JP2002252562A - ディジタル信号処理装置及び方法 - Google Patents
ディジタル信号処理装置及び方法Info
- Publication number
- JP2002252562A JP2002252562A JP2001049268A JP2001049268A JP2002252562A JP 2002252562 A JP2002252562 A JP 2002252562A JP 2001049268 A JP2001049268 A JP 2001049268A JP 2001049268 A JP2001049268 A JP 2001049268A JP 2002252562 A JP2002252562 A JP 2002252562A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- spectrum
- noise level
- digital signal
- oversampling
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
- H03M7/30—Compression; Expansion; Suppression of unnecessary data, e.g. redundancy reduction
- H03M7/3002—Conversion to or from differential modulation
- H03M7/3004—Digital delta-sigma modulation
- H03M7/3006—Compensating for, or preventing of, undesired influence of physical parameters
- H03M7/3008—Compensating for, or preventing of, undesired influence of physical parameters by averaging out the errors, e.g. using dither
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
- H03M7/30—Compression; Expansion; Suppression of unnecessary data, e.g. redundancy reduction
- H03M7/3002—Conversion to or from differential modulation
- H03M7/3004—Digital delta-sigma modulation
- H03M7/3015—Structural details of digital delta-sigma modulators
- H03M7/302—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution
- H03M7/3024—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having one quantiser only
- H03M7/3028—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having one quantiser only the quantiser being a single bit one
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
- H03M7/30—Compression; Expansion; Suppression of unnecessary data, e.g. redundancy reduction
- H03M7/3002—Conversion to or from differential modulation
- H03M7/3004—Digital delta-sigma modulation
- H03M7/3015—Structural details of digital delta-sigma modulators
- H03M7/3031—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. having a first order loop filter in the feedforward path
- H03M7/3033—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. having a first order loop filter in the feedforward path the modulator having a higher order loop filter in the feedforward path, e.g. with distributed feedforward inputs
- H03M7/304—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. having a first order loop filter in the feedforward path the modulator having a higher order loop filter in the feedforward path, e.g. with distributed feedforward inputs with distributed feedback, i.e. with feedback paths from the quantiser output to more than one filter stage
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 高速１ビット・オーディオ信号の十分な周波
数帯域を使いこなし、高品質のオーディオ信号を得る。 【解決手段】 正規化部１６は、パワー算出部１３にて
算出されたＰＣＭ信号の１８ｋＨｚから２０ｋＨｚまで
の範囲の平均パワーに基づいてパワー算出部１５にて算
出されたディザ信号のパワーを正規化する。オーバーサ
ンプリング処理部２１は、入力端子１１から入力された
量子化周波数４４．１ｋＨｚ、量子化語長１６ｂｉｔの
ＰＣＭ信号を、２×４４．１ｋＨｚのサンプリング周波
数でオーバーサンプリングし、オーバーサンプリング処
理出力を加算器２２に供給する。加算器２２は、正規化
部１６からの正規化出力とオーバーサンプリング処理部
２１からのオーバーサンプリング出力とを加算し、その
加算出力をオーバーサンプリング処理部２３に送る。
数帯域を使いこなし、高品質のオーディオ信号を得る。 【解決手段】 正規化部１６は、パワー算出部１３にて
算出されたＰＣＭ信号の１８ｋＨｚから２０ｋＨｚまで
の範囲の平均パワーに基づいてパワー算出部１５にて算
出されたディザ信号のパワーを正規化する。オーバーサ
ンプリング処理部２１は、入力端子１１から入力された
量子化周波数４４．１ｋＨｚ、量子化語長１６ｂｉｔの
ＰＣＭ信号を、２×４４．１ｋＨｚのサンプリング周波
数でオーバーサンプリングし、オーバーサンプリング処
理出力を加算器２２に供給する。加算器２２は、正規化
部１６からの正規化出力とオーバーサンプリング処理部
２１からのオーバーサンプリング出力とを加算し、その
加算出力をオーバーサンプリング処理部２３に送る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、サンプリング周波
数がｆｓ（Ｈｚ）で量子化ビットがマルチビットのＰＣ
Ｍのディジタル信号を、サンプリング周波数がｍ（ｍ≧
２の正の整数）×ｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（Ｈ
ｚ）で量子化ビットが１ビットの高速１ビットディジタ
ル信号に変換するディジタル信号処理装置及び方法に関
する。
数がｆｓ（Ｈｚ）で量子化ビットがマルチビットのＰＣ
Ｍのディジタル信号を、サンプリング周波数がｍ（ｍ≧
２の正の整数）×ｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（Ｈ
ｚ）で量子化ビットが１ビットの高速１ビットディジタ
ル信号に変換するディジタル信号処理装置及び方法に関
する。
【０００２】
【従来の技術】ΔΣ変調された高速１ビット・オーディ
オ信号は、従来のデジタルオーディオに使われてきたＰ
ＣＭ信号のフォーマット（例えばサンプリング周波数４
４．１ｋＨｚ、データ語長１６ビット）に比べて、非常
に高いサンプリング周波数と短いデータ語長（例えばサ
ンプリング周波数が４４．１ｋＨｚの６４倍でデータ語
長が１ビット）といった形をしており、広い伝送可能周
波数帯域を特長にしている。また、ΔΣ変調により１ビ
ット信号であっても、６４倍というオーバーサンプリン
グ周波数に対して低域であるオーディオ帯域において、
高いダイナミックレンジをも確保できる。この特徴を生
かして高音質のレコーダーやデータ伝送に応用すること
ができる。
オ信号は、従来のデジタルオーディオに使われてきたＰ
ＣＭ信号のフォーマット（例えばサンプリング周波数４
４．１ｋＨｚ、データ語長１６ビット）に比べて、非常
に高いサンプリング周波数と短いデータ語長（例えばサ
ンプリング周波数が４４．１ｋＨｚの６４倍でデータ語
長が１ビット）といった形をしており、広い伝送可能周
波数帯域を特長にしている。また、ΔΣ変調により１ビ
ット信号であっても、６４倍というオーバーサンプリン
グ周波数に対して低域であるオーディオ帯域において、
高いダイナミックレンジをも確保できる。この特徴を生
かして高音質のレコーダーやデータ伝送に応用すること
ができる。
【０００３】ΔΣ変調装置自体はとりわけ新しい技術で
はなく、回路構成がＩＣ化に適していて、また比較的簡
単にＡＤ変換の精度を得ることができることで従来から
ＡＤコンバータの内部などではよく用いられている回路
である。
はなく、回路構成がＩＣ化に適していて、また比較的簡
単にＡＤ変換の精度を得ることができることで従来から
ＡＤコンバータの内部などではよく用いられている回路
である。
【０００４】ΔΣ変調にされた信号は、簡単なアナログ
ローパスフィルターを通すことによって、アナログオー
ディオ信号に戻すことができる。
ローパスフィルターを通すことによって、アナログオー
ディオ信号に戻すことができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、例えば、量
子化周波数が４４．１ＫＨｚで量子化語長が１６ビット
のＰＣＭの楽音信号を、量子化周波数が２８２２．４Ｋ
Ｈｚ（６４×４４．１ＫＨｚ）で量子化語長が１ビット
の高速１ビット・オーディオ信号に変換する場合、今ま
では、ＰＣＭの周波数帯域の２２．０５ＫＨｚのみをオ
ーバーサンプリングとΔΣ変調により高速１ビット・オ
ーディオ信号に変換しているので、変換後も楽音信号の
周波数帯域は２２．０５ＫＨｚであり、高速１ビット・
オーディオ信号の周波数帯域約１００ＫＨｚを使ってい
なかった。
子化周波数が４４．１ＫＨｚで量子化語長が１６ビット
のＰＣＭの楽音信号を、量子化周波数が２８２２．４Ｋ
Ｈｚ（６４×４４．１ＫＨｚ）で量子化語長が１ビット
の高速１ビット・オーディオ信号に変換する場合、今ま
では、ＰＣＭの周波数帯域の２２．０５ＫＨｚのみをオ
ーバーサンプリングとΔΣ変調により高速１ビット・オ
ーディオ信号に変換しているので、変換後も楽音信号の
周波数帯域は２２．０５ＫＨｚであり、高速１ビット・
オーディオ信号の周波数帯域約１００ＫＨｚを使ってい
なかった。
【０００６】本発明は、前記実情に鑑みてなされたもの
であり、高速１ビット・オーディオ信号の十分な周波数
帯域を使いこなし、高品質のオーディオ信号を得ること
ができるディジタル信号処理装置及び方法の提供を目的
とする。
であり、高速１ビット・オーディオ信号の十分な周波数
帯域を使いこなし、高品質のオーディオ信号を得ること
ができるディジタル信号処理装置及び方法の提供を目的
とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明に係るディジタル
信号処理装置は、前記課題を解決するために、サンプリ
ング周波数がｆｓ（Ｈｚ）で量子化ビットがマルチビッ
トの第１のディジタル信号を、サンプリング周波数がｍ
（ｍ≧２の正の整数）×ｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ
（Ｈｚ）で量子化ビットが１ビットの第２のディジタル
信号に変換するディジタル信号処理装置において、入力
された前記第１のディジタル信号に周波数分析処理を施
す周波数分析手段と、前記周波数分析手段で得られた周
波数分析結果に基づいて所定帯域の平均ノイズレベルを
算出する第１のノイズレベル算出手段と、可聴帯域外の
高域信号であるディザ信号を発生するディザ発生手段
と、前記ディザ発生手段にて発生されたディザ信号のノ
イズレベルを算出する第２のノイズレベル算出手段と、
前記第１のノイズレベル算出手段にて算出された平均ノ
イズレベルに基づいて前記第２のノイズレベル算出手段
にて算出されたノイズレベルを正規化する正規化手段
と、前記第１のディジタル信号をｍ（ｍ≧２の正の整
数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオーバーサ
ンプリングする第１のオーバーサンプリング手段と、前
記第１のオーバーサンプリング手段にてオーバーサンプ
リングされたマルチビットディジタル信号と前記正規化
手段にてノイズレベルが正規化されたディザ信号とを加
算する加算手段と、前記加算手段の加算出力をｎ（ｎ≧
２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数で
オーバーサンプリングする第２のオーバーサンプリング
手段と、前記第２のオーバーサンプリング手段にてオー
バーサンプリングされたマルチビットディジタル信号を
１ビットディジタル信号に変換するΔΣ変調手段とを備
えてなる。
信号処理装置は、前記課題を解決するために、サンプリ
ング周波数がｆｓ（Ｈｚ）で量子化ビットがマルチビッ
トの第１のディジタル信号を、サンプリング周波数がｍ
（ｍ≧２の正の整数）×ｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ
（Ｈｚ）で量子化ビットが１ビットの第２のディジタル
信号に変換するディジタル信号処理装置において、入力
された前記第１のディジタル信号に周波数分析処理を施
す周波数分析手段と、前記周波数分析手段で得られた周
波数分析結果に基づいて所定帯域の平均ノイズレベルを
算出する第１のノイズレベル算出手段と、可聴帯域外の
高域信号であるディザ信号を発生するディザ発生手段
と、前記ディザ発生手段にて発生されたディザ信号のノ
イズレベルを算出する第２のノイズレベル算出手段と、
前記第１のノイズレベル算出手段にて算出された平均ノ
イズレベルに基づいて前記第２のノイズレベル算出手段
にて算出されたノイズレベルを正規化する正規化手段
と、前記第１のディジタル信号をｍ（ｍ≧２の正の整
数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオーバーサ
ンプリングする第１のオーバーサンプリング手段と、前
記第１のオーバーサンプリング手段にてオーバーサンプ
リングされたマルチビットディジタル信号と前記正規化
手段にてノイズレベルが正規化されたディザ信号とを加
算する加算手段と、前記加算手段の加算出力をｎ（ｎ≧
２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数で
オーバーサンプリングする第２のオーバーサンプリング
手段と、前記第２のオーバーサンプリング手段にてオー
バーサンプリングされたマルチビットディジタル信号を
１ビットディジタル信号に変換するΔΣ変調手段とを備
えてなる。
【０００８】したがって、前記加算手段は、前記第１の
オーバーサンプリング手段からのマルチビットディジタ
ル信号に、ノイズレベルが正規化されたディザ信号を可
聴帯域外の高域信号として滑らかにつなげた加算出力を
前記第２のオーバーサンプリング手段に送る。
オーバーサンプリング手段からのマルチビットディジタ
ル信号に、ノイズレベルが正規化されたディザ信号を可
聴帯域外の高域信号として滑らかにつなげた加算出力を
前記第２のオーバーサンプリング手段に送る。
【０００９】本発明に係るディジタル信号処理方法は、
前記課題を解決するために、サンプリング周波数がｆｓ
（Ｈｚ）で量子化ビットがマルチビットの第１のディジ
タル信号を、サンプリング周波数がｍ（ｍ≧２の正の整
数）×ｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）で量子化
ビットが１ビットの第２のディジタル信号に変換するた
めのディジタル信号処理方法において、入力された前記
第１のディジタル信号に周波数分析処理を施す周波数分
析工程と、前記周波数分析工程で得られた周波数分析結
果に基づいて所定帯域の平均ノイズレベルを算出する第
１のノイズレベル算出工程と、可聴帯域外の高域信号で
あるディザ信号を発生するディザ発生手段にて発生され
たディザ信号のノイズレベルを算出する第２のノイズレ
ベル算出工程と、前記第１のノイズレベル算出工程にて
算出された平均ノイズレベルに基づいて前記第２のノイ
ズレベル算出工程にて算出されたノイズレベルを正規化
する正規化工程と、前記第１のディジタル信号をｍ（ｍ
≧２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数
でオーバーサンプリングする第１のオーバーサンプリン
グ工程と、前記第１のオーバーサンプリング工程にてオ
ーバーサンプリングされたマルチビットディジタル信号
と前記正規化工程にてノイズレベルが正規化されたディ
ザ信号とを加算する加算工程と、前記加算工程の加算出
力をｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリ
ング周波数でオーバーサンプリングする第２のオーバー
サンプリング工程と、前記第２のオーバーサンプリング
工程にてオーバーサンプリングされたマルチビットディ
ジタル信号を１ビットディジタル信号に変換するΔΣ変
調工程とを備えてなる。
前記課題を解決するために、サンプリング周波数がｆｓ
（Ｈｚ）で量子化ビットがマルチビットの第１のディジ
タル信号を、サンプリング周波数がｍ（ｍ≧２の正の整
数）×ｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）で量子化
ビットが１ビットの第２のディジタル信号に変換するた
めのディジタル信号処理方法において、入力された前記
第１のディジタル信号に周波数分析処理を施す周波数分
析工程と、前記周波数分析工程で得られた周波数分析結
果に基づいて所定帯域の平均ノイズレベルを算出する第
１のノイズレベル算出工程と、可聴帯域外の高域信号で
あるディザ信号を発生するディザ発生手段にて発生され
たディザ信号のノイズレベルを算出する第２のノイズレ
ベル算出工程と、前記第１のノイズレベル算出工程にて
算出された平均ノイズレベルに基づいて前記第２のノイ
ズレベル算出工程にて算出されたノイズレベルを正規化
する正規化工程と、前記第１のディジタル信号をｍ（ｍ
≧２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数
でオーバーサンプリングする第１のオーバーサンプリン
グ工程と、前記第１のオーバーサンプリング工程にてオ
ーバーサンプリングされたマルチビットディジタル信号
と前記正規化工程にてノイズレベルが正規化されたディ
ザ信号とを加算する加算工程と、前記加算工程の加算出
力をｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリ
ング周波数でオーバーサンプリングする第２のオーバー
サンプリング工程と、前記第２のオーバーサンプリング
工程にてオーバーサンプリングされたマルチビットディ
ジタル信号を１ビットディジタル信号に変換するΔΣ変
調工程とを備えてなる。
【００１０】したがって、前記加算工程は、前記第１の
オーバーサンプリング工程からのマルチビットディジタ
ル信号に、ノイズレベルが正規化された可聴帯域外の高
域信号を滑らかにつなげた加算出力を前記第２のオーバ
ーサンプリング工程に送る。
オーバーサンプリング工程からのマルチビットディジタ
ル信号に、ノイズレベルが正規化された可聴帯域外の高
域信号を滑らかにつなげた加算出力を前記第２のオーバ
ーサンプリング工程に送る。
【００１１】本発明に係るディジタル信号処理装置は、
前記課題を解決するために、サンプリング周波数がｆｓ
（Ｈｚ）で量子化ビットがマルチビットの第１のディジ
タル信号を、サンプリング周波数がｍ（ｍ≧２の正の整
数）×ｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）で量子化
ビットが１ビットの第２のディジタル信号に変換するデ
ィジタル信号処理装置において、入力された前記第１の
ディジタル信号に周波数分析処理を施す周波数分析手段
と、前記周波数分析手段で得られた周波数分析結果に基
づいて所定帯域の平均ノイズレベルを算出する第１のノ
イズレベル算出手段と、前記周波数分析手段で得られた
周波数分析結果に基づいて可聴帯域外の高域信号のスペ
クトルを発生するスペクトル発生手段と、前記スペクト
ル発生手段で発生されたスペクトルのノイズレベルを算
出する第２のノイズレベル算出手段と、前記第１のノイ
ズレベル算出手段にて算出された平均ノイズレベルに基
づいて前記第２のノイズレベル算出手段にて算出された
スペクトルのノイズレベルを正規化し、かつそのスペク
トルに基づいた時間波形信号を合成する正規化＆波形合
成手段と、前記第１のディジタル信号をｍ（ｍ≧２の正
の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオーバ
ーサンプリングする第１のオーバーサンプリング手段
と、前記第１のオーバーサンプリング手段にてオーバー
サンプリングされたマルチビットディジタル信号と、前
記正規化＆波形合成手段にてノイズレベルが正規化さ
れ、かつ波形が合成された可聴帯域外の高域信号とを加
算する加算手段と、前記加算手段の加算出力をｎ（ｎ≧
２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数で
オーバーサンプリングする第２のオーバーサンプリング
手段と、前記第２のオーバーサンプリング手段にてオー
バーサンプリングされたマルチビットディジタル信号を
１ビットディジタル信号に変換するΔΣ変調手段とを備
えてなる。
前記課題を解決するために、サンプリング周波数がｆｓ
（Ｈｚ）で量子化ビットがマルチビットの第１のディジ
タル信号を、サンプリング周波数がｍ（ｍ≧２の正の整
数）×ｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）で量子化
ビットが１ビットの第２のディジタル信号に変換するデ
ィジタル信号処理装置において、入力された前記第１の
ディジタル信号に周波数分析処理を施す周波数分析手段
と、前記周波数分析手段で得られた周波数分析結果に基
づいて所定帯域の平均ノイズレベルを算出する第１のノ
イズレベル算出手段と、前記周波数分析手段で得られた
周波数分析結果に基づいて可聴帯域外の高域信号のスペ
クトルを発生するスペクトル発生手段と、前記スペクト
ル発生手段で発生されたスペクトルのノイズレベルを算
出する第２のノイズレベル算出手段と、前記第１のノイ
ズレベル算出手段にて算出された平均ノイズレベルに基
づいて前記第２のノイズレベル算出手段にて算出された
スペクトルのノイズレベルを正規化し、かつそのスペク
トルに基づいた時間波形信号を合成する正規化＆波形合
成手段と、前記第１のディジタル信号をｍ（ｍ≧２の正
の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオーバ
ーサンプリングする第１のオーバーサンプリング手段
と、前記第１のオーバーサンプリング手段にてオーバー
サンプリングされたマルチビットディジタル信号と、前
記正規化＆波形合成手段にてノイズレベルが正規化さ
れ、かつ波形が合成された可聴帯域外の高域信号とを加
算する加算手段と、前記加算手段の加算出力をｎ（ｎ≧
２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数で
オーバーサンプリングする第２のオーバーサンプリング
手段と、前記第２のオーバーサンプリング手段にてオー
バーサンプリングされたマルチビットディジタル信号を
１ビットディジタル信号に変換するΔΣ変調手段とを備
えてなる。
【００１２】本発明に係るディジタル信号処理方法は、
前記課題を解決するために、サンプリング周波数がｆｓ
（Ｈｚ）で量子化ビットがマルチビットの第１のディジ
タル信号を、サンプリング周波数がｍ（ｍ≧２の正の整
数）×ｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）で量子化
ビットが１ビットの第２のディジタル信号に変換するた
めのディジタル信号処理方法において、入力された前記
第１のディジタル信号に周波数分析処理を施す周波数分
析工程と、前記周波数分析工程で得られた周波数分析結
果に基づいて所定帯域の平均ノイズレベルを算出する第
１のノイズレベル算出工程と、前記周波数分析工程で得
られた周波数分析結果に基づいて可聴帯域外の高域信号
のスペクトルを発生するスペクトル発生工程と、前記ス
ペクトル発生工程で発生されたスペクトルのノイズレベ
ルを算出する第２のノイズレベル算出工程と、前記第１
のノイズレベル算出工程にて算出された平均ノイズレベ
ルに基づいて前記第２のノイズレベル算出工程にて算出
されたスペクトルのノイズレベルを正規化し、かつその
スペクトルに基づいた時間波形信号を合成する正規化＆
波形合成工程と、前記第１のディジタル信号をｍ（ｍ≧
２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数で
オーバーサンプリングする第１のオーバーサンプリング
工程と、前記第１のオーバーサンプリング工程にてオー
バーサンプリングされたマルチビットディジタル信号
と、前記正規化＆波形合成工程にてノイズレベルが正規
化され、かつ波形が合成された可聴帯域外の高域信号と
を加算する加算工程と、前記加算工程の加算出力をｎ
（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周
波数でオーバーサンプリングする第２のオーバーサンプ
リング工程と、前記第２のオーバーサンプリング工程に
てオーバーサンプリングされたマルチビットディジタル
信号を１ビットディジタル信号に変換するΔΣ変調工程
とを備えてなる。
前記課題を解決するために、サンプリング周波数がｆｓ
（Ｈｚ）で量子化ビットがマルチビットの第１のディジ
タル信号を、サンプリング周波数がｍ（ｍ≧２の正の整
数）×ｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）で量子化
ビットが１ビットの第２のディジタル信号に変換するた
めのディジタル信号処理方法において、入力された前記
第１のディジタル信号に周波数分析処理を施す周波数分
析工程と、前記周波数分析工程で得られた周波数分析結
果に基づいて所定帯域の平均ノイズレベルを算出する第
１のノイズレベル算出工程と、前記周波数分析工程で得
られた周波数分析結果に基づいて可聴帯域外の高域信号
のスペクトルを発生するスペクトル発生工程と、前記ス
ペクトル発生工程で発生されたスペクトルのノイズレベ
ルを算出する第２のノイズレベル算出工程と、前記第１
のノイズレベル算出工程にて算出された平均ノイズレベ
ルに基づいて前記第２のノイズレベル算出工程にて算出
されたスペクトルのノイズレベルを正規化し、かつその
スペクトルに基づいた時間波形信号を合成する正規化＆
波形合成工程と、前記第１のディジタル信号をｍ（ｍ≧
２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数で
オーバーサンプリングする第１のオーバーサンプリング
工程と、前記第１のオーバーサンプリング工程にてオー
バーサンプリングされたマルチビットディジタル信号
と、前記正規化＆波形合成工程にてノイズレベルが正規
化され、かつ波形が合成された可聴帯域外の高域信号と
を加算する加算工程と、前記加算工程の加算出力をｎ
（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周
波数でオーバーサンプリングする第２のオーバーサンプ
リング工程と、前記第２のオーバーサンプリング工程に
てオーバーサンプリングされたマルチビットディジタル
信号を１ビットディジタル信号に変換するΔΣ変調工程
とを備えてなる。
【００１３】本発明に係るディジタル信号処理装置は、
前記課題を解決するために、サンプリング周波数がｆｓ
（Ｈｚ）で量子化ビットがマルチビットの第１のディジ
タル信号を、サンプリング周波数がｍ（ｍ≧２の正の整
数）×ｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）で量子化
ビットが１ビットの第２のディジタル信号に変換するデ
ィジタル信号処理装置において、入力された前記第１の
ディジタル信号に周波数分析処理を施す周波数分析手段
と、前記周波数分析手段で得られた周波数分析結果に基
づいて可聴帯域外の高域の信号を生成する高域信号生成
手段と、前記第１のディジタル信号をｍ（ｍ≧２の正の
整数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオーバー
サンプリングする第１のオーバーサンプリング手段と、
前記第１のオーバーサンプリング手段にてオーバーサン
プリングされたマルチビットディジタル信号と、前記高
域信号生成手段で生成された高域信号を加算する加算手
段と、前記加算手段の加算出力をｎ（ｎ≧２の正の整
数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオーバーサ
ンプリングする第２のオーバーサンプリング手段と、前
記第２のオーバーサンプリング手段にてオーバーサンプ
リングされたマルチビットディジタル信号を１ビットデ
ィジタル信号に変換するΔΣ変調手段とを備えてなる。
前記課題を解決するために、サンプリング周波数がｆｓ
（Ｈｚ）で量子化ビットがマルチビットの第１のディジ
タル信号を、サンプリング周波数がｍ（ｍ≧２の正の整
数）×ｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）で量子化
ビットが１ビットの第２のディジタル信号に変換するデ
ィジタル信号処理装置において、入力された前記第１の
ディジタル信号に周波数分析処理を施す周波数分析手段
と、前記周波数分析手段で得られた周波数分析結果に基
づいて可聴帯域外の高域の信号を生成する高域信号生成
手段と、前記第１のディジタル信号をｍ（ｍ≧２の正の
整数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオーバー
サンプリングする第１のオーバーサンプリング手段と、
前記第１のオーバーサンプリング手段にてオーバーサン
プリングされたマルチビットディジタル信号と、前記高
域信号生成手段で生成された高域信号を加算する加算手
段と、前記加算手段の加算出力をｎ（ｎ≧２の正の整
数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオーバーサ
ンプリングする第２のオーバーサンプリング手段と、前
記第２のオーバーサンプリング手段にてオーバーサンプ
リングされたマルチビットディジタル信号を１ビットデ
ィジタル信号に変換するΔΣ変調手段とを備えてなる。
【００１４】本発明に係るディジタル信号処理方法は、
前記課題を解決するために、サンプリング周波数がｆｓ
（Ｈｚ）で量子化ビットがマルチビットの第１のディジ
タル信号を、サンプリング周波数がｍ（ｍ≧２の正の整
数）×ｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）で量子化
ビットが１ビットの第２のディジタル信号に変換するた
めのディジタル信号処理方法において、入力された前記
第１のディジタル信号に周波数分析処理を施す周波数分
析工程と、前記周波数分析工程で得られた周波数分析結
果に基づいて可聴帯域外の高域の信号を生成する高域信
号生成工程と、前記第１のディジタル信号をｍ（ｍ≧２
の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオ
ーバーサンプリングする第１のオーバーサンプリング工
程と、前記第１のオーバーサンプリング工程にてオーバ
ーサンプリングされたマルチビットディジタル信号と、
前記高域信号生成工程で生成された高域信号を加算する
加算工程と、前記加算工程の加算出力をｎ（ｎ≧２の正
の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオーバ
ーサンプリングする第２のオーバーサンプリング工程
と、前記第２のオーバーサンプリング工程にてオーバー
サンプリングされたマルチビットディジタル信号を１ビ
ットディジタル信号に変換するΔΣ変調工程とを備えて
なる。
前記課題を解決するために、サンプリング周波数がｆｓ
（Ｈｚ）で量子化ビットがマルチビットの第１のディジ
タル信号を、サンプリング周波数がｍ（ｍ≧２の正の整
数）×ｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）で量子化
ビットが１ビットの第２のディジタル信号に変換するた
めのディジタル信号処理方法において、入力された前記
第１のディジタル信号に周波数分析処理を施す周波数分
析工程と、前記周波数分析工程で得られた周波数分析結
果に基づいて可聴帯域外の高域の信号を生成する高域信
号生成工程と、前記第１のディジタル信号をｍ（ｍ≧２
の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオ
ーバーサンプリングする第１のオーバーサンプリング工
程と、前記第１のオーバーサンプリング工程にてオーバ
ーサンプリングされたマルチビットディジタル信号と、
前記高域信号生成工程で生成された高域信号を加算する
加算工程と、前記加算工程の加算出力をｎ（ｎ≧２の正
の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオーバ
ーサンプリングする第２のオーバーサンプリング工程
と、前記第２のオーバーサンプリング工程にてオーバー
サンプリングされたマルチビットディジタル信号を１ビ
ットディジタル信号に変換するΔΣ変調工程とを備えて
なる。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係るディジタル信
号処理装置及び方法の実施の形態について図面を参照し
ながら説明する。
号処理装置及び方法の実施の形態について図面を参照し
ながら説明する。
【００１６】先ず、第１の実施の形態について説明す
る。この第１の実施の形態は、図１に示すような高速１
ビット・オーディオ信号生成システム１に含まれる、デ
ィジタルオーディオ信号処理装置２である。このディジ
タルオーディオ信号処理装置２には、選択装置３にて選
択された、コンパクトディスク（ＣＤ）４やディジタル
オーディオテープ（ＤＡＴ）５から再生されたＰＣＭ信
号、又はディジタルオーディオミキサー７などからのＰ
ＣＭ信号の何れかが入力される。そして、このディジタ
ルオーディオ信号処理装置２により、前記ＰＣＭ信号を
高速１ビット・オーディオ信号に変換し、スーパーオー
ディオＣＤ（ＳＡＣＤ：ソニー（株）商品名）８に記録
したり、レコーダ９等に供給したりする。ここで、ディ
ジタルオーディオミキサー７はマルチトラックレコーダ
６により記録されたディジタルオーディオ信号をミキシ
ングしたＰＣＭ信号を出力する。
る。この第１の実施の形態は、図１に示すような高速１
ビット・オーディオ信号生成システム１に含まれる、デ
ィジタルオーディオ信号処理装置２である。このディジ
タルオーディオ信号処理装置２には、選択装置３にて選
択された、コンパクトディスク（ＣＤ）４やディジタル
オーディオテープ（ＤＡＴ）５から再生されたＰＣＭ信
号、又はディジタルオーディオミキサー７などからのＰ
ＣＭ信号の何れかが入力される。そして、このディジタ
ルオーディオ信号処理装置２により、前記ＰＣＭ信号を
高速１ビット・オーディオ信号に変換し、スーパーオー
ディオＣＤ（ＳＡＣＤ：ソニー（株）商品名）８に記録
したり、レコーダ９等に供給したりする。ここで、ディ
ジタルオーディオミキサー７はマルチトラックレコーダ
６により記録されたディジタルオーディオ信号をミキシ
ングしたＰＣＭ信号を出力する。
【００１７】したがって、図１に示した高速１ビット・
オーディオ信号生成システム１は、コンパクトディスク
（ＣＤ）４やディジタルオーディオテープ（ＤＡＴ）５
から再生されたＰＣＭ信号、又はディジタルオーディオ
ミキサー７のＰＣＭ信号から高速１ビット・オーディオ
信号を生成し、光ディスク等の媒体に記録したり、レコ
ーダに伝送することができる。
オーディオ信号生成システム１は、コンパクトディスク
（ＣＤ）４やディジタルオーディオテープ（ＤＡＴ）５
から再生されたＰＣＭ信号、又はディジタルオーディオ
ミキサー７のＰＣＭ信号から高速１ビット・オーディオ
信号を生成し、光ディスク等の媒体に記録したり、レコ
ーダに伝送することができる。
【００１８】ディジタルオーディオ信号処理装置２の構
成を図２に示す。このディジタルオーディオ信号処理装
置２は、入力端子１１から入力された、量子化周波数４
４．１ｋＨｚ、量子化語長１６ｂｉｔのＰＣＭ楽音信号
（ＰＣＭ信号）に周波数分析処理を施す周波数分析部１
２と、周波数分析部１２の周波数分析結果から所定帯域
の平均ノイズレベルを算出するパワー算出部１３とを備
える。
成を図２に示す。このディジタルオーディオ信号処理装
置２は、入力端子１１から入力された、量子化周波数４
４．１ｋＨｚ、量子化語長１６ｂｉｔのＰＣＭ楽音信号
（ＰＣＭ信号）に周波数分析処理を施す周波数分析部１
２と、周波数分析部１２の周波数分析結果から所定帯域
の平均ノイズレベルを算出するパワー算出部１３とを備
える。
【００１９】また、ディジタル信号処理装置２は、可聴
帯域外の高域信号であるディザ信号を発生するディザ発
生部１４と、ディザ発生部１４にて発生したディザ信号
の前記所定帯域の平均ノイズレベルを算出するパワー算
出部１５と、パワー算出部１５にて算出された平均ノイ
ズレベルを正規化するための正規化部１６とを備える。
帯域外の高域信号であるディザ信号を発生するディザ発
生部１４と、ディザ発生部１４にて発生したディザ信号
の前記所定帯域の平均ノイズレベルを算出するパワー算
出部１５と、パワー算出部１５にて算出された平均ノイ
ズレベルを正規化するための正規化部１６とを備える。
【００２０】また、ディジタルオーディオ信号処理装置
２は、前記ＰＣＭ信号をｍ（ｍ≧２の正の整数）×ｆｓ
（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリング
するオーバーサンプリング処理部２１と、オーバーサン
プリング処理部２１にてオーバーサンプリングされたＰ
ＣＭ信号と正規化部１６で正規化されたディザ信号を加
算する加算器２２と、加算器２２の加算出力をｎ（ｎ≧
２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数で
オーバーサンプリングするオーバーサンプリング処理部
２３と、オーバーサンプリング処理部２３にてオーバー
サンプリングされたマルチビットディジタル信号を１ビ
ットディジタル信号に変換し、出力端子２５から外部に
導出するΔΣ変調部２４とを備える。
２は、前記ＰＣＭ信号をｍ（ｍ≧２の正の整数）×ｆｓ
（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリング
するオーバーサンプリング処理部２１と、オーバーサン
プリング処理部２１にてオーバーサンプリングされたＰ
ＣＭ信号と正規化部１６で正規化されたディザ信号を加
算する加算器２２と、加算器２２の加算出力をｎ（ｎ≧
２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数で
オーバーサンプリングするオーバーサンプリング処理部
２３と、オーバーサンプリング処理部２３にてオーバー
サンプリングされたマルチビットディジタル信号を１ビ
ットディジタル信号に変換し、出力端子２５から外部に
導出するΔΣ変調部２４とを備える。
【００２１】周波数分析部１１は、入力端子１１から入
力されたＰＣＭ信号に、例えば高速フーリエ変換（fast
Fourier transformation：ＦＦＴ）を用いてＤＣ〜２
２．０５ＫＨｚの範囲で周波数分析処理を施し、その周
波数分析結果をパワー算出部１３に供給する。
力されたＰＣＭ信号に、例えば高速フーリエ変換（fast
Fourier transformation：ＦＦＴ）を用いてＤＣ〜２
２．０５ＫＨｚの範囲で周波数分析処理を施し、その周
波数分析結果をパワー算出部１３に供給する。
【００２２】パワー算出部１３は、周波数分析部１２よ
り供給された周波数分析結果から、例えば１８ＫＨｚ〜
２０ＫＨｚの範囲の平均パワーを算出する。このパワー
算出部１３で計算された平均パワーは正規化部１６に送
られる。
り供給された周波数分析結果から、例えば１８ＫＨｚ〜
２０ＫＨｚの範囲の平均パワーを算出する。このパワー
算出部１３で計算された平均パワーは正規化部１６に送
られる。
【００２３】ディザ発生部１４は、可聴帯域外の高域信
号となる、ディザ信号を発生させる。このとき、ディザ
信号の発生間隔を、後述するオーバーサンプリング処理
部１２でのオーバーサンプリング処理後の信号周期と等
しくする。オーバーサンプリング処理部１２で、例え
ば、２（＝ｍ）倍オーバーサンプリングをする場合は、
２ｆｓ＝８８．２ＫＨｚに基づいた発生周期となる。ま
た、ディザ信号の語長を、後述する加算器２２で前記オ
ーバーサンプリング処理出力に正規化部１６の正規化結
果を加算するのに充分な長さとする。オーバーサンプリ
ング処理部２１で使用されるディジタルフィルタの係数
の語長を例えば１６ビットとすると、入力端子１１には
１６ビットのＰＣＭ信号が供給されているので、オーバ
ーサンプリング後の語長が３１ビットとなり、前記ディ
ザ信号の語長は３１ビット必要となる。
号となる、ディザ信号を発生させる。このとき、ディザ
信号の発生間隔を、後述するオーバーサンプリング処理
部１２でのオーバーサンプリング処理後の信号周期と等
しくする。オーバーサンプリング処理部１２で、例え
ば、２（＝ｍ）倍オーバーサンプリングをする場合は、
２ｆｓ＝８８．２ＫＨｚに基づいた発生周期となる。ま
た、ディザ信号の語長を、後述する加算器２２で前記オ
ーバーサンプリング処理出力に正規化部１６の正規化結
果を加算するのに充分な長さとする。オーバーサンプリ
ング処理部２１で使用されるディジタルフィルタの係数
の語長を例えば１６ビットとすると、入力端子１１には
１６ビットのＰＣＭ信号が供給されているので、オーバ
ーサンプリング後の語長が３１ビットとなり、前記ディ
ザ信号の語長は３１ビット必要となる。
【００２４】パワー算出部１５は、ディザ発生部１４に
て発生されたディザ信号のパワーを算出する。このパワ
ー算出部１５で計算されたパワーは正規化部１６に送ら
れる。
て発生されたディザ信号のパワーを算出する。このパワ
ー算出部１５で計算されたパワーは正規化部１６に送ら
れる。
【００２５】正規化部１６は、パワー算出部１３にて算
出されたＰＣＭ信号の１８ｋＨｚから２０ｋＨｚまでの
範囲の平均パワーに基づいてパワー算出部１５にて算出
されたディザ信号のパワーを正規化し、正規化出力を加
算器２２に供給する。
出されたＰＣＭ信号の１８ｋＨｚから２０ｋＨｚまでの
範囲の平均パワーに基づいてパワー算出部１５にて算出
されたディザ信号のパワーを正規化し、正規化出力を加
算器２２に供給する。
【００２６】オーバーサンプリング処理部２１は、入力
端子１１から入力された量子化周波数４４．１ｋＨｚ、
量子化語長１６ｂｉｔのＰＣＭ信号を、２×４４．１ｋ
Ｈｚのサンプリング周波数でオーバーサンプリングし、
オーバーサンプリング処理出力を加算器２２に供給す
る。
端子１１から入力された量子化周波数４４．１ｋＨｚ、
量子化語長１６ｂｉｔのＰＣＭ信号を、２×４４．１ｋ
Ｈｚのサンプリング周波数でオーバーサンプリングし、
オーバーサンプリング処理出力を加算器２２に供給す
る。
【００２７】加算器２２は、正規化部１６からの正規化
出力とオーバーサンプリング処理部２１からのオーバー
サンプリング出力とを加算し、その加算出力をオーバー
サンプリング処理部２３に送る。
出力とオーバーサンプリング処理部２１からのオーバー
サンプリング出力とを加算し、その加算出力をオーバー
サンプリング処理部２３に送る。
【００２８】オーバーサンプリング処理部２３は、前記
加算出力を３２×４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数
でオーバーサンプリングする。よって、このオーバーサ
ンプリング処理部２３からのオーバーサンプリング出力
は、前記量子化周波数４４．１ｋＨｚ、量子化語長１６
ｂｉｔのＰＣＭ信号の６４倍オーバーサンプリング出力
となる。
加算出力を３２×４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数
でオーバーサンプリングする。よって、このオーバーサ
ンプリング処理部２３からのオーバーサンプリング出力
は、前記量子化周波数４４．１ｋＨｚ、量子化語長１６
ｂｉｔのＰＣＭ信号の６４倍オーバーサンプリング出力
となる。
【００２９】この６４倍オーバーサンプリング出力は、
ΔΣ変調部２４に送られ、後述するデルタシグマ変調処
理が施されて１ビットオーディオ信号となり、出力端子
２５に供給される。
ΔΣ変調部２４に送られ、後述するデルタシグマ変調処
理が施されて１ビットオーディオ信号となり、出力端子
２５に供給される。
【００３０】第１の実施の形態のディジタルオーディオ
信号処理装置２は、正規化部１６の構成を異ならせるこ
とにより、いくつかの実施例に分けることができる。以
下にいくつかの実施例について説明する。
信号処理装置２は、正規化部１６の構成を異ならせるこ
とにより、いくつかの実施例に分けることができる。以
下にいくつかの実施例について説明する。
【００３１】先ず、第１の実施の形態の第１実施例（以
下、実施例１−１と記す）となる、ディジタルオーディ
オ信号処理装置２１について図３〜図９を用いて説明す
る。この実施例１−１のディジタルオーディオ信号処理
装置２１の正規化部１６１は、ゲイン算出部３１と、バ
ンドパス（ＢＰ）フィルタ特性発生部３２と、フィルタ
係数算出部３３と、フィルタ処理部３４と、ゲイン調整
部３５とを備えている。
下、実施例１−１と記す）となる、ディジタルオーディ
オ信号処理装置２１について図３〜図９を用いて説明す
る。この実施例１−１のディジタルオーディオ信号処理
装置２１の正規化部１６１は、ゲイン算出部３１と、バ
ンドパス（ＢＰ）フィルタ特性発生部３２と、フィルタ
係数算出部３３と、フィルタ処理部３４と、ゲイン調整
部３５とを備えている。
【００３２】バンドパス（ＢＰ）フィルタ特性発生部３
２は、オーバーサンプリング処理部２１で例えば２倍オ
ーバーサンプリング処理を行ったときに、図４に示すよ
うに、２０ｋＨｚ過ぎから４０ｋＨｚ手前までを０ｄＢ
で通過させるフィルタ特性を発生する。
２は、オーバーサンプリング処理部２１で例えば２倍オ
ーバーサンプリング処理を行ったときに、図４に示すよ
うに、２０ｋＨｚ過ぎから４０ｋＨｚ手前までを０ｄＢ
で通過させるフィルタ特性を発生する。
【００３３】フィルタ係数算出部３３は、ＢＰフィルタ
特性発生部３２で発生されたフィルタ特性を、フィルタ
処理部３４で使うフィルタ係数に変換する。
特性発生部３２で発生されたフィルタ特性を、フィルタ
処理部３４で使うフィルタ係数に変換する。
【００３４】フィルタ処理部３４は、ディザ発生部１４
からのディザ信号を、フィルタ係数算出部３３で算出さ
れた前記フィルタ係数に基づいてフィルタ処理し、フィ
ルタ処理出力をゲイン調整部３５に供給する。
からのディザ信号を、フィルタ係数算出部３３で算出さ
れた前記フィルタ係数に基づいてフィルタ処理し、フィ
ルタ処理出力をゲイン調整部３５に供給する。
【００３５】ゲイン算出部３１は、パワー算出部１３で
算出されたＰＣＭ信号の１８ＫＨｚ〜２０ＫＨｚの範囲
の平均パワーに対してパワー算出部１５で算出されたデ
ィザ信号のパワーを等しくする係数を算出する。このゲ
イン算出部３１で算出された係数は、ゲイン調整部３５
に送られる。
算出されたＰＣＭ信号の１８ＫＨｚ〜２０ＫＨｚの範囲
の平均パワーに対してパワー算出部１５で算出されたデ
ィザ信号のパワーを等しくする係数を算出する。このゲ
イン算出部３１で算出された係数は、ゲイン調整部３５
に送られる。
【００３６】ゲイン調整部３５は、フィルタ処理部３４
のフィルタ処理出力であるディザ信号のパワーを、前記
ゲイン算出部３１からの係数を用いて前記ＰＣＭ信号の
１８ＫＨｚ〜２０ＫＨｚまでの範囲の平均パワーと等し
くし、加算器２２に送る。
のフィルタ処理出力であるディザ信号のパワーを、前記
ゲイン算出部３１からの係数を用いて前記ＰＣＭ信号の
１８ＫＨｚ〜２０ＫＨｚまでの範囲の平均パワーと等し
くし、加算器２２に送る。
【００３７】そして、加算器２２は、正規化部１６１の
ゲイン調整部３５でパワーがゲイン調整されたディザ信
号と、オーバーサンプリング処理部２１で２倍オーバー
サンプリング処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これ
により、スペクトル上で見ると、図５に示すように周波
数スペクトルが滑らかにつながるようになる。
ゲイン調整部３５でパワーがゲイン調整されたディザ信
号と、オーバーサンプリング処理部２１で２倍オーバー
サンプリング処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これ
により、スペクトル上で見ると、図５に示すように周波
数スペクトルが滑らかにつながるようになる。
【００３８】すなわち、ディザ発生部１４のディザ信号
にフィルタ処理部３４でフィルタ処理を施して得られた
フィルタ処理出力３７に、ゲイン調整部３５でパワー調
整した後のディザ信号３８は、前記入力端子１１から入
力されたＰＣＭ信号に周波数分析部１２で周波数分析処
理を施した結果３６に滑らかにつながる。
にフィルタ処理部３４でフィルタ処理を施して得られた
フィルタ処理出力３７に、ゲイン調整部３５でパワー調
整した後のディザ信号３８は、前記入力端子１１から入
力されたＰＣＭ信号に周波数分析部１２で周波数分析処
理を施した結果３６に滑らかにつながる。
【００３９】そして、図５に周波数特性を示した加算器
２２の加算出力は、オーバーサンプリング処理部２３に
より、３２×４４．１ＫＨｚのサンプリング周波数でオ
ーバーサンプリングされる。これによりΔΣ変調部２４
には、前記図５に示した周波数特性で、サンプリング周
波数が４４．１ＫＨｚのＰＣＭ信号の６４倍オーバーサ
ンプリング出力が供給される。
２２の加算出力は、オーバーサンプリング処理部２３に
より、３２×４４．１ＫＨｚのサンプリング周波数でオ
ーバーサンプリングされる。これによりΔΣ変調部２４
には、前記図５に示した周波数特性で、サンプリング周
波数が４４．１ＫＨｚのＰＣＭ信号の６４倍オーバーサ
ンプリング出力が供給される。
【００４０】ΔΣ変調部２４は、図６に示すような基本
的な構成を採る。すなわち、積分器４２と、一つの１ビ
ット量子化器４３とその量子化出力のフィードバック系
との組み合わせで構成されている。詳細には、入力信号
Ｇが正入力端子に供給され、後述する帰還出力が負入力
端子に供給される加算器４１と、加算器４１の加算出力
に積分処理を施す積分器４２と、この積分器４２の積分
出力を１サンプル周期毎に１ビットデジタル信号に量子
化する１ビット量子化器４３とを備える。１ビット量子
化器４３の量子化出力Ｈは、加算器４１に負符号とされ
て帰還され、入力信号Ｇに加算（結果的に減算）され
る。また、１ビット量子化器４３からは１ビットデジタ
ル信号Ｈが量子化出力として外部に導出される。積分器
４２は加算器４２ａと、遅延器４２ｂを備える。
的な構成を採る。すなわち、積分器４２と、一つの１ビ
ット量子化器４３とその量子化出力のフィードバック系
との組み合わせで構成されている。詳細には、入力信号
Ｇが正入力端子に供給され、後述する帰還出力が負入力
端子に供給される加算器４１と、加算器４１の加算出力
に積分処理を施す積分器４２と、この積分器４２の積分
出力を１サンプル周期毎に１ビットデジタル信号に量子
化する１ビット量子化器４３とを備える。１ビット量子
化器４３の量子化出力Ｈは、加算器４１に負符号とされ
て帰還され、入力信号Ｇに加算（結果的に減算）され
る。また、１ビット量子化器４３からは１ビットデジタ
ル信号Ｈが量子化出力として外部に導出される。積分器
４２は加算器４２ａと、遅延器４２ｂを備える。
【００４１】ここで、１ビット量子化器４３は、時間に
対して不変で常に０である閾値（スレッシュホールド）
を参照して入力信号Ｇに量子化処理を施して１ビット出
力信号Ｈを生成している。すなわち、この１ビット量子
化器４３は、入力信号Ｇに対して０を境に、０以上と０
未満で２値のレベルを判定し、量子化処理を施してい
る。
対して不変で常に０である閾値（スレッシュホールド）
を参照して入力信号Ｇに量子化処理を施して１ビット出
力信号Ｈを生成している。すなわち、この１ビット量子
化器４３は、入力信号Ｇに対して０を境に、０以上と０
未満で２値のレベルを判定し、量子化処理を施してい
る。
【００４２】図７には、図６に示したΔΣ変調装置を含
む、積分器を複数備えたΔΣ変調装置８０の構成を示
す。この図７において前記図６のΔΣ変調装置を構成し
た加算器４１、積分器４２及び１ビット量子化器４３
は、加算器７５と、積分器７６及び１ビット量子化器７
８に符号を代えている。また、１ビット量子化器７８か
らの負帰還経路にはビット長変換器７９を配している。
む、積分器を複数備えたΔΣ変調装置８０の構成を示
す。この図７において前記図６のΔΣ変調装置を構成し
た加算器４１、積分器４２及び１ビット量子化器４３
は、加算器７５と、積分器７６及び１ビット量子化器７
８に符号を代えている。また、１ビット量子化器７８か
らの負帰還経路にはビット長変換器７９を配している。
【００４３】この図７に示すΔΣ変調装置８０は、５個
の積分器６３，６６，６９，７３及び７６を備えた５次
のΔΣ変調装置である。また、この５次のΔΣ変調装置
は、５個目の積分器７６の出力を減衰してから再量子化
して前の積分器７３の入力に帰還する局部帰還ループ部
８１を備える。局部帰還ループ部８１は、局部帰還減衰
器７７と、ノイズシェーパ８２とを備える。
の積分器６３，６６，６９，７３及び７６を備えた５次
のΔΣ変調装置である。また、この５次のΔΣ変調装置
は、５個目の積分器７６の出力を減衰してから再量子化
して前の積分器７３の入力に帰還する局部帰還ループ部
８１を備える。局部帰還ループ部８１は、局部帰還減衰
器７７と、ノイズシェーパ８２とを備える。
【００４４】また、このΔΣ変調装置８０は、前記５個
の積分器６３，６６，６９，７３及び７６の前で、各積
分器に多ビットのデジタル信号を加算する加算器６２，
６５，６８，７２及び７５と、前記５個の積分器の内の
１番目〜４番目の積分器６３，６６，６９及び７３の後
ろに接続される４個の減衰器６４，６７，７１及び７４
と、５番目の積分器７６の後ろに接続される、前記１ビ
ット量子化器３と同様の１ビット量子化器７８と、この
１ビット量子化器７８からの１ビットデジタル信号のビ
ット長を多ビットに変換し、５個の積分器６３，６６，
６９，７３及び７６の入力となるように加算器６２，６
５，６８，７２及び７５に供給するビット長変換器７９
とを備える。
の積分器６３，６６，６９，７３及び７６の前で、各積
分器に多ビットのデジタル信号を加算する加算器６２，
６５，６８，７２及び７５と、前記５個の積分器の内の
１番目〜４番目の積分器６３，６６，６９及び７３の後
ろに接続される４個の減衰器６４，６７，７１及び７４
と、５番目の積分器７６の後ろに接続される、前記１ビ
ット量子化器３と同様の１ビット量子化器７８と、この
１ビット量子化器７８からの１ビットデジタル信号のビ
ット長を多ビットに変換し、５個の積分器６３，６６，
６９，７３及び７６の入力となるように加算器６２，６
５，６８，７２及び７５に供給するビット長変換器７９
とを備える。
【００４５】１番目の積分器６３は、入力端子６１及び
加算器６２を介して供給された入力信号を積分する。こ
のため、図６に示した加算器４２ａと同様の加算器から
の出力を、遅延器４２ｂと同様の遅延器で遅延し、前記
加算器に戻す構成をとる。２番目〜５番目の積分器６
６，６９，７３及び７６も同様である。
加算器６２を介して供給された入力信号を積分する。こ
のため、図６に示した加算器４２ａと同様の加算器から
の出力を、遅延器４２ｂと同様の遅延器で遅延し、前記
加算器に戻す構成をとる。２番目〜５番目の積分器６
６，６９，７３及び７６も同様である。
【００４６】５番目の積分器７６からの積分出力は１ビ
ット量子化器７８及び局部帰還ループ部８１の局部帰還
減衰器７７に供給される。
ット量子化器７８及び局部帰還ループ部８１の局部帰還
減衰器７７に供給される。
【００４７】１ビット量子化器７８は、量子化処理にて
参照する閾値レベルを時間軸に対して固定とした量子化
器である。１ビット出力信号は、出力端子８３から導出
されると共に、ビット長変換器７９に供給される。
参照する閾値レベルを時間軸に対して固定とした量子化
器である。１ビット出力信号は、出力端子８３から導出
されると共に、ビット長変換器７９に供給される。
【００４８】ビット長変換器７９は、前記１ビット量子
化器７８からの１ビット信号を多ビットのデジタル信号
に変換し、加算器６２，６５，６８，７２及び７５に負
符号を付して帰還する。したがって、各加算器６２，６
５，６８，７２及び７５は、入力端子６１及び前段の各
積分器６３，６６，６９，７３から減衰器６４，６７，
７１，７４を介して供給される信号からビット長変換器
７８の出力信号を減算する。
化器７８からの１ビット信号を多ビットのデジタル信号
に変換し、加算器６２，６５，６８，７２及び７５に負
符号を付して帰還する。したがって、各加算器６２，６
５，６８，７２及び７５は、入力端子６１及び前段の各
積分器６３，６６，６９，７３から減衰器６４，６７，
７１，７４を介して供給される信号からビット長変換器
７８の出力信号を減算する。
【００４９】減衰器６４，６７，７１及び７４は、係数
Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３及びＫ４を用いて、積分器６３，６
６，６９及び７３の各積分出力を減衰し、加算器６５，
６８，７２及び７５に供給する。
Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３及びＫ４を用いて、積分器６３，６
６，６９及び７３の各積分出力を減衰し、加算器６５，
６８，７２及び７５に供給する。
【００５０】局部帰還ループ部８１の局部帰還減衰器７
７は、５番目の積分器７６からの積分出力を係数Ｋｆを
用いて減衰し、ノイズシェーパ８２に供給する。
７は、５番目の積分器７６からの積分出力を係数Ｋｆを
用いて減衰し、ノイズシェーパ８２に供給する。
【００５１】ノイズシェーパ８２は、図示しないが、加
算器と遅延器とマルチビット量子化器とを備えてなり、
局部帰還減衰器７７からの減衰出力をデータ語長の切り
捨てを発生させることなく再量子化する。具体的には、
再量子化誤差を可聴帯域外へシフトする。
算器と遅延器とマルチビット量子化器とを備えてなり、
局部帰還減衰器７７からの減衰出力をデータ語長の切り
捨てを発生させることなく再量子化する。具体的には、
再量子化誤差を可聴帯域外へシフトする。
【００５２】したがって、このΔΣ変調装置８０は、局
部帰還ループを備えるので、高音質の１ビットオーディ
オ信号を出力することができる。この高音質の１ビット
オーディオ信号は出力端子２５を介してディジタルオー
ディオ信号処理装置２１の出力とされる。
部帰還ループを備えるので、高音質の１ビットオーディ
オ信号を出力することができる。この高音質の１ビット
オーディオ信号は出力端子２５を介してディジタルオー
ディオ信号処理装置２１の出力とされる。
【００５３】以上説明した実施例１−１のディジタルオ
ーディオ信号処理装置２１は、可聴帯域外の高域の信号
をディザ発生部１４によって発生させ、正規化部１６１
のＢＰフィルタ特性発生部３２で帯域制限し、かつＰＣ
Ｍ信号のパワーでそのパワーを正規化してから、オーバ
ーサンプリングしたＰＣＭ信号に、図５に示すように滑
らかにつながるように加算し、その加算出力をさらにオ
ーバーサンプリングした後に、ΔΣ変調して１ビットオ
ーディオ信号を生成している。この１ビットオーディオ
信号には、ＰＣＭ信号の周波数帯域を越える信号が付加
されているので、聴覚的な音像の奥行き感が前後に広が
るような自然な感じを出すことができる。
ーディオ信号処理装置２１は、可聴帯域外の高域の信号
をディザ発生部１４によって発生させ、正規化部１６１
のＢＰフィルタ特性発生部３２で帯域制限し、かつＰＣ
Ｍ信号のパワーでそのパワーを正規化してから、オーバ
ーサンプリングしたＰＣＭ信号に、図５に示すように滑
らかにつながるように加算し、その加算出力をさらにオ
ーバーサンプリングした後に、ΔΣ変調して１ビットオ
ーディオ信号を生成している。この１ビットオーディオ
信号には、ＰＣＭ信号の周波数帯域を越える信号が付加
されているので、聴覚的な音像の奥行き感が前後に広が
るような自然な感じを出すことができる。
【００５４】この実施例１−１のディジタルオーディオ
信号処理装置２１において、オーバーサンプリング処理
部２１では２倍オーバーサンプリング処理を、オーバー
サンプリング処理部２３では、３２倍オーバーサンプリ
ング処理を行ったが、オーバーサンプリング処理部２１
では４倍オーバーサンプリング処理を、オーバーサンプ
リング処理部２３では、１６倍オーバーサンプリング処
理を行ってもよい。
信号処理装置２１において、オーバーサンプリング処理
部２１では２倍オーバーサンプリング処理を、オーバー
サンプリング処理部２３では、３２倍オーバーサンプリ
ング処理を行ったが、オーバーサンプリング処理部２１
では４倍オーバーサンプリング処理を、オーバーサンプ
リング処理部２３では、１６倍オーバーサンプリング処
理を行ってもよい。
【００５５】その時のＢＰフィルタ特性発生部３２での
ＢＰフィルタ特性を図８に示す。また、ΔΣ変調器２４
への入力信号を図９に示す。すなわち、ＢＰフィルタ特
性発生部３２は、オーバーサンプリング処理部２１が４
倍オーバーサンプリング処理を行うので、図８に示すよ
うに、２０ｋＨｚ過ぎから８０ｋＨｚ手前までを０ｄＢ
で通過させるためのフィルタ特性を発生する。そして、
フィルタ係数算出部３３は、ＢＰフィルタ特性発生部３
２で発生された前記フィルタ特性を、フィルタ処理部３
４で使うフィルタ係数に変換する。
ＢＰフィルタ特性を図８に示す。また、ΔΣ変調器２４
への入力信号を図９に示す。すなわち、ＢＰフィルタ特
性発生部３２は、オーバーサンプリング処理部２１が４
倍オーバーサンプリング処理を行うので、図８に示すよ
うに、２０ｋＨｚ過ぎから８０ｋＨｚ手前までを０ｄＢ
で通過させるためのフィルタ特性を発生する。そして、
フィルタ係数算出部３３は、ＢＰフィルタ特性発生部３
２で発生された前記フィルタ特性を、フィルタ処理部３
４で使うフィルタ係数に変換する。
【００５６】このフィルタ係数に基づいて、フィルタ処
理部３４は、ディザ発生部１４からのディザ信号にフィ
ルタ処理を施し、フィルタ処理出力をゲイン調整部３５
に供給する。
理部３４は、ディザ発生部１４からのディザ信号にフィ
ルタ処理を施し、フィルタ処理出力をゲイン調整部３５
に供給する。
【００５７】ゲイン調整部３５は、フィルタ処理部３４
のフィルタ処理出力であるディザ信号のパワーを、前記
ゲイン算出部３１からの係数を用いて前記ＰＣＭ信号の
１８ＫＨｚ〜２０ＫＨｚまでの範囲の平均パワーと等し
くし、加算器２２に送る。
のフィルタ処理出力であるディザ信号のパワーを、前記
ゲイン算出部３１からの係数を用いて前記ＰＣＭ信号の
１８ＫＨｚ〜２０ＫＨｚまでの範囲の平均パワーと等し
くし、加算器２２に送る。
【００５８】加算器２２は、ゲイン調整部３５でゲイン
調整されたディザ信号と、オーバーサンプリング処理部
２１で４倍オーバーサンプリング処理されたＰＣＭ信号
とを加算する。これにより、スペクトル上で見ると、図
９に示すように周波数スペクトルが滑らかにつながるよ
うになる。すなわち、ディザ発生部１４のディザ信号に
フィルタ処理部３４でフィルタ処理を施して得られたフ
ィルタ処理出力４６にゲイン調整部３５でパワー調整し
た後のディザ信号４７は、前記入力端子１１から入力さ
れたＰＣＭ信号に周波数分析部１２で周波数分析処理を
施した結果４５に滑らかにつながっている。
調整されたディザ信号と、オーバーサンプリング処理部
２１で４倍オーバーサンプリング処理されたＰＣＭ信号
とを加算する。これにより、スペクトル上で見ると、図
９に示すように周波数スペクトルが滑らかにつながるよ
うになる。すなわち、ディザ発生部１４のディザ信号に
フィルタ処理部３４でフィルタ処理を施して得られたフ
ィルタ処理出力４６にゲイン調整部３５でパワー調整し
た後のディザ信号４７は、前記入力端子１１から入力さ
れたＰＣＭ信号に周波数分析部１２で周波数分析処理を
施した結果４５に滑らかにつながっている。
【００５９】そして、図９に周波数特性を示した加算器
２２の加算出力は、オーバーサンプリング処理部２３に
より、１６×４４．１ＫＨｚのサンプリング周波数でオ
ーバーサンプリングされる。これによりΔΣ変調部２４
には、前記図９に示した周波数特性で、サンプリング周
波数が４４．１ＫＨｚのＰＣＭ信号の６４倍オーバーサ
ンプリング出力が供給される。
２２の加算出力は、オーバーサンプリング処理部２３に
より、１６×４４．１ＫＨｚのサンプリング周波数でオ
ーバーサンプリングされる。これによりΔΣ変調部２４
には、前記図９に示した周波数特性で、サンプリング周
波数が４４．１ＫＨｚのＰＣＭ信号の６４倍オーバーサ
ンプリング出力が供給される。
【００６０】このようにオーバーサンプリング処理部２
１で４倍オーバーサンプリング処理を、オーバーサンプ
リング処理部２３で１６倍オーバーサンプリング処理を
行った場合、加算器２２は、オーバーサンプリングした
ＰＣＭ信号に、図９に示したような８０ｋＨｚに及ぶパ
ワー調整した後のディザ信号４７を付加することにな
る。よってその加算出力をさらにオーバーサンプリング
した後に、ΔΣ変調した１ビットオーディオ信号には、
ＰＣＭ信号の周波数帯域をはるかに越える信号が付加さ
れているので、聴覚的な音像の奥行き感が前後に広がる
ような自然な感じを出すことができる。
１で４倍オーバーサンプリング処理を、オーバーサンプ
リング処理部２３で１６倍オーバーサンプリング処理を
行った場合、加算器２２は、オーバーサンプリングした
ＰＣＭ信号に、図９に示したような８０ｋＨｚに及ぶパ
ワー調整した後のディザ信号４７を付加することにな
る。よってその加算出力をさらにオーバーサンプリング
した後に、ΔΣ変調した１ビットオーディオ信号には、
ＰＣＭ信号の周波数帯域をはるかに越える信号が付加さ
れているので、聴覚的な音像の奥行き感が前後に広がる
ような自然な感じを出すことができる。
【００６１】次に、第１の実施の形態の第２実施例（以
下、実施例１−２と記す）となる、ディジタルオーディ
オ信号処理装置２２について図１０〜図１５を用いて説
明する。先ず、構成について前記実施例１−１と異なる
点を中心に説明する。この実施例１−２のディジタルオ
ーディオ信号処理装置２２の正規化部１６２は、図３の
正規化部１６１を構成したゲイン算出部３１とバンドパ
ス（ＢＰ）フィルタ特性発生部３２とフィルタ係数算出
部３３とフィルタ処理部３４とゲイン調整部３５の他
に、さらに１／ｆフィルタ特性発生部５１と、フィルタ
係数算出部５２と、フィルタ処理部５３とを備えてい
る。
下、実施例１−２と記す）となる、ディジタルオーディ
オ信号処理装置２２について図１０〜図１５を用いて説
明する。先ず、構成について前記実施例１−１と異なる
点を中心に説明する。この実施例１−２のディジタルオ
ーディオ信号処理装置２２の正規化部１６２は、図３の
正規化部１６１を構成したゲイン算出部３１とバンドパ
ス（ＢＰ）フィルタ特性発生部３２とフィルタ係数算出
部３３とフィルタ処理部３４とゲイン調整部３５の他
に、さらに１／ｆフィルタ特性発生部５１と、フィルタ
係数算出部５２と、フィルタ処理部５３とを備えてい
る。
【００６２】次に、実施例１−２のディジタルオーディ
オ信号処理装置２２の正規化部１６ ２の動作について説
明する。１／ｆフィルタ特性発生部５１は、図１１に示
すように、周波数が高くなるほど振幅［GAIN］が小さく
なり、かつ２０ｋＨｚ付近で振幅がフィルタ処理の前後
で等しくなるようなフィルタ特性を発生する。
オ信号処理装置２２の正規化部１６ ２の動作について説
明する。１／ｆフィルタ特性発生部５１は、図１１に示
すように、周波数が高くなるほど振幅［GAIN］が小さく
なり、かつ２０ｋＨｚ付近で振幅がフィルタ処理の前後
で等しくなるようなフィルタ特性を発生する。
【００６３】フィルタ係数算出部５２は、１／ｆフィル
タ特性発生部５１で発生されたフィルタ特性を、フィル
タ処理部５３で使う１／ｆフィルタ係数に変換する。
タ特性発生部５１で発生されたフィルタ特性を、フィル
タ処理部５３で使う１／ｆフィルタ係数に変換する。
【００６４】フィルタ処理部５３は、ディザ発生部１４
からのディザ信号を、フィルタ係数算出部５２で算出さ
れた前記１／ｆフィルタ係数に基づいてフィルタ処理
し、フィルタ処理出力をフィルタ処理部３４に供給す
る。
からのディザ信号を、フィルタ係数算出部５２で算出さ
れた前記１／ｆフィルタ係数に基づいてフィルタ処理
し、フィルタ処理出力をフィルタ処理部３４に供給す
る。
【００６５】よって、フィルタ処理部３４は、フィルタ
処理部５３にて前記１／ｆフィルタ係数に基づいてフィ
ルタ処理されたディザ信号に、フィルタ係数算出部３３
にて算出されたＢＰＦ用フィルタ係数を用いたフィルタ
処理を施し、図１２に示すようなＢＰＦフィルタ出力を
生成し、ゲイン調整部３５に供給する。
処理部５３にて前記１／ｆフィルタ係数に基づいてフィ
ルタ処理されたディザ信号に、フィルタ係数算出部３３
にて算出されたＢＰＦ用フィルタ係数を用いたフィルタ
処理を施し、図１２に示すようなＢＰＦフィルタ出力を
生成し、ゲイン調整部３５に供給する。
【００６６】ゲイン調整部３５は、フィルタ処理部３４
のフィルタ処理出力（図１１）であるディザ信号のパワ
ーを、前記ゲイン算出部３１からの係数を用いて前記Ｐ
ＣＭ信号の１８ＫＨｚ〜２０ＫＨｚまでの範囲の平均パ
ワーと等しくし、加算器２２に送る。
のフィルタ処理出力（図１１）であるディザ信号のパワ
ーを、前記ゲイン算出部３１からの係数を用いて前記Ｐ
ＣＭ信号の１８ＫＨｚ〜２０ＫＨｚまでの範囲の平均パ
ワーと等しくし、加算器２２に送る。
【００６７】加算器２２は、ゲイン調整部３５でゲイン
調整されたディザ信号と、オーバーサンプリング処理部
２１で２倍オーバーサンプリング処理されたＰＣＭ信号
とを加算する。これにより、スペクトル上で見ると、図
１３に示すように周波数スペクトルが滑らかにつながる
ようになる。
調整されたディザ信号と、オーバーサンプリング処理部
２１で２倍オーバーサンプリング処理されたＰＣＭ信号
とを加算する。これにより、スペクトル上で見ると、図
１３に示すように周波数スペクトルが滑らかにつながる
ようになる。
【００６８】すなわち、ディザ発生部１４のディザ信号
にフィルタ処理部３４でフィルタ処理を施して得られた
フィルタ処理出力５７にゲイン調整部３５でパワー調整
した後のディザ信号５８は、前記入力端子１１から入力
されたＰＣＭ信号に周波数分析部１２で周波数分析処理
を施した結果５６に滑らかにつながる。
にフィルタ処理部３４でフィルタ処理を施して得られた
フィルタ処理出力５７にゲイン調整部３５でパワー調整
した後のディザ信号５８は、前記入力端子１１から入力
されたＰＣＭ信号に周波数分析部１２で周波数分析処理
を施した結果５６に滑らかにつながる。
【００６９】そして、図１３に周波数特性を示した加算
器２２の加算出力は、オーバーサンプリング処理部２３
により、３２×４４．１ＫＨｚのサンプリング周波数で
オーバーサンプリングされる。これによりΔΣ変調部２
４には、前記図１３に示した周波数特性で、サンプリン
グ周波数が４４．１ＫＨｚのＰＣＭ信号の６４倍オーバ
ーサンプリング出力が供給される。
器２２の加算出力は、オーバーサンプリング処理部２３
により、３２×４４．１ＫＨｚのサンプリング周波数で
オーバーサンプリングされる。これによりΔΣ変調部２
４には、前記図１３に示した周波数特性で、サンプリン
グ周波数が４４．１ＫＨｚのＰＣＭ信号の６４倍オーバ
ーサンプリング出力が供給される。
【００７０】ΔΣ変調部２４は、前記図６に示す基本的
な構成を採る。実際には、図７に示すような５次の構成
であり、高音質の１ビットオーディオ信号を出力するこ
とができる。この高音質の１ビットオーディオ信号は出
力端子２５を介してディジタルオーディオ信号処理装置
２２の出力とされる。
な構成を採る。実際には、図７に示すような５次の構成
であり、高音質の１ビットオーディオ信号を出力するこ
とができる。この高音質の１ビットオーディオ信号は出
力端子２５を介してディジタルオーディオ信号処理装置
２２の出力とされる。
【００７１】以上説明した実施例１−２のディジタルオ
ーディオ信号処理装置２２は、可聴帯域外の高域の信号
をディザ発生部１４によって発生させ、正規化部１６２
のＢＰフィルタ特性発生部３２と１／ｆフィルタ特性発
生部で発生したそれぞれの特性に基づいて周波数特性を
制限してからパワーを正規化し、オーバーサンプリング
したＰＣＭ信号に、図１３に示すように滑らかにつなが
るように加算し、その加算出力をさらにオーバーサンプ
リングした後に、ΔΣ変調して１ビットオーディオ信号
を生成している。この１ビットオーディオ信号には、Ｐ
ＣＭ信号の周波数帯域を越え、かつ傾きが１／ｆに調整
された信号が付加されているので、聴覚的な音像の奥行
き感が前後に広がるような自然な感じを出すことができ
る。
ーディオ信号処理装置２２は、可聴帯域外の高域の信号
をディザ発生部１４によって発生させ、正規化部１６２
のＢＰフィルタ特性発生部３２と１／ｆフィルタ特性発
生部で発生したそれぞれの特性に基づいて周波数特性を
制限してからパワーを正規化し、オーバーサンプリング
したＰＣＭ信号に、図１３に示すように滑らかにつなが
るように加算し、その加算出力をさらにオーバーサンプ
リングした後に、ΔΣ変調して１ビットオーディオ信号
を生成している。この１ビットオーディオ信号には、Ｐ
ＣＭ信号の周波数帯域を越え、かつ傾きが１／ｆに調整
された信号が付加されているので、聴覚的な音像の奥行
き感が前後に広がるような自然な感じを出すことができ
る。
【００７２】ところで、この正規化部１６２では、回路
規模が大きくなり、演算処理時間もかかるフィルタ処理
部を二つ（フィルタ処理部５３及び３４）も用いている
が、図１４に示すように、一つのフィルタ処理部３４の
みにすることも可能である。
規模が大きくなり、演算処理時間もかかるフィルタ処理
部を二つ（フィルタ処理部５３及び３４）も用いている
が、図１４に示すように、一つのフィルタ処理部３４の
みにすることも可能である。
【００７３】すなわち、フィルタ係数算出部５２とフィ
ルタ係数算出部３３のフィルタ係数算出結果をフィルタ
係数合成部９１にて合成してから、フィルタ処理部３４
に供給する。これにより回路規模を小さくすることがで
きるし、演算処理時間を短縮することができる。
ルタ係数算出部３３のフィルタ係数算出結果をフィルタ
係数合成部９１にて合成してから、フィルタ処理部３４
に供給する。これにより回路規模を小さくすることがで
きるし、演算処理時間を短縮することができる。
【００７４】この図１４の構成を採った場合の正規化部
１６２の要部の動作は、以下の通りである。フィルタ係
数合成部９１は、フィルタ係数算出部５２で算出された
前記１／ｆフィルタ係数とフィルタ係数算出部３３で算
出された前記ＢＰＦ用フィルタ係数とを合成する。フィ
ルタ処理部３４は、ディザ発生部１４からのディザ信号
に、フィルタ係数合成部９１からの合成フィルタ係数を
用いたフィルタ処理を施す。そして、フィルタ処理出力
をゲイン調整部３５に供給する。
１６２の要部の動作は、以下の通りである。フィルタ係
数合成部９１は、フィルタ係数算出部５２で算出された
前記１／ｆフィルタ係数とフィルタ係数算出部３３で算
出された前記ＢＰＦ用フィルタ係数とを合成する。フィ
ルタ処理部３４は、ディザ発生部１４からのディザ信号
に、フィルタ係数合成部９１からの合成フィルタ係数を
用いたフィルタ処理を施す。そして、フィルタ処理出力
をゲイン調整部３５に供給する。
【００７５】また、正規化部１６２では、図１５に示す
ように、１／ｆフィルタ特性発生部５１のフィルタ特性
と、ＢＰフィルタ特性発生部３２のフィルタ特性をフィ
ルタ特性合成部９２で合成し、その合成フィルタ特性に
従ったフィルタ係数をフィルタ係数算出部３３で計算す
るようにして、フィルタ処理部を一つ（フィルタ処理部
３４）にすることもできる。
ように、１／ｆフィルタ特性発生部５１のフィルタ特性
と、ＢＰフィルタ特性発生部３２のフィルタ特性をフィ
ルタ特性合成部９２で合成し、その合成フィルタ特性に
従ったフィルタ係数をフィルタ係数算出部３３で計算す
るようにして、フィルタ処理部を一つ（フィルタ処理部
３４）にすることもできる。
【００７６】この図１５の構成を採った場合の正規化部
１６２の要部の動作は、以下の通りである。フィルタ特
性合成部９２は、１／ｆフィルタ特性発生部５１のフィ
ルタ特性と、ＢＰフィルタ特性発生部３２のフィルタ特
性を合成し、合成フィルタ特性をフィルタ係数算出部３
３に供給する。
１６２の要部の動作は、以下の通りである。フィルタ特
性合成部９２は、１／ｆフィルタ特性発生部５１のフィ
ルタ特性と、ＢＰフィルタ特性発生部３２のフィルタ特
性を合成し、合成フィルタ特性をフィルタ係数算出部３
３に供給する。
【００７７】フィルタ係数算出部３３は、前記合成フィ
ルタ特性を、フィルタ処理部３４で使うフィルタ係数に
変換する。フィルタ処理部３４は、ディザ発生部１４か
らのディザ信号に、フィルタ係数算出部３３で算出した
フィルタ係数を用いたフィルタ処理を施す。そして、フ
ィルタ処理出力をゲイン調整部３５に供給する。
ルタ特性を、フィルタ処理部３４で使うフィルタ係数に
変換する。フィルタ処理部３４は、ディザ発生部１４か
らのディザ信号に、フィルタ係数算出部３３で算出した
フィルタ係数を用いたフィルタ処理を施す。そして、フ
ィルタ処理出力をゲイン調整部３５に供給する。
【００７８】次に、第１の実施の形態の第３実施例（以
下、実施例１−３と記す）となる、ディジタルオーディ
オ信号処理装置２３について図１６〜図２０を用いて説
明する。先ず、構成について前記実施例１−１又は１−
２と異なる点を中心に説明する。この実施例１−３のデ
ィジタルオーディオ信号処理装置２３の正規化部１６ ３
は、図１０に示した正規化部１６２を変形した図１５に
示す要部の構成にある、１／ｆフィルタ特性発生部５１
をＦ特傾き算出部９３とフィルタ特性発生部９４に置き
換えたものである。
下、実施例１−３と記す）となる、ディジタルオーディ
オ信号処理装置２３について図１６〜図２０を用いて説
明する。先ず、構成について前記実施例１−１又は１−
２と異なる点を中心に説明する。この実施例１−３のデ
ィジタルオーディオ信号処理装置２３の正規化部１６ ３
は、図１０に示した正規化部１６２を変形した図１５に
示す要部の構成にある、１／ｆフィルタ特性発生部５１
をＦ特傾き算出部９３とフィルタ特性発生部９４に置き
換えたものである。
【００７９】すなわち、このディジタルオーディオ信号
処理装置２３の正規化部１６３は、図３の正規化部１６
１を構成したゲイン算出部３１とバンドパス（ＢＰ）フ
ィルタ特性発生部３２とフィルタ係数算出部３３とフィ
ルタ処理部３４とゲイン調整部３５の他に、さらにＦ特
傾き算出部９３と、フィルタ特性発生部９４と、フィル
タ特性合成部９２とを備えている。
処理装置２３の正規化部１６３は、図３の正規化部１６
１を構成したゲイン算出部３１とバンドパス（ＢＰ）フ
ィルタ特性発生部３２とフィルタ係数算出部３３とフィ
ルタ処理部３４とゲイン調整部３５の他に、さらにＦ特
傾き算出部９３と、フィルタ特性発生部９４と、フィル
タ特性合成部９２とを備えている。
【００８０】次に、実施例１−３のディジタルオーディ
オ信号処理装置２３の正規化部１６ ３の動作について説
明する。Ｆ特傾き算出部９３は、周波数分析部１２での
周波数分析により得られた前記ＰＣＭ信号の周波数分析
結果の、図１７に示す例えば１０ｋＨｚから２０ｋＨｚ
までの周波数特性１０１の傾き１０２を算出する。
オ信号処理装置２３の正規化部１６ ３の動作について説
明する。Ｆ特傾き算出部９３は、周波数分析部１２での
周波数分析により得られた前記ＰＣＭ信号の周波数分析
結果の、図１７に示す例えば１０ｋＨｚから２０ｋＨｚ
までの周波数特性１０１の傾き１０２を算出する。
【００８１】フィルタ特性発生部９４は、前記周波数特
性１０１の傾き１０２から図１８に示すような、周波数
が高くなるほど振幅が下がるフィルタ特性を発生させ、
フィルタ特性合成部９２に供給する。
性１０１の傾き１０２から図１８に示すような、周波数
が高くなるほど振幅が下がるフィルタ特性を発生させ、
フィルタ特性合成部９２に供給する。
【００８２】フィルタ特性合成部９２は、前記フィルタ
特性発生部９４で発生された図１８に示すフィルタ特性
と、ＢＰＦフィルタ特性発生部３２で発生された前記図
４に示すフィルタ特性とを合成して合成フィルタ特性を
フィルタ係数算出部３３に供給する。
特性発生部９４で発生された図１８に示すフィルタ特性
と、ＢＰＦフィルタ特性発生部３２で発生された前記図
４に示すフィルタ特性とを合成して合成フィルタ特性を
フィルタ係数算出部３３に供給する。
【００８３】フィルタ係数算出部３３は、前記合成フィ
ルタ特性を、フィルタ処理部３４で使うフィルタ係数に
変換する。フィルタ処理部３４は、ディザ発生部１４か
らのディザ信号に、フィルタ係数算出部３３で算出した
フィルタ係数を用いたフィルタ処理を施す。そして、図
１９に示すようなフィルタ処理出力をゲイン調整部３５
に供給する。
ルタ特性を、フィルタ処理部３４で使うフィルタ係数に
変換する。フィルタ処理部３４は、ディザ発生部１４か
らのディザ信号に、フィルタ係数算出部３３で算出した
フィルタ係数を用いたフィルタ処理を施す。そして、図
１９に示すようなフィルタ処理出力をゲイン調整部３５
に供給する。
【００８４】ゲイン調整部３５は、フィルタ処理部３４
のフィルタ処理出力（図１９）であるディザ信号のパワ
ーを、前記ゲイン算出部３１からの係数を用いて前記Ｐ
ＣＭ信号の１８ＫＨｚ〜２０ＫＨｚまでの範囲の平均パ
ワーと等しくし、加算器２２に送る。
のフィルタ処理出力（図１９）であるディザ信号のパワ
ーを、前記ゲイン算出部３１からの係数を用いて前記Ｐ
ＣＭ信号の１８ＫＨｚ〜２０ＫＨｚまでの範囲の平均パ
ワーと等しくし、加算器２２に送る。
【００８５】加算器２２は、ゲイン調整部３５でパワー
がゲイン調整されたディザ信号と、オーバーサンプリン
グ処理部２１で２倍オーバーサンプリング処理されたＰ
ＣＭ信号とを加算する。これにより、スペクトル上で見
ると、図２０に示すように周波数スペクトルが滑らかに
つながるようになる。
がゲイン調整されたディザ信号と、オーバーサンプリン
グ処理部２１で２倍オーバーサンプリング処理されたＰ
ＣＭ信号とを加算する。これにより、スペクトル上で見
ると、図２０に示すように周波数スペクトルが滑らかに
つながるようになる。
【００８６】すなわち、ディザ発生部１４のディザ信号
にフィルタ処理部３４でフィルタ処理を施して得られた
フィルタ処理出力１０４にゲイン調整部３５でパワー調
整した後のディザ信号１０５は、前記入力端子１１から
入力されたＰＣＭ信号に周波数分析部１２で周波数分析
処理を施した結果１０３に滑らかにつながる。
にフィルタ処理部３４でフィルタ処理を施して得られた
フィルタ処理出力１０４にゲイン調整部３５でパワー調
整した後のディザ信号１０５は、前記入力端子１１から
入力されたＰＣＭ信号に周波数分析部１２で周波数分析
処理を施した結果１０３に滑らかにつながる。
【００８７】ΔΣ変調部２４は、前述したように、高音
質の１ビットオーディオ信号を出力することができる。
この高音質の１ビットオーディオ信号は出力端子２５を
介してディジタルオーディオ信号処理装置２３の出力と
される。
質の１ビットオーディオ信号を出力することができる。
この高音質の１ビットオーディオ信号は出力端子２５を
介してディジタルオーディオ信号処理装置２３の出力と
される。
【００８８】以上説明した実施例１−３のディジタルオ
ーディオ信号処理装置２３は、可聴帯域外の高域の信号
をディザ発生部１４によって発生させ、正規化部１６３
のＢＰフィルタ特性発生部３２とＦ特傾き算出部９３及
びフィルタ特性発生部９４によって周波数特性を制限
し、パワーを正規化してから、オーバーサンプリングし
たＰＣＭ信号に、図２０に示すように滑らかにつながる
ように加算し、その加算出力をさらにオーバーサンプリ
ングした後に、ΔΣ変調して１ビットオーディオ信号を
生成している。この１ビットオーディオ信号には、ＰＣ
Ｍ信号の周波数帯域を越え、かつ傾きがＦ特傾き算出部
９３によって算出された信号が付加されているので、聴
覚的な音像の奥行き感が前後に広がるような自然な感じ
を出すことができる。
ーディオ信号処理装置２３は、可聴帯域外の高域の信号
をディザ発生部１４によって発生させ、正規化部１６３
のＢＰフィルタ特性発生部３２とＦ特傾き算出部９３及
びフィルタ特性発生部９４によって周波数特性を制限
し、パワーを正規化してから、オーバーサンプリングし
たＰＣＭ信号に、図２０に示すように滑らかにつながる
ように加算し、その加算出力をさらにオーバーサンプリ
ングした後に、ΔΣ変調して１ビットオーディオ信号を
生成している。この１ビットオーディオ信号には、ＰＣ
Ｍ信号の周波数帯域を越え、かつ傾きがＦ特傾き算出部
９３によって算出された信号が付加されているので、聴
覚的な音像の奥行き感が前後に広がるような自然な感じ
を出すことができる。
【００８９】以上、実施例１−１、１−２、１−３の各
説明からも明かなように、第１の実施の形態のディジタ
ルオーディオ信号処理装置２は、可聴帯域外の高域の信
号をディザ発生部１４によって発生させ、オーバーサン
プリングしたＰＣＭ信号に加算し、その加算出力をさら
にオーバーサンプリングした後に、ΔΣ変調して１ビッ
トオーディオ信号を生成している。各実施例はその正規
化部１６１、１６２、１６３内の各フィルタ処理部によ
り、オーバーサンプリングしたＰＣＭ信号に加算する、
可聴帯域外の高域の信号の傾きや、帯域を異ならせ、さ
らにパワーを調整している。いずれの場合も、聴覚的な
音像のそれぞれの奥行き感が前後に広がり、ステレオ感
も左右に広がり、音の分離が良くなる。微妙な音も再現
され、例えばホールなどのバックグランドノイズも聞き
取れるようになるため雰囲気がよりよくなる。また、脳
は測定を行うとα波の発生が確認され、心地良さが増す
という結果も得られた。
説明からも明かなように、第１の実施の形態のディジタ
ルオーディオ信号処理装置２は、可聴帯域外の高域の信
号をディザ発生部１４によって発生させ、オーバーサン
プリングしたＰＣＭ信号に加算し、その加算出力をさら
にオーバーサンプリングした後に、ΔΣ変調して１ビッ
トオーディオ信号を生成している。各実施例はその正規
化部１６１、１６２、１６３内の各フィルタ処理部によ
り、オーバーサンプリングしたＰＣＭ信号に加算する、
可聴帯域外の高域の信号の傾きや、帯域を異ならせ、さ
らにパワーを調整している。いずれの場合も、聴覚的な
音像のそれぞれの奥行き感が前後に広がり、ステレオ感
も左右に広がり、音の分離が良くなる。微妙な音も再現
され、例えばホールなどのバックグランドノイズも聞き
取れるようになるため雰囲気がよりよくなる。また、脳
は測定を行うとα波の発生が確認され、心地良さが増す
という結果も得られた。
【００９０】次に、第２の実施の形態について説明す
る。この第２の実施の形態も、図１に示すような高速１
ビット・オーディオ信号生成システム１に含まれる、デ
ィジタルオーディオ信号処理装置１１０である。
る。この第２の実施の形態も、図１に示すような高速１
ビット・オーディオ信号生成システム１に含まれる、デ
ィジタルオーディオ信号処理装置１１０である。
【００９１】ディジタルオーディオ信号処理装置１１０
の構成を図２１に示す。このディジタルオーディオ信号
処理装置１１０は、入力端子１１１から入力された、Ｐ
ＣＭ信号に周波数分析処理を施す周波数分析部１１２
と、周波数分析部１１２の周波数分析結果から所定帯域
の平均ノイズレベルを算出するパワー算出部１１３とを
備える。
の構成を図２１に示す。このディジタルオーディオ信号
処理装置１１０は、入力端子１１１から入力された、Ｐ
ＣＭ信号に周波数分析処理を施す周波数分析部１１２
と、周波数分析部１１２の周波数分析結果から所定帯域
の平均ノイズレベルを算出するパワー算出部１１３とを
備える。
【００９２】また、ディジタルオーディオ信号処理装置
１１０は、前記ＰＣＭ信号に加算する可聴帯域外の高域
信号のスペクトルを発生するスペクトル発生部１１４
と、このスペクトル発生部１１４にて発生した可聴帯域
外の高域信号のスペクトルのパワーを算出するパワー算
出部１１５と、パワー算出部１１５にて算出されたスペ
クトルのパワーを正規化し、かつスペクトルを時間波形
信号に合成する正規化＆波形合成部１１６とを備える。
１１０は、前記ＰＣＭ信号に加算する可聴帯域外の高域
信号のスペクトルを発生するスペクトル発生部１１４
と、このスペクトル発生部１１４にて発生した可聴帯域
外の高域信号のスペクトルのパワーを算出するパワー算
出部１１５と、パワー算出部１１５にて算出されたスペ
クトルのパワーを正規化し、かつスペクトルを時間波形
信号に合成する正規化＆波形合成部１１６とを備える。
【００９３】また、ディジタルオーディオ信号処理装置
１１０は、前記ＰＣＭ信号をｍ（ｍ≧２の正の整数）×
ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリ
ングするオーバーサンプリング処理部１１７と、オーバ
ーサンプリング処理部１１７にてオーバーサンプリング
されたＰＣＭ信号と正規化＆波形合成部１１６で正規化
され、波形合成された可聴帯域外の高域信号を加算する
加算器１１８と、加算器１１８の加算出力をｎ（ｎ≧２
の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオ
ーバーサンプリングするオーバーサンプリング処理部１
１９と、オーバーサンプリング処理部１１９にてオーバ
ーサンプリングされたマルチビットディジタル信号を１
ビットディジタル信号に変換し、出力端子１２１から外
部に導出するΔΣ変調部１２０とを備える。
１１０は、前記ＰＣＭ信号をｍ（ｍ≧２の正の整数）×
ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリ
ングするオーバーサンプリング処理部１１７と、オーバ
ーサンプリング処理部１１７にてオーバーサンプリング
されたＰＣＭ信号と正規化＆波形合成部１１６で正規化
され、波形合成された可聴帯域外の高域信号を加算する
加算器１１８と、加算器１１８の加算出力をｎ（ｎ≧２
の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオ
ーバーサンプリングするオーバーサンプリング処理部１
１９と、オーバーサンプリング処理部１１９にてオーバ
ーサンプリングされたマルチビットディジタル信号を１
ビットディジタル信号に変換し、出力端子１２１から外
部に導出するΔΣ変調部１２０とを備える。
【００９４】周波数分析部１１２は、入力端子１１１か
ら入力されたＰＣＭ信号に、例えば高速フーリエ変換Ｆ
ＦＴを用いてＤＣ〜２２．０５ＫＨｚの範囲で周波数分
析処理を施し、その周波数分析結果をパワー算出部１１
３に供給する。
ら入力されたＰＣＭ信号に、例えば高速フーリエ変換Ｆ
ＦＴを用いてＤＣ〜２２．０５ＫＨｚの範囲で周波数分
析処理を施し、その周波数分析結果をパワー算出部１１
３に供給する。
【００９５】パワー算出部１１３は、周波数分析部１１
２より供給された周波数分析結果から、例えば１８ＫＨ
ｚ〜２０ＫＨｚの範囲の平均パワーを算出する。このパ
ワー算出部１１３で計算された平均パワーは正規化＆波
形合成部１１６に送られる。
２より供給された周波数分析結果から、例えば１８ＫＨ
ｚ〜２０ＫＨｚの範囲の平均パワーを算出する。このパ
ワー算出部１１３で計算された平均パワーは正規化＆波
形合成部１１６に送られる。
【００９６】スペクトル発生部１４は、周波数分析部１
１２より供給された周波数分析結果から、前記ＰＣＭ信
号に加算する、ＰＣＭ信号の周波数帯域を越える、可聴
帯域外の高域信号のスペクトルをＰＣＭ信号に相関する
ように発生する。このスペクトル発生部１４の詳細な構
成及び動作については後述する。
１２より供給された周波数分析結果から、前記ＰＣＭ信
号に加算する、ＰＣＭ信号の周波数帯域を越える、可聴
帯域外の高域信号のスペクトルをＰＣＭ信号に相関する
ように発生する。このスペクトル発生部１４の詳細な構
成及び動作については後述する。
【００９７】パワー算出部１１５は、スペクトル発生部
１１４にて発生されたスペクトルの、例えば２３ＫＨｚ
〜２５ＫＨｚまでの範囲のパワーを算出する。このパワ
ー算出部１１５で計算されたスペクトルのパワーは正規
化＆波形合成部１１６に送られる。
１１４にて発生されたスペクトルの、例えば２３ＫＨｚ
〜２５ＫＨｚまでの範囲のパワーを算出する。このパワ
ー算出部１１５で計算されたスペクトルのパワーは正規
化＆波形合成部１１６に送られる。
【００９８】正規化＆波形合成部１１６は、パワー算出
部１１３にて算出された平均パワーに基づいてパワー算
出部１１５にて算出されたスペクトルのパワーを正規化
し、かつスペクトルを時間波形信号に戻した出力を加算
器１１８に供給する。この正規化＆波形合成部１１６の
詳細な構成及び動作についても後述する。
部１１３にて算出された平均パワーに基づいてパワー算
出部１１５にて算出されたスペクトルのパワーを正規化
し、かつスペクトルを時間波形信号に戻した出力を加算
器１１８に供給する。この正規化＆波形合成部１１６の
詳細な構成及び動作についても後述する。
【００９９】オーバーサンプリング処理部１１７は、入
力端子１１１から入力された量子化周波数４４．１ｋＨ
ｚ、量子化語長１６ｂｉｔのＰＣＭ信号を、２×４４．
１ｋＨｚのサンプリング周波数でオーバーサンプリング
し、オーバーサンプリング処理出力を加算器１１８に供
給する。
力端子１１１から入力された量子化周波数４４．１ｋＨ
ｚ、量子化語長１６ｂｉｔのＰＣＭ信号を、２×４４．
１ｋＨｚのサンプリング周波数でオーバーサンプリング
し、オーバーサンプリング処理出力を加算器１１８に供
給する。
【０１００】加算器１１８は、正規化＆波形合成部１１
６からの正規化された時間波形信号出力とオーバーサン
プリング処理部１１７からのオーバーサンプリング出力
とを加算し、その加算出力をオーバーサンプリング処理
部１１９に送る。
６からの正規化された時間波形信号出力とオーバーサン
プリング処理部１１７からのオーバーサンプリング出力
とを加算し、その加算出力をオーバーサンプリング処理
部１１９に送る。
【０１０１】オーバーサンプリング処理部１１９は、前
記加算出力を３２×４４．１ｋＨｚのサンプリング周波
数でオーバーサンプリングする。よって、このオーバー
サンプリング処理部１１９からのオーバーサンプリング
出力は、前記量子化周波数４４．１ｋＨｚ、量子化語長
１６ｂｉｔのＰＣＭ信号の６４倍オーバーサンプリング
出力となる。この６４倍オーバーサンプリング出力は、
ΔΣ変調部１２０に送られ、デルタシグマ変調処理が施
されて１ビットオーディオ信号となり、出力端子１２１
に供給される。
記加算出力を３２×４４．１ｋＨｚのサンプリング周波
数でオーバーサンプリングする。よって、このオーバー
サンプリング処理部１１９からのオーバーサンプリング
出力は、前記量子化周波数４４．１ｋＨｚ、量子化語長
１６ｂｉｔのＰＣＭ信号の６４倍オーバーサンプリング
出力となる。この６４倍オーバーサンプリング出力は、
ΔΣ変調部１２０に送られ、デルタシグマ変調処理が施
されて１ビットオーディオ信号となり、出力端子１２１
に供給される。
【０１０２】第２の実施の形態のディジタルオーディオ
信号処理装置１１０は、スペクトル発生部１１４や、正
規化＆波形合成部１１６の構成を異ならせることによ
り、いくつかの実施例に分けることができる。以下にい
くつかの実施例について説明する。
信号処理装置１１０は、スペクトル発生部１１４や、正
規化＆波形合成部１１６の構成を異ならせることによ
り、いくつかの実施例に分けることができる。以下にい
くつかの実施例について説明する。
【０１０３】先ず、第２の実施の形態の第１実施例（以
下、実施例２−１と記す）となる、ディジタルオーディ
オ信号処理装置１１０１について図２２〜図２６を用い
て説明する。この実施例２−１のディジタルオーディオ
信号処理装置１１０１のスペクトル発生部１１４は、図
２２に示すように主要スペクトル選択部１２３と、パワ
ースペクトル算出部１２４と、倍音スペクトル発生部１
２５と、スペクトル加算部１２６とを備えている。
下、実施例２−１と記す）となる、ディジタルオーディ
オ信号処理装置１１０１について図２２〜図２６を用い
て説明する。この実施例２−１のディジタルオーディオ
信号処理装置１１０１のスペクトル発生部１１４は、図
２２に示すように主要スペクトル選択部１２３と、パワ
ースペクトル算出部１２４と、倍音スペクトル発生部１
２５と、スペクトル加算部１２６とを備えている。
【０１０４】パワースペクトル算出部１２４は、周波数
分析部１１２による周波数分析結果から、例えば、図２
３に示すように、１０ｋＨｚ〜２０ｋＨｚまでのパワー
周波数スペクトルＰＦｓを計算し、主要スペクトル選択
部１２３に送る。ここでは説明のために簡略したスペク
トルを示している。
分析部１１２による周波数分析結果から、例えば、図２
３に示すように、１０ｋＨｚ〜２０ｋＨｚまでのパワー
周波数スペクトルＰＦｓを計算し、主要スペクトル選択
部１２３に送る。ここでは説明のために簡略したスペク
トルを示している。
【０１０５】主要スペクトル選択部１２３は、周波数分
析部１１２による周波数分析結果と、パワースペクトル
算出部１２４によるパワー周波数スペクトルＰＦｓから
パワー値の大きい周波数スペクトルを順番に選び出す。
例えば、図２４に示す(1)、(2)、(3)、(4)のように上位４
つを選び出している。
析部１１２による周波数分析結果と、パワースペクトル
算出部１２４によるパワー周波数スペクトルＰＦｓから
パワー値の大きい周波数スペクトルを順番に選び出す。
例えば、図２４に示す(1)、(2)、(3)、(4)のように上位４
つを選び出している。
【０１０６】倍音スペクトル発生部１２５は、主要スペ
クトル選択部１２３で選ばれた周波数スペクトル(1)、
(2)、(3)、(4)の２ｎ（ｎ＝１，２，３・・・）倍のスペ
クトル(1')、(2')、(3')、(4')を図２４に示すように算出
し、さらに、その周波数が２０ｋＨｚを越えて４０ｋＨ
ｚ以下のスペクトルを選択する。このため、(1')のスペ
クトルは、２０ｋＨｚであり、選択の条件の２０ｋＨｚ
を越えていないので選択されない。図２５に示すよう
に、スペクトル(2')、(3')、(4')が選択される。
クトル選択部１２３で選ばれた周波数スペクトル(1)、
(2)、(3)、(4)の２ｎ（ｎ＝１，２，３・・・）倍のスペ
クトル(1')、(2')、(3')、(4')を図２４に示すように算出
し、さらに、その周波数が２０ｋＨｚを越えて４０ｋＨ
ｚ以下のスペクトルを選択する。このため、(1')のスペ
クトルは、２０ｋＨｚであり、選択の条件の２０ｋＨｚ
を越えていないので選択されない。図２５に示すよう
に、スペクトル(2')、(3')、(4')が選択される。
【０１０７】なお、４０ｋＨｚ以下という制限は、オー
バーサンプリング処理部１１７が２倍オーバーサンプリ
ングであるため、サンプリング定理から導かれる。
バーサンプリング処理部１１７が２倍オーバーサンプリ
ングであるため、サンプリング定理から導かれる。
【０１０８】倍音スペクトル発生部１２５で算出された
スペクトルは、スペクトル加算部１２６に供給される。
スペクトル加算部１２６は、倍音スペクトル発生部１２
５で算出されたスペクトルを周波数毎にそれぞれ加算す
る。スペクトル加算部１２６で加算されたスペクトル
は、パワー算出部１１５及び正規化＆波形合成部１１６
に供給される。
スペクトルは、スペクトル加算部１２６に供給される。
スペクトル加算部１２６は、倍音スペクトル発生部１２
５で算出されたスペクトルを周波数毎にそれぞれ加算す
る。スペクトル加算部１２６で加算されたスペクトル
は、パワー算出部１１５及び正規化＆波形合成部１１６
に供給される。
【０１０９】パワー算出部１１５は、スペクトル加算部
１２６からのスペクトルの、例えば２３ＫＨｚ〜２５Ｋ
Ｈｚまでの範囲のパワーを算出する。このパワー算出部
１１５で計算されたスペクトルのパワーは正規化＆波形
合成部１１６に送られる。
１２６からのスペクトルの、例えば２３ＫＨｚ〜２５Ｋ
Ｈｚまでの範囲のパワーを算出する。このパワー算出部
１１５で計算されたスペクトルのパワーは正規化＆波形
合成部１１６に送られる。
【０１１０】また、この実施例２−１のディジタルオー
ディオ信号処理装置１１０１の正規化＆波形合成部１１
６は、図２２に示すように、ゲイン算出部１２７と、ゲ
イン調整部１２８と、波形合成部１２９とを備えてい
る。
ディオ信号処理装置１１０１の正規化＆波形合成部１１
６は、図２２に示すように、ゲイン算出部１２７と、ゲ
イン調整部１２８と、波形合成部１２９とを備えてい
る。
【０１１１】ゲイン算出部１２７は、パワー算出部１１
３で算出されたＰＣＭ信号の１８ＫＨｚ〜２０ＫＨｚの
範囲の平均パワーに対してパワー算出部１１５で算出さ
れたスペクトルの２３ｋＨｚから２５ｋＨｚまでのパワ
ーを等しくする係数を算出する。このゲイン算出部１２
７で算出された係数は、ゲイン調整部１２９に送られ
る。
３で算出されたＰＣＭ信号の１８ＫＨｚ〜２０ＫＨｚの
範囲の平均パワーに対してパワー算出部１１５で算出さ
れたスペクトルの２３ｋＨｚから２５ｋＨｚまでのパワ
ーを等しくする係数を算出する。このゲイン算出部１２
７で算出された係数は、ゲイン調整部１２９に送られ
る。
【０１１２】ゲイン調整部１２８は、スペクトル加算部
１２６で算出したスペクトルのパワーを、前記ゲイン算
出部１２７からの係数を用いて調整し、波形合成部１２
９に送る。
１２６で算出したスペクトルのパワーを、前記ゲイン算
出部１２７からの係数を用いて調整し、波形合成部１２
９に送る。
【０１１３】波形合成部１２９は、ゲイン調整部１２８
でパワーが調整されたスペクトルに、例えば、逆ＦＦＴ
処理を施し、周波数スペクトルを時間波形に変換して、
加算器１１８に送る。
でパワーが調整されたスペクトルに、例えば、逆ＦＦＴ
処理を施し、周波数スペクトルを時間波形に変換して、
加算器１１８に送る。
【０１１４】加算器１１８は、正規化＆波形合成部１１
６の波形合成部１２９で生成された時間波形と、オーバ
ーサンプリング処理部１１７で２倍オーバーサンプリン
グ処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これにより、図
２６に示すように、周波数スペクトルがつながる。
６の波形合成部１２９で生成された時間波形と、オーバ
ーサンプリング処理部１１７で２倍オーバーサンプリン
グ処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これにより、図
２６に示すように、周波数スペクトルがつながる。
【０１１５】すなわち、周波数スペクトル上で見ると、
図２６に示すように、スペクトル加算部１２６で生成し
たスペクトル（(2'')、(3'')、(4'')）１３１に、ゲイン
調整部１２８でパワー調整した後のスペクトル１３２
は、前記入力端子１１１から入力されたＰＣＭ信号に周
波数分析部１１２で周波数分析処理を施した結果得られ
たパワー周波数スペクトル（(1)、(2)、(3)、(4)）１３０
につながる。
図２６に示すように、スペクトル加算部１２６で生成し
たスペクトル（(2'')、(3'')、(4'')）１３１に、ゲイン
調整部１２８でパワー調整した後のスペクトル１３２
は、前記入力端子１１１から入力されたＰＣＭ信号に周
波数分析部１１２で周波数分析処理を施した結果得られ
たパワー周波数スペクトル（(1)、(2)、(3)、(4)）１３０
につながる。
【０１１６】そして、図２６に周波数特性を示した加算
器１１８の加算出力は、オーバーサンプリング処理部１
１９により、３２×４４．１ＫＨｚのサンプリング周波
数でオーバーサンプリングされる。これによりΔΣ変調
部１２０には、前記図２６に示した周波数特性で、サン
プリング周波数が４４．１ＫＨｚのＰＣＭ信号の６４倍
オーバーサンプリング出力が供給される。
器１１８の加算出力は、オーバーサンプリング処理部１
１９により、３２×４４．１ＫＨｚのサンプリング周波
数でオーバーサンプリングされる。これによりΔΣ変調
部１２０には、前記図２６に示した周波数特性で、サン
プリング周波数が４４．１ＫＨｚのＰＣＭ信号の６４倍
オーバーサンプリング出力が供給される。
【０１１７】ΔΣ変調部１２０は、前記図６に示す基本
的な構成を採る。実際には、図７に示すような５次の構
成であり、高音質の１ビットオーディオ信号を出力する
ことができる。この高音質の１ビットオーディオ信号は
出力端子１２１を介してディジタルオーディオ信号処理
装置１１０１の出力とされる。
的な構成を採る。実際には、図７に示すような５次の構
成であり、高音質の１ビットオーディオ信号を出力する
ことができる。この高音質の１ビットオーディオ信号は
出力端子１２１を介してディジタルオーディオ信号処理
装置１１０１の出力とされる。
【０１１８】以上説明した実施例２−１のディジタルオ
ーディオ信号処理装置１１０１は、元のＰＣＭ信号には
含まれない可聴帯域外の高域の信号を元ＰＣＭ信号の倍
音を算出することにより発生させ、正規化＆波形合成部
１１６によって正規化してから波形合成し、オーバーサ
ンプリングしたＰＣＭ信号に、図２６に示すように滑ら
かにつながるように加算し、その加算出力をさらにオー
バーサンプリングした後に、ΔΣ変調して１ビットオー
ディオ信号を生成している。この１ビットオーディオ信
号には、ＰＣＭ信号の周波数帯域を越え、かつＰＣＭ信
号に相関のある信号が付加されているので、聴覚的な音
像の奥行き感が前後に広がるような自然な感じを出すこ
とができる。
ーディオ信号処理装置１１０１は、元のＰＣＭ信号には
含まれない可聴帯域外の高域の信号を元ＰＣＭ信号の倍
音を算出することにより発生させ、正規化＆波形合成部
１１６によって正規化してから波形合成し、オーバーサ
ンプリングしたＰＣＭ信号に、図２６に示すように滑ら
かにつながるように加算し、その加算出力をさらにオー
バーサンプリングした後に、ΔΣ変調して１ビットオー
ディオ信号を生成している。この１ビットオーディオ信
号には、ＰＣＭ信号の周波数帯域を越え、かつＰＣＭ信
号に相関のある信号が付加されているので、聴覚的な音
像の奥行き感が前後に広がるような自然な感じを出すこ
とができる。
【０１１９】この実施例２−１のディジタルオーディオ
信号処理装置１１０１において、オーバーサンプリング
処理部１１７では２倍オーバーサンプリング処理を、オ
ーバーサンプリング処理部１１９では、３２倍オーバー
サンプリング処理を行ったが、オーバーサンプリング処
理部１１７では４倍オーバーサンプリング処理を、オー
バーサンプリング処理部１１９では、１６倍オーバーサ
ンプリング処理を行ってもよい。また、オーバーサンプ
リング処理部１１７では８倍オーバーサンプリング処理
を、オーバーサンプリング処理部１１９でも、８倍オー
バーサンプリング処理を行ってもよい。
信号処理装置１１０１において、オーバーサンプリング
処理部１１７では２倍オーバーサンプリング処理を、オ
ーバーサンプリング処理部１１９では、３２倍オーバー
サンプリング処理を行ったが、オーバーサンプリング処
理部１１７では４倍オーバーサンプリング処理を、オー
バーサンプリング処理部１１９では、１６倍オーバーサ
ンプリング処理を行ってもよい。また、オーバーサンプ
リング処理部１１７では８倍オーバーサンプリング処理
を、オーバーサンプリング処理部１１９でも、８倍オー
バーサンプリング処理を行ってもよい。
【０１２０】次に、第２の実施の形態の第２実施例（以
下、実施例２−２と記す）となる、ディジタルオーディ
オ信号処理装置１１０２について図２７及び図２８を用
いて説明する。この実施例２−２のディジタルオーディ
オ信号処理装置１１０２は、実施例２−１のディジタル
オーディオ信号処理装置１１０１のスペクトル発生部１
１４に、スペクトル加算部１３５と、掛け算器１３８
と、出力端子１３６と、入力端子１３９と、合成係数ｋ
の入力端子１３７とを新たに加えたものである。このデ
ィジタルオーディオ信号処理装置１１０２は、自身を一
方のチャンネルｃｈ１とするとき、他方のチャンネルｃ
ｈ２で生成したスペクトル情報を合成し、合成率を制御
することにより、ＰＣＭ信号に付加する高域信号のチャ
ンネル間の分離度を制御できるものである。
下、実施例２−２と記す）となる、ディジタルオーディ
オ信号処理装置１１０２について図２７及び図２８を用
いて説明する。この実施例２−２のディジタルオーディ
オ信号処理装置１１０２は、実施例２−１のディジタル
オーディオ信号処理装置１１０１のスペクトル発生部１
１４に、スペクトル加算部１３５と、掛け算器１３８
と、出力端子１３６と、入力端子１３９と、合成係数ｋ
の入力端子１３７とを新たに加えたものである。このデ
ィジタルオーディオ信号処理装置１１０２は、自身を一
方のチャンネルｃｈ１とするとき、他方のチャンネルｃ
ｈ２で生成したスペクトル情報を合成し、合成率を制御
することにより、ＰＣＭ信号に付加する高域信号のチャ
ンネル間の分離度を制御できるものである。
【０１２１】スペクトル加算部１２６で加算されたスペ
クトルは、スペクトル加算部１３５及び出力端子１３６
に供給される。
クトルは、スペクトル加算部１３５及び出力端子１３６
に供給される。
【０１２２】出力端子１３６は、スペクトル加算部１２
６からのスペクトルを図２８に示すように他方のチャン
ネルｃｈ２へ供給する。
６からのスペクトルを図２８に示すように他方のチャン
ネルｃｈ２へ供給する。
【０１２３】掛け算器１３８に接続する出力端子１３９
は、図２８に示すように他方のチャンネルｃｈ２で生成
されたスペクトルを受け取るためのものである。
は、図２８に示すように他方のチャンネルｃｈ２で生成
されたスペクトルを受け取るためのものである。
【０１２４】また、掛け算器１３８に接続する入力端子
１３７に供給される合成係数ｋは、他方のチャンネルｃ
ｈ２のスペクトルを加算するときの加算率を表すもので
ある。例えば、ｙ＝ｃｈ１＋ｋ＊ｃｈ２とすると、まっ
たく加算しないときは、ｋ＝０、５０％加算のときは、
ｋ＝１などとなる。
１３７に供給される合成係数ｋは、他方のチャンネルｃ
ｈ２のスペクトルを加算するときの加算率を表すもので
ある。例えば、ｙ＝ｃｈ１＋ｋ＊ｃｈ２とすると、まっ
たく加算しないときは、ｋ＝０、５０％加算のときは、
ｋ＝１などとなる。
【０１２５】掛け算器１３８は、入力端子１３７に供給
される他方のチャンネルｃｈ２からのスペクトルに、合
成係数ｋをかけてスペクトル加算部１３５に送る。
される他方のチャンネルｃｈ２からのスペクトルに、合
成係数ｋをかけてスペクトル加算部１３５に送る。
【０１２６】スペクトル加算部１３５は、掛け算器１３
８の掛け算結果と、スペクトル加算部１２６からの加算
結果をさらに加算し、パワー算出部１１５及びゲイン調
整部１２８に供給する。
８の掛け算結果と、スペクトル加算部１２６からの加算
結果をさらに加算し、パワー算出部１１５及びゲイン調
整部１２８に供給する。
【０１２７】パワー算出部１１５は、スペクトル加算部
１３５からのスペクトルの、例えば２３ＫＨｚ〜２５Ｋ
Ｈｚまでの範囲のパワーを算出する。このパワー算出部
１１５で計算されたスペクトルのパワーは正規化＆波形
合成部１１６のゲイン算出部１２７に送られる。
１３５からのスペクトルの、例えば２３ＫＨｚ〜２５Ｋ
Ｈｚまでの範囲のパワーを算出する。このパワー算出部
１１５で計算されたスペクトルのパワーは正規化＆波形
合成部１１６のゲイン算出部１２７に送られる。
【０１２８】ゲイン調整部１２８は、スペクトル加算部
１３５で算出したスペクトルのパワーを、前記ゲイン算
出部１２７からの係数を用いて調整し、波形合成部１２
９に送る。
１３５で算出したスペクトルのパワーを、前記ゲイン算
出部１２７からの係数を用いて調整し、波形合成部１２
９に送る。
【０１２９】波形合成部１２９以下、加算器１１８、オ
ーバーサンプリング処理部１１９及びΔΣ変調部１２０
の動作は前記図２２のものと同様であるのでここでは説
明を省略する。
ーバーサンプリング処理部１１９及びΔΣ変調部１２０
の動作は前記図２２のものと同様であるのでここでは説
明を省略する。
【０１３０】したがって、この実施例２−２のディジタ
ルオーディオ信号処理装置１１０２は、自身を一方のチ
ャンネルｃｈ１とするとき、他方のチャンネルｃｈ２で
生成したスペクトル情報を合成し、合成率を制御するこ
とにより、ＰＣＭ信号に付加する高域信号のチャンネル
間の分離度を制御できるので、スピーカや、ヘッドホン
などに接続した場合に、音場の広がり感を制御できるよ
うになる。
ルオーディオ信号処理装置１１０２は、自身を一方のチ
ャンネルｃｈ１とするとき、他方のチャンネルｃｈ２で
生成したスペクトル情報を合成し、合成率を制御するこ
とにより、ＰＣＭ信号に付加する高域信号のチャンネル
間の分離度を制御できるので、スピーカや、ヘッドホン
などに接続した場合に、音場の広がり感を制御できるよ
うになる。
【０１３１】また、実施例２−２では、二つのチャンネ
ルの場合を示したが、スペクトル加算部１３５と掛け算
器１３８を相手チャンネルの数だけ付け加えることによ
り、２チャンネルを越える場合にでも対応できる。
ルの場合を示したが、スペクトル加算部１３５と掛け算
器１３８を相手チャンネルの数だけ付け加えることによ
り、２チャンネルを越える場合にでも対応できる。
【０１３２】また、合成係数ｋは、固定値であるが、周
波数分析部１１２による周波数分析結果を用いて、入力
信号のスペクトルによって変化させてもよい。
波数分析部１１２による周波数分析結果を用いて、入力
信号のスペクトルによって変化させてもよい。
【０１３３】次に、第２の実施の形態の第３実施例（以
下、実施例２−３と記す）となる、ディジタルオーディ
オ信号処理装置１１０３について図２９〜図３２を用い
て説明する。この実施例２−３のディジタルオーディオ
信号処理装置１１０３は、実施例２−１のディジタルオ
ーディオ信号処理装置１１０１の正規化＆波形合成部１
１６に、１／ｆ特性発生部１４０と掛け算器１４１とを
新たに加えたものである。
下、実施例２−３と記す）となる、ディジタルオーディ
オ信号処理装置１１０３について図２９〜図３２を用い
て説明する。この実施例２−３のディジタルオーディオ
信号処理装置１１０３は、実施例２−１のディジタルオ
ーディオ信号処理装置１１０１の正規化＆波形合成部１
１６に、１／ｆ特性発生部１４０と掛け算器１４１とを
新たに加えたものである。
【０１３４】１／ｆ特性発生部１４０は、図３０に示す
ように、周波数が高くなるほどに振幅［GAIN］が小さく
なるような特性であり、かつ２０ｋＨｚで振幅が処理の
前後で等しくなるようにしている１／ｆ特性を発生す
る。
ように、周波数が高くなるほどに振幅［GAIN］が小さく
なるような特性であり、かつ２０ｋＨｚで振幅が処理の
前後で等しくなるようにしている１／ｆ特性を発生す
る。
【０１３５】掛け算器１４１は、スペクトル加算部１２
６で生成されたスペクトルに前記１／ｆ特性を掛け算
し、ゲイン調整部１２８に送る。このときの掛け算器１
４１のスペクトル出力を図３１に示す。
６で生成されたスペクトルに前記１／ｆ特性を掛け算
し、ゲイン調整部１２８に送る。このときの掛け算器１
４１のスペクトル出力を図３１に示す。
【０１３６】ゲイン調整部１２８は、掛け算器１４１の
スペクトル出力のパワーを、前記ゲイン算出部１２７か
らの係数を用いて調整し、波形合成部１２９に送る。
スペクトル出力のパワーを、前記ゲイン算出部１２７か
らの係数を用いて調整し、波形合成部１２９に送る。
【０１３７】加算器１１８は、正規化＆波形合成部１１
６の波形合成部１２９で生成された時間波形と、オーバ
ーサンプリング処理部１１７で２倍オーバーサンプリン
グ処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これにより、図
３２に示すように、周波数スペクトルがつながる。
６の波形合成部１２９で生成された時間波形と、オーバ
ーサンプリング処理部１１７で２倍オーバーサンプリン
グ処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これにより、図
３２に示すように、周波数スペクトルがつながる。
【０１３８】すなわち、周波数スペクトル上で見ると、
図３２に示すように、スペクトル加算部１２６で生成し
たスペクトルを掛け算器１３８で処理した出力１４３
に、ゲイン調整部１２８でパワー調整した後のスペクト
ル１４４は、前記入力端子１１１から入力されたＰＣＭ
信号に周波数分析部１１２で周波数分析処理を施した結
果１４２につながる。
図３２に示すように、スペクトル加算部１２６で生成し
たスペクトルを掛け算器１３８で処理した出力１４３
に、ゲイン調整部１２８でパワー調整した後のスペクト
ル１４４は、前記入力端子１１１から入力されたＰＣＭ
信号に周波数分析部１１２で周波数分析処理を施した結
果１４２につながる。
【０１３９】そして、図３２に周波数特性を示した加算
器１１８の加算出力は、オーバーサンプリング処理部１
１９により、３２×４４．１ＫＨｚのサンプリング周波
数でオーバーサンプリングされる。これによりΔΣ変調
部１２０には、前記図３２に示した周波数特性で、サン
プリング周波数が４４．１ＫＨｚのＰＣＭ信号の６４倍
オーバーサンプリング出力が供給される。
器１１８の加算出力は、オーバーサンプリング処理部１
１９により、３２×４４．１ＫＨｚのサンプリング周波
数でオーバーサンプリングされる。これによりΔΣ変調
部１２０には、前記図３２に示した周波数特性で、サン
プリング周波数が４４．１ＫＨｚのＰＣＭ信号の６４倍
オーバーサンプリング出力が供給される。
【０１４０】ΔΣ変調部１２０は、前述したように高音
質の１ビットオーディオ信号を出力することができる。
この高音質の１ビットオーディオ信号は出力端子１２１
を介してディジタルオーディオ信号処理装置１１０３の
出力とされる。
質の１ビットオーディオ信号を出力することができる。
この高音質の１ビットオーディオ信号は出力端子１２１
を介してディジタルオーディオ信号処理装置１１０３の
出力とされる。
【０１４１】以上説明した実施例２−３のディジタルオ
ーディオ信号処理装置１１０３は、元のＰＣＭ信号には
含まれない可聴帯域外の高域の信号のスペクトルを元Ｐ
ＣＭ信号の倍音を算出することにより発生させ、正規化
＆波形合成部１１６によって１／ｆ特性にしたがって周
波数特性を制限し、そのパワーを正規化してから波形合
成して、オーバーサンプリングしたＰＣＭ信号に、図３
２に示すように滑らかにつながるように加算し、その加
算出力をさらにオーバーサンプリングした後に、ΔΣ変
調して１ビットオーディオ信号を生成している。
ーディオ信号処理装置１１０３は、元のＰＣＭ信号には
含まれない可聴帯域外の高域の信号のスペクトルを元Ｐ
ＣＭ信号の倍音を算出することにより発生させ、正規化
＆波形合成部１１６によって１／ｆ特性にしたがって周
波数特性を制限し、そのパワーを正規化してから波形合
成して、オーバーサンプリングしたＰＣＭ信号に、図３
２に示すように滑らかにつながるように加算し、その加
算出力をさらにオーバーサンプリングした後に、ΔΣ変
調して１ビットオーディオ信号を生成している。
【０１４２】したがって、この１ビットオーディオ信号
には、ＰＣＭ信号の周波数帯域を越え、かつＰＣＭ信号
に相関のある信号が傾きを調整されて付加されているの
で、聴覚的な音像の奥行き感が前後に広がるような自然
な感じを出すことができる。
には、ＰＣＭ信号の周波数帯域を越え、かつＰＣＭ信号
に相関のある信号が傾きを調整されて付加されているの
で、聴覚的な音像の奥行き感が前後に広がるような自然
な感じを出すことができる。
【０１４３】また、このディジタルオーディオ信号処理
装置１１０３のスペクトル発生部１１４に、前記実施例
２−２で説明したようなスペクトル加算部１３５と、掛
け算器１３８と、出力端子１３６と、入力端子１３９
と、合成係数ｋの入力端子１３７とを新たに加えて、他
のチャンネルｃｈ２で生成したスペクトル情報を合成
し、合成率を制御することにより、ＰＣＭ信号に付加す
る高域信号のチャンネル間の分離度を制御できるように
してもよい。
装置１１０３のスペクトル発生部１１４に、前記実施例
２−２で説明したようなスペクトル加算部１３５と、掛
け算器１３８と、出力端子１３６と、入力端子１３９
と、合成係数ｋの入力端子１３７とを新たに加えて、他
のチャンネルｃｈ２で生成したスペクトル情報を合成
し、合成率を制御することにより、ＰＣＭ信号に付加す
る高域信号のチャンネル間の分離度を制御できるように
してもよい。
【０１４４】次に、第２の実施の形態の第４実施例（以
下、実施例２−４と記す）となる、ディジタルオーディ
オ信号処理装置１１０４について図３３及び図３７を用
いて説明する。先ず、構成について前記実施例２−１又
は２−３と異なる点を中心に説明する。この実施例２−
４のディジタルオーディオ信号処理装置１１０４は、実
施例２−３のディジタルオーディオ信号処理装置１１０
３の正規化＆波形合成部１１６にある、１／ｆ特性発生
部１４０をＦ特傾き算出部１４５と傾き特性発生部１４
６に置き換えたものである。
下、実施例２−４と記す）となる、ディジタルオーディ
オ信号処理装置１１０４について図３３及び図３７を用
いて説明する。先ず、構成について前記実施例２−１又
は２−３と異なる点を中心に説明する。この実施例２−
４のディジタルオーディオ信号処理装置１１０４は、実
施例２−３のディジタルオーディオ信号処理装置１１０
３の正規化＆波形合成部１１６にある、１／ｆ特性発生
部１４０をＦ特傾き算出部１４５と傾き特性発生部１４
６に置き換えたものである。
【０１４５】すなわち、このディジタルオーディオ信号
処理装置２４の正規化＆波形合成部１１６は、図２２の
正規化＆波形合成部１１６を構成したゲイン算出部１２
７とゲイン調整部１２８と波形合成部１２９の他に、さ
らにＦ特傾き算出部１４５と、傾き特性発生部１４６
と、掛け算器１４１とを備えている。
処理装置２４の正規化＆波形合成部１１６は、図２２の
正規化＆波形合成部１１６を構成したゲイン算出部１２
７とゲイン調整部１２８と波形合成部１２９の他に、さ
らにＦ特傾き算出部１４５と、傾き特性発生部１４６
と、掛け算器１４１とを備えている。
【０１４６】Ｆ特傾き算出部１４５は、周波数分析部１
１２での周波数分析により得られた前記ＰＣＭ信号の周
波数分析結果の、図３４に示す例えば１０ｋＨｚから２
０ｋＨｚまでの周波数特性１４７の傾き１４８を算出す
る。
１２での周波数分析により得られた前記ＰＣＭ信号の周
波数分析結果の、図３４に示す例えば１０ｋＨｚから２
０ｋＨｚまでの周波数特性１４７の傾き１４８を算出す
る。
【０１４７】傾き特性発生部１４６は、前記周波数特性
１４７の傾き１４８から図３５に示すような、周波数が
高くなるほど振幅が下がるフィルタ特性を発生させ、掛
け算器１４１に供給する。
１４７の傾き１４８から図３５に示すような、周波数が
高くなるほど振幅が下がるフィルタ特性を発生させ、掛
け算器１４１に供給する。
【０１４８】掛け算器１４１は、スペクトル加算部１２
６で生成されたスペクトルに傾き特性発生部１４６で発
生されたフィルタ特性を掛け算し、ゲイン調整部１２８
に送る。このときの掛け算器１４１のスペクトル出力を
図３６に示す。
６で生成されたスペクトルに傾き特性発生部１４６で発
生されたフィルタ特性を掛け算し、ゲイン調整部１２８
に送る。このときの掛け算器１４１のスペクトル出力を
図３６に示す。
【０１４９】ゲイン調整部１２８は、掛け算器１４１の
スペクトル出力のパワーを、前記ゲイン算出部１２７か
らの係数を用いて調整し、波形合成部１２９に送る。
スペクトル出力のパワーを、前記ゲイン算出部１２７か
らの係数を用いて調整し、波形合成部１２９に送る。
【０１５０】加算器１１８は、正規化＆波形合成部１１
６の波形合成部１２９で生成された時間波形と、オーバ
ーサンプリング処理部１１７で２倍オーバーサンプリン
グ処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これにより、図
３７に示すように、周波数スペクトルがつながる。
６の波形合成部１２９で生成された時間波形と、オーバ
ーサンプリング処理部１１７で２倍オーバーサンプリン
グ処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これにより、図
３７に示すように、周波数スペクトルがつながる。
【０１５１】すなわち、周波数スペクトル上で見ると、
図３７に示すように、スペクトル加算部１２６で生成し
たスペクトルを掛け算器１４１で処理した出力１５１
に、ゲイン調整部１２８でパワー調整した後のスペクト
ル１５２は、前記入力端子１１１から入力されたＰＣＭ
信号に周波数分析部１１２で周波数分析処理を施した結
果１５０につながる。
図３７に示すように、スペクトル加算部１２６で生成し
たスペクトルを掛け算器１４１で処理した出力１５１
に、ゲイン調整部１２８でパワー調整した後のスペクト
ル１５２は、前記入力端子１１１から入力されたＰＣＭ
信号に周波数分析部１１２で周波数分析処理を施した結
果１５０につながる。
【０１５２】そして、図３７に周波数特性を示した加算
器１１８の加算出力は、オーバーサンプリング処理部１
１９により、３２×４４．１ＫＨｚのサンプリング周波
数でオーバーサンプリングされる。これによりΔΣ変調
部１２０には、前記図３７に示した周波数特性で、サン
プリング周波数が４４．１ＫＨｚのＰＣＭ信号の６４倍
オーバーサンプリング出力が供給される。
器１１８の加算出力は、オーバーサンプリング処理部１
１９により、３２×４４．１ＫＨｚのサンプリング周波
数でオーバーサンプリングされる。これによりΔΣ変調
部１２０には、前記図３７に示した周波数特性で、サン
プリング周波数が４４．１ＫＨｚのＰＣＭ信号の６４倍
オーバーサンプリング出力が供給される。
【０１５３】ΔΣ変調部１２０は、前述したように高音
質の１ビットオーディオ信号を出力することができる。
この高音質の１ビットオーディオ信号は出力端子１２１
を介してディジタルオーディオ信号処理装置１１０４の
出力とされる。
質の１ビットオーディオ信号を出力することができる。
この高音質の１ビットオーディオ信号は出力端子１２１
を介してディジタルオーディオ信号処理装置１１０４の
出力とされる。
【０１５４】以上説明した実施例２−４のディジタルオ
ーディオ信号処理装置１１０３は、元のＰＣＭ信号には
含まれない可聴帯域外の高域の信号のスペクトルを元Ｐ
ＣＭ信号の倍音を算出することにより発生させ、正規化
＆波形合成部１１６によってＦ特傾き算出部１４５で算
出した傾き特性にしたがって制限してからそのパワーを
正規化し、そして時間波形信号を合成してから、オーバ
ーサンプリングしたＰＣＭ信号に、図３７に示すように
滑らかにつながるように加算し、その加算出力をさらに
オーバーサンプリングした後に、ΔΣ変調して１ビット
オーディオ信号を生成している。
ーディオ信号処理装置１１０３は、元のＰＣＭ信号には
含まれない可聴帯域外の高域の信号のスペクトルを元Ｐ
ＣＭ信号の倍音を算出することにより発生させ、正規化
＆波形合成部１１６によってＦ特傾き算出部１４５で算
出した傾き特性にしたがって制限してからそのパワーを
正規化し、そして時間波形信号を合成してから、オーバ
ーサンプリングしたＰＣＭ信号に、図３７に示すように
滑らかにつながるように加算し、その加算出力をさらに
オーバーサンプリングした後に、ΔΣ変調して１ビット
オーディオ信号を生成している。
【０１５５】したがって、この１ビットオーディオ信号
には、ＰＣＭ信号の周波数帯域を越え、かつＰＣＭ信号
に相関のある信号がＰＣＭ信号に関連する傾きのまま付
加されているので、聴覚的な音像の奥行き感が前後に広
がるような自然な感じを出すことができる。
には、ＰＣＭ信号の周波数帯域を越え、かつＰＣＭ信号
に相関のある信号がＰＣＭ信号に関連する傾きのまま付
加されているので、聴覚的な音像の奥行き感が前後に広
がるような自然な感じを出すことができる。
【０１５６】また、このディジタルオーディオ信号処理
装置１１０４のスペクトル発生部１１４に、前記実施例
２−２で説明したようなスペクトル加算部１３５と、掛
け算器１３８と、出力端子１３６と、入力端子１３９
と、合成係数ｋの入力端子１３７とを新たに加えて、他
のチャンネルｃｈ２で生成したスペクトル情報を合成
し、合成率を制御することにより、ＰＣＭ信号に付加す
る高域信号のチャンネル間の分離度を制御できるように
してもよい。
装置１１０４のスペクトル発生部１１４に、前記実施例
２−２で説明したようなスペクトル加算部１３５と、掛
け算器１３８と、出力端子１３６と、入力端子１３９
と、合成係数ｋの入力端子１３７とを新たに加えて、他
のチャンネルｃｈ２で生成したスペクトル情報を合成
し、合成率を制御することにより、ＰＣＭ信号に付加す
る高域信号のチャンネル間の分離度を制御できるように
してもよい。
【０１５７】次に、第２の実施の形態の第５実施例（以
下、実施例２−５と記す）となる、ディジタルオーディ
オ信号処理装置１１０５について図３８〜図４０を用い
て説明する。先ず、構成について前記実施例２−４と異
なる点を中心に説明する。この実施例２−５のディジタ
ルオーディオ信号処理装置１１０５は、実施例２−４の
ディジタルオーディオ信号処理装置１１０４の正規化＆
波形合成部１１６に、新たに、傾き切り替え部１５３
と、パワー算出部１５４と、パワー比較部１５５と、パ
ワー値発生部１５７と、平坦特性発生部１５６とを加え
た構成を採る。
下、実施例２−５と記す）となる、ディジタルオーディ
オ信号処理装置１１０５について図３８〜図４０を用い
て説明する。先ず、構成について前記実施例２−４と異
なる点を中心に説明する。この実施例２−５のディジタ
ルオーディオ信号処理装置１１０５は、実施例２−４の
ディジタルオーディオ信号処理装置１１０４の正規化＆
波形合成部１１６に、新たに、傾き切り替え部１５３
と、パワー算出部１５４と、パワー比較部１５５と、パ
ワー値発生部１５７と、平坦特性発生部１５６とを加え
た構成を採る。
【０１５８】パワー算出部１５４は、周波数分析部１１
２による周波数分析の結果得られた周波数分析結果の出
力から、例えば、１８ｋＨｚ〜２０ｋＨｚのパワーを算
出し、パワー比較部１５５に送る。
２による周波数分析の結果得られた周波数分析結果の出
力から、例えば、１８ｋＨｚ〜２０ｋＨｚのパワーを算
出し、パワー比較部１５５に送る。
【０１５９】パワー値発生部１５７は、パワー比較部１
５５における比較の基準となるパワー値を発生する。具
体的には、量子化語長１６bit及びＰＣＭ入力のＳ／Ｎ
比を考慮して、例えば、-90dBを発生する。
５５における比較の基準となるパワー値を発生する。具
体的には、量子化語長１６bit及びＰＣＭ入力のＳ／Ｎ
比を考慮して、例えば、-90dBを発生する。
【０１６０】パワー比較部１５５は、パワー算出部１５
４におけるパワー算出結果を、パワー値発生部１５７か
らの-90dBと比較して比較結果を傾き切り替え部１５３
に送る。ここでは、パワー値算出部１５４におけるパワ
ー算出結果が、パワー値発生部１５７の-90dBより大き
かった場合に“１”を、小さかった場合に“０”を出力
する。
４におけるパワー算出結果を、パワー値発生部１５７か
らの-90dBと比較して比較結果を傾き切り替え部１５３
に送る。ここでは、パワー値算出部１５４におけるパワ
ー算出結果が、パワー値発生部１５７の-90dBより大き
かった場合に“１”を、小さかった場合に“０”を出力
する。
【０１６１】傾き切り替え部１５３は、パワー比較部１
５５における比較結果が“１”の場合、図３９に示すよ
うに、傾き特性発生部１４６で生成された傾き特性１６
１を掛け算器１４１に送る。
５５における比較結果が“１”の場合、図３９に示すよ
うに、傾き特性発生部１４６で生成された傾き特性１６
１を掛け算器１４１に送る。
【０１６２】すると、掛け算器１４１は、スペクトル加
算部１２６で生成されたスペクトルに傾き特性発生部１
４６で発生されたフィルタ特性を掛け算し、ゲイン調整
部１２８に送る。
算部１２６で生成されたスペクトルに傾き特性発生部１
４６で発生されたフィルタ特性を掛け算し、ゲイン調整
部１２８に送る。
【０１６３】ゲイン調整部１２８は、掛け算器１４１の
スペクトル出力のパワーを、前記ゲイン算出部１２７か
らの係数を用いて調整し、波形合成部１２９に送る。
スペクトル出力のパワーを、前記ゲイン算出部１２７か
らの係数を用いて調整し、波形合成部１２９に送る。
【０１６４】加算器１１８は、正規化＆波形合成部１１
６の波形合成部１２９で生成された時間波形と、オーバ
ーサンプリング処理部１１７で２倍オーバーサンプリン
グ処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これにより、図
３９に示すように、周波数スペクトルがつながる。
６の波形合成部１２９で生成された時間波形と、オーバ
ーサンプリング処理部１１７で２倍オーバーサンプリン
グ処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これにより、図
３９に示すように、周波数スペクトルがつながる。
【０１６５】すなわち、周波数スペクトル上で見ると、
図３９に示すように、スペクトル加算部１２６で生成し
たスペクトルを掛け算器１４１で処理した出力１６１
に、ゲイン調整部１２８でパワー調整した後のスペクト
ル１６２は、前記入力端子１１１から入力されたＰＣＭ
信号に周波数分析部１１２で周波数分析処理を施した結
果１６０につながる。
図３９に示すように、スペクトル加算部１２６で生成し
たスペクトルを掛け算器１４１で処理した出力１６１
に、ゲイン調整部１２８でパワー調整した後のスペクト
ル１６２は、前記入力端子１１１から入力されたＰＣＭ
信号に周波数分析部１１２で周波数分析処理を施した結
果１６０につながる。
【０１６６】また、パワー比較部１５５における比較結
果が“０”の場合は、図４０に示すように、平坦特性発
生部１５６の出力を掛け算器１４１に送る。
果が“０”の場合は、図４０に示すように、平坦特性発
生部１５６の出力を掛け算器１４１に送る。
【０１６７】すると、掛け算器１４１は、スペクトル加
算部１２６で生成されたスペクトルに平坦特性発生部１
５６で発生されたフィルタ特性を掛け算し、ゲイン調整
部１２８に送る。
算部１２６で生成されたスペクトルに平坦特性発生部１
５６で発生されたフィルタ特性を掛け算し、ゲイン調整
部１２８に送る。
【０１６８】ゲイン調整部１２８は、掛け算器１４１の
スペクトル出力のパワーを、前記ゲイン算出部１２７か
らの係数を用いて調整し、波形合成部１２９に送る。
スペクトル出力のパワーを、前記ゲイン算出部１２７か
らの係数を用いて調整し、波形合成部１２９に送る。
【０１６９】加算器１１８は、正規化＆波形合成部１１
６の波形合成部１２９で生成された時間波形と、オーバ
ーサンプリング処理部１１７で２倍オーバーサンプリン
グ処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これにより、図
４０に示すように、周波数スペクトルがつながる。
６の波形合成部１２９で生成された時間波形と、オーバ
ーサンプリング処理部１１７で２倍オーバーサンプリン
グ処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これにより、図
４０に示すように、周波数スペクトルがつながる。
【０１７０】すなわち、周波数スペクトル上で見ると、
図４０に示すように、スペクトル加算部１２６で生成し
たスペクトルを掛け算器１４１で処理した出力１６４
に、ゲイン調整部１２８でパワー調整した後のスペクト
ル１６５は、前記入力端子１１１から入力されたＰＣＭ
信号に周波数分析部１１２で周波数分析処理を施した結
果１６３につながる。
図４０に示すように、スペクトル加算部１２６で生成し
たスペクトルを掛け算器１４１で処理した出力１６４
に、ゲイン調整部１２８でパワー調整した後のスペクト
ル１６５は、前記入力端子１１１から入力されたＰＣＭ
信号に周波数分析部１１２で周波数分析処理を施した結
果１６３につながる。
【０１７１】なお、図４０には比較のため、パワー比較
部１５５でのパワー比較に基づいた傾きの切替を行わな
かったときのゲイン調整部１２８からのスペクトル１６
６を示す。
部１５５でのパワー比較に基づいた傾きの切替を行わな
かったときのゲイン調整部１２８からのスペクトル１６
６を示す。
【０１７２】そして、図３９及び図４０に周波数特性を
示した加算器１１８の加算出力は、オーバーサンプリン
グ処理部１１９により、３２×４４．１ＫＨｚのサンプ
リング周波数でオーバーサンプリングされる。これによ
りΔΣ変調部１２０には、前記図３９及び図４０に示し
た周波数特性で、サンプリング周波数が４４．１ＫＨｚ
のＰＣＭ信号の６４倍オーバーサンプリング出力が供給
される。
示した加算器１１８の加算出力は、オーバーサンプリン
グ処理部１１９により、３２×４４．１ＫＨｚのサンプ
リング周波数でオーバーサンプリングされる。これによ
りΔΣ変調部１２０には、前記図３９及び図４０に示し
た周波数特性で、サンプリング周波数が４４．１ＫＨｚ
のＰＣＭ信号の６４倍オーバーサンプリング出力が供給
される。
【０１７３】ΔΣ変調部１２０は、前述したように高音
質の１ビットオーディオ信号を出力することができる。
この高音質の１ビットオーディオ信号は出力端子１２１
を介してディジタルオーディオ信号処理装置１１０５の
出力とされる。
質の１ビットオーディオ信号を出力することができる。
この高音質の１ビットオーディオ信号は出力端子１２１
を介してディジタルオーディオ信号処理装置１１０５の
出力とされる。
【０１７４】以上説明した実施例２−５のディジタルオ
ーディオ信号処理装置１１０５は、元のＰＣＭ信号には
含まれない可聴帯域外の高域の信号のスペクトルを元Ｐ
ＣＭ信号の倍音を算出することにより発生させ、正規化
＆波形合成部１１６によって入力信号のダイナミックレ
ンジを考慮したスペクトルにしてからそのパワーを正規
化し、さらに時間波形信号に合成してから、オーバーサ
ンプリングしたＰＣＭ信号に、図３９及び図４０に示す
ように滑らかにつながるように加算し、その加算出力を
さらにオーバーサンプリングした後に、ΔΣ変調して１
ビットオーディオ信号を生成している。
ーディオ信号処理装置１１０５は、元のＰＣＭ信号には
含まれない可聴帯域外の高域の信号のスペクトルを元Ｐ
ＣＭ信号の倍音を算出することにより発生させ、正規化
＆波形合成部１１６によって入力信号のダイナミックレ
ンジを考慮したスペクトルにしてからそのパワーを正規
化し、さらに時間波形信号に合成してから、オーバーサ
ンプリングしたＰＣＭ信号に、図３９及び図４０に示す
ように滑らかにつながるように加算し、その加算出力を
さらにオーバーサンプリングした後に、ΔΣ変調して１
ビットオーディオ信号を生成している。
【０１７５】したがって、この１ビットオーディオ信号
には、ＰＣＭ信号の周波数帯域を越え、かつＰＣＭ信号
に相関のある信号がＰＣＭ信号に関連する傾きで、さら
に入力信号のダイナミックレンジが考慮されて付加され
ているので、聴覚的な音像の奥行き感が前後に広がるよ
うな自然な感じを出すことができる。
には、ＰＣＭ信号の周波数帯域を越え、かつＰＣＭ信号
に相関のある信号がＰＣＭ信号に関連する傾きで、さら
に入力信号のダイナミックレンジが考慮されて付加され
ているので、聴覚的な音像の奥行き感が前後に広がるよ
うな自然な感じを出すことができる。
【０１７６】また、このディジタルオーディオ信号処理
装置１１０５のスペクトル発生部１１４に、前記実施例
２−２で説明したようなスペクトル加算部１３５と、掛
け算器１３８と、出力端子１３６と、入力端子１３９
と、合成係数ｋの入力端子１３７とを新たに加えて、他
のチャンネルｃｈ２で生成したスペクトル情報を合成
し、合成率を制御することにより、ＰＣＭ信号に付加す
る高域信号のチャンネル間の分離度を制御できるように
してもよい。
装置１１０５のスペクトル発生部１１４に、前記実施例
２−２で説明したようなスペクトル加算部１３５と、掛
け算器１３８と、出力端子１３６と、入力端子１３９
と、合成係数ｋの入力端子１３７とを新たに加えて、他
のチャンネルｃｈ２で生成したスペクトル情報を合成
し、合成率を制御することにより、ＰＣＭ信号に付加す
る高域信号のチャンネル間の分離度を制御できるように
してもよい。
【０１７７】次に、第２の実施の形態の第６実施例（以
下、実施例２−６と記す）となる、ディジタルオーディ
オ信号処理装置１１０６について図４１〜図４３を用い
て説明する。先ず、構成について前記実施例２−４と異
なる点を中心に説明する。この実施例２−６のディジタ
ルオーディオ信号処理装置１１０６は、実施例２−４の
ディジタルオーディオ信号処理装置１１０４の正規化＆
波形合成部１１６に、新たに、パワー算出部１５４と、
傾き係数発生部１７１と、掛け算器１７２とを追加し
た。
下、実施例２−６と記す）となる、ディジタルオーディ
オ信号処理装置１１０６について図４１〜図４３を用い
て説明する。先ず、構成について前記実施例２−４と異
なる点を中心に説明する。この実施例２−６のディジタ
ルオーディオ信号処理装置１１０６は、実施例２−４の
ディジタルオーディオ信号処理装置１１０４の正規化＆
波形合成部１１６に、新たに、パワー算出部１５４と、
傾き係数発生部１７１と、掛け算器１７２とを追加し
た。
【０１７８】パワー算出部１５４は、周波数分析部１１
２による周波数分析の結果得られた周波数分析結果の出
力から、例えば、１８ｋＨｚ〜２０ｋＨｚのパワーを算
出し、傾き係数発生部１７１に送る。
２による周波数分析の結果得られた周波数分析結果の出
力から、例えば、１８ｋＨｚ〜２０ｋＨｚのパワーを算
出し、傾き係数発生部１７１に送る。
【０１７９】傾き係数発生部１７１は、パワー算出部１
５４からのパワーの値により、“０”から“１”までの
連続した値を傾き係数として出力する。パワーの値が小
さいときは、より“０”に近い値を出力し、パワーの値
が大きいときは、より“１”に近い値を出力し、掛け算
器１７１に送る。
５４からのパワーの値により、“０”から“１”までの
連続した値を傾き係数として出力する。パワーの値が小
さいときは、より“０”に近い値を出力し、パワーの値
が大きいときは、より“１”に近い値を出力し、掛け算
器１７１に送る。
【０１８０】掛け算器１７１は、ｆ特傾き算出部１４５
で算出した前記ｆ特傾き値に、前記傾き係数を掛けて、
傾き特性発生部１４６に送る。
で算出した前記ｆ特傾き値に、前記傾き係数を掛けて、
傾き特性発生部１４６に送る。
【０１８１】傾き特性発生部１４６は、掛け算器１７１
からの掛け算出力に応じた傾き特性を発生し、掛け算器
１４１に供給する。
からの掛け算出力に応じた傾き特性を発生し、掛け算器
１４１に供給する。
【０１８２】パワー算出部１５４のパワー値が大きいと
き、傾き係数発生部１７１は“１”に近い傾き係数を発
生する。すると、掛け算器１７１は、ｆ特傾き算出部１
４５で生成された傾きをそのまま、傾き特性発生部１４
６に出力する。
き、傾き係数発生部１７１は“１”に近い傾き係数を発
生する。すると、掛け算器１７１は、ｆ特傾き算出部１
４５で生成された傾きをそのまま、傾き特性発生部１４
６に出力する。
【０１８３】傾き特性発生部１４６は、前記傾きに応じ
たフィルタ特性（傾き特性）を発生し、掛け算器１４１
に供給する。
たフィルタ特性（傾き特性）を発生し、掛け算器１４１
に供給する。
【０１８４】掛け算器１４１は、スペクトル加算部１２
６で生成されたスペクトルに傾き特性発生部１４６で発
生されたフィルタ特性を掛け算し、ゲイン調整部１２８
に送る。ゲイン調整部１２８は、掛け算器１４１のスペ
クトル出力のパワーを、前記ゲイン算出部１２７からの
係数を用いて調整し、波形合成部１２９に送る。
６で生成されたスペクトルに傾き特性発生部１４６で発
生されたフィルタ特性を掛け算し、ゲイン調整部１２８
に送る。ゲイン調整部１２８は、掛け算器１４１のスペ
クトル出力のパワーを、前記ゲイン算出部１２７からの
係数を用いて調整し、波形合成部１２９に送る。
【０１８５】加算器１１８は、正規化＆波形合成部１１
６の波形合成部１２９で生成された時間波形と、オーバ
ーサンプリング処理部１１７で２倍オーバーサンプリン
グ処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これにより、図
４２に示すように、周波数スペクトルがつながる。
６の波形合成部１２９で生成された時間波形と、オーバ
ーサンプリング処理部１１７で２倍オーバーサンプリン
グ処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これにより、図
４２に示すように、周波数スペクトルがつながる。
【０１８６】すなわち、周波数スペクトル上で見ると、
図４２に示すように、スペクトル加算部１２６で生成し
たスペクトルを掛け算器１４１で処理した出力１７６
に、ゲイン調整部１２８でパワー調整した後のスペクト
ル１７７は、前記入力端子１１１から入力されたＰＣＭ
信号に周波数分析部１１２で周波数分析処理を施した結
果１７５につながる。
図４２に示すように、スペクトル加算部１２６で生成し
たスペクトルを掛け算器１４１で処理した出力１７６
に、ゲイン調整部１２８でパワー調整した後のスペクト
ル１７７は、前記入力端子１１１から入力されたＰＣＭ
信号に周波数分析部１１２で周波数分析処理を施した結
果１７５につながる。
【０１８７】また、パワー算出部１５４のパワー値が小
さいとき、傾き係数発生部１７１は“０”に近い傾き係
数を発生する。すると、掛け算器１７１は、ｆ特傾き算
出部１４５で生成された傾きに０に近い値を掛けること
になり、傾き特性発生部１４６は平坦に近い周波数特性
を発生させる。
さいとき、傾き係数発生部１７１は“０”に近い傾き係
数を発生する。すると、掛け算器１７１は、ｆ特傾き算
出部１４５で生成された傾きに０に近い値を掛けること
になり、傾き特性発生部１４６は平坦に近い周波数特性
を発生させる。
【０１８８】すると、掛け算器１４１は、スペクトル加
算部１２６で生成されたスペクトルに、傾き特性発生部
１４６で発生された平坦に近い周波数特性を掛け算し、
ゲイン調整部１２８に送る。
算部１２６で生成されたスペクトルに、傾き特性発生部
１４６で発生された平坦に近い周波数特性を掛け算し、
ゲイン調整部１２８に送る。
【０１８９】ゲイン調整部１２８は、掛け算器１４１の
スペクトル出力のパワーを、前記ゲイン算出部１２７か
らの係数を用いて調整し、波形合成部１２９に送る。
スペクトル出力のパワーを、前記ゲイン算出部１２７か
らの係数を用いて調整し、波形合成部１２９に送る。
【０１９０】加算器１１８は、正規化＆波形合成部１１
６の波形合成部１２９で生成された時間波形と、オーバ
ーサンプリング処理部１１７で２倍オーバーサンプリン
グ処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これにより、図
４３に示すように、周波数スペクトルがつながる。
６の波形合成部１２９で生成された時間波形と、オーバ
ーサンプリング処理部１１７で２倍オーバーサンプリン
グ処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これにより、図
４３に示すように、周波数スペクトルがつながる。
【０１９１】すなわち、周波数スペクトル上で見ると、
図４３に示すように、スペクトル加算部１２６で生成し
たスペクトルを掛け算器１４１で処理した出力１７９
に、ゲイン調整部１２８でパワー調整した後のスペクト
ル１８０は、前記入力端子１１１から入力されたＰＣＭ
信号に周波数分析部１１２で周波数分析処理を施した結
果１７８につながる。
図４３に示すように、スペクトル加算部１２６で生成し
たスペクトルを掛け算器１４１で処理した出力１７９
に、ゲイン調整部１２８でパワー調整した後のスペクト
ル１８０は、前記入力端子１１１から入力されたＰＣＭ
信号に周波数分析部１１２で周波数分析処理を施した結
果１７８につながる。
【０１９２】なお、図４３には比較のため、傾き係数発
生部１７１での傾き係数発生を使わなかったときのゲイ
ン調整部１２８からのスペクトル１８１を示す。
生部１７１での傾き係数発生を使わなかったときのゲイ
ン調整部１２８からのスペクトル１８１を示す。
【０１９３】そして、図４２及び図４３に周波数特性を
示した加算器１１８の加算出力は、オーバーサンプリン
グ処理部１１９により、３２×４４．１ＫＨｚのサンプ
リング周波数でオーバーサンプリングされる。これによ
りΔΣ変調部１２０には、前記図４２及び図４３に示し
た周波数特性で、サンプリング周波数が４４．１ＫＨｚ
のＰＣＭ信号の６４倍オーバーサンプリング出力が供給
される。
示した加算器１１８の加算出力は、オーバーサンプリン
グ処理部１１９により、３２×４４．１ＫＨｚのサンプ
リング周波数でオーバーサンプリングされる。これによ
りΔΣ変調部１２０には、前記図４２及び図４３に示し
た周波数特性で、サンプリング周波数が４４．１ＫＨｚ
のＰＣＭ信号の６４倍オーバーサンプリング出力が供給
される。
【０１９４】ΔΣ変調部１２０は、前述したように高音
質の１ビットオーディオ信号を出力することができる。
この高音質の１ビットオーディオ信号は出力端子１２１
を介してディジタルオーディオ信号処理装置１１０６の
出力とされる。
質の１ビットオーディオ信号を出力することができる。
この高音質の１ビットオーディオ信号は出力端子１２１
を介してディジタルオーディオ信号処理装置１１０６の
出力とされる。
【０１９５】以上説明した実施例２−６のディジタルオ
ーディオ信号処理装置１１０６は、元のＰＣＭ信号には
含まれない可聴帯域外の高域の信号のスペクトルを元Ｐ
ＣＭ信号の倍音を算出することにより発生させ、正規化
＆波形合成部１１６によって入力信号の周波数特性、ダ
イナミックレンジを考慮したスペクトルに制限してか
ら、そのパワーを正規化し、そして時間波形信号に合成
してから、オーバーサンプリングしたＰＣＭ信号に、図
４２及び図４３に示すように滑らかにつながるように加
算し、その加算出力をさらにオーバーサンプリングした
後に、ΔΣ変調して１ビットオーディオ信号を生成して
いる。
ーディオ信号処理装置１１０６は、元のＰＣＭ信号には
含まれない可聴帯域外の高域の信号のスペクトルを元Ｐ
ＣＭ信号の倍音を算出することにより発生させ、正規化
＆波形合成部１１６によって入力信号の周波数特性、ダ
イナミックレンジを考慮したスペクトルに制限してか
ら、そのパワーを正規化し、そして時間波形信号に合成
してから、オーバーサンプリングしたＰＣＭ信号に、図
４２及び図４３に示すように滑らかにつながるように加
算し、その加算出力をさらにオーバーサンプリングした
後に、ΔΣ変調して１ビットオーディオ信号を生成して
いる。
【０１９６】したがって、この１ビットオーディオ信号
には、ＰＣＭ信号の周波数帯域を越え、かつＰＣＭ信号
に相関のある信号がＰＣＭ信号に関連する傾きで、さら
に入力信号の周波数特性、ダイナミックレンジが考慮さ
れて付加されているので、聴覚的な音像の奥行き感が前
後に広がるような自然な感じを出すことができる。
には、ＰＣＭ信号の周波数帯域を越え、かつＰＣＭ信号
に相関のある信号がＰＣＭ信号に関連する傾きで、さら
に入力信号の周波数特性、ダイナミックレンジが考慮さ
れて付加されているので、聴覚的な音像の奥行き感が前
後に広がるような自然な感じを出すことができる。
【０１９７】また、このディジタルオーディオ信号処理
装置１１０６のスペクトル発生部１１４に、前記実施例
２−２で説明したようなスペクトル加算部１３５と、掛
け算器１３８と、出力端子１３６と、入力端子１３９
と、合成係数ｋの入力端子１３７とを新たに加えて、他
のチャンネルｃｈ２で生成したスペクトル情報を合成
し、合成率を制御することにより、ＰＣＭ信号に付加す
る高域信号のチャンネル間の分離度を制御できるように
してもよい。
装置１１０６のスペクトル発生部１１４に、前記実施例
２−２で説明したようなスペクトル加算部１３５と、掛
け算器１３８と、出力端子１３６と、入力端子１３９
と、合成係数ｋの入力端子１３７とを新たに加えて、他
のチャンネルｃｈ２で生成したスペクトル情報を合成
し、合成率を制御することにより、ＰＣＭ信号に付加す
る高域信号のチャンネル間の分離度を制御できるように
してもよい。
【０１９８】以上、実施例２−１、２−２、２−３、２
−４、２−５、２−６の各説明からも明かなように、第
２の実施の形態のディジタルオーディオ信号処理装置１
１０は、可聴帯域外の高域の信号を入力信号に相関を持
たせてスペクトル発生部１１４、及び正規化＆波形合成
部１１６によって発生させ、オーバーサンプリングした
ＰＣＭ信号に加算し、その加算出力をさらにオーバーサ
ンプリングした後に、ΔΣ変調して１ビットオーディオ
信号を生成している。
−４、２−５、２−６の各説明からも明かなように、第
２の実施の形態のディジタルオーディオ信号処理装置１
１０は、可聴帯域外の高域の信号を入力信号に相関を持
たせてスペクトル発生部１１４、及び正規化＆波形合成
部１１６によって発生させ、オーバーサンプリングした
ＰＣＭ信号に加算し、その加算出力をさらにオーバーサ
ンプリングした後に、ΔΣ変調して１ビットオーディオ
信号を生成している。
【０１９９】これにより、第２の実施の形態は、聴覚的
な音像のそれぞれの奥行き感が前後に広がり、ステレオ
感も左右に広がり、音の分離が良くなる１ビットオーデ
ィオ信号を生成することができる。また、この１ビット
オーディオ信号によれば、微妙な音も再現され、例えば
ホールなどのバックグランドノイズも聞き取れるように
なるため雰囲気がよりよくなる。また、脳は測定を行う
とα波の発生が確認され、心地良さが増すという結果も
得られた。
な音像のそれぞれの奥行き感が前後に広がり、ステレオ
感も左右に広がり、音の分離が良くなる１ビットオーデ
ィオ信号を生成することができる。また、この１ビット
オーディオ信号によれば、微妙な音も再現され、例えば
ホールなどのバックグランドノイズも聞き取れるように
なるため雰囲気がよりよくなる。また、脳は測定を行う
とα波の発生が確認され、心地良さが増すという結果も
得られた。
【０２００】次に、第３の実施の形態について説明す
る。この第３の実施の形態も、図１に示すような高速１
ビット・オーディオ信号生成システム１に含まれる、デ
ィジタルオーディオ信号処理装置１９０である。
る。この第３の実施の形態も、図１に示すような高速１
ビット・オーディオ信号生成システム１に含まれる、デ
ィジタルオーディオ信号処理装置１９０である。
【０２０１】ディジタルオーディオ信号処理装置１９０
の構成を図４４に示す。このディジタルオーディオ信号
処理装置１９０は、入力端子１９１から入力された、Ｐ
ＣＭ信号に周波数分析処理を施す周波数分析部１９２
と、周波数分析部１９２の周波数分析結果からＰＣＭ信
号に加算する信号を生成する可聴帯域外高域信号生成部
１９３とを備える。
の構成を図４４に示す。このディジタルオーディオ信号
処理装置１９０は、入力端子１９１から入力された、Ｐ
ＣＭ信号に周波数分析処理を施す周波数分析部１９２
と、周波数分析部１９２の周波数分析結果からＰＣＭ信
号に加算する信号を生成する可聴帯域外高域信号生成部
１９３とを備える。
【０２０２】また、ディジタルオーディオ信号処理装置
１９０は、前記ＰＣＭ信号をｍ×ｆｓのサンプリング周
波数でオーバーサンプリングするオーバーサンプリング
処理部１９４と、オーバーサンプリング処理部１９４に
てオーバーサンプリングされたＰＣＭ信号と可聴帯域外
高域信号生成部１９３で生成された可聴帯域外高域信号
を加算する加算器１９５と、加算器１９５の加算出力を
ｎ×ｆｓのサンプリング周波数でオーバーサンプリング
するオーバーサンプリング処理部１９６と、オーバーサ
ンプリング処理部１９６にてオーバーサンプリングされ
たマルチビットディジタル信号を１ビットディジタル信
号に変換し、出力端子１９８から外部に導出するΔΣ変
調部１９７とを備える。周波数分析部１９２は、入力端
子１９１から入力されたＰＣＭ信号に、例えば高速フー
リエ変換ＦＦＴを用いてＤＣ〜２２．０５ＫＨｚの範囲
で周波数分析処理を施し、その周波数分析結果を可聴帯
域外高域信号生成部１９３に供給する。
１９０は、前記ＰＣＭ信号をｍ×ｆｓのサンプリング周
波数でオーバーサンプリングするオーバーサンプリング
処理部１９４と、オーバーサンプリング処理部１９４に
てオーバーサンプリングされたＰＣＭ信号と可聴帯域外
高域信号生成部１９３で生成された可聴帯域外高域信号
を加算する加算器１９５と、加算器１９５の加算出力を
ｎ×ｆｓのサンプリング周波数でオーバーサンプリング
するオーバーサンプリング処理部１９６と、オーバーサ
ンプリング処理部１９６にてオーバーサンプリングされ
たマルチビットディジタル信号を１ビットディジタル信
号に変換し、出力端子１９８から外部に導出するΔΣ変
調部１９７とを備える。周波数分析部１９２は、入力端
子１９１から入力されたＰＣＭ信号に、例えば高速フー
リエ変換ＦＦＴを用いてＤＣ〜２２．０５ＫＨｚの範囲
で周波数分析処理を施し、その周波数分析結果を可聴帯
域外高域信号生成部１９３に供給する。
【０２０３】可聴帯域外高域信号生成部１９３は、ＰＣ
Ｍ信号に加算するための可聴帯域外の高域の信号をＰＣ
Ｍ信号に相関を持たせて生成し、加算器１９５に供給す
る。
Ｍ信号に加算するための可聴帯域外の高域の信号をＰＣ
Ｍ信号に相関を持たせて生成し、加算器１９５に供給す
る。
【０２０４】オーバーサンプリング処理部１９４は、入
力端子１９１から入力された量子化周波数４４．１ｋＨ
ｚ、量子化語長１６ｂｉｔのＰＣＭ信号を、２×４４．
１ｋＨｚのサンプリング周波数でオーバーサンプリング
し、オーバーサンプリング処理出力を加算器１９５に供
給する。
力端子１９１から入力された量子化周波数４４．１ｋＨ
ｚ、量子化語長１６ｂｉｔのＰＣＭ信号を、２×４４．
１ｋＨｚのサンプリング周波数でオーバーサンプリング
し、オーバーサンプリング処理出力を加算器１９５に供
給する。
【０２０５】加算器１９５は、加算用波形政経部１９３
からの加算用波形信号とオーバーサンプリング処理部１
９４からのオーバーサンプリング出力とを加算し、その
加算出力をオーバーサンプリング処理部１９６に送る。
からの加算用波形信号とオーバーサンプリング処理部１
９４からのオーバーサンプリング出力とを加算し、その
加算出力をオーバーサンプリング処理部１９６に送る。
【０２０６】オーバーサンプリング処理部１９６は、前
記加算出力を３２×４４．１ｋＨｚのサンプリング周波
数でオーバーサンプリングする。よって、このオーバー
サンプリング処理部１９６からのオーバーサンプリング
出力は、前記量子化周波数４４．１ｋＨｚ、量子化語長
１６ｂｉｔのＰＣＭ信号の６４倍オーバーサンプリング
出力となる。この６４倍オーバーサンプリング出力は、
ΔΣ変調部１９７に送られ、デルタシグマ変調処理が施
されて１ビットオーディオ信号となり、出力端子１９８
に供給される。
記加算出力を３２×４４．１ｋＨｚのサンプリング周波
数でオーバーサンプリングする。よって、このオーバー
サンプリング処理部１９６からのオーバーサンプリング
出力は、前記量子化周波数４４．１ｋＨｚ、量子化語長
１６ｂｉｔのＰＣＭ信号の６４倍オーバーサンプリング
出力となる。この６４倍オーバーサンプリング出力は、
ΔΣ変調部１９７に送られ、デルタシグマ変調処理が施
されて１ビットオーディオ信号となり、出力端子１９８
に供給される。
【０２０７】この第３の実施の形態のディジタルオーデ
ィオ信号処理装置１９０は、可聴帯域外高域信号生成手
段１９３を、図４５に示す構成例とする。図４５に示す
構成例の可聴帯域外高域信号生成手段１９３を備えるデ
ィジタルオーディオ信号処理装置１９０の具体例（１９
０１）を実施例３−１として以下に説明する。
ィオ信号処理装置１９０は、可聴帯域外高域信号生成手
段１９３を、図４５に示す構成例とする。図４５に示す
構成例の可聴帯域外高域信号生成手段１９３を備えるデ
ィジタルオーディオ信号処理装置１９０の具体例（１９
０１）を実施例３−１として以下に説明する。
【０２０８】この実施例３−１のディジタルオーディオ
信号処理装置１９０１は、可聴帯域外高域信号生成部１
９３を、図４５に示すように、ｆ特傾き算出部２０１
と、ゲイン算出部２０２と、ゲイン調整部２０３と、ス
ペクトルのコピー部２０４と、スペクトル加算部２０５
と、波形合成部２０６とから構成している。
信号処理装置１９０１は、可聴帯域外高域信号生成部１
９３を、図４５に示すように、ｆ特傾き算出部２０１
と、ゲイン算出部２０２と、ゲイン調整部２０３と、ス
ペクトルのコピー部２０４と、スペクトル加算部２０５
と、波形合成部２０６とから構成している。
【０２０９】スペクトルコピー部２０４は、周波数分析
部１９２からの図４６に示す周波数分析結果２１０か
ら、例えば、１５ｋＨｚ〜２０ｋＨｚまで（図４６に斜
線で示す）のスペクトルをコピーする。そして、２０ｋ
Ｈｚから２５ｋＨｚと、２５ｋＨｚから３０ｋＨｚと、
３０ｋＨｚから３５ｋＨｚと、３５ｋＨｚから４０ｋＨ
ｚとのそれぞれにコピー出力を行い、各ブロックよりな
るスペクトル２１１を作り出り、ゲイン調整部２０３に
送る。
部１９２からの図４６に示す周波数分析結果２１０か
ら、例えば、１５ｋＨｚ〜２０ｋＨｚまで（図４６に斜
線で示す）のスペクトルをコピーする。そして、２０ｋ
Ｈｚから２５ｋＨｚと、２５ｋＨｚから３０ｋＨｚと、
３０ｋＨｚから３５ｋＨｚと、３５ｋＨｚから４０ｋＨ
ｚとのそれぞれにコピー出力を行い、各ブロックよりな
るスペクトル２１１を作り出り、ゲイン調整部２０３に
送る。
【０２１０】ｆ特傾き算出部２０１は、図４７に示すよ
うに、周波数分析部１９２の周波数分析結果２１２か
ら、スペクトルコピー部２０４でコピーした１５ｋＨｚ
〜２０ｋＨｚまでのスペクトル（斜線）の傾き２１３を
算出し、ゲイン算出部２０２に送る。
うに、周波数分析部１９２の周波数分析結果２１２か
ら、スペクトルコピー部２０４でコピーした１５ｋＨｚ
〜２０ｋＨｚまでのスペクトル（斜線）の傾き２１３を
算出し、ゲイン算出部２０２に送る。
【０２１１】ゲイン算出部２０２は、図４８に示すよう
に、ｆ特傾き算出部２０１にて前記周波数分析結果２１
４から算出した傾きから、スペクトルコピー部２０４で
のコピーにより生成された各ブロックのスペクトル２１
１に対応したそれぞれのゲイン２１５を算出し、ゲイン
調整部２０３に送る。
に、ｆ特傾き算出部２０１にて前記周波数分析結果２１
４から算出した傾きから、スペクトルコピー部２０４で
のコピーにより生成された各ブロックのスペクトル２１
１に対応したそれぞれのゲイン２１５を算出し、ゲイン
調整部２０３に送る。
【０２１２】ゲイン調整部２０３は、ゲイン算出部２０
２で算出したゲインに基づいて、スペクトルのコピー部
２０４で生成した各ブロック毎のゲイン２１５を調整
し、図４９に示すように、ゲイン調整された各ブロック
毎のスペクトル２１６を生成し、スペクトル加算部２０
５に送る。
２で算出したゲインに基づいて、スペクトルのコピー部
２０４で生成した各ブロック毎のゲイン２１５を調整
し、図４９に示すように、ゲイン調整された各ブロック
毎のスペクトル２１６を生成し、スペクトル加算部２０
５に送る。
【０２１３】スペクトル加算部２０５は、前記各ブロッ
ク毎のスペクトル２１６を周波数毎にそれぞれ加算し、
波形合成部２０６に供給する。
ク毎のスペクトル２１６を周波数毎にそれぞれ加算し、
波形合成部２０６に供給する。
【０２１４】波形合成部２０６は、スペクトル加算部２
０５で生成されたスペクトルに、例えば、逆ＦＦＴ処理
を施し、周波数スペクトルを時間波形に変換して、加算
器１９５に送る。
０５で生成されたスペクトルに、例えば、逆ＦＦＴ処理
を施し、周波数スペクトルを時間波形に変換して、加算
器１９５に送る。
【０２１５】加算器１９５は、可聴帯域外高域信号生成
部１９３の波形合成部２０６で生成された時間波形と、
オーバーサンプリング処理部１９４で２倍オーバーサン
プリング処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これによ
り、図５０に示すように、周波数スペクトル２１７がつ
ながる。
部１９３の波形合成部２０６で生成された時間波形と、
オーバーサンプリング処理部１９４で２倍オーバーサン
プリング処理されたＰＣＭ信号とを加算する。これによ
り、図５０に示すように、周波数スペクトル２１７がつ
ながる。
【０２１６】すなわち、周波数スペクトル上で見ると、
図５０に示すように、波形合成部２０６で生成した各ブ
ロック毎のスペクトルは、前記入力端子１９１から入力
されたＰＣＭ信号につながる。
図５０に示すように、波形合成部２０６で生成した各ブ
ロック毎のスペクトルは、前記入力端子１９１から入力
されたＰＣＭ信号につながる。
【０２１７】そして、図５０に周波数特性２１７を示し
た加算器１９５の加算出力は、オーバーサンプリング処
理部１９６により、３２×４４．１ＫＨｚのサンプリン
グ周波数でオーバーサンプリングされる。これによりΔ
Σ変調部１９７には、前記図５０に示した周波数特性
で、サンプリング周波数が４４．１ＫＨｚのＰＣＭ信号
の６４倍オーバーサンプリング出力が供給される。
た加算器１９５の加算出力は、オーバーサンプリング処
理部１９６により、３２×４４．１ＫＨｚのサンプリン
グ周波数でオーバーサンプリングされる。これによりΔ
Σ変調部１９７には、前記図５０に示した周波数特性
で、サンプリング周波数が４４．１ＫＨｚのＰＣＭ信号
の６４倍オーバーサンプリング出力が供給される。
【０２１８】ΔΣ変調部１９７は、前記図６に示す基本
的な構成を採る。実際には、図７に示すような５次の構
成であり、高音質の１ビットオーディオ信号を出力する
ことができる。この高音質の１ビットオーディオ信号は
出力端子１９８を介してディジタルオーディオ信号処理
装置１９０１の出力とされる。
的な構成を採る。実際には、図７に示すような５次の構
成であり、高音質の１ビットオーディオ信号を出力する
ことができる。この高音質の１ビットオーディオ信号は
出力端子１９８を介してディジタルオーディオ信号処理
装置１９０１の出力とされる。
【０２１９】以上説明した実施例３−１のディジタルオ
ーディオ信号処理装置１９０１は、元のＰＣＭ信号には
含まれない可聴帯域外の高域の信号を元ＰＣＭ信号のｆ
特から算出した傾きを基に生成し、オーバーサンプリン
グしたＰＣＭ信号に、図５０に示すように滑らかにつな
がるように加算し、その加算出力をさらにオーバーサン
プリングした後に、ΔΣ変調して１ビットオーディオ信
号を生成している。この１ビットオーディオ信号には、
ＰＣＭ信号の周波数帯域を越え、かつＰＣＭ信号に相関
のある信号が付加されているので、聴覚的な音像の奥行
き感が前後に広がるような自然な感じを出すことができ
る。
ーディオ信号処理装置１９０１は、元のＰＣＭ信号には
含まれない可聴帯域外の高域の信号を元ＰＣＭ信号のｆ
特から算出した傾きを基に生成し、オーバーサンプリン
グしたＰＣＭ信号に、図５０に示すように滑らかにつな
がるように加算し、その加算出力をさらにオーバーサン
プリングした後に、ΔΣ変調して１ビットオーディオ信
号を生成している。この１ビットオーディオ信号には、
ＰＣＭ信号の周波数帯域を越え、かつＰＣＭ信号に相関
のある信号が付加されているので、聴覚的な音像の奥行
き感が前後に広がるような自然な感じを出すことができ
る。
【０２２０】この実施例３−１のディジタルオーディオ
信号処理装置１９０１において、オーバーサンプリング
処理部１９４では２倍オーバーサンプリング処理を、オ
ーバーサンプリング処理部１９６では、３２倍オーバー
サンプリング処理を行ったが、オーバーサンプリング処
理部１９４では４倍オーバーサンプリング処理を、オー
バーサンプリング処理部１９６では、１６倍オーバーサ
ンプリング処理を行ってもよい。また、オーバーサンプ
リング処理部１９４では８倍オーバーサンプリング処理
を、オーバーサンプリング処理部１９６でも、８倍オー
バーサンプリング処理を行ってもよい。
信号処理装置１９０１において、オーバーサンプリング
処理部１９４では２倍オーバーサンプリング処理を、オ
ーバーサンプリング処理部１９６では、３２倍オーバー
サンプリング処理を行ったが、オーバーサンプリング処
理部１９４では４倍オーバーサンプリング処理を、オー
バーサンプリング処理部１９６では、１６倍オーバーサ
ンプリング処理を行ってもよい。また、オーバーサンプ
リング処理部１９４では８倍オーバーサンプリング処理
を、オーバーサンプリング処理部１９６でも、８倍オー
バーサンプリング処理を行ってもよい。
【０２２１】また、このディジタルオーディオ信号処理
装置１９０３の可聴帯域外高域信号生成部１９３に、前
記実施例２−２で説明したようなスペクトル加算部１３
５と、掛け算器１３８と、出力端子１３６と、入力端子
１３９と、合成係数ｋの入力端子１３７とを新たに加え
て、他のチャンネルｃｈ２で生成したスペクトル情報を
合成し、合成率を制御することにより、ＰＣＭ信号に付
加する高域信号のチャンネル間の分離度を制御できるよ
うにしてもよい。
装置１９０３の可聴帯域外高域信号生成部１９３に、前
記実施例２−２で説明したようなスペクトル加算部１３
５と、掛け算器１３８と、出力端子１３６と、入力端子
１３９と、合成係数ｋの入力端子１３７とを新たに加え
て、他のチャンネルｃｈ２で生成したスペクトル情報を
合成し、合成率を制御することにより、ＰＣＭ信号に付
加する高域信号のチャンネル間の分離度を制御できるよ
うにしてもよい。
【０２２２】したがって、実施例３−１の説明からも明
かなように、第３の実施の形態のディジタルオーディオ
信号処理装置１９０は、可聴帯域外高域信号生成部１９
３を備え、元のＰＣＭ信号の周波数分析結果をコピーす
ることによって、ＰＣＭ信号には含まれない可聴帯域外
の高域の信号を発生させ、元の信号に加算してからΔΣ
変調している。これにより、第３の実施の形態は、聴覚
的な音像のそれぞれの奥行き感が前後に広がり、ステレ
オ感も左右に広がり、音の分離が良くなる１ビットオー
ディオ信号を生成することができる。また、この１ビッ
トオーディオ信号によれば、微妙な音も再現され、例え
ばホールなどのバックグランドノイズも聞き取れるよう
になるため雰囲気がよりよくなる。また、脳は測定を行
うとα波の発生が確認され、心地良さが増すという結果
も得られた。
かなように、第３の実施の形態のディジタルオーディオ
信号処理装置１９０は、可聴帯域外高域信号生成部１９
３を備え、元のＰＣＭ信号の周波数分析結果をコピーす
ることによって、ＰＣＭ信号には含まれない可聴帯域外
の高域の信号を発生させ、元の信号に加算してからΔΣ
変調している。これにより、第３の実施の形態は、聴覚
的な音像のそれぞれの奥行き感が前後に広がり、ステレ
オ感も左右に広がり、音の分離が良くなる１ビットオー
ディオ信号を生成することができる。また、この１ビッ
トオーディオ信号によれば、微妙な音も再現され、例え
ばホールなどのバックグランドノイズも聞き取れるよう
になるため雰囲気がよりよくなる。また、脳は測定を行
うとα波の発生が確認され、心地良さが増すという結果
も得られた。
【０２２３】
【発明の効果】本発明のディジタル信号処理装置及び方
法は、第１のオーバーサンプリング処理によるマルチビ
ットディジタル信号に、ノイズレベルが正規化されたデ
ィザ信号を可聴帯域外の高域信号として滑らかにつなげ
た加算出力を、第２のオーバーサンプリング処理により
オーバーサンプリングしてからΔΣ変調して１ビットオ
ーディオ信号を生成する。このように、元のＰＣＭ信号
には含まれない可聴帯域外の高域の信号をディザ信号に
よって発生させ、元の信号に加算し１ビットオーディオ
信号とするので、聴覚的な音像のそれぞれの奥行き感が
前後に広がり、ステレオ感も左右に広がり、音の分離が
良くなる。さらに、微妙な音も再現され、例えばホール
などのバックグランドノイズも聞き取れるようになるた
め雰囲気がよくなる。また、脳は測定を行うとα波の発
生が確認され、心地良さが増すという結果も得られた。
法は、第１のオーバーサンプリング処理によるマルチビ
ットディジタル信号に、ノイズレベルが正規化されたデ
ィザ信号を可聴帯域外の高域信号として滑らかにつなげ
た加算出力を、第２のオーバーサンプリング処理により
オーバーサンプリングしてからΔΣ変調して１ビットオ
ーディオ信号を生成する。このように、元のＰＣＭ信号
には含まれない可聴帯域外の高域の信号をディザ信号に
よって発生させ、元の信号に加算し１ビットオーディオ
信号とするので、聴覚的な音像のそれぞれの奥行き感が
前後に広がり、ステレオ感も左右に広がり、音の分離が
良くなる。さらに、微妙な音も再現され、例えばホール
などのバックグランドノイズも聞き取れるようになるた
め雰囲気がよくなる。また、脳は測定を行うとα波の発
生が確認され、心地良さが増すという結果も得られた。
【０２２４】本発明のディジタル信号処理装置及び方法
によれば、周波数分析処理で得られた周波数分析結果に
基づいて可聴帯域外の高域信号のスペクトルを発生し、
このスペクトルのノイズレベルを正規化してから、時間
波形信号として、第１のオーバーサンプリング処理によ
るマルチビットディジタル信号に滑らかにつなげ、その
加算出力を、第２のオーバーサンプリング処理によりオ
ーバーサンプリングしてからΔΣ変調して１ビットオー
ディオ信号を生成する。このように、元のＰＣＭ信号に
は含まれない可聴帯域外の高域の信号を元のＰＣＭ信号
の周波数分析処理結果から発生して、元のＰＣＭ信号に
加算して１ビットオーディオ信号とするので、聴覚的な
音像のそれぞれの奥行き感が前後に広がり、ステレオ感
も左右に広がり、音の分離が良くなる。さらに、微妙な
音も再現され、例えばホールなどのバックグランドノイ
ズも聞き取れるようになるため雰囲気がよくなる。ま
た、高域信号を左右のチャンネルで合成することによ
り、これらの効果をコントロールすることが可能とな
る。また、脳は測定を行うとα波の発生が確認され、心
地良さが増すという結果も得られた。
によれば、周波数分析処理で得られた周波数分析結果に
基づいて可聴帯域外の高域信号のスペクトルを発生し、
このスペクトルのノイズレベルを正規化してから、時間
波形信号として、第１のオーバーサンプリング処理によ
るマルチビットディジタル信号に滑らかにつなげ、その
加算出力を、第２のオーバーサンプリング処理によりオ
ーバーサンプリングしてからΔΣ変調して１ビットオー
ディオ信号を生成する。このように、元のＰＣＭ信号に
は含まれない可聴帯域外の高域の信号を元のＰＣＭ信号
の周波数分析処理結果から発生して、元のＰＣＭ信号に
加算して１ビットオーディオ信号とするので、聴覚的な
音像のそれぞれの奥行き感が前後に広がり、ステレオ感
も左右に広がり、音の分離が良くなる。さらに、微妙な
音も再現され、例えばホールなどのバックグランドノイ
ズも聞き取れるようになるため雰囲気がよくなる。ま
た、高域信号を左右のチャンネルで合成することによ
り、これらの効果をコントロールすることが可能とな
る。また、脳は測定を行うとα波の発生が確認され、心
地良さが増すという結果も得られた。
【０２２５】本発明のディジタル信号処理装置及び方法
によれば、周波数分析処理で得られた周波数分析結果を
コピーして可聴帯域外の高域信号を発生し、第１のオー
バーサンプリング処理によるマルチビットディジタル信
号に滑らかにつなげ、その加算出力を、第２のオーバー
サンプリング処理によりオーバーサンプリングしてから
ΔΣ変調して１ビットオーディオ信号を生成する。この
ように、元のＰＣＭ信号には含まれない可聴帯域外の高
域の信号を元のＰＣＭ信号の周波数分析処理結果からコ
ピーして発生し、元のＰＣＭ信号に加算して１ビットオ
ーディオ信号とするので、聴覚的な音像のそれぞれの奥
行き感が前後に広がり、ステレオ感も左右に広がり、音
の分離が良くなる。さらに、微妙な音も再現され、例え
ばホールなどのバックグランドノイズも聞き取れるよう
になるため雰囲気がよくなる。また、高域信号を左右の
チャンネルで合成することにより、これらの効果をコン
トロールすることが可能となる。また、脳は測定を行う
とα波の発生が確認され、心地良さが増すという結果も
得られた。
によれば、周波数分析処理で得られた周波数分析結果を
コピーして可聴帯域外の高域信号を発生し、第１のオー
バーサンプリング処理によるマルチビットディジタル信
号に滑らかにつなげ、その加算出力を、第２のオーバー
サンプリング処理によりオーバーサンプリングしてから
ΔΣ変調して１ビットオーディオ信号を生成する。この
ように、元のＰＣＭ信号には含まれない可聴帯域外の高
域の信号を元のＰＣＭ信号の周波数分析処理結果からコ
ピーして発生し、元のＰＣＭ信号に加算して１ビットオ
ーディオ信号とするので、聴覚的な音像のそれぞれの奥
行き感が前後に広がり、ステレオ感も左右に広がり、音
の分離が良くなる。さらに、微妙な音も再現され、例え
ばホールなどのバックグランドノイズも聞き取れるよう
になるため雰囲気がよくなる。また、高域信号を左右の
チャンネルで合成することにより、これらの効果をコン
トロールすることが可能となる。また、脳は測定を行う
とα波の発生が確認され、心地良さが増すという結果も
得られた。
【図１】本発明の第１の実施の形態が含まれる、高速１
ビット・オーディオ信号生成システムの構成を示すブロ
ック図である。
ビット・オーディオ信号生成システムの構成を示すブロ
ック図である。
【図２】第１の実施の形態のディジタルオーディオ信号
処理装置の構成を示すブロック図である。
処理装置の構成を示すブロック図である。
【図３】第１の実施の形態の第１実施例（実施例１−
１）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置の構成
を示すブロック図である。
１）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置の構成
を示すブロック図である。
【図４】実施例１−１のディジタルオーディオ信号処理
装置を構成するＢＰフィルタ特性発生部が発生するＢＰ
フィルタ特性を示す周波数特性図である。
装置を構成するＢＰフィルタ特性発生部が発生するＢＰ
フィルタ特性を示す周波数特性図である。
【図５】実施例１−１のディジタルオーディオ信号処理
装置を構成する加算器の加算出力を周波数スペクトル上
に示した周波数特性図である。
装置を構成する加算器の加算出力を周波数スペクトル上
に示した周波数特性図である。
【図６】実施例１−１のディジタルオーディオ信号処理
装置を含め、すべての実施例を構成するΔΣ変調部のブ
ロック図である。
装置を含め、すべての実施例を構成するΔΣ変調部のブ
ロック図である。
【図７】５次のΔΣ変調部を示す回路図である。
【図８】実施例１−１のディジタルオーディオ信号処理
装置を構成する二つのオーバーサンプリング処理部での
倍数を変えたときの前記ＢＰフィルタ特性発生部が発生
するＢＰフィルタ特性を示す周波数特性図である。
装置を構成する二つのオーバーサンプリング処理部での
倍数を変えたときの前記ＢＰフィルタ特性発生部が発生
するＢＰフィルタ特性を示す周波数特性図である。
【図９】前記図８に示した場合の、実施例１−１のディ
ジタルオーディオ信号処理装置を構成する加算器の加算
出力を周波数スペクトル上に示した周波数特性図であ
る。
ジタルオーディオ信号処理装置を構成する加算器の加算
出力を周波数スペクトル上に示した周波数特性図であ
る。
【図１０】第１の実施の形態の第２実施例（実施例１−
２）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置の構成
を示すブロック図である。
２）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置の構成
を示すブロック図である。
【図１１】実施例１−２のディジタルオーディオ信号処
理装置を構成する１／ｆフィルタ特性発生部が発生する
１／ｆフィルタ特性を示す周波数特性図である。
理装置を構成する１／ｆフィルタ特性発生部が発生する
１／ｆフィルタ特性を示す周波数特性図である。
【図１２】実施例１−２のディジタルオーディオ信号処
理装置を構成するフィルタ処理部のフィルタ処理出力の
周波数特性図である。
理装置を構成するフィルタ処理部のフィルタ処理出力の
周波数特性図である。
【図１３】実施例１−２のディジタルオーディオ信号処
理装置を構成する加算器の加算出力を周波数スペクトル
上に示した周波数特性図である。
理装置を構成する加算器の加算出力を周波数スペクトル
上に示した周波数特性図である。
【図１４】実施例１−２のディジタルオーディオ信号処
理装置の要部の変形例を示すブロック図である。
理装置の要部の変形例を示すブロック図である。
【図１５】実施例１−２のディジタルオーディオ信号処
理装置の要部の他の変形例を示すブロック図である。
理装置の要部の他の変形例を示すブロック図である。
【図１６】第１の実施の形態の第３実施例（実施例１−
３）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置の構成
を示すブロック図である。
３）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置の構成
を示すブロック図である。
【図１７】実施例１−３のディジタルオーディオ信号処
理装置を構成するＦ特傾き算出部の傾き算出処理を説明
するための周波数特性図である。
理装置を構成するＦ特傾き算出部の傾き算出処理を説明
するための周波数特性図である。
【図１８】実施例１−３のディジタルオーディオ信号処
理装置を構成するフィルタ特性発生部が発生するフィル
タ特性を示す周波数特性図である。
理装置を構成するフィルタ特性発生部が発生するフィル
タ特性を示す周波数特性図である。
【図１９】実施例１−３のディジタルオーディオ信号処
理装置を構成するフィルタ処理部のフィルタ処理出力の
周波数特性図である。
理装置を構成するフィルタ処理部のフィルタ処理出力の
周波数特性図である。
【図２０】実施例１−３のディジタルオーディオ信号処
理装置を構成する加算器の加算出力を周波数スペクトル
上に示した周波数特性図である。
理装置を構成する加算器の加算出力を周波数スペクトル
上に示した周波数特性図である。
【図２１】第２の実施の形態のディジタルオーディオ信
号処理装置の構成を示すブロック図である。
号処理装置の構成を示すブロック図である。
【図２２】第２の実施の形態の第１実施例（実施例２−
１）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置の構成
を示すブロック図である。
１）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置の構成
を示すブロック図である。
【図２３】実施例２−１のディジタルオーディオ信号処
理装置を構成するパワースペクトル算出部が算出したパ
ワー周波数スペクトルを示す周波数特性図である。
理装置を構成するパワースペクトル算出部が算出したパ
ワー周波数スペクトルを示す周波数特性図である。
【図２４】実施例２−１のディジタルオーディオ信号処
理装置を構成する主要スペクトル選択部が選択したパワ
ー周波数スペクトルを示す周波数特性図である。
理装置を構成する主要スペクトル選択部が選択したパワ
ー周波数スペクトルを示す周波数特性図である。
【図２５】実施例２−１のディジタルオーディオ信号処
理装置を構成する倍音スペクトル発生部が発生した倍音
スペクトルを示す周波数特性図である。
理装置を構成する倍音スペクトル発生部が発生した倍音
スペクトルを示す周波数特性図である。
【図２６】実施例２−１のディジタルオーディオ信号処
理装置を構成する加算器の加算出力を周波数スペクトル
上に示した周波数特性図である。
理装置を構成する加算器の加算出力を周波数スペクトル
上に示した周波数特性図である。
【図２７】第２の実施の形態の第２実施例（実施例２−
２）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置の構成
を示すブロック図である。
２）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置の構成
を示すブロック図である。
【図２８】実施例２−２のディジタルオーディオ信号処
理装置を二つ用いてｃｈ１，ｃｈ２の１ビットオーディ
オ信号を出力するシステムの構成図である。
理装置を二つ用いてｃｈ１，ｃｈ２の１ビットオーディ
オ信号を出力するシステムの構成図である。
【図２９】第２の実施の形態の第３実施例（実施例２−
３）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置の構成
を示すブロック図である。
３）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置の構成
を示すブロック図である。
【図３０】実施例２−２のディジタルオーディオ信号処
理装置を構成する１／ｆフィルタ特性発生部が発生する
１／ｆフィルタ特性を示す周波数特性図である。
理装置を構成する１／ｆフィルタ特性発生部が発生する
１／ｆフィルタ特性を示す周波数特性図である。
【図３１】実施例２−２のディジタルオーディオ信号処
理装置を構成する掛け算器のスペクトル出力を示す周波
数特性図である。
理装置を構成する掛け算器のスペクトル出力を示す周波
数特性図である。
【図３２】実施例２−２のディジタルオーディオ信号処
理装置を構成する加算器の加算出力を周波数スペクトル
上に示した周波数特性図である。
理装置を構成する加算器の加算出力を周波数スペクトル
上に示した周波数特性図である。
【図３３】第２の実施の形態の第４実施例（実施例２−
４）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置の構成
を示すブロック図である。
４）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置の構成
を示すブロック図である。
【図３４】実施例２−４のディジタルオーディオ信号処
理装置を構成するＦ特傾き算出部の傾き算出処理を説明
するための周波数特性図である。
理装置を構成するＦ特傾き算出部の傾き算出処理を説明
するための周波数特性図である。
【図３５】実施例２−４のディジタルオーディオ信号処
理装置を構成するフィルタ特性発生部が発生するフィル
タ特性を示す周波数特性図である。
理装置を構成するフィルタ特性発生部が発生するフィル
タ特性を示す周波数特性図である。
【図３６】実施例２−４のディジタルオーディオ信号処
理装置を構成するフィルタ処理部のフィルタ処理出力の
周波数特性図である。
理装置を構成するフィルタ処理部のフィルタ処理出力の
周波数特性図である。
【図３７】実施例２−４のディジタルオーディオ信号処
理装置を構成する加算器の加算出力を周波数スペクトル
上に示した周波数特性図である。
理装置を構成する加算器の加算出力を周波数スペクトル
上に示した周波数特性図である。
【図３８】第２の実施の形態の第５実施例（実施例２−
５）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置の構成
を示すブロック図である。
５）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置の構成
を示すブロック図である。
【図３９】実施例２−５のディジタル信号処理装置を構
成する、パワー比較部における比較結果が“１”の場合
の、加算器の出力の周波数特性図である。
成する、パワー比較部における比較結果が“１”の場合
の、加算器の出力の周波数特性図である。
【図４０】実施例２−５のディジタル信号処理装置を構
成する、パワー比較部における比較結果が“０”の場合
の、加算器の出力の周波数特性図である。
成する、パワー比較部における比較結果が“０”の場合
の、加算器の出力の周波数特性図である。
【図４１】第２の実施の形態の第６実施例（実施例２−
６）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置の構成
を示すブロック図である。
６）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置の構成
を示すブロック図である。
【図４２】実施例２−６のディジタル信号処理装置を構
成する、パワー算出部のパワー値に応じて傾き係数発生
部が“１”に近い係数を発生したときの、加算器の出力
の周波数特性図である。
成する、パワー算出部のパワー値に応じて傾き係数発生
部が“１”に近い係数を発生したときの、加算器の出力
の周波数特性図である。
【図４３】実施例２−６のディジタル信号処理装置を構
成する、パワー算出部のパワー値に応じて傾き係数発生
部が“０”に近い係数を発生したときの、加算器の出力
の周波数特性図である。
成する、パワー算出部のパワー値に応じて傾き係数発生
部が“０”に近い係数を発生したときの、加算器の出力
の周波数特性図である。
【図４４】第３の実施の形態のディジタルオーディオ信
号処理装置の構成を示すブロック図である。
号処理装置の構成を示すブロック図である。
【図４５】第３の実施の形態の第１実施例（実施例３−
１）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置の構成
を示すブロック図である。
１）となる、ディジタルオーディオ信号処理装置の構成
を示すブロック図である。
【図４６】実施例３−１のディジタルオーディオ信号処
理装置を構成する、スペクトルのコピー部の処理を説明
するための周波数特性図である。
理装置を構成する、スペクトルのコピー部の処理を説明
するための周波数特性図である。
【図４７】実施例３−１のディジタルオーディオ信号処
理装置を構成する、ｆ特傾き算出部における傾き算出処
理を説明するための周波数特性図である。
理装置を構成する、ｆ特傾き算出部における傾き算出処
理を説明するための周波数特性図である。
【図４８】実施例３−１のディジタルオーディオ信号処
理装置を構成する、ゲイン算出部におけるゲイン算出処
理を説明するための周波数特性図である。
理装置を構成する、ゲイン算出部におけるゲイン算出処
理を説明するための周波数特性図である。
【図４９】実施例３−１のディジタルオーディオ信号処
理装置を構成する、ゲイン調整部におけるゲイン調整処
理を説明するための周波数特性図である。
理装置を構成する、ゲイン調整部におけるゲイン調整処
理を説明するための周波数特性図である。
【図５０】実施例３−１のディジタルオーディオ信号処
理装置を構成する、加算器の加算出力の周波数特性図で
ある。
理装置を構成する、加算器の加算出力の周波数特性図で
ある。
１ 高速１ビット・オーディオ信号生成システム、２，
１１０，１９０ ディジタルオーディオ信号処理装置、
１２，１１２，１９２ 周波数分析部、１３，１１３
パワー算出部、１４ ディザ信号発生部、１５，１１５
パワー算出部、１６ 正規化部、２１，１１７，１９
４ オーバーサンプリング処理部、２２，１１８，１９
５ 加算器、２３，１１９，１９６ オーバーサンプリ
ング処理部、２４，１２０，１９７ ΔΣ変調部、１１
４ スペクトル発生部、１１６正規化＆波形合成部、１
９３ 可聴帯域外高域信号生成部
１１０，１９０ ディジタルオーディオ信号処理装置、
１２，１１２，１９２ 周波数分析部、１３，１１３
パワー算出部、１４ ディザ信号発生部、１５，１１５
パワー算出部、１６ 正規化部、２１，１１７，１９
４ オーバーサンプリング処理部、２２，１１８，１９
５ 加算器、２３，１１９，１９６ オーバーサンプリ
ング処理部、２４，１２０，１９７ ΔΣ変調部、１１
４ スペクトル発生部、１１６正規化＆波形合成部、１
９３ 可聴帯域外高域信号生成部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J064 AA01 AA03 AA04 BA03 BA06 BA15 BC00 BC08 BC09 BC10 BC11 BC16 BC18 BC19 BC21 BD02 BD03
Claims (25)
- 【請求項１】 サンプリング周波数がｆｓ（Ｈｚ）で量
子化ビットがマルチビットの第１のディジタル信号を、
サンプリング周波数がｍ（ｍ≧２の正の整数）×ｎ（ｎ
≧２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）で量子化ビットが１ビ
ットの第２のディジタル信号に変換するディジタル信号
処理装置において、 入力された前記第１のディジタル信号に周波数分析処理
を施す周波数分析手段と、 前記周波数分析手段で得られた周波数分析結果に基づい
て所定帯域の平均ノイズレベルを算出する第１のノイズ
レベル算出手段と、 可聴帯域外の高域信号であるディザ信号を発生するディ
ザ発生手段と、 前記ディザ発生手段にて発生されたディザ信号のノイズ
レベルを算出する第２のノイズレベル算出手段と、 前記第１のノイズレベル算出手段にて算出された平均ノ
イズレベルに基づいて前記第２のノイズレベル算出手段
にて算出されたノイズレベルを正規化する正規化手段
と、 前記第１のディジタル信号をｍ（ｍ≧２の正の整数）×
ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリ
ングする第１のオーバーサンプリング手段と、前記第１
のオーバーサンプリング手段にてオーバーサンプリング
されたマルチビットディジタル信号と前記正規化手段に
てノイズレベルが正規化されたディザ信号とを加算する
加算手段と、 前記加算手段の加算出力をｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆ
ｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリン
グする第２のオーバーサンプリング手段と、 前記第２のオーバーサンプリング手段にてオーバーサン
プリングされたマルチビットディジタル信号を１ビット
ディジタル信号に変換するΔΣ変調手段とを備えてなる
ことを特徴とするディジタル信号処理装置。 - 【請求項２】 前記ディザ発生手段にて発生したディザ
信号は、前記第１のオーバーサンプリング手段のサンプ
リング周波数と等しいサンプリング周波数でサンプリン
グされていることを特徴とする請求項１記載のディジタ
ル信号処理装置。 - 【請求項３】 前記ディザ発生手段にて発生したディザ
信号の語長は、前記第１のオーバーサンプリング手段で
サンプリングされたマルチビットディジタル信号の語長
と略等しい語長とすることを特徴とする請求項１記載の
ディジタル信号処理装置。 - 【請求項４】 前記正規化手段は、前記第１のノイズレ
ベル算出手段にて算出された平均ノイズレベルに、前記
第２のノイズレベル算出手段にて算出されたノイズレベ
ルを等しくする等化係数を算出するゲイン算出手段と、
前記ディザ発生手段からのディザ信号の周波数特性を制
限するためのフィルタ係数を生成し、このフィルタ係数
を用いて前記ディザ信号に周波数特性制限処理を施す周
波数特性制限手段と、前記ゲイン算出手段からの前記等
化係数を用いて前記周波数特性制限手段からのフィルタ
出力のノイズレベルを調整するゲイン調整手段とを備え
ることを特徴とする請求項１記載のディジタル信号処理
装置。 - 【請求項５】 前記正規化手段の前記周波数特性制限手
段は、バンドパスフィルタ特性に基づいたフィルタ係数
を生成し、このフィルタ係数を用いて前記ディザ信号に
周波数特性制限処理を施すことを特徴とする請求項４記
載のディジタル信号処理装置。 - 【請求項６】 前記正規化手段の前記周波数特性制限手
段は、前記バンドパスフィルタ特性に基づいたフィルタ
係数の他に、さらに、１／ｆ（ｆは周波数）の傾斜を有
する傾斜フィルタ特性に基づいた１／ｆフィルタ係数を
生成し、これらの二種類のフィルタ係数を用いてディザ
信号に周波数特性制限処理を施すことを特徴とする請求
項５記載のディジタル信号処理装置。 - 【請求項７】 前記正規化手段の前記周波数特性制限手
段は、前記１／ｆフィルタ係数を用いて前記ディザ信号
に第１の周波数特性制限処理を施してから、さらに前記
バンドパスフィルタ特性に基づいたフィルタ係数を用い
て前記周波数帯域制限処理出力に第２の周波数特性制限
処理を施すことを特徴とする請求項６記載のディジタル
信号処理装置。 - 【請求項８】 前記正規化手段の前記周波数特性制限手
段は、前記１／ｆフィルタ係数と前記バンドパスフィル
タ特性に基づいたフィルタ係数とを合成した合成フィル
タ係数を用いて前記ディザ信号に周波数特性制限処理を
施すことを特徴とする請求項６記載のディジタル信号処
理装置。 - 【請求項９】 前記正規化手段の前記周波数特性制限手
段は、バンドパスフィルタ特性と１／ｆフィルタ特性と
を合成した合成フィルタ特性に基づいたフィルタ係数を
算出し、このフィルタ係数を用いて前記ディザ信号に周
波数特性制限処理を施すことを特徴とする請求項４記載
のディジタル信号処理装置。 - 【請求項１０】 前記正規化手段の前記周波数特性制限
手段は、前記バンドパスフィルタ特性を発生するバンド
パスフィルタ特性発生手段と、前記周波数分析手段で得
られた周波数分析結果に基づいて前記第１のディジタル
信号の周波数特性の傾きを算出する周波数特性傾き算出
手段と、前記周波数特性傾き算出手段が算出した傾きに
基づいたフィルタ特性を発生するフィルタ特性発生手段
とを備え、バンドパスフィルタ特性と前記傾きに基づい
たフィルタ特性とを合成したフィルタ特性から得たフィ
ルタ係数を生成し、このフィルタ係数を用いて前記ディ
ザ信号に周波数特性制限処理を施すことを特徴とする請
求項４記載のディジタル信号処理装置。 - 【請求項１１】 サンプリング周波数がｆｓ（Ｈｚ）で
量子化ビットがマルチビットの第１のディジタル信号
を、サンプリング周波数がｍ（ｍ≧２の正の整数）×ｎ
（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）で量子化ビットが
１ビットの第２のディジタル信号に変換するためのディ
ジタル信号処理方法において、 入力された前記第１のディジタル信号に周波数分析処理
を施す周波数分析工程と、 前記周波数分析工程で得られた周波数分析結果に基づい
て所定帯域の平均ノイズレベルを算出する第１のノイズ
レベル算出工程と、 可聴帯域外の高域信号であるディザ信号を発生するディ
ザ発生手段にて発生されたディザ信号のノイズレベルを
算出する第２のノイズレベル算出工程と、 前記第１のノイズレベル算出工程にて算出された平均ノ
イズレベルに基づいて前記第２のノイズレベル算出工程
にて算出されたノイズレベルを正規化する正規化工程
と、 前記第１のディジタル信号をｍ（ｍ≧２の正の整数）×
ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリ
ングする第１のオーバーサンプリング工程と、 前記第１のオーバーサンプリング工程にてオーバーサン
プリングされたマルチビットディジタル信号と前記正規
化工程にてノイズレベルが正規化されたディザ信号とを
加算する加算工程と、 前記加算工程の加算出力をｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆ
ｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリン
グする第２のオーバーサンプリング工程と、 前記第２のオーバーサンプリング工程にてオーバーサン
プリングされたマルチビットディジタル信号を１ビット
ディジタル信号に変換するΔΣ変調工程とを備えてなる
ことを特徴とするディジタル信号処理方法。 - 【請求項１２】 サンプリング周波数がｆｓ（Ｈｚ）で
量子化ビットがマルチビットの第１のディジタル信号
を、サンプリング周波数がｍ（ｍ≧２の正の整数）×ｎ
（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）で量子化ビットが
１ビットの第２のディジタル信号に変換するディジタル
信号処理装置において、 入力された前記第１のディジタル信号に周波数分析処理
を施す周波数分析手段と、 前記周波数分析手段で得られた周波数分析結果に基づい
て所定帯域の平均ノイズレベルを算出する第１のノイズ
レベル算出手段と、 前記周波数分析手段で得られた周波数分析結果に基づい
て可聴帯域外の高域信号のスペクトルを発生するスペク
トル発生手段と、 前記スペクトル発生手段で発生されたスペクトルのノイ
ズレベルを算出する第２のノイズレベル算出手段と、 前記第１のノイズレベル算出手段にて算出された平均ノ
イズレベルに基づいて前記第２のノイズレベル算出手段
にて算出されたスペクトルのノイズレベルを正規化し、
かつそのスペクトルに基づいた時間波形信号を合成する
正規化＆波形合成手段と、 前記第１のディジタル信号をｍ（ｍ≧２の正の整数）×
ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリ
ングする第１のオーバーサンプリング手段と、前記第１
のオーバーサンプリング手段にてオーバーサンプリング
されたマルチビットディジタル信号と、前記正規化＆波
形合成手段にてノイズレベルが正規化され、かつ波形が
合成された可聴帯域外の高域信号とを加算する加算手段
と、 前記加算手段の加算出力をｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆ
ｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリン
グする第２のオーバーサンプリング手段と、 前記第２のオーバーサンプリング手段にてオーバーサン
プリングされたマルチビットディジタル信号を１ビット
ディジタル信号に変換するΔΣ変調手段とを備えてなる
ことを特徴とするディジタル信号処理装置。 - 【請求項１３】 前記スペクトル発生手段は、前記周波
数分析手段で得られた周波数分析結果から所定帯域のノ
イズレベルのスペクトルを算出するスペクトル算出手段
と、前記周波数分析結果と前記スペクトル算出手段で算
出されたスペクトルからノイズレベルの大きいスペクト
ルを選択するスペクトル選択手段と、前記スペクトル選
択手段で選択されたノイズレベルの大きいスペクトルの
倍音スペクトルを発生する倍音スペクトル発生手段と、
前記倍音スペクトル発生手段で発生された倍音スペクト
ルに基づいてスペクトルを加算するスペクトル加算手段
とを備えることを特徴とする請求項１２記載のディジタ
ル信号処理装置。 - 【請求項１４】 前記正規化＆波形合成手段は、前記第
１のノイズレベル算出手段にて算出された平均ノイズレ
ベルに、前記第２のノイズレベル算出手段にて算出され
たノイズレベルを等しくする等化係数を算出するゲイン
算出手段と、前記ゲイン算出手段で算出された前記等化
係数を用いて前記スペクトル発生手段からの可聴帯域外
の高域信号のスペクトルのノイズレベルを調整するゲイ
ン調整手段と、前記ゲイン調整手段でノイズレベルが調
整された前記スペクトルの時間波形信号を生成する波形
合成手段とを備えることを特徴とする請求項１２記載の
ディジタル信号処理装置。 - 【請求項１５】 前記スペクトル発生手段は、他のチャ
ンネルのスペクトル発生手段で発生された可聴帯域外の
高域信号のスペクトルに制御可能な合成係数を掛け算す
る掛け算手段と、この掛け算手段の出力に前記スペクト
ル加算手段からのスペクトルを加算して少なくとも２チ
ャンネル間の分離度を制御できるスペクトルを生成する
他のスペクトル加算手段とをさらに備えることを特徴と
する請求項１３記載のディジタル信号処理装置。 - 【請求項１６】 前記正規化＆波形合成手段は、１／ｆ
（ｆは周波数）の傾斜を有する傾斜フィルタ特性を発生
する傾斜フィルタ特性発生手段と、前記スペクトル発生
手段からのスペクトルに前記傾斜フィルタ特性を掛け算
して掛け算出力を前記ゲイン調整手段に供給する掛け算
手段とをさらに備えることを特徴とする請求項１４記載
のディジタル信号処理装置。 - 【請求項１７】 前記正規化＆波形合成手段は、前記周
波数分析手段で得られた周波数分析結果から前記第１の
ディジタル信号の所定帯域の周波数特性の傾きを算出す
る周波数特性傾き算出手段と、前記周波数特性傾き算出
手段が算出した傾きに基づいた傾き特性を発生する傾き
特性発生手段と、この傾き特性発生手段で発生された傾
き特性を前記スペクトル発生手段からのスペクトルに掛
け算して掛け算出力を前記ゲイン調整手段に供給する掛
け算手段とをさらに備えることを特徴とする請求項１４
記載のディジタル信号処理装置。 - 【請求項１８】 前記正規化＆波形合成手段は、前記周
波数分析手段で得られた周波数分析結果から前記第１の
ディジタル信号の所定帯域の周波数特性の傾きを算出す
る周波数特性傾き算出手段と、前記周波数特性傾き算出
手段が算出した傾きに基づいた傾き特性を発生する傾き
特性発生手段と、平坦な周波数特性を発生する平坦特性
発生手段と、前記周波数分析手段で得られた周波数分析
結果を基に前記第１のディジタル信号の所定帯域のノイ
ズレベルを算出するノイズレベル算出手段と、前記ノイ
ズレベル算出手段で算出したノイズレベルに基づいて前
記傾き特性発生手段からの傾き特性と前記平坦特性発生
手段からの平坦特性とを切り替える特性切り替え手段
と、前記特性切り替え手段で切り替えられた特性を前記
スペクトル発生手段からのスペクトルに掛け算して掛け
算出力を前記ゲイン調整手段に供給する掛け算手段とを
さらに備えることを特徴とする請求項１４記載のディジ
タル信号処理装置。 - 【請求項１９】 前記正規化＆波形合成手段は、前記周
波数分析手段で得られた周波数分析結果から前記第１の
ディジタル信号の所定帯域の周波数特性の傾きを算出す
る周波数特性傾き算出手段と、前記周波数分析手段で得
られた周波数分析結果を基に前記第１のディジタル信号
の所定帯域のノイズレベルを算出するノイズレベル算出
手段と、前記ノイズレベル算出手段で算出されたノイズ
レベルに基づいた傾き係数を発生する傾き係数発生手段
と、前記周波数特性傾き算出手段で算出された周波数特
性の傾きに前記傾き係数発生手段で発生された傾き係数
を掛け算する第１の掛け算手段と、前記第１の掛け算手
段の掛け算出力に基づいた傾き特性を発生する傾き特性
発生手段と、前記傾き特性発生手段で発生された傾きを
前記スペクトル発生手段からのスペクトルに掛け算して
掛け算出力を前記ゲイン調整手段に供給する第２の掛け
算手段とをさらに備えることを特徴とする請求項１４記
載のディジタル信号処理装置。 - 【請求項２０】 サンプリング周波数がｆｓ（Ｈｚ）で
量子化ビットがマルチビットの第１のディジタル信号
を、サンプリング周波数がｍ（ｍ≧２の正の整数）×ｎ
（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）で量子化ビットが
１ビットの第２のディジタル信号に変換するためのディ
ジタル信号処理方法において、 入力された前記第１のディジタル信号に周波数分析処理
を施す周波数分析工程と、 前記周波数分析工程で得られた周波数分析結果に基づい
て所定帯域の平均ノイズレベルを算出する第１のノイズ
レベル算出工程と、 前記周波数分析工程で得られた周波数分析結果に基づい
て可聴帯域外の高域信号のスペクトルを発生するスペク
トル発生工程と、 前記スペクトル発生工程で発生されたスペクトルのノイ
ズレベルを算出する第２のノイズレベル算出工程と、 前記第１のノイズレベル算出工程にて算出された平均ノ
イズレベルに基づいて前記第２のノイズレベル算出工程
にて算出されたスペクトルのノイズレベルを正規化し、
かつそのスペクトルに基づいた時間波形信号を合成する
正規化＆波形合成工程と、 前記第１のディジタル信号をｍ（ｍ≧２の正の整数）×
ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリ
ングする第１のオーバーサンプリング工程と、 前記第１のオーバーサンプリング工程にてオーバーサン
プリングされたマルチビットディジタル信号と、前記正
規化＆波形合成工程にてノイズレベルが正規化され、か
つ波形が合成された可聴帯域外の高域信号とを加算する
加算工程と、 前記加算工程の加算出力をｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆ
ｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリン
グする第２のオーバーサンプリング工程と、 前記第２のオーバーサンプリング工程にてオーバーサン
プリングされたマルチビットディジタル信号を１ビット
ディジタル信号に変換するΔΣ変調工程とを備えてなる
ことを特徴とするディジタル信号処理方法。 - 【請求項２１】 サンプリング周波数がｆｓ（Ｈｚ）で
量子化ビットがマルチビットの第１のディジタル信号
を、サンプリング周波数がｍ（ｍ≧２の正の整数）×ｎ
（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）で量子化ビットが
１ビットの第２のディジタル信号に変換するディジタル
信号処理装置において、 入力された前記第１のディジタル信号に周波数分析処理
を施す周波数分析手段と、 前記周波数分析手段で得られた周波数分析結果に基づい
て可聴帯域外の高域の信号を生成する高域信号生成手段
と、 前記第１のディジタル信号をｍ（ｍ≧２の正の整数）×
ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリ
ングする第１のオーバーサンプリング手段と、前記第１
のオーバーサンプリング手段にてオーバーサンプリング
されたマルチビットディジタル信号と、前記高域信号生
成手段で生成された高域信号を加算する加算手段と、 前記加算手段の加算出力をｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆ
ｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリン
グする第２のオーバーサンプリング手段と、 前記第２のオーバーサンプリング手段にてオーバーサン
プリングされたマルチビットディジタル信号を１ビット
ディジタル信号に変換するΔΣ変調手段とを備えてなる
ことを特徴とするディジタル信号処理装置。 - 【請求項２２】 前記高域信号生成手段は、前記周波数
分析手段で得られた周波数分析結果の所定帯域のスペク
トルを複製し、この複製したスペクトルを複数ブロック
用いて可聴帯域外の高域信号を形成するスペクトル部分
を形成するスペクトル複製手段と、前記周波数分析手段
で得られた周波数分析結果から周波数特性の傾きを算出
する周波数特性傾き算出手段と、前記周波数特性傾き算
出手段で算出された傾きから前記可聴帯域外の高域信号
を形成するスペクトル部分に与えるゲインを算出するゲ
イン算出手段と、前記ゲイン算出手段で算出されたゲイ
ンに基づいて前記スペクトル複製手段が複製したスペク
トルを複数ブロック用いて形成した可聴帯域外の高域信
号のスペクトル部分のゲインを調整するゲイン調整手段
と、ゲイン調整手段でゲインが調整された可聴帯域外の
高域信号のスペクトル部分を周波数毎に加算するスペク
トル加算手段と、前記スペクトル加算手段からの加算ス
ペクトルから可聴帯域外の高域信号となる時間波形信号
を生成する波形合成手段とを備えることを特徴とする請
求項２１記載のディジタル信号処理装置。 - 【請求項２３】 前記高域信号生成手段は、前記周波数
分析手段で得られた周波数分析結果に基づいて所定帯域
の平均ノイズレベルを算出する第１のノイズレベル算出
手段と、可聴帯域外の高域信号であるディザ信号を発生
するディザ発生手段と、前記ディザ発生手段にて発生さ
れたディザ信号のノイズレベルを算出する第２のノイズ
レベル算出手段と、前記第１のノイズレベル算出手段に
て算出された平均ノイズレベルに基づいて前記第２のノ
イズレベル算出手段にて算出されたノイズレベルを正規
化する正規化手段とを備えることを特徴とする請求項２
１記載のディジタル信号処理装置。 - 【請求項２４】 前記高域信号生成手段は、前記周波数
分析手段で得られた周波数分析結果に基づいて所定帯域
の平均ノイズレベルを算出する第１のノイズレベル算出
手段と、前記周波数分析手段で得られた周波数分析結果
に基づいて可聴帯域外の高域信号のスペクトルを発生す
るスペクトル発生手段と、前記スペクトル発生手段で発
生されたスペクトルのノイズレベルを算出する第２のノ
イズレベル算出手段と、前記第１のノイズレベル算出手
段にて算出された平均ノイズレベルに基づいて前記第２
のノイズレベル算出手段にて算出されたスペクトルのノ
イズレベルを正規化し、かつそのスペクトルに基づいた
時間波形信号を合成する正規化＆波形合成手段とを備え
ることを特徴とする請求項２１記載のディジタル信号処
理装置。 - 【請求項２５】 サンプリング周波数がｆｓ（Ｈｚ）で
量子化ビットがマルチビットの第１のディジタル信号
を、サンプリング周波数がｍ（ｍ≧２の正の整数）×ｎ
（ｎ≧２の正の整数）×ｆｓ（Ｈｚ）で量子化ビットが
１ビットの第２のディジタル信号に変換するためのディ
ジタル信号処理方法において、 入力された前記第１のディジタル信号に周波数分析処理
を施す周波数分析工程と、 前記周波数分析工程で得られた周波数分析結果に基づい
て可聴帯域外の高域の信号を生成する高域信号生成工程
と、 前記第１のディジタル信号をｍ（ｍ≧２の正の整数）×
ｆｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリ
ングする第１のオーバーサンプリング工程と、前記第１
のオーバーサンプリング工程にてオーバーサンプリング
されたマルチビットディジタル信号と、前記高域信号生
成工程で生成された高域信号を加算する加算工程と、 前記加算工程の加算出力をｎ（ｎ≧２の正の整数）×ｆ
ｓ（Ｈｚ）のサンプリング周波数でオーバーサンプリン
グする第２のオーバーサンプリング工程と、 前記第２のオーバーサンプリング工程にてオーバーサン
プリングされたマルチビットディジタル信号を１ビット
ディジタル信号に変換するΔΣ変調工程とを備えてなる
ことを特徴とするディジタル信号処理方法。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001049268A JP3646657B2 (ja) | 2001-02-23 | 2001-02-23 | ディジタル信号処理装置及びディジタル信号処理方法、並びに１ビット信号生成装置 |
| US10/079,800 US6941333B2 (en) | 2001-02-23 | 2002-02-20 | Digital signal processing apparatus and method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001049268A JP3646657B2 (ja) | 2001-02-23 | 2001-02-23 | ディジタル信号処理装置及びディジタル信号処理方法、並びに１ビット信号生成装置 |
Related Child Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2004360607A Division JP3821151B2 (ja) | 2004-12-13 | 2004-12-13 | １ビットオーディオ信号生成装置及び１ビットオーディオ信号生成方法 |
| JP2004360606A Division JP3821150B2 (ja) | 2004-12-13 | 2004-12-13 | ディジタル信号処理装置及びディジタル信号処理方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002252562A true JP2002252562A (ja) | 2002-09-06 |
| JP3646657B2 JP3646657B2 (ja) | 2005-05-11 |
Family
ID=18910395
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001049268A Expired - Fee Related JP3646657B2 (ja) | 2001-02-23 | 2001-02-23 | ディジタル信号処理装置及びディジタル信号処理方法、並びに１ビット信号生成装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6941333B2 (ja) |
| JP (1) | JP3646657B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005011127A1 (ja) * | 2003-07-29 | 2005-02-03 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | オーディオ信号帯域拡張装置及び方法 |
| JP2008216916A (ja) * | 2007-03-07 | 2008-09-18 | Faith Inc | 波形生成装置、音源用シンセサイザ |
| JP2011169732A (ja) * | 2010-02-18 | 2011-09-01 | Hitachi Ltd | 配電線路の地絡点標定方法及び装置 |
| JP2019152710A (ja) * | 2018-03-01 | 2019-09-12 | 株式会社コルグ | １ビットオーディオ信号生成装置、プログラム |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7577259B2 (en) * | 2003-05-20 | 2009-08-18 | Panasonic Corporation | Method and apparatus for extending band of audio signal using higher harmonic wave generator |
| US8098817B2 (en) * | 2003-12-22 | 2012-01-17 | Intel Corporation | Methods and apparatus for mixing encrypted data with unencrypted data |
| FR2895539B1 (fr) * | 2005-12-22 | 2008-03-07 | Francois Oustry | Dispositif de synthese d'un signal numerique composite avec controle explicite de ses trois premiers moments |
| US20070152855A1 (en) * | 2006-01-03 | 2007-07-05 | Bbe Sound Inc. | Digital remastering system and method |
| EP2063534B1 (en) * | 2007-11-23 | 2012-02-01 | STMicroelectronics Srl | Clock dithering process for reducing electromagnetic interference in D/A converters and apparatus for carrying out such process |
| JP5672741B2 (ja) * | 2010-03-31 | 2015-02-18 | ソニー株式会社 | 信号処理装置および方法、並びにプログラム |
| US20140288876A1 (en) * | 2013-03-15 | 2014-09-25 | Aliphcom | Dynamic control of sampling rate of motion to modify power consumption |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5212659A (en) * | 1991-10-08 | 1993-05-18 | Crystal Semiconductor | Low precision finite impulse response filter for digital interpolation |
| WO1993011647A1 (en) * | 1991-11-28 | 1993-06-10 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Device for correcting frequency characteristic of sound field |
| US5719571A (en) * | 1995-09-22 | 1998-02-17 | Sony Corporation | Sampling rate converting method and apparatus |
| US5786778A (en) * | 1995-10-05 | 1998-07-28 | Analog Devices, Inc. | Variable sample-rate DAC/ADC/converter system |
| US5903857A (en) * | 1996-11-18 | 1999-05-11 | Cirrus Logic, Inc. | Method and apparatus for calibrating an analog filter in a sampled amplitude read channel |
| US5892694A (en) * | 1997-05-01 | 1999-04-06 | Vlsi Technology, Inc. | Sample rate conversion between asynchronous digital systems |
| US6255975B1 (en) * | 1999-04-27 | 2001-07-03 | Cirrus Logic, Inc. | Circuits and methods for noise filtering in 1-bit audio applications and systems using the same |
-
2001
- 2001-02-23 JP JP2001049268A patent/JP3646657B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2002
- 2002-02-20 US US10/079,800 patent/US6941333B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005011127A1 (ja) * | 2003-07-29 | 2005-02-03 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | オーディオ信号帯域拡張装置及び方法 |
| US7356150B2 (en) | 2003-07-29 | 2008-04-08 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Method and apparatus for extending band of audio signal using noise signal generator |
| JP2008216916A (ja) * | 2007-03-07 | 2008-09-18 | Faith Inc | 波形生成装置、音源用シンセサイザ |
| JP4554629B2 (ja) * | 2007-03-07 | 2010-09-29 | 株式会社フェイス | 波形生成装置、音源用シンセサイザ |
| JP2011169732A (ja) * | 2010-02-18 | 2011-09-01 | Hitachi Ltd | 配電線路の地絡点標定方法及び装置 |
| JP2019152710A (ja) * | 2018-03-01 | 2019-09-12 | 株式会社コルグ | １ビットオーディオ信号生成装置、プログラム |
| JP7032795B2 (ja) | 2018-03-01 | 2022-03-09 | 株式会社コルグ | １ビットオーディオ信号生成装置、プログラム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6941333B2 (en) | 2005-09-06 |
| US20020121999A1 (en) | 2002-09-05 |
| JP3646657B2 (ja) | 2005-05-11 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3272438B2 (ja) | 信号処理システムおよび処理方法 | |
| US7626519B2 (en) | Pulse-width modulation of pulse-code modulated signals at selectable or dynamically varying sample rates | |
| US20050285765A1 (en) | Delta-sigma modulator and delta-sigma modulation method | |
| US6438434B1 (en) | Mixing, coding and decoding devices and methods | |
| JPH08293799A (ja) | ノイズ低減方法、ノイズ低減装置及び記録媒体 | |
| JP3646657B2 (ja) | ディジタル信号処理装置及びディジタル信号処理方法、並びに１ビット信号生成装置 | |
| US6784816B2 (en) | Circuits, systems and methods for volume control in 1-bit digital audio systems | |
| PL207861B1 (pl) | Sposób wytwarzania kodowanych sygnałów akustycznych w telekomunikacji | |
| JPH08274646A (ja) | ディジタル信号処理方法及び装置 | |
| US7024008B2 (en) | Acoustic quality enhancement via feedback and equalization for mobile multimedia systems | |
| JP3572090B2 (ja) | ディジタル伝達システムにおける送信機，受信機及び記録担体 | |
| JP2001134295A (ja) | 符号化装置および符号化方法、記録装置および記録方法、送信装置および送信方法、復号化装置および符号化方法、再生装置および再生方法、並びに記録媒体 | |
| JP3334413B2 (ja) | ディジタル信号処理方法及び装置 | |
| US5946402A (en) | Signal processing device for processing sound quality, and recording apparatus, reproducing apparatus and mixing apparatus provided with the signal processing device applied thereto | |
| JP3821151B2 (ja) | １ビットオーディオ信号生成装置及び１ビットオーディオ信号生成方法 | |
| JP3821150B2 (ja) | ディジタル信号処理装置及びディジタル信号処理方法 | |
| De Koning et al. | On psychoacoustic noise shaping for audio requantization | |
| US7183954B1 (en) | Circuits, systems and methods for volume control in low noise 1-bit digital audio systems | |
| JP4599715B2 (ja) | オーディオ信号再生装置及び方法 | |
| US7173550B1 (en) | Circuits, systems and methods for volume control in low noise 1-bit digital audio systems | |
| WO2020003745A1 (ja) | オーディオ装置、オーディオ再生方法及びオーディオ再生プログラム | |
| JP3166407B2 (ja) | ノイズ低減装置 | |
| JP2007334173A (ja) | オーディオ信号の帯域を拡張するための装置および信号処理プログラム | |
| JP3010663B2 (ja) | ノイズシェーピング回路 | |
| Komamura | Wide-band and wide-dynamic-range recording and reproduction of digital audio |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040930 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041012 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20041213 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050118 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050131 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080218 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090218 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100218 Year of fee payment: 5 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |