JP2002250746A - 絶縁型電流検出器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 高精度でノイズに強く温度・経時変化の少な
い、しかも小型で安価な絶縁型電流検出器を提供する。 【解決手段】 被検出電流が流れる第１の抵抗Ｒsと、
第１のオペアンプ２と、電圧発生器１と、第２のオペア
ンプ３と、第１のコンパレータ４と、第１の変換装置
と、フォトカプラ６a、６bと、第２の変換装置と、第１
のローパスフィルタ装置とを備え、この第２のオペアン
プ動作により第１のオペアンプ出力電圧と第１の変換装
置出力電圧とが一致するように構成され、並びに第１の
ローパスフィルタ装置の出力電圧値から該電流値を検出
する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は絶縁型電流検出器に
関するものであり、かつ被検出電流の流れる抵抗端子間
電圧をもとに電流検出を行う電流検出器に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】従来の小型かつ安価な電流検出回路構成
例を図１２に示し、以下従来例１と言う（特開平１０―
１２３１８４）。従来例１においては、第１のオペアン
プＯＰ１０の出力端子が第２のオペアンプＯＰ２０の非
反転入力端子に接続されているとともに、オペアンプＯ
Ｐ２０の帰還回路には高耐圧のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ
のゲート・ソースが直列に接続されている。また、オペ
アンプＯＰ１０、ＯＰ２０の駆動電源である正電源Ｖ＋
の正極とＰチャネルＭＯＳＦＥＴのソースとの間には、
抵抗Ｒ１０６が接続されている。なおＰチャネルＭＯＳ
ＦＥＴのドレインとインバータの主回路直流電源の負極
Ｎとの間には、前記同様に検出抵抗Ｒ１０７が接続され
ている。この回路において、シャント抵抗Ｒｓｓの電圧
はオペアンプＯＰ１０により増幅され、そのオペアンプ
出力電圧Ｖ１０５がオペアンプＯＰ２０に入力される。
オペアンプＯＰ２０はボルテージフォロワであるため、
抵抗Ｒ１０６に印加される電圧Ｖ１０６が次の数式で示
される一定値になるようにＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲ
ート電圧を調整する。 Ｖ１０６＝Ｒ１０６×ｉ１０２＝(Ｖ+)−Ｖ１０５

【０００３】このとき、抵抗Ｒ１０７はＭＯＳＦＥＴを
介して抵抗Ｒ１０６と直列に接続されているため、抵抗
Ｒ１０７にも抵抗Ｒ１０６と同じ電流ｉ１０２が流れる
こととなり、その結果として抵抗Ｒ１０６とＲ１０７の
抵抗値が等しい場合、相電流の検出電圧Ｖ１０４はＶ１
０６と等しくなる。つまりこの回路では相電流の検出電
圧Ｖ１０４が、オペアンプＯＰ２０によって以下の数式
で示される一定値となるように調整されることとなり、
このＶ１０４から逆算してＶ１０５が検出できることと
なり、いいかえれば相電流が検出できることとなる。 Ｖ１０４（＝Ｖ１０６）＝Ｒ１０６×ｉ１０２＝(Ｖ+)
−Ｖ１０５ またＩＧＢＴトランジスタＴ１およびＴ２のスイッチン
グ動作に伴って抵抗Ｒ１０６と抵抗Ｒ１０７との間に発
生する高電圧を、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴのドレ
イン・ソース間電圧として吸収することで、高電圧側か
らの電圧信号Ｖ１０５についてのアナログ電圧信号伝送
を実現している。

【０００４】従来のアナログ信号をパルス幅変調信号に
変換し伝送するアナログ・デジタル変換回路を図１３に
示し、以下従来例２と言う（特開平４−３３６７１
２）。従来例２においては、アナログ信号２０９を三角
波２１０とコンパレータ２０１で大小比較してパルス幅
変調信号（ＰＷＭ信号）２１１に変換し、このパルス幅
変調信号２１１の正および負の区間をカウンタ２０３に
より計測することでデジタルデータ１として取得する。
そしてこのデータ中に含まれる三角波２１０のオフセッ
ト電圧変動、コンパレータ２０１の入力オフセット電圧
変動の影響を除去する為に、まずは三角波２１０のオフ
セット電圧に近い一定の電圧（ＧＮＤ）を三角波２１０
とコンパレータ２０２で大小比較してパルス幅変調信号
(矩形波)２１２に変換し、このパルス幅変調信号２１２
の正および負の区間をカウンタ２０４により計測するこ
とでデジタルデータ２として取得する。次に前記により
取得したデジタルデータ１からデジタルデータ２を差し
引くことで、三角波２１０のオフセット電圧変動とコン
パレータ２０１の入力オフセット電圧変動の影響を除去
したデジタルデータの取得を可能としたものである。な
おコンパレータ２０１とコンパレータ２０２とは、入力
オフセット電圧の変動量が互いに等しいものを選定して
おく必要がある。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】図１２に示す従来例１
では、シャント抵抗Ｒｓｓ、オペアンプＯＰ１０，ＯＰ
２０等の電位がＩＧＢＴトランジスタＴ１およびＴ２の
スイッチング動作に伴って主回路直流電源の正負間を移
動する。このためシャント抵抗Ｒｓ、オペアンプＯＰ１
０，ＯＰ２０等と、電流検出回路の一部を構成する抵抗
１０７との間には、主回路直流電源電圧に近い電圧が発
生する。この従来例１では高電圧を、高耐圧Ｐチャネル
ＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧として吸収する
ことで解決している。しかしＰチャネルＭＯＳＦＥＴが
高耐圧であるとはいえ所詮は半導体であるため、フィー
ルドにおいての故障破損、しかもショート破損を想定し
ておくことが必要となる。そしてこのショート破損が生
じれば２次災害の恐れがあるため、その安全対策をも考
慮すれば小型・安価という効果が期待できなくなるとい
う問題がある。また検出された電流値を利用し、演算処
理するのは通常マイクロコンピュータであるが、マイク
ロコンピュータのＡ／Ｄ変換入力ポートに接続される抵
抗１０７は主回路直流電源側にある。このためマイクロ
コンピュータも主回路直流電源側に接続する必要があ
り、マイクロコンピュータをこれら主回路から電気絶縁
することができないという問題もある。さらにＰチャネ
ルＭＯＳＦＥＴの高耐圧品は一般的に入手が困難である
為、例えば４００Ｖ商用電源入力対応のインバータ装置
ではこのような電流検出回路を構成することができない
という問題もある。図１３に示す従来例２では、三角波
オフセット電圧変動やコンパレータ入力オフセット電圧
変動の影響を除去する為に、別途アナログ・デジタル変
換回路を追加準備する必要があり、また信号伝送がオー
プンループである為、信号伝送途中にノイズ等が侵入し
て伝送データ値に誤差が生じた場合にこれを補償修復で
きないという問題もある。本発明は上記問題点を解決す
るために為されたものであり、本発明の目的は高精度で
ノイズに強く温度・経時変化の少ない、しかも小型で安
価な絶縁型電流検出器を提供することにある。さらにい
えば、パルス幅変調信号として信号伝送する為に使用す
る三角波もしくはのこぎり波電圧波形において、その振
幅値やオフセット電圧値に変動が生じても何らその影響
を受けることなく正確な検出電流値を信号伝送できるよ
うにする。さらに検出回路の途中でノイズ等が重畳され
て信号伝送値に誤差が生じたとしても、この誤差をすぐ
に除去し修復できる絶縁型電流検出器を提供する。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記問題を解決するため
本発明は請求項１記載のように、被検出電流が流れる第
１の抵抗と、前記第１の抵抗の端子間電圧を増幅する第
１のオペアンプと、三角波もしくはのこぎり波を発生す
る電圧発生器と、第２のオペアンプと、前記電圧発生器
からの三角波もしくはのこぎり波電圧と前記第２のオペ
アンプ出力とを大小比較する第１のコンパレータと、前
記第１のコンパレータ出力を振幅値が基準電圧化され、
および中心値が設定された矩形波電圧に変換する第１の
変換装置と、前記第１のコンパレータ出力に対応してオ
ンオフするフォトカプラと、前記フォトカプラ出力を振
幅値が基準電圧化され、および中心値が設定された矩形
波電圧に変換する第２の変換装置と、前記第２の変換装
置出力である矩形波電圧を平均化した直流電圧に変換す
る第１のローパスフィルタ装置とを備え、並びに前記第
２のオペアンプは前記第１のオペアンプ出力電圧と前記
第１の変換装置出力電圧との差電圧を増幅出力し同時に
ローパスフィルタとしても動作し、及びこの第２のオペ
アンプ動作により前記第１のオペアンプ出力電圧と前記
第１の変換装置出力電圧とが一致するように全体構成さ
れ、並びに前記第１のローパスフィルタ装置の出力電圧
値から該電流値を検出するように絶縁型電流検出器を構
成したことを特徴としている。

【０００７】また請求項２記載のように、請求項１記載
の電流検出器において、前記第２のオペアンプは増幅動
作のみ行い、前記第２のオペアンプの入力前もしくは出
力後に第２のローパスフィルタ装置を挿入して絶縁型電
流検出器を構成したことを特徴としている。また請求項
３記載のように、請求項１ないし請求項２記載の電流検
出器において、前記第１のオペアンプと前記第２のオペ
アンプとを第３のオペアンプひとつで置き換えて絶縁型
電流検出器を構成したことを特徴としている。また請求
項４記載のように、請求項１ないし請求項３記載の電流
検出器において、前記三角波電圧発生器は第４のオペア
ンプと、第２のコンパレータと、並びに前記第４のオペ
アンプ入力端子の一端は基準電圧源に接続され入力端子
の他端は第１のコンデンサを介して出力端子と、および
第２の抵抗を介して前記第１の変換装置出力とに接続さ
れ、並びに前記第２のコンパレータ入力端子の一端は基
準電圧源に接続され入力端子の他端は第３の抵抗を介し
て第４のオペアンプ出力と、および第４の抵抗を介して
前記第１の変換装置出力とに接続して構成され、並びに
前記第１のコンパレータを削除してこの第１のコンパレ
ータ出力を前記第２のコンパレータ出力に置き換え、前
記第２若しくは第３のオペアンプ出力を第５の抵抗を介
して前記第４のオペアンプ入力端子のうち基準電圧源に
接続されていない側の入力端子に接続して絶縁型電流検
出器を構成したことを特徴としている。

【０００８】請求項１記載の構成において被検出電流は
第１の抵抗を流れるが、これにより第１の抵抗の端子間
には被検出電流に比例した端子間電圧が発生する。被検
出電流には大きな電流値を想定している為、第１の抵抗
の端子間に発生する電圧は一般的に小さく、そのためこ
の端子間電圧を第１のオペアンプで電圧増幅している。
このような構成とするのは、もし前記端子間電圧を大き
くすれば、第１の抵抗による熱ロスが大きくなり、その
ために第１の抵抗サイズを大きくしていく必要が生じ、
結果として電流検出器が大型化・高価格化していくの
で、これを防止する為である。但し被検出電流値が小さ
い場合には、第１の抵抗端子間電圧を大きくして第１の
オペアンプによる増幅を不要とすることは可能である。
この第１のオペアンプ出力は第２のオペアンプへの入力
電圧となるが、また一方において第１の変換装置出力も
第２のオペアンプへの入力電圧となっている。そしてこ
の第１の変換装置出力である矩形波電圧の低周波成分と
第１のオペアンプ出力電圧の低周波成分とを一致（第２
のオペアンプには増幅機能に加えローパスフィルタ機能
があるので、高周波成分は除去もしくは減衰されるため
である）させるように、全体が構成されている。以下こ
の一致させる動作について説明する。

【０００９】第１の変換装置出力電圧は、振幅値が基準
電圧化され中心値も所定値になるよう設定された矩形波
電圧である。従ってそのデューティが決まれば、これを
平均化した電圧値も正確に決まる。逆にいえば前記によ
る平均化した電圧が決まれば第１の変換装置の出力電圧
デューティも正確に決まることとなる。ここで例えば被
検出電流が少し変化すれば、第１の抵抗端子間電圧も同
様に変化し、この第１の抵抗端子間電圧を増幅した第１
のオペアンプ出力電圧も変化する。この変化により第１
の変換装置出力である矩形波電圧との間で電圧差が生
じ、この電圧差が第２のオペアンプにより増幅（電圧差
のうち高周波成分はローパスフィルタにより除去・減衰
されるので、増幅機能が働くのは低周波成分に対しての
みである）されることとなる。そしてこの増幅された第
２のオペアンプ出力電圧が第１のコンパレータにより、
三角波もしくはのこぎり波電圧発生器による三角波もし
くはのこぎり波電圧（図８参照）と大小比較される。こ
の結果、第１のコンパレータ出力デューティが大きく変
動し、この出力に連動して第１の変換装置出力である矩
形波電圧デューティも大きく変動する。そのため第１の
変換装置出力である矩形波電圧の低周波成分も大きく変
動し、すぐに第１のオペアンプ出力電圧の低周波成分と
一致することとなる。

【００１０】ここで第２のオペアンプに増幅機能に加え
ローパスフィルタ機能をも加えたのは、一つは第１の変
換装置出力である矩形波電圧の高周波成分を除去するこ
と（矩形波ゆえに信号とは無関係の高周波成分を多く含
む）、もう一つは第１のオペアンプ出力電圧と第１の変
換装置出力である矩形波電圧との低周波成分を一致させ
るというフィードバック制御そのものを安定させる為で
ある。つまりこの制御ループ中には、第２のオペアン
プ、第１のコンパレータという遅れ要素があり、一方に
おいて第１のオペアンプ出力電圧と第１の変換装置出力
である矩形波電圧とを一致させるため増幅率を大きくと
るので、結果としてフィードバック制御が不安定となり
易いからである。そこで第２のオペアンプにローパスフ
ィルタ機能を加えることで、この問題点も解消させてい
る。またこのローパスフィルタ機能を、第２のオペアン
プにより増幅機能と兼用で構成するのではなく、別に第
２のローパスフィルタ装置として設け、第２のオペアン
プの入力前もしくは出力後に挿入したのが請求項２に記
載した構成である。この構成では当然ながら第２のオペ
アンプは増幅機能のみを有し、また第２のオペアンプの
入力前に第２のフィルタ装置を挿入する場合には第１の
オペアンプ出力および第１の変換装置出力である矩形波
電圧ともに第２のローパスフィルタ装置を通過させる必
要がある。また第１のオペアンプと第２のオペアンプと
をひとつのオペアンプで機能統合し置き換えたもの、こ
の置き換えたオペアンプを第３のオペアンプとしたの
が、これが請求項３記載の構成となる。以上述べてきた
作用・機能により、第１のオペアンプ出力電圧と第１の
変換装置出力である矩形波電圧との低周波成分は一致す
ることとなる。

【００１１】ところで第１のオペアンプ出力電圧と第１
の変換装置出力である矩形波電圧との低周波成分を一致
させるというフィードバック制御において、有効となる
低周波成分（言い換えればローパスフィルタにより減衰
されない成分）とは第２のオペアンプによるローパスフ
ィルタそのものに対応したフィルタ周波数ではなく、制
御ループ中全体に渡っての増幅機能によってさらに高い
周波数まで有効となる低周波成分である。つまり決し
て、低い周波数という意ではない。それどころか、検出
電流信号伝送としては十分すぎるほどの高い周波数まで
が有効となる。なおこの制御ループ中全体に渡っての増
幅率は、第２のオペアンプ増幅率、第１のコンパレータ
の一方の入力となる三角波もしくはのこぎり波電圧振幅
値、および第１の変換装置出力である矩形波電圧振幅値
とから決まることになる。

【００１２】そして第１の変換装置出力である矩形波電
圧は、第１のコンパレータのオンオフ出力と連動一致し
ている。またフォトカプラのオンオフ動作も、および第
２の変換装置出力である矩形波電圧も、この第１のコン
パレータのオンオフ出力に連動一致している。従って第
２の変換装置出力である矩形波電圧の振幅値および中心
値とを第１の変換装置出力である矩形波電圧のそれと一
致させれば、第１の変換装置出力と第２の変換装置出力
とは一致することとなる。そこで第１のオペアンプ出力
と第１の変換装置出力との低周波成分とが一致するなら
ば、第１のオペアンプ出力と第２の変換装置出力との低
周波成分もまた一致することになる。そしてこの低周波
成分というのは先に述べたように、検出電流信号伝送と
して十分すぎるほどの高い周波数までをさしている。

【００１３】従って第１のオペアンプ出力電圧波形とそ
の低周波成分による電圧波形とを比較した場合、その波
形差はほとんどなく、また仮に差（高周波成分のみによ
り生ずる差となる）が生じたとしてもその差はむしろノ
イズの影響によるものとして除去させるべき場合のほう
が多く、敢えて一致させる必要がないとも考えられる。
従って第１のオペアンプ出力電圧波形とその低周波成分
による電圧波形とは同一視して差し支えないといえる。
そしてこの第１のオペアンプ出力電圧の低周波成分と第
１の変換装置出力である矩形波電圧の低周波成分、さら
には第２の変換装置出力である矩形波電圧の低周波成分
とは一致するので、第２の変換装置出力である矩形波電
圧から低周波成分を取り出してこれを検出すれば、そし
てこれは第１のローパスフィルタ装置で行われるのであ
るが、この検出電圧をそのまま第１のオペアンプ出力電
圧とみなすことができる。そしてこの第１のオペアンプ
出力電圧波形は被検出電流波形そのものなので、第１の
ローパスフィルタ装置の出力から被検出電流値を認識す
ることが可能となる。

【００１４】以上のような構成とすることで被検出電流
が流れる側（第１の抵抗、第１、第２のオペアンプ、第
１のコンパレータ、三角波もしくはのこぎり波電圧発生
器、第１の変換装置、フォトカプラの１次側）と該電流
値を検出する側（フォトカプラの２次側、第２の変換装
置、第１のローパスフィルタ装置）とはフォトカプラで
完全に電気絶縁されることとなり、従って被検出電流が
流れる側と該電流値を検出する側との間に高電圧が発生
してもショートする恐れはなく、該電流値を検出し処理
するマイクロコンピュータを電気絶縁することができ、
また４００Ｖ商用電源入力対応のインバータ装置でも電
流検出器として構成することが可能となる。さらに三角
波もしくはのこぎり波電圧の振幅値やオフセット電圧値
に変動が生じても何らその影響を受けることなく、第１
のオペアンプ出力電圧と第２の変換装置出力電圧との低
周波成分を上記の作用により一致させることができる。
また途中でノイズ等が重畳されて第２の変換装置出力電
圧に誤差が生じたとしても、この誤差はフィードバック
動作（第２の変換装置出力と一致する第１の変換装置出
力が、第１のオペアンプ出力と一致するよう修復され
る）によりすぐに除去・修復される。従ってノイズに対
しても、その影響を受けにくい電流検出器を構成するこ
とができる。

【００１５】次に請求項４記載の構成について説明す
る。これは請求項１ないし請求項３記載の構成における
三角波電圧発生器について、これを第４のオペアンプお
よび第２のコンパレータで構成し、この第２のコンパレ
ータに第１のコンパレータの機能をも備えさせること
で、第１のコンパレータを削除したものである。まず三
角波もしくはのこぎり波電圧発生器の動作について説明
する。図９においてＯＰ４は第４のオペアンプを、ＣＯ
ＭＰ２は第２のコンパレータを、Ｃ４１は第１のコンデ
ンサを、Ｒ４２ないしＲ４５はそれぞれ第２の抵抗ない
し第５の抵抗を、Ｖｒｅｆは基準電圧源を、ＺＤ４１は
ツェナーダイオードを、Ｖｃは制御電源を示している。
ここでの第１の変換装置はＶｃ，Ｒ４６，ＺＤ４１、第
２のコンパレータ出力部のオープンコレクタトランジス
タＱ１（図１１参照）とで構成され、ＺＤ４１のツェナ
ー電圧は基準電圧源Ｖｒｅｆの２倍、ＣＯＭＰ２、ＯＰ
４はいずれも単電源動作としている。

【００１６】いま仮にＣＯＭＰ２の出力部トランジスタ
Ｑ１がオフであるとすると、ＣＯＭＰ２の出力電圧はＺ
Ｄ４１のツェナー電圧（Ｖｚ）となる。そしてこの時の
ＣＯＭＰ２のプラス側入力端子電圧（Ｖｉｎ＋）は、Ｏ
Ｐ４の出力電圧をＶｏｐとすると （Ｖｉｎ＋）＝Ｖｏｐ＋（Ｖｚ−Ｖｏｐ）×Ｒ４３／（Ｒ４３＋Ｒ４４） 〜 であり、このＶｉｎ＋がＶｒｅｆ（＝Ｖｚ／２）より小
さくなるまで、いいかえればＶｏｐが Ｖｏｐ＝Ｖｒｅｆ×（Ｒ４４−Ｒ４３）／Ｒ４４ 〜 に下がるまではＣＯＭＰ２の出力電圧はＶｚであり続け
る。この間、ＣＯＭＰ２の出力はＶｚ（＝２×Ｖｒｅ
ｆ）なので、コンデンサＣ４１は電流Ｉｃ Ｉｃ＝Ｖｒｅｆ／Ｒ４２ 〜 により放電されつづけ、結果としてＶｏｐは一定速度で
下降していくことになる。そしてＶｏｐが式に示す値
に到達すると、ＣＯＭＰ２の出力部トランジスタはオン
しその出力電圧は０Ｖ（実際にはトランジスタＱ１のコ
レクタ・エミッタ間電圧があるが、極めて小さいので０
Ｖとみて差し支えはない）となる。そのためＣＯＭＰ２
のプラス側入力端子電圧（Ｖｉｎ＋）は、Ｖｒｅｆから
以下の式に示す値に瞬時に変化する。 （Ｖｉｎ＋）＝Ｖｏｐ−Ｖｏｐ×Ｒ４３／（Ｒ４３＋Ｒ４４） ＝Ｖｏｐ×Ｒ４４／（Ｒ４３＋Ｒ４４） ＝[（Ｒ４４−Ｒ４３）×Ｖｒｅｆ／Ｒ４４]×Ｒ４４／（Ｒ４３＋ Ｒ４４） ＝Ｖｒｅｆ×（Ｒ４４−Ｒ４３）／（Ｒ４３＋Ｒ４４） 〜

【００１７】ここから再度ＣＯＭＰ２の出力電圧がＶｚ
に変わるためには、Ｖｉｎ＋が式に示す値からＶｒｅ
ｆまで上昇していくことが必要となる。Ｖｉｎ＋がＶｒ
ｅｆに到達した際のＶｏｐは Ｖｏｐ＝Ｖｒｅｆ×（Ｒ４３＋Ｒ４４）／Ｒ４４ 〜 となるがそれまでの間、コンデンサＣ４１は式に示す
電流Ｉｃにより充電されつづけ、結果としてＶｏｐは一
定速度（先ほど述べた、下降速度と同じ）で上昇を続け
ていく。Ｖｏｐが式に示す値に到達すれば、ＣＯＭＰ
２の出力部トランジスタＱ１はオフしその出力電圧はＶ
ｚとなる。そのためＣＯＭＰ２のプラス側入力端子電圧
は、Ｖｒｅｆから以下の式に示す値に瞬時に変化す
る。 （Ｖｉｎ＋）＝Ｖｏｐ＋（Ｖｚ−Ｖｏｐ）×Ｒ４３／（Ｒ４３＋Ｒ４４） ＝Ｖｏｐ×Ｒ４４／（Ｒ４３＋Ｒ４４）＋Ｖｚ×Ｒ４３／（Ｒ４３ ＋Ｒ４４） ＝Ｖｒｅｆ＋２×Ｖｒｅｆ×Ｒ４３／（Ｒ４３＋Ｒ４４） ＝Ｖｒｅｆ×（３×Ｒ４３＋Ｒ４４）／（Ｒ４３＋Ｒ４４） 〜 そしてＶｏｐは再度下降を開始し、このＶｏｐが式に
示す値から式に示す値まで下がるまでは、ＣＯＭＰ２
の出力はＶｚであり続ける。こうしてこのような動作
が、以後も繰り返されていくこととなる。この結果、振
幅値（Ｖｗ）が Ｖｗ＝Ｖｒｅｆ×Ｒ４３／Ｒ４４ 〜 周波数（Ｆ）が Ｆ＝Ｒ４４／（Ｒ４２×Ｒ４３×Ｃ４１×４） 〜 となる三角波電圧が生成されることになる。

【００１８】このように構成される三角波電圧発生器に
対し、図１０に示すように第２のオペアンプ（ＯＰ２）
出力が第５の抵抗Ｒ４５を介してＯＰ２のマイナス側入
力端子に接続されている。ここで被検出電流が変化して
第１のオペアンプ出力が変化し、第１の変換装置出力電
圧（この場合、ＣＯＭＰ２の出力電圧となるが）との間
で低周波成分の電圧差が生じると、ＯＰ２の出力電圧が
大きく変化する。この出力電圧をＶｏｐ２とすると、こ
のＶｏｐ２によりコンデンサＣ４１への充放電電流（Ｉ
ｏｐ）が発生する。 Ｉｏｐ＝（Ｖｏｐ２−Ｖｒｅｆ）／Ｒ４５ 〜 まずこのＩｏｐがゼロなら、第１の変換装置出力である
矩形波電圧はデューティ５０％でその平均値はＶｒｅｆ
となる。次にＩｏｐ＝０．２５×Ｉｃとなった場合に
は、ＣＯＭＰ２の出力電圧がＶｚである区間中はコンデ
ンサＣ１の放電電流がＩｏｐ分増加するのでＣＯＭＰ２
の出力電圧がＶｚの区間は１／１．２５に短縮される。
逆にＣＯＭＰ２の出力電圧が０Ｖの区間は１／０．７５
に増加する。従って第１の変換装置出力である矩形波電
圧の平均値は以下のようになる。 （１／１．２５）／（１／０．７５＋１／１．２５）×
２×Ｖｒｅｆ＝０．７５×Ｖｒｅｆ またＩｏｐ＝０．５×Ｉｃとなった場合には、ＣＯＭＰ
２の出力電圧がＶｚである区間は１／１．５に短縮され
る。逆にＣＯＭＰ２の出力電圧が０Ｖの区間は１／０．
５に増加する。従って第１の変換装置出力である矩形波
電圧の平均値は以下のようになる。 （１／１．５）／（１／０．５＋１／１．５）×２×Ｖ
ｒｅｆ＝０．５×Ｖｒｅｆ Ｉｏｐ＝０．７５×Ｉｃとなった場合には、ＣＯＭＰ２
の出力電圧がＶｚである区間は１／１．７５に短縮され
る。逆にＣＯＭＰ２の出力電圧が０Ｖの区間は１／０．
２５に増加する。従って第１の変換装置出力である矩形
波電圧の平均値は以下のようになる。 （１／１．７５）／（１／０．２５＋１／１．７５）×
２×Ｖｒｅｆ＝０．２５×Ｖｒｅｆ Ｉｏｐ＝Ｉｃとなった場合には、第１の変換装置出力で
ある矩形波電圧の平均値は０となる。

【００１９】以上示したように、この構成によれば第２
のオペアンプ出力電圧に比例して第１の変換装置出力で
ある矩形波電圧平均値を変化させていくことが可能とな
る。このことは第２のオペアンプ出力電圧に比例して第
１のコンパレータ出力のデューティ比を変化させ、その
低周波成分を変化さていくという請求項１記載の構成と
何ら変わるところがない。従ってこの請求項４記載の構
成によれば、三角波電圧発生器を構成する第２のコンパ
レータを使用して、これを第１のコンパレータに置き換
えて使用することが可能になる。その効果として、第１
のコンパレータを削除して電流検出器の小型・簡素化が
可能となる。

【００２０】

【発明の実施の形態】以下、本発明の第１の実施例を図
１に基づいて説明する。図１は本発明の第１の実施例で
あるが、被検出電流（Ｉｓ）はシャント抵抗（Ｒｓ）を
流れる。この結果としてシャント抵抗には端子間電圧
（Ｒｓ×Ｉｓ）が発生する。これをオペアンプ２により
増幅するが、その出力電圧（Ｖ０）は、次のようにな
る。 Ｖ０＝−（Ｒｓ×Ｉｓ）×Ｒ４／Ｒ１＋Ｖｒｅｆ 但し、Ｒ１＝Ｒ２、Ｒ３＝Ｒ４としている。このＶ０と
コンパレータ４の出力（これはツェナーダイオード５に
より、ツェナー電圧Ｖｚに基準電圧化されている。また
Ｖｚは、Ｖｚ＝２×Ｖｒｅｆ とする）との差電圧は、
オペアンプ３により増幅（Ｋ１＝Ｒ８／Ｒ５）され、か
つ１次遅れフィルタ（時定数Ｔ＝Ｒ８×Ｃ１）により高
周波成分が除去・減衰されている。この時のオペアンプ
３の出力（Ｖ１）は Ｖ１＝−〔Ｒ８／[Ｒ５×（Ｒ８×Ｃ１×Ｓ＋１）]〕×
（Ｖ０−Ｖ２）＋Ｖｒｅｆ 但し、Ｒ５＝Ｒ６，Ｒ７＝Ｒ８，Ｃ１＝Ｃ２としてい
る。この高周波成分の除去・減衰により、矩形波電圧Ｖ
２の中に存する三角波（Ｖｔ）の周波数成分（その高調
波成分も含めて）が除去・減衰され、信号（検出電流）
成分のみの差電圧増幅が可能となる。そしてオペアンプ
３の出力電圧（Ｖ１）はコンパレータ４により、三角波
（Ｖｔ）と大小比較される。またこの三角波電圧の振幅
をＶｗ（図２参照）とすると、Ｖ１からコンパレータ２
の出力（Ｖ２）までの間には、さらに増幅（Ｋ２＝Ｖｒ
ｅｆ／Ｖｗ）がなされる。

【００２１】この一連の動作を説明すると、例えばＶ０
がＶ２（実際にはＶ２から高周波数成分が除去・減衰さ
れたものであるが）より大きくなれば、オペアンプ３の
出力電圧（Ｖ１）は大きく下がり、結果としてコンパレ
ータ４の矩形波出力（Ｖ２）のＨ出力（Ｖｚ）区間が大
きくなるので、すぐにＶ０とＶ２（実際にはＶ２から高
周波数成分が除去もしくは低減されたものであるが）と
は一致することになる。これをブロック図で表したの
が、図４である。この図４からわかるように、Ｖ０とＶ
２の差(偏差)を少なくする為には全体の増幅度（Ｋ１×
Ｋ２）を大きくすることが必要であり、またＶ０とＶ２
においての有効となる信号（検出電流成分）成分は、い
いかえれば減衰されない周波数成分は、オペアンプ３の
１次遅れフィルタに対して全体の増幅度（Ｋ１×Ｋ２）
を乗じた分だけ高くなるので、この点を考慮してオペア
ンプ３の１次遅れフィルタ時定数は不安定となることの
ないような値に設定しておく必要がある。

【００２２】以上述べたようにＶ０とＶ２（実際にはＶ
２から高周波数成分が除去・減衰されたものであるが）
とは一致することになるが、以下の理由によりＶ０とＶ
ｏｕｔもまた一致することになる。フォトカプラ（６
ａ，６ｂ）はコンパレータ４の矩形波出力に連動してオ
ンオフし、このフォトカプラ出力（Ｖ３）はＶｃｃ（こ
れをＶｒｅｆの２倍値とする）、ＰチャネルＦＥＴ８，
およびＮチャネルＦＥＴ９とにより基準電圧化（Ｖ４）
されるので、このＶ４とＶ２とは一致することになる。
これを示したのが図３である。そしてＶｏｕｔはＶ４
（いいかえればＶ２）から高周波成分を除去・減衰した
ものであるから、このＶｏｕｔもまたＶ０と一致するこ
とになる。従ってＶｏｕｔ（これはフォトカプラ６ａ，
６ｂにより電気絶縁されている）を検出することでＶ０
を認識することができ、このＶ０から被検出電流（Ｉ
ｓ）をも認識することが可能となる。

【００２３】また説明を容易にする為、上記ではＶｃｃ
をＶｒｅｆの２倍値としたが、ＶｃｃをＶｒｅｆの２倍
値に限定する必要はない。例えばＶｃｃをＶｒｅｆとし
ても、この場合Ｖｏｕｔは常にＶ０の１／２になるが、
検出する側（一般的にはマイクロコンピュータであろう
が）でそのことを認識していれば、問題なく正確な電流
値として検出することができる。次に本発明の第２の実
施例を図５に示す。これは第１の実施例中オペアンプ３
で構成した１次遅れフィルタをオペアンプ３から切り離
し、その出力の後に別途１次遅れフィルタとして挿入し
たものである。この場合でも、第１の実施例と同様な動
作となり、従って電流検出を行うことができる。

【００２４】次に本発明の第３の実施例を図６に示す。
これは、第１の実施例中のオペアンプ２とオペアンプ３
とを、オペアンプ１２として１つで構成し置き換えたも
のである。この構成の場合に、第１の実施例と同様の動
作とする為には次のように設定すればよい。 Ｒ１５／Ｒ３１＝（Ｒ４／Ｒ１）×（Ｒ８／Ｒ５） Ｒ１５／Ｒ１７＝Ｒ８／Ｒ５ Ｒ１５×Ｃ１１＝Ｒ８×Ｃ１ 但し、Ｒ１５＝Ｒ１６，Ｒ３１＝Ｒ３２，Ｒ１７＝Ｒ１
８，Ｃ１１＝Ｃ１２としている。このようにして、第１
の実施例と同様な動作とでき、従って電流検出を行うこ
とができる。

【００２５】次に本発明の第４の実施例を図７に示す。
これは第３の実施例に対し、三角波電圧発生器をオペア
ンプ１４とコンパレータ１３とで構成し、しかも三角波
電圧発生器の構成要素であるコンパレータ１３にコンパ
レータ４（図６におけるもの）の機能をも持たせてコン
パレータ４を削除したものである。この構成では、コン
パレータ４（図６中）による増幅率と同じくする為には
以下のように設定する必要がある。 Ｒ２０／Ｒ１９＝Ｖｒｅｆ／Ｖｗ これにより第１の実施例と同様な動作とすることがで
き、従って電流検出を行うことができる。また第１の実
施例等では、オペアンプ３で構成するローパスフィルタ
として一次遅れフィルタを紹介しているが、これも別に
一次遅れフィルタである必要はなく他の高次フィルタで
あっても差し支えはない。

【００２６】

【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、高精
度でノイズに強く温度・経時変化の少ない、しかも小型
で安価な高信頼性の絶縁型電流検出器を提供することが
できる。即ち、被検出電流が流れる側と該電流値を検出
する側との間をフォトカプラで完全に電気絶縁したの
で、この間に高電圧が発生してもショート・破損する恐
れはない。また該電流値を検出し処理するマイクロコン
ピュータを電気絶縁することができる。さらにはフォト
カプラの絶縁耐圧は極めて高いので、４００Ｖ商用電源
入力対応のインバータ装置でも出力電流検出器として構
成できる。またフォトカプラを介しパルス幅変調信号と
して信号伝送する為に使用する三角波もしくはのこぎり
波電圧波形において、その振幅値やオフセット電圧値に
変動が生じても何らその影響を受けることなく正確な検
出電流値を信号伝送できる。また検出回路の途中でノイ
ズ等が重畳されて信号伝送値に誤差が生じたとしても、
この誤差をすぐに除去し修復することのできる電流検出
器をも構成することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例における電流検出器の構
成図を示したもの

【図２】本発明に第１の実施例における三角波電圧波形
を示したもの

【図３】本発明の第１の実施例における各部出力電圧を
示したもの

【図４】本発明における第１の実施例の制御ブロック図
を示したもの

【図５】本発明の第２の実施例における電流検出器の構
成図を示したもの

【図６】本発明の第３の実施例における電流検出器の構
成図を示したもの

【図７】本発明の第４の実施例における電流検出器の構
成図を示したもの

【図８】三角波、およびのこぎり波電圧波形を示したも
の

【図９】請求項４記載の電流検出器の構成要素である三
角波電圧発生器の構成を示したもの

【図１０】図９に示した三角波電圧発生器と周辺部との
関係を示したもの

【図１１】図９における三角波電圧発生器の構成要素で
ある第２のコンパレータに関し、その出力部オープンコ
レクタトランジスタを示したもの

【図１２】第１の従来例を示したもの

【図１３】第２の従来例を示したもの

【符号の説明】

１ 三角波電圧発生器 ２、３，７，１２，１４ オペアンプ ４，１３ コンパレータ ５ ツェナーダイオード ６ａ フォトカプラの１次側 ６ｂ フォトカプラの２次側 ８ ＰチャネルＦＥＴ ９ ＮチャネルＦＥＴ １１ 第２のローパスフィルタ Ｒ１〜Ｒ２２，Ｒ３１，Ｒ３２、Ｒ４２〜Ｒ４６ 抵抗 Ｒｓ シャント抵抗 Ｃ１〜Ｃ６、Ｃ１１，Ｃ１２、Ｃ４１ コンデンサ Ｖｒｅｆ、Ｖｃｃ 基準電圧源 １５Ｖ，１５Ｖ１，Ｖｃ 制御電源 ＺＤ４１ ツェナーダイオード ＯＰ２，ＯＰ４ オペアンプ ＣＯＭＰ２ コンパレータ Ｑ１ オープンコレクタトランジスタ Ｔ１，Ｔ２ ＩＧＢＴトランジスタ Ｔ４〜Ｔ６ ＭＯＳＦＥＴ Ｒ１０１〜Ｒ１０７ 抵抗 Ｒｓｓ シャント抵抗 ＧＤＵ１，ＧＤＵ２ ゲート駆動回路 ＯＰ１０，ＯＰ２０ オペアンプ １０１ 反転ゲート １０２、１０３ 制御電源 ２０１，２０２ コンパレータ ２０３，２０４ カウンタ ２０５ マイクロプロセッサ ２０６ インバータ装置 ２０７ モータ ２０８ エンコーダ ２０９ アナログ信号 ２１０ 三角波 ２１１，２１２ パルス幅変調信号

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 被検出電流が流れる第１の抵抗と、前記
   第１の抵抗の端子間電圧を増幅する第１のオペアンプ
   と、三角波もしくはのこぎり波を発生する電圧発生器
   と、第２のオペアンプと、前記電圧発生器からの三角波
   もしくはのこぎり波電圧と前記第２のオペアンプ出力と
   を大小比較する第１のコンパレータと、前記第１のコン
   パレータ出力を振幅値が基準電圧化され、および中心値
   が設定された矩形波電圧に変換する第１の変換装置と、
   前記第１のコンパレータ出力に対応してオンオフするフ
   ォトカプラと、前記フォトカプラ出力を振幅値が基準電
   圧化され、および中心値が設定された矩形波電圧に変換
   する第２の変換装置と、前記第２の変換装置出力である
   矩形波電圧を平均化した直流電圧に変換する第１のロー
   パスフィルタ装置とを備え、並びに前記第２のオペアン
   プは前記第１のオペアンプ出力電圧と前記第１の変換装
   置出力電圧との差電圧を増幅出力し同時にローパスフィ
   ルタとしても動作し、及びこの第２のオペアンプ動作に
   より前記第１のオペアンプ出力電圧と前記第１の変換装
   置出力電圧とが一致するように全体構成され、並びに前
   記第１のローパスフィルタ装置の出力電圧値から該電流
   値を検出することを特徴とする絶縁型電流検出器。
2. 【請求項２】 前記第２のオペアンプは増幅動作のみ行
   い、前記第２のオペアンプの入力前もしくは出力後に第
   ２のローパスフィルタ装置を挿入したことを特徴とする
   請求項１記載の絶縁型電流検出器。
3. 【請求項３】 前記第１のオペアンプと前記第２のオペ
   アンプとを第３のオペアンプひとつで置き換えたことを
   特徴とする請求項１または２記載の絶縁型電流検出器。
4. 【請求項４】 前記三角波電圧発生器は第４のオペアン
   プと、第２のコンパレータと、並びに前記第４のオペア
   ンプ入力端子の一端は基準電圧源に接続され入力端子の
   他端は第１のコンデンサを介して出力端子とおよび第２
   の抵抗を介して前記第１の変換装置出力とに接続され、
   並びに前記第２のコンパレータ入力端子の一端は基準電
   圧源に接続され入力端子の他端は第３の抵抗を介して第
   ４のオペアンプ出力とおよび第４の抵抗を介して前記第
   １の変換装置出力とに接続して構成され、並びに前記第
   １のコンパレータを削除してこの第１のコンパレータ出
   力を前記第２のコンパレータ出力に置き換え、前記第２
   若しくは第３のオペアンプ出力を第５の抵抗を介して前
   記第４のオペアンプ入力端子のうち基準電圧源に接続さ
   れていない側の入力端子に接続したことを特徴とする請
   求項１ないし３のいずれか１項に記載の絶縁型電流検出
   器。