성의 추적 후 다른 데이터를 레지스터를 통해 전송할 수 있다.
버퍼 레지스터(11)는 여러 종류의 레지스터로 형성된다. 예를 들자면, 명령 및 상태 레지스터, 채널의 NCO(수치 제어 발진기)용 레지스터, 의사-범위 레지스터, 에너지 레지스터, 반송파 및 코드의 오프셋 레지스터 및 증감 레지스터, 그리고 테스트 레지스터로 형성된다. 반드시 자동적으로 마이크로프로세서에 전달될 필요없이 위성의 획득 및 추적 중 사용되기 위해 상관 과정 중 이 레지스터들이 데이터를 누적시킬 수 있다.
대안의 실시예에서, 레지스터 유닛에 위치한 일부 데이터가 각 채널에 공통일 경우 상관 스테이지의 모든 채널(7')에 대해 단일 블록의 레지스터(11)가 고려될 수 있다.
상관 스테이지(7)의 각 채널(7')은 위성 신호를 획득하고 상기 채널에 의해 감지되는 위성을 추적하기 위한 신호 처리 알고리즘을 전용 물질을 통해 동작하도록 의도된 코럴레이터(8)와 제어기(9)를 포함한다.
각 채널의 제어기(9)는 메모리 유닛, 산술 유닛, 데이터 비트 동기화 유닛, 코럴레이터 제어 유닛, 그리고 인터럽션 유닛을 포함하며, 이들은 도 1에 도시되지 않는다. 메모리 유닛은 일시적 데이터 저장을 위한 RAM 메모리로 형성된다. RAM 메모리는 비-정규나 정규 구조로 분포된다. 산술 유닛은 특정 가산, 감산, 승산, 누산, 그리고 편이 연산을 실행한다.
정상 동작에서, 감지 위성에 대한 모든 획득 및 추적 연산은 상관 스테이지의 각 채널에서 자율적으로 이루어진다. 이 작업들은 비트-병렬 구조로 실행되고, 비트-병렬 구조에서는 여러 비트의 연산이 한 클럭 펄스에서 이루어진다. 디지털 신호들은 1kHz에 있고, 이로 인해 상대적으로 낮은 주파수 속도에서 반송파 주파수 및 PRN 코드 제어 루프로 상기 신호를 자동적으로 처리할 수 있다. 채널이 위성을 추적할 때, 회로는 차후 계산을 고려한 GPS 데이터의 흐름을 동기화한다.
따라서, 마이크로프로세서 수단(12)을 이용한 데이터 전달은 모든 상관 단계동안 더 이상 발생하지 않는다. 마이크로프로세서에 전달되는 것(특히 50Hz 주파수의 GPS 메시지)은 오직 상관 스테이지(7)의 각 채널(7')의 상관의 결과이다. 이로 인해 전력 소모가 크게 감소한다. 그러나, 마이크로프로세서 수단이 다경로 신호 효과 교정을 위해 정상적으로 동작하는 채널에 병렬로 비사용 채널을 연결하여야할 때, 이 비사용 채널의 동기화 동작은 상기 마이크로프로세서 수단을 통해 실행된다. 그러나 동작 채널의 여러 매개변수는 상기 수신기의 전력 소모에 어떤 큰 해없이 마이크로프로세서 수단을 통해 신속하게 상기 비사용 채널을 설정하도록 전달된다.
결과적으로, 마이크로프로세서 수단(12)은 스위스의 EM Microelectronic-Marin 사의 8비트 CoolRISC-816 마이크로프로세서를 포함한다. 이 마이크로프로세서는 4.36MHz의 클럭 신호에 의해 클럭된다. 마이크로프로세서 수단(12)은 (도시되지 않는) 메모리 수단을 또한 포함하며, 여기서 상기 위성의 위치, 그 골드 코드, 그리고 지상 GPS 수신기에 의해 수신될 수 있는 것들에 관한 모든 정보가 저장된다.
모든 위성 검색 및 추적 과정동안, 동작 채널(7')은 인터럽트 신호 INT1~INT12를 마이크로프로세서에 전송하여 마이크로프로세서가 추출할 수 있는 데이터라는 것을 마이크로프로세서에게 알린다. 인터럽트 신호를 수신하자마자, 마이크로프로세서는 추출될 데이터가 어느 채널로부터 나타날지를 알기 위해 모든 채널을 검토해야한다. 이 데이터는 예를 들어, 설정 매개변수, GPS 메시지, PRN 코드의 상태, 도플러 효과로 인한 주파수 증감, 의사-거리, 수신 수단의 인터럽트를 위한 모드, 인터그레이터 카운터의 상태, 그리고 그 외 다른 정보에 관한 것이다.
여러 인터럽트 신호 INT1~INT12가 동시에 발생할 수 있기 때문에, 마이크로프로세서 수단(12)은 동작 채널(7')에 대한 우선순위 디코더를 또한 포함할 수 있다. 따라서, 마이크로프로세서는 결정된 우선순위에 따라 인터럽트 신호를 송신하는 우선순위 채널에 직접 접근할 수 있다.
또다른 실시예에서, 우선순위 디코더가 상관 스테이지에 통합될 수도 있다.
단일 반도체 기판이 레지스터, 우선순위 디코더, 마이크로프로세서, 그리고클럭 신호 발생기의 일부의 일부를 갖춘 전체 상관 스테이지를 내장할 수 있다.
수신기(1)가 동작할 때, 상관 스테지지(7)의 여러 채널(7')이 마이크로프로세서 수단(12)에 의해 설정된다. 각 채널의 설정은 검색 및 추적될 특정 위성의 PRN 코드와 반송파 주파수에 대한 서로 다른 매개변수를 삽입하는 과정을 포함한다. 정상 동작 모드에서, 각 채널은 그 독자적 위성을 검색 및 추적하기 위해 서로 달리 설정된다. 동작 채널이 비저블 위성만을 추적할 수 있기 때문에, 여러개의 비사용 채널이 남아있다.
도 3은 반송파 PRN 코드 제어 루프에 대한 부분과, 주파수 제어 루프에 대한 또다른 부분을 가지는 코럴레이터(8)를 도시한다. 코럴레이터(8)는 상관 스테이지(7)의 각 채널(7')에서 동일하지만, 각 채널에서 서로 다르게 설정될 수 있다. 도 2를 참고하여 설명한 바와 같이, 정상 동작 시에, 각 채널은 마이크로프로세서 수단에 독립적으로 특정 비저블 위성을 검색 및 추적하기 위한 모든 동기화 작업을 실행한다. 이는 상기 수신기의 제작을 단순화시키고, 수신기의 전력 소모를 줄일 수 있다.
이 코럴레이터의 여러 구성요소에 대한 세부사항에 관하여는 저자 Phillip Ward, 편집자 Elliott D. Kaplan(Artech House Publishers, 미국 1996), 출판번호 ISBN 0-89006-793-7의 책 "Understanding GPS Principles and Applications" Chapter 5(특히 도 5.8과 5.13)를 참고할 수 있다.
도 3에서, 사선에 의해 교차되는 굵은선으로 도면에 표시되는 2비트의 중간 신호 IF는 1비트 동상 신호 성분과, 1비트 직교위상 신호 성분 Q로 형성되는 복소신호(I+iQ)이다. 상기 중간 신호 IF는 샘플링되고 정량화되었으며, 우선적으로 반송파의 제 1 믹서(20)를 통과한다. 믹서나 멀티플라이어(21)는 복소 신호로부터 동상 신호 I를 추출하기 위해 내부적으로 발생된 반송파 사본의 사인값 곱하기 코사인 -i를 신호 IF와 곱한다. 반면에, 믹서나 멀티플라이어(22)는 복소 신호로부터 직교 위상 신호 Q를 추출하기 위해 내부 발생된 반송파 사본의 코사인값 곱하기 -i의 -사인값을 신호 IF와 곱한다.
이 Sin과 Cos 신호들은 사본 신호의 COS/SIN 표의 블록(45)으로부터 발생한다. 제 1 믹서(20)에서 이 1단계의 목적은 GPS 메시지를 지닌 신호로부터 반송파 주파수를 추출하는 것이다.
이 동작 후, 획득할 위성으로부터의 신호의 PRN 코드 등가성이, 원하는 위성에 상응하는 상기 채널에서 발생된 PRN 코드와 동작/스위치-온 채널에서, 발견되어야 한다. 이를 위해, 동상 및 직교 위상 신호는 네 개의 상관 신호를 얻기 위해 PRN 코드의 빠른 사본과 느린 사본으로 신호 I와 Q를 상관시키고자 제 2 믹서(23)를 통과한다. 상관 스테이지의 각 채널에서, 빠른 사본과 느린 사본만이 펑츄얼 사본(punctual replica)을 고려하지 않고 유지된다. 이로 인해 상관 요소의 수가 최소화될 수 있다. 그러나, 코드 제어 루프로부터 펑츄얼 성분을 제거함으로서, 2.5dB의 신호잡음비 손실이 관측된다.
믹서나 멀티플라이어(24)는 2비트 레지스터(36)로부터 신호 I와 빠른 사본 신호 E를 수신하고, 상관된 빠른 동상 신호를 공급한다. 믹서나 멀티플라이어(25)는 신호 I와 느린 사본 신호 L을 레지스터(36)로부터 수신하며 상관된 느린 동상신호를 공급한다. 믹서나 멀티플라이어(26)는 직교 위상 신호 Q와 빠른 신호 E를 공급하고, 상관된 빠른 직교 위상 신호를 공급한다. 마지막으로, 믹서나 멀티플라이어(27)는 신호 Q와 느린 사본 신호 L을 수신하고, 느린 직교 위상 신호를 공급한다. 빠른 사본 E와 느린 사본 L간의 위상 편이나 오프셋은 본 발명의 실시예에서 칩 반개이며, 이는 중앙 펑츄얼 성분 P를 가지는 위상 편이가 1/4칩임을 의미한다. 예를 들어 XOR 논리 게이트를 이용하여 멀티플라이어가 간단하게 만들어질 수 있다.
네 개의 상관된 신호 각각은 기-감지 요소인 인터그레이터 카운터(28, 29, 30, 31)에 의해 형성되는 통합 수단에 입력된다. 이 인터그레이터 카운터는 10비트에 대해 표시되는 이진 출력 워드 IES, ILS, QES, QLS를 각 통합 구간의 말미에서 공급한다. 이 이진 워드들은 도 4a에 도시되는 자동 상관 함수의 진폭값을 규정한다. 이 진폭값은 상관 신호의 진폭값에 대해 표준화된다. 빠른 상관 신호 및 느린 상관 신호의 자동상관 함수 진폭값에서 기울기를 계산하는 마이크로프로세서 수단에 의해 이용되기 위해, 위성 검색 모드의 저장 수단에 빠른 상관 및 느린 상관의 신호에 관한 여러 진폭값과 그 위상 편이가 저장된다. 기울기 계산을 바탕으로, 마이크로프로세서 수단은 동작 채널이 다경로 신호의 효과에 종속되는 지를 감지할 수 있다.
인터그레이터 카운터는 1023개까지 카운트될 수 있도록 정의되고, 이 숫자는 PRN 코드의 칩 숫자와 같다. 검색 시작시 마이크로프로세서 수단에 의해 선택되는한 채널의 각각의 인터그레이터 카운터(28, 29, 30, 31)는 천분의 1초마다 이진 워드 IES, ILS, QES, QLS의 세트를 제공하도록 설정된다.
이 인터그레이터에 이어지는 루프의 모든 동작은 1kHz의 신호들의 비트 병렬 구조로 발생한다. 복조될 유용한 신호의 잡음 일부를 제거하기 위해, 디지털 신호 처리 체인의 나머지에 대해 8개의 중요 비트만이 사용된다.
8비트로 규정되는, 사선에 의해 교차되는 굵은 선으로 도면에 표시되는 출력 워드 IES, ILS, QES, QLS는 코드 루프 디스크리미네이터(32)를 통과하여 코드 루프 필터(33) 내로 들어간다. 코드 루프 디스크리미네이터는 신호 IES, ILS, QES, QLS의 에너지를 계산하는 연산을 실행한다. 예를 들어 16 사이클처럼 어떤 숫자의 통합 사이클동안 누적값이 코드 디스크리미네이터에서 얻어진다.
본 발명에서, 디스크리미네이터는 비-코히어런트식이고 지연 차단 루프(delay lock loop type; DLL)식이다. 본 디스크리미네이터에서, 빠른 신호 진폭 제곱값과 느린 신호 진폭 제곱값 사이에 감산이 실행될 수 있다. 그러나, 빠른 사본 신호 진폭값이 느린 신호 진폭값과 동일하게 유지될 경우 어떤 형태의 디스크리미네이터도 사용될 수 있다. 이 내용에 관하여서는, 1996년에 American Institute of Aeronautics and Astronautics에서 출판한 책, "Global Positioning System and Applications"의 Chapter 8에 실린 A.J.Van Dierendonck의 "GPS Receivers"를 참고할 수 있다.
이 디스크리미네이터에서, 위성에 의한 신호 전송 중 도플러 효과가 반송파주파수에만 느껴지는 것이 아니라 PRN 코드에도 느껴지기 때문에 반송파 루프로부터 교정이 호출된다. PRN 코드는 반송파 주파수 상에서 변조되는 것이다. 반송파를 코드 루프 디스크리미네이터로 불러오는 것은 반송파 편이 증가를 1540으로 나누는 것에 상응한다.
디스크리미네이터의 필터링된 결과에 따라, 위상 증감이 PRN 코드 발생기(35) 상의 28-비트 NCO 발진기에 의해 부여되어, 새 상관을 이루기 위해 PRN 코드 비트 시리즈를 레지스터(36)에 전송한다. 28비트 NCO의 주파수 분해능은 (4.36MHz의 클럭 주파수에 대해) 16mHz 수준이다.
제어기는 획득 및 추적 과정을 상호협조할 수 있도록 루프의 다양한 결과를 처리한다. 동기화 및 원하는 위성에 대한 추적이 있을 경우, IES와 ILS가 복조 유닛(50)에 입력된다. 복조 유닛은 1비트에 대해 50Hz의 데이터메시지를 데이터 입력 및 출력 레지스터를 통해 마이크로프로세서 수단에 제공할 수 있다. 상기 메시지에 추가하여 마이크로프로세서 수단은 X,Y,Z 위치, 속도, 정확한 시간을 계산하기 위해 버퍼 레지스터에 입력되는 의사-범위에 관한 정보를 가져갈 수 있다.
앞서 설명한 요소들이 당분야에서 공지된 일반지식에 속하기 때문에 앞서 설명한 어떤 요소도 후에 별도로 상세하게 설명되지는 않을 것이다.
가산기(37)에서 신호 IES와 ILS의 합은 신호 IPS를 얻는데 사용되고, 가산기(38)에서 신호 QES와 QLS의 합은 신호 QPS를 생성하는 데 사용된다. 두 신호 IPS와 QPS는 8비트로 표시된다. 이 이진 워드들은 1kHz의 주파수에서 반송파 주파수디스크리미네이터(42)로 입력되어 반송파 루프 필터(43)에 앞서 신호의 에너지를 계산한다. 디스크리미네이터는 특히 8비트 멀티플라이어와 20비트 어큐뮬레이터로 형성되며, 주파수 및 위상 차단 루프식이다.
반송파 추적 루프의 신뢰도와 정확성을 증가시키기 위해서 주파수 디스크리미네이터에서 평균값 연산이 실행된다. 디스크리미네이터에 제공되는 누산은 N개의 사이클동안, 가령 16사이클동안 지속된다. 이는 16ms에 상응한다. 마이크로프로세서 수단은 선택된 채널에 병렬로 위치하는 비사용 채널에 대해 디스크리미네이터(42)에 신호 STC를 부여한다.
디스크리미네이터의 결과에 따라 그리고 필터를 통과한 후, 반송파(44)의 24비트 NCO 발진기는 반송파 주파수 사본을 교정하기 위한 주파수 증감(bin)을 수신한다. 이 24비트 NCO는 260mHz 수준의 주파수 해상도를 가진다.
반송파 추적 루프가 위성 신호 존재 확인 후에만 갱신됨에도 불구하고, 코드 및 반송파의 두 제어 및 예속 방법은 추적 중 동기화된다.
위서에 의한 고주파 신호의 전송 중, 도플러 효과는 반송파 주파수와 PRN 코드에 모두 영향을 미치고, 이는 수신기에서 수신된 반송파 주파수와 PRN 코드 위상의 더 양호한 조절 정확도를 얻기 위해 코드 및 반송파 제어 루프가 서로 연결된다는 것을 의미한다.
검색 과정의 각각의 상관 에폭에서, PRN 코드 사본 위상은 위성 위상 편이를 찾아내기 위해, 가령 1칩의 단계만큼, 시간 지연된다.
위성이 추적 과정에서 발견되면, 코드 조절이 P를 들어 0.05~0.1칩의 단계로 일어난다. 더욱이, 반송파 제어 루프에서 발생하는, 도플러 효과를 포함한 반송파 주파수가 교정되어야 한다. 도플러 효과에 추가하여, 이온층과 내부 발진기의 정확도 결여에 관심이 집중되어야 한다. 코드 및 반송파 루프에서 교정되는 이 오류들은 ±7.5kHz의 주파수 편이에 상응한다.
어떤 다경로 신호도 감지되지 않았을 때 각각의 동작 채널에 모든 동기화 작업이 실행된다. 마이크로프로세서 수단이 제 1 동작 채널에서 다경로 신호의 효과를 감지할 때, 자동상관 함수의 최대 진폭을 발견할 수 있도록 제 1 채널에 병렬로 제 2 비사용 채널이 연결된다. 이 경우에, 상기 채널의 코드 및 반송파 제어 루프가 더 이상 사용될 수 없다. 왜냐하면, 이 제 2 비사용 채널로, 추적 모드에서 빠른 신호와 느린 신호의 자동상관 함수의 진폭값 등가성을 더 이상 얻을 필요가 없다.
이 비사용 채널은 제 1 채널의 두 진폭값간 자동상관 함수의 최대 진폭값을 찾아내기 위해 빠른 사본이나 느린 사본 중 하나의 위상 편이 동작을 위해 마이크로프로세서 수단으로 루프되어야 한다. 이를 위해, 두 간섭 신호(45, 47)가 모든 채널의 각 제어 루프에 놓인다. 마이크로프로세서 수단이 제 1 채널의 다경로 신호 존재를 감지할 때, 제 2 비사용 채널은 두 제어 루프를 인터럽트시키기 위해 상기 수단으로부터 명령 Sc를 수신한다.
도 4a와 4b는 한편으로 자동상관 함수를 도시하고, 다른 한편으로 상기 코드의 사본과 상관될 특정 코드 중간 신호를 도시한다.
도 4a의 자동상관 함수는 두개의 동일한 장방형 펄스 로직 신호이면서도 서로에 대해 위상편이된 상관 결과를 도시한다. 상기 교정된 로직 신호는 한편으로 의사-임의 코드 중간 신호이고, 다른 한편으로 수신기 채널에서 발생되는 상기 의사-임의 코드이다. 자동상관 함수에 대한 일반 형태는 다음과 같다.
R(t) = ∫f(τ)f(t+τ)dτ
이때, τ의 절대값이 Tc/2보다 작거나 같은 경우, f(τ)는 교정될 장방형 신호의 진폭인 A와 같고, 그렇지 않을 경우 0과 같다. Tc는, 의사-임의 코드 주파수가 1,023MHz이기 때문에, 977.5ns에 대응하는 1칩을 나타낸다. 신호가 장방형 신호이기 때문에, 이 함수 R(t)는 다음 형태로 독자적으로 정의된다.
R(t) = A2Tc(1-｜t｜/Tc) ... ｜t｜≤Tc
R(t) = 0 ... ｜t｜>Tc
다경로 신호의 효과에 의한 어떤 붕괴도 없는 경우, 자동상관 함수의 형태는 삼각형으로서, 그 기울기의 절대값은 상기 함수의 정점의 양 변에서 동일하다. 신호 진폭 A는, 교정될 신호가 완전히 동상일 때 상기 함수의 정점에서 표준화된 진폭값이 1 값을 가진다는 것을 의미하는, 값 1을 가진다.
도 4b에서, 위상편이 t=0의 사본(0)은 추출된 신호(중간 신호)와 완전하게 동상이며, 이는 1과 같은 최대 진폭값을 부여한다. 추출된 신호에 대해 위상편이 t = 1/2 칩인 사본(1)은 1/2와 같은 진폭값을 부여한다. 마지막으로, 추출된 신호에 대해 위상편이 t=1 칩의 사본(2)은 0과 같은 진폭값을 부여한다.
본 발명의 GPS 수신기는 두개의 빠르고 느린 의사-임의 코드 사본을 발생시키며, 그 각각은 중간 신호들과 상관될 것이다. 두 사본간 위상 편이는 1/2칩이다. 도 5a는, 상관된 빠른 신호와 느린 신호의 진폭값이 비저블 위성 추적 모드로 표시되는, 자동상관 함수를 도시한다. 추적 모드에서 조절되는 빠른 진폭값은 자동상관 함수의 정점으로부터 -1/4칩만큼 오프셋되고, 추적모드에서 조절되는 느린 진폭값은 상기 함수의 정점으로부터 1/4칩만큼 오프셋된다.
따라서 정상 동작에서, 동작 채널의 빠른 신호와 느린 신호의 진폭값들은 비저블 위성 추적 모드에서 동일하다. 그러므로 이 진폭값들은 자동상관 함수 최대에 놓이지 않는다. 코드 디스크리미네이터는 각 통합 주기에서 빠른 신호와 느린 신호의 진폭값 감산을 실행한다. 이 감산을 통해, 코드 디스크리미네이터는 보다 정확한 코드 교정 증감을 공급할 수 있다.
진폭값이 동일할 때, 디스크리미네이터의 감산 결과는 0 값을 부여한다. 이는 추적 모드에 도달하기 위해 필요하다. 디스크리미네이터에서 이들 진폭값의 차이의 상관함수는 도 5b에 도시된다.
2MHz 대역통과 필터링이 수신 및 정형 수단에서 실행되어 전력 스펙트럼으로부터 여러 로브를 제거하기 때문에, 도 5a에 도시되는 자동상관 함수가 이상적인 삼각형 형태를 가지지 않는다. 자동상관 함수는 정점에서 둥근 부분을 가지지 뾰족한 부분을 가지지 않는다.
고주파 신호가 경로상의 장애물에 의해 경로변경될 때, 수신기에 의해 수신되는 신호는 다경로 신호이다. 이 신호들은 추적되는 전송 위성으로부터 직접 발생하는 고주파 신호에 추가된다. 이 효과들은 채널 중 하나가 이러한 위성에 대한 추적 모드에 있을 경우 수신기 위치의 계산을 망친다.
도 6a는 수신기에 의해 수신되는 직접 신호와 다경로 신호에 대한 두 자동상관 함수를 도시한다. 일반적으로 관측되는 바와 같이, 다경로 신호의 자동상관 함수는 직접 신호의 자동상관 함수 우측을 향해 오프셋된다. 더욱이, 다경로 신호 자동상관 함수의 최대 진폭값은 직접 신호 자동상관 함수의 최대 진폭값보다 작다.
도 6a에서, 다경로 자동상관 함수는 보강형이다. 즉, 최대 진폭값이 양이다. 다경로 신호가 최대진폭값이 음인 자동상관 함수를 이끄는 것도 물론 가능하다. 이러한 경우에, 신호들은 소멸적 다경로 신호라 불린다.
도 6b는 다경로 신호가 존재할 때 수신기의 통합 수단의 출력에서 얻어지는 결과적 자동 상관 함수를 도시한다. 이 결과적 함수는 도 6a에 도시되는 두 자동상관 함수의 합이다.
궤도로부터 벗어나는 신호를 가지는 위성을 검색하고 추적하도록 설정된 한가지 채널은 빠른 상관 신호 E1과 느린 상관 신호 L1에 대해 동일한 자동상관 함수 진폭값을 가지지만 상기 함수의 정점에 대해 위상편이 Δ를 가진다. 보강 다경로 신호의 경우에, 추적 모드에서 동일한 두 진폭값은 이러한 경로 신호에 의해 영향받지 않는 동작 채널의 진폭값보다 크다. 자동상관 함수의 정점 P1이 빠른 사본과 느린 사본간에 일반적으로 동일한 위상편이에 놓이기 때문에, 다경로 신호가 위상편이 Δ로 표시되는 위상 오류를 생성한다.
도 6b에서, 이 위상편이 Δ는 대략 1/8칩으로서, 이 값은 마이크로프로세서수단에 의해 계산되는 위치에서 35m의 오류에 해당한다.
도 6c는 다경로 신호의 영향을 받는 코드 디스크리미네이터에서 얻3어지는 빠른 신호와 느린 신호의 진폭값의 감산 E1-L1의 자동상관 함수이다.
다경로 신호 영향 교정을 위해 수신기가 어떻게 동작하는 지를 이해하기 위해, 수신기를 동작하거나 수신기를 동작 대기시키는 방법의 단계들이 순서도로 도 7에 도시된다. 마이크로프로세서 수단은, 수신기 위치를 계산하기 위해 네 개의 비저블 위성을 추적하기 위해 네 개 이상의 채널을 설정하여야 한다. 그러나, 단순화를 위해, 발명의 방법에 따른 단계들은 한개의 선택 채널에 대해 도 7에서 설명된다.
단계 100에서, 제 1 채널이 마이크로프로세서 수단에 의해 선택되어 비저블 위성을 검색 및 추적한다. 제 1 채널은 반송파 및 코드 제어 루프에서 중간 신호와 상관될 반송파 및 코드 사본을 교정하면서 비저블 위성을 검색한다.
이 검색 과정 중, 통합 수단의 출력에서 빠른 신호와 느린 신호의 자동 상관 함수의 진폭값 확인이 단계 101에서 실행된다. 진폭값이 동일하지 않을 경우, 단계102에서 의사-임의 PRN 코드의 위상 편이가 발생한다. 이론적으로는 검색 과정에서 코드 사본이 한 칩만큼 편이된다.
상기 위성의 모든 검색 과정 중, 통합 수단이 출력에서의 진폭값이 저장되고, 이에 대응하는 위상 편이값도 저장된다.
제 1 채널의 진폭값 E1과 L1이 동일하기만 하면, E1, L1에서의 기울기 계산이 마이크로프로세서 수단에 의해 실행된다(단계103). 계산된 기울기의 비교가 단계104에서 행하여진다. 기울기 PE1과 PL1의 절대값이 같을 경우, 제 1 채널은 다경로 신호에 영향받지 않는다. 단계105에서 제 1 채널은 X,Y,Z 위치를 계산하기 위해 마이크로프로세서 수단에 정확한 데이터를 제공할 수 있다.
마이크로프로세서 수단이 제 1 채널에서 다경로 신호의 존재를 감지하지 못하였더라도, 상기 수신기가 이동할 때 다경로 신호가 나타나는 것이 가능할 수 있다. 추적 모드에서 제 1 채널이 상기 다경로 신호에 영향받지 않음을 보장하기 위해, 빠른 신호와 느린 신호의 자동상관 함수 진폭값의 확인이 또한 실행된다.
단계106에서 진폭 E1의 변화가 관측되지 않는 한, 제 1 채널은 어떤 다경로 신호 영향없이 마이크로프로세서 수단에 정확한 데이터를 제공한다. 역으로, 진폭 E1에 변화가 나타날 경우, 마이크로프로세서 수단이 단계107에서 제 2 비사용 채널을 설정하고 스위치 온하여 제 1 채널에 병렬로 동작 설정된다. 제 2 채널은, 단계104에서 제 1 채널에 대해 계산된 기울기들의 절대값이 서로 다를 경우에, 스위치 온된다.
제 2 채널은 마이크로프로세서 수단을 통해 저장되는 제 1 채널의 매개변수를 이용하여 설정된다. 이로 인해 단계108에서, 최대 진폭값 E2를 신속하게 검색하기 위해 제 2 채널의 코드 사본을 동상 안내할 수 있다. 이 최대 진폭값 E2는 제 1 채널 추적 모드에서 두 진폭값 E1과 L1의 사이에 놓인다. 제 2 채널이 빠른 코드 사본이나 느린 코드 사본을 가지는 최대 진폭값을 찾아내야하기 때문에, 제 2 채널의 제어 루프가 직접 사용될 수 없다. 결과적으로, 마이크로프로세서 수단은 Newson-Raphson형 최적화 알고리즘에 의해, 또는 선형 퇴보 방법에 의해 자동상관함수의 정점을 찾아내도록 제 2 채널을 예속시킬 책임이 있다. 따라서 그 제어 루프를 분리시키기 위해 제 2 채널의 두 인터럽트 요소에 명령이 부여된다.
진폭값 E2가 최대값이 아니라면, 제 2 채널의 코드 사본 중 하나의 코드 위상 편이가 단계109에서 실행된다. 최대 진폭값에 대한 모든 이들 검색 연산 동안, 두 진폭값 E1과 L1간 제 2 채널의 모든 진폭값 E2가 저장되고, 이에 대응하는 위상편이도 저장된다.
최대 진폭값 E2가 단계108에서 발견되었을 때, 자동상관 함수의 정점의 각 변에서의 기울기 계산이, 저장된 진폭값을 이용하여 단계110에서 실행된다. 기울기 P2AV와 P2AP의 절대값이 다를 경우, 특히 위치 계산을 위해 마이크로프로세서 수단에 정확한 데이터를 제공하는 것은 단계 113에서 최대 진폭값에 정렬된 제 2 채널만이다. 제 2 채널 진폭값의 연속적 확인이 실행된다. 기울기 P2AV와 P2AP의 절대값이 같을 경우, 이는 다경로 신호가 존재하지 않음을 의미한다. 이 경우에, 제 2 채널은 단계112에서 중단된다. 따라서, 제 1 채널이 스위치-온되었을 때 제 1 채널이 중지되지 않았기 때문에 마이크로프로세서 수단은 제 1 채널로부터 정확한 데이터를 또다시 취할 수 있다.
방금 언급한 수신기가 손목시계나 이동전화같은 소형의 휴대용 물체에 내장되고자 함에 따라, 마이크로프로세서 수단이 동작 채널 내 다경로 신호의 존재를 감지하였을 때 동작 채널 중 하나에 병렬로 단일 비사용 채널이 스위치-온된다. 앞서 언급한 바와 같이, 특정 비저블 위성을 추적하기 위해 최초에 네 개 이상의 위성 채널을 선택하기만 하면 된다.
통상적으로, 제 2 채널은 제 1 채널에 의해 비저블 위성 추적 모드에서 스위치-온된다. 그러나, 각 채널의 매개변수와 위상 편이가 저장 수단에 저장되기 때문에, 제 2 채널은 제 1 채널이 검색 단계일 때에도 제 1 채널에 병렬로 스위치-온될 수 있다. 마이크로프로세서 수단은 동작 채널이 다경로 신호에 의해 영향받을 수 있는 지를 안다.
공지 기술 수신기의 결점을 극복하기 위해 수신기에 필요한 구성요소의 숫자를 제한하고 그 전력소모를 줄이면서, 다경로 신호의 효과를 교정할 수 있는 고주파 신호 수신기를 제공하는 것이 본 발명의 한가지 목적이다. 따라서 이 수신기는 소형 휴대용 물체에 내장될 수 있다.
다경로 신호 효과를 교정하기 위해 사용되는 채널과 동일한 구조를 가지는 수신기의 비사용 채널을 이용하는 것이 본 발명의 또다른 목적이다.

Claims (17)

  1. 특히 GPS형 수신기에서, 송신원의 특정 코드에 의해 변조되는 고주파 신호용 수신기로서, 상기 수신기는,
    - 중간 신호(IF)를 발생시키기 위해 고주파 신호(3)의 주파수 변환 기능을 갖춘 수신 및 정형 수단,
    - 채널(7')이 사용중일 때 코럴레이터(8)의 한개 이상의 제어 루프에서 중간 신호를 수신하기 위해 여러개의 상관 채널(7')로 형성되는 상관 스테이지(7)로서, 각각의 채널에는 중간 신호를 상관시키는 코럴레이터(8)가 제공되고, 비저블 송신원의 특정 코드의 두개 이상의 빠른 사본과 느린 사본이 검색되고 추적되며, 상기 코럴레이터는, 송신원의 검색 모드에서, 빠른 신호의 자동상관 함수 제 1 진폭값과 느린 신호의 자동상관 함수 제 2 진폭값을 각 통합 주기의 말미에서 제공하기 위해 상관된 신호에 대한 통합 수단(28, 29, 30, 31)을 포함하며, 이때 제 1 진폭값과 제 2 진폭값이 동일하게 유지되는, 그러한 특징의 상관 스테이지(7),
    - 고주파 신호로부터 상관 후, 추출되는 데이터를 처리하기 위해 상관 스테이지에 연결되는 마이크로프로세서 수단(12)으로서, 상기 수신기에서는, 제 1 동작 채널 내 다경로 고주파 신호의 존재를 마이크로프로세서 수단이 감지하였을 때 동일한 비저블 송신원을 검색 및 추적하기 위해 한개 이상의 제 1 동작 채널을 마이크로프로세서 수단을 통해 병렬로 위치시키도록 한개 이상의 제 2 비사용 채널이 설정되고, 제 2 채널의 통합 수단이 제 1 채널의 자동상관 함수의 제 1, 2 진폭값간 자동상관 함수에 대한 최대 진폭값을 제공하도록, 중간 신호와 상관될 특정 코드 사본을 발생시키기 위해 상기 마이크프로세서 수단이 제 2 채널을 예속시키는,그러한 특징의 마이크로프로세서 수단
    으로 구성되는 것을 특징으로 하는 수신기.
  2. 제 1 항에 있어서, 한개 이상의 제 1 동작 채널에 관하여 통합 수단에 의해 제공되는 자동상관 함수의 여러 진폭값과, 이에 대응하는 위상 편이가 비저블 송신원의 검색 및 추적 과정에서 저장 수단에 저장되어, 제 1, 2 진폭값이 같을 때 빠른 신호의 제 1 진폭값의 포인트에서 자동상관 함수의 제 1 기울기와 느린 신호의 제 2 진폭값의 포인트에서 자동상관 함수의 제 2 기울기를 마이크로프로세서 수단으로 하여금 계산하게 하며, 추적 모드에서 제 1, 2 기울기가 다를 때 상기 마이크로프로세서 수단이 제 1 채널의 다경로 고주파 신호 존재여부를 감지하는, 것을 특징으로 하는 수신기.
  3. 제 1 항에 있어서, 마이크로프로세서 수단(12)이 비저블 송신원 추적 모드에서 빠른 상관 신호와 느린 상관 신호의 자동상관 함수 내 진폭 변화를 감지하였을 때 제 1 동작 채널에 병렬로 제 2 비사용 채널이 설정되고 위치하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  4. 위성에 의해 송신되는 고주파 신호를 수신하기 위한 제 1 항에 따른 수신기로서, 상관 스테이지(7)는 비저블 위성의 수보다 많은 숫자의 상관 채널(7')을 포함하여, 한개 이상의 제 2 비사용 채널이 동일한 비저블 송신원의 검색 및 추적을 위해 제 1 동작 채널에 병렬로 스위치 온될 수 있는 것을 특징으로 하는 수신기.
  5. 제 4 항에 있어서, 채널(7')의 수가 12보다 크거나 같은 것을 특징으로 하는 수신기.
  6. 제 1, 4 , 5 항중 어느 한 항에 있어서, 마이크로프로세서 수단이 제 1 채널들 각각에서 다경로 신호의 존재를 감지하였을 때, 제 1 동작 채널들 중 하나에 병렬로 여러개의 제 2 비사용 채널이 각각 스위치-온되도록 설정되는 것을 특징으로 하는 수신기.
  7. 위서에 의해 송신되는 고주파 신호를 수신하기 위한 제 1 항에 따른 수신기로서, 비저블 위성 검색 및 추적 과정에서 제 1 동작 채널들 각각의 통합 수단의 통합 주기가 송신 위성의 특정 코드의 반복 주기와 같은 것을 특징으로 하는 수신기.
  8. 제 1 항에 있어서, 마이크로프로세서에 의해 상관 스테이지에 송신되는 데이터와, 마이크로프로세서를 위해 상관 스테이지에 의해 제공되는 데이터를 수신하기 위해, 상관 스테이지(7)와 마이크로프로세서 수단(12)간 인터페이스로 한 세트의입력 및 출력 레지스터(11)가 위치하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  9. 제 2 항에 있어서, 각 채널은 자동상관 함수의 진폭값과, 이에 대응하는 위상편이를 위한 저장 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  10. 제 2 항에 있어서, 저장 수단이 마이크로프로세서 수단(12)의 일부를 형성하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  11. 제 1 항에 있어서, 디지털 신호 처리 알고리즘을 포함한 제어기(9)가 각 채널 내에서 코럴레이터(8)와 관련되어, 채널(7')이 정상 동작 설정될 때 위성 검색 및 추적을 위한 모든 동기화 작업이 마이크로프로세서 수단(12)에 독립적으로 자율적으로 실행되게 하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  12. 위성에 의해 송신되는 반송파 주파수를 갖춘 고주파 신호 수신을 위한, 상기 항들 중 한항에 따른 수신기로서, 각각의 채널은 동상 신호 성분(I)와 직교 위상 신호 성분(Q)으로 형성되는 복소 중간 신호를 수신하고,
    채널의 각 코럴레이터는 제 1 믹서(0)와 제 2 믹서(23)를 포함하며,
    제 1 믹서(20)는 동상 신호 성분을 제 1 반송파 주파수 사본과 상관시키고, 또한 제 1 반송파 주파수 사본에 대해 90도만큼 오프셋된 제 2 반송파 주파수 사본으로 상기 직교 위상 신호 성분을 상관시키며,
    제 2 믹서(23)는 제 1 믹서의 출력 동상 신호를 제 1 빠른 특정 코드 사본 및 제 2 느린 특정 코드 사본과 상관시키고, 제 2 믹서(23)는 제 1 믹서의 직교 위상 출력 신호를 제 1 빠른 사본 및 제 2 느린 사본과 상관시키며,
    자동상관 함수의 네 개의 진폭값(IES, ILS, QES, QLS)을 제공하기 위해, 동작 채널당 통합 수단에 네 개의 인터그레이터 카운터(28, 29, 30, 31)제 2 믹서로부터 상관 출력 신호를 수신하는,
    이상의 사항을 특징으로 하는 수신기.
  13. 제 1 항 또는 12 항에 있어서, 빠른 신호가 느린 신호에 대해 반개칩만큼의 위상 편이를 가지는 것을 특징으로 하는 수신기.
  14. 제 12 항에 있어서, 인터그레이터 카운터 다음에, 채널(7')의 각 코럴레이터(8)는 코드 제어 루프에서 코드 루프 디스크리미네이터(32), 코드 루프 필터(33), 제 1 수치제어 발진기, 코드 발생기를, 그리고 반송파 제어 루프에서 반송파 루프 디스크리미네이터(42), 반송파 루프 필터(43), 제 2 수치 제어 발진기(44), 반송파 주파수의 제 1, 2 사본을 제 1 멀티플라이어 스테이지(20)에 제공하는 블록(45), 루프 인터럽트 요소(46, 47)를 포함하고,
    상기 코드 디스크리미네이터는 통합 주기보다 N배큰 디스크리미네이터 주기동안 코드 사본에 대한 코드 교정 증감을 제공하도록 빠른 신호와 느린 신호의 자동상관 함수의 진폭값 각각의 감산을 실행하고, 이때 N은 정수이며, 상기 코드 발생기는 제 2 멀티플라이어 스테이지(23)에 송신원의 특정 코드의 빠른 사본과 느린 사본을 운반하는 2비트 레지스터에 연결되며,
    마이크로프로세서 수단(12)에 의해 제어되는 상기 루프 인터럽트 요소(46, 47)는 인터럽트 신호가 제 2 채널의 상기 요소에 부여될 때 제 1 동작 채널에 병렬로 위치하는 제 2 비사용 채널을 예속시키도록 각 제어 루프에 위치하는,
    이상의 사항을 특징으로 하는 수신기.
  15. 송신원의 특정 코드에 의해 변조되는 고주파 신호용 수신기에서 다경로 신호 효과를 교정하기 위한 방법으로서, 상기 수신기는,
    - 중간 신호(IF)를 발생시키기 위해 고주파 신호(3)의 주파수 변환 기능을 갖춘 수신 및 정형 수단,
    - 채널(7')이 사용중일 때 코럴레이터(8)의 한개 이상의 제어 루프에서 중간 신호를 수신하기 위해 여러개의 상관 채널(7')로 형성되는 상관 스테이지(7)로서, 각각의 채널에는 중간 신호를 상관시키는 코럴레이터(8)가 제공되고, 비저블 송신원의 특정 코드의 두개 이상의 빠른 사본과 느린 사본이 검색되고 추적되며, 상기 코럴레이터는, 빠른 신호의 제 1 진폭상관값과 느린 신호의 제 2 진폭상관값을 각 통합 주기의 말미에서 제공하기 위해 상관된 신호에 대한 통합 수단(28, 29, 30, 31)을 포함하는, 그러한 특징의 상관 스테이지(7),
    - 고주파 신호로부터, 상관 후, 추출되는 데이터를 처리하기 위해 상관 스테이지에 연결되는 마이크로프로세서 수단(12),
    을 포함하고, 상기 방법은,
    - 각각의 채널이 특정 송신원을 검색하고 추적하도록 임의 숫자의 제 1 채널을 설정하고 스위치-온하며,
    - 자동교정 함수에 대한 제 1, 2 진폭값이 동일할때까지, 중간 신호와 상관될 각각의 동작 채널의 특정 코드의 빠른 사본과 느린 사본을 위상 편이시키며,
    - 검색 및 추적 과정 중, 빠른 신호와 느린 신호에 대한 상관 진폭값을 저장하고, 그리고 이에 대응하는 이상 편이에 대한 상관 진폭값을 저장하는,
    상기 일련의 첫 번째 단계들로 구성되고, 상기 방법은,
    - 채널이 송신원 추적 모드에 있을 때, 빠른 신호의 제 1 진폭값 시점에서 자동 상관 함수의 제 1 기울기와, 느린 신호의 제 2 진폭값 시점에서 자동상관 함수에 대한 제 2 기울기를, 각각의 제 1 동작 채널에 대한 검색 및 추적 과정에서 저장된 자동상관 함수 진폭값과 이에 상응하여 저장된 위상 편이를 이용하여, 연산하고,
    - 추적모드에서 연산된 두 기울기의 절대값이 서로 다를 경우, 또는 빠른 신호의 제 1 진폭값이나 느린 신호의 제 2 진폭값에 변화가 관측될 경우, 제 1 동작 채널에 병렬로 놓이도록 한개 이상의 제 2 비사용 채널을 설정하고 스위치-온하며,
    - 제 2 채널의 통합 수단이 제 1 채널 자동 상관 함수의 제 1, 2 진폭값간 자동 상관 함수의 최대 진폭값을 공급할 때까지 마이크로프로세서 수단으로부터의 명령 하에서 제 2 채널의 코드 사본 중 하나를 위상편이시키며, 그래서 마이크로프로세서 수단이 다경로 신호 효과를 교정하면서 이 제 2 채널의 고주파 신호로부터데이터를 추출할 수 있는,
    이상의 두 번째 일련의 단계들을 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  16. 제 15 항에 있어서, 제 2 채널의 통합 수단에 의해 최대 진폭값이 공급될 때까지, 제 2 채널의 자동상관 함수 진폭값과, 이에 대응하는 위상 편이가 저장되는 것을 특징으로 하는 방법.
  17. 제 16 항에 있어서, 마이크로프로세서 수단이 제 2 채널의 최대 진폭값 전후로 자동상관 함수의 진폭 변화 기울기를 계산하고, 그 기울기들의 절대값이 같을 경우 제 2 채널이 중단되며, 이때 마이크로프로세서 수단이 제 1 채널의 고주파 신호로부터 데이터를 추출할 수 있는 것을 특징으로 하는 방법.
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