JP2002171182A - 雑音除去方法及び雑音除去装置 - Google Patents
雑音除去方法及び雑音除去装置Info
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- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 チャンネル分離の効果を不必要に低下させる
ことなく、雑音を低減する。 【解決手段】 人間の聴覚システムのマスキング効果に
基づいて、周波数選択的にステレオ信号とモノラル信号
の混合を行う。ステレオオーディオ信号に含まれる雑音
をプローブ信号として使用し、オーディオ信号のオーデ
ィオ成分をマスク信号として使用する。
ことなく、雑音を低減する。 【解決手段】 人間の聴覚システムのマスキング効果に
基づいて、周波数選択的にステレオ信号とモノラル信号
の混合を行う。ステレオオーディオ信号に含まれる雑音
をプローブ信号として使用し、オーディオ信号のオーデ
ィオ成分をマスク信号として使用する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ステレオ信号の雑
音を除去する雑音除去方法及びこの雑音除去方法に基づ
いて動作する雑音除去装置に関する。
音を除去する雑音除去方法及びこの雑音除去方法に基づ
いて動作する雑音除去装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】周波数変調（frequency modulation：以
下、ＦＭという。）放送方式は、現在、世界で最も重要
な放送方式である。長年に亘るアナログ放送受信機の開
発の結果、現在は非常に高性能な受信機が市販されてい
る。新たな技術により、ＦＭ放送信号の受信のための新
たなアルゴリズムを使用することができるようになっ
た。特に、デジタルシグナルプロセッサ（digital sign
al processor：以下、ＤＳＰという。）の処理能力が高
まり、製造コストが低下したため、ＦＭ及び振幅変調
（amplitude modulation：以下、ＡＭという。）等のア
ナログ放送信号をデジタル的に処理できるようになっ
た。アナログ放送方式においてデジタル信号処理を導入
することには、様々な利点がある。例えば、各機能を１
つの集積回路（integrated circuit：以下、ＩＣとい
う。）に集積することにより、受信機のサイズを縮小す
ることができ、また、デジタルラジオモンデアル（Digi
tal Radio Mondiale：ＤＲＭ）やデジタルオーディオ放
送（Digital Audio Broadcasting：ＤＡＢ）等のデジタ
ル放送方式を同じ大規模集積回路（large scale integr
ationcircuit：以下、ＬＳＩという。）に集積すること
もできるようになった。
下、ＦＭという。）放送方式は、現在、世界で最も重要
な放送方式である。長年に亘るアナログ放送受信機の開
発の結果、現在は非常に高性能な受信機が市販されてい
る。新たな技術により、ＦＭ放送信号の受信のための新
たなアルゴリズムを使用することができるようになっ
た。特に、デジタルシグナルプロセッサ（digital sign
al processor：以下、ＤＳＰという。）の処理能力が高
まり、製造コストが低下したため、ＦＭ及び振幅変調
（amplitude modulation：以下、ＡＭという。）等のア
ナログ放送信号をデジタル的に処理できるようになっ
た。アナログ放送方式においてデジタル信号処理を導入
することには、様々な利点がある。例えば、各機能を１
つの集積回路（integrated circuit：以下、ＩＣとい
う。）に集積することにより、受信機のサイズを縮小す
ることができ、また、デジタルラジオモンデアル（Digi
tal Radio Mondiale：ＤＲＭ）やデジタルオーディオ放
送（Digital Audio Broadcasting：ＤＡＢ）等のデジタ
ル放送方式を同じ大規模集積回路（large scale integr
ationcircuit：以下、ＬＳＩという。）に集積すること
もできるようになった。
【０００３】ＦＭ放送においては、多重信号（multiple
x signal）が周波数変調される。多重信号のスペクトル
を図４に示す。多重信号は、和信号（sum signal）と、
振幅変調され、搬送波が抑圧された差信号（difference
signal）からなる。和信号は、左＋右（Ｌ＋Ｒ）のオ
ーディオ信号情報を表し、差信号は、左−右（Ｌ−Ｒ）
のオーディオ信号情報を表す。振幅変調された差信号を
復調するために、多重信号にはパイロット搬送波が重畳
されている。
x signal）が周波数変調される。多重信号のスペクトル
を図４に示す。多重信号は、和信号（sum signal）と、
振幅変調され、搬送波が抑圧された差信号（difference
signal）からなる。和信号は、左＋右（Ｌ＋Ｒ）のオ
ーディオ信号情報を表し、差信号は、左−右（Ｌ−Ｒ）
のオーディオ信号情報を表す。振幅変調された差信号を
復調するために、多重信号にはパイロット搬送波が重畳
されている。
【０００４】携帯型ＦＭ受信機では、受信状態が頻繁に
悪化する。現在のＦＭ受信機は、電界強度（field stre
ngth）及びマルチパス検出に基づき、約１９ｄＢの信号
対雑音比（signal to noise ratio：以下、ＳＮ比とい
う。）を得るために、ステレオ受信からモノラル受信に
切り換える機能を有している。このような雑音除去法
は、周波数復調器の出力雑音パワースペクトル密度（fr
equency demodulator output noise power spectral de
nsity）が周波数の２乗に比例して高くなり、すなわ
ち、モノラル信号はステレオ和信号に等しい周波数帯域
で伝送されるが、ステレオ差信号はより高い周波数帯域
で伝送され、モノラル信号に含まれる雑音はステレオ差
信号の雑音よりも少ないという事実に基づいている。
悪化する。現在のＦＭ受信機は、電界強度（field stre
ngth）及びマルチパス検出に基づき、約１９ｄＢの信号
対雑音比（signal to noise ratio：以下、ＳＮ比とい
う。）を得るために、ステレオ受信からモノラル受信に
切り換える機能を有している。このような雑音除去法
は、周波数復調器の出力雑音パワースペクトル密度（fr
equency demodulator output noise power spectral de
nsity）が周波数の２乗に比例して高くなり、すなわ
ち、モノラル信号はステレオ和信号に等しい周波数帯域
で伝送されるが、ステレオ差信号はより高い周波数帯域
で伝送され、モノラル信号に含まれる雑音はステレオ差
信号の雑音よりも少ないという事実に基づいている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ステレオ信号からモノ
ラル信号への切換は、ユーザに違和感を与えるため、多
くの携帯型ＦＭ受信機は、ステレオからモノラルへの移
行をスライド方式で切り換える機能を有している。この
ようなステレオからモノラルへのスライド方式の切換
は、例えば、ドイツ特許公報ＤＥ４４００８６５Ｃ２号
に開示されている。この文献に基づく技術では、ステレ
オのチャンネル分離（channel separation）は、番組の
種類に関する情報及び信号内の雑音レベル及び／又は周
波数変調ＲＦ信号の電界強度に応じて、連続的に低減さ
れる。さらに、米国特許公報ＵＳ５２５３２９９号及び
欧州特許公開公報０９５５７３２Ａ１号には、ステレオ
差信号を幾つかのサブバンドに分割し、各サブバンド毎
に独立して、ステレオ信号とモノラル信号の混合、すな
わちステレオ差信号の相対的な低減が実行される。この
ように周波数を選択してステレオ信号とモノラル信号を
混合することにより、特にＲＦ信号が振幅が小さく受信
された場合に、ＳＮ比、及びＦＭ受信機のチャンネル分
離が向上する。しかしながら、上述の方式は、いずれも
主に受信状態に応じてステレオ信号とモノラル信号を混
合することにより雑音を低減するものであり、この結
果、チャンネル分離の効果が不必要に低下してしまうこ
とも多い。
ラル信号への切換は、ユーザに違和感を与えるため、多
くの携帯型ＦＭ受信機は、ステレオからモノラルへの移
行をスライド方式で切り換える機能を有している。この
ようなステレオからモノラルへのスライド方式の切換
は、例えば、ドイツ特許公報ＤＥ４４００８６５Ｃ２号
に開示されている。この文献に基づく技術では、ステレ
オのチャンネル分離（channel separation）は、番組の
種類に関する情報及び信号内の雑音レベル及び／又は周
波数変調ＲＦ信号の電界強度に応じて、連続的に低減さ
れる。さらに、米国特許公報ＵＳ５２５３２９９号及び
欧州特許公開公報０９５５７３２Ａ１号には、ステレオ
差信号を幾つかのサブバンドに分割し、各サブバンド毎
に独立して、ステレオ信号とモノラル信号の混合、すな
わちステレオ差信号の相対的な低減が実行される。この
ように周波数を選択してステレオ信号とモノラル信号を
混合することにより、特にＲＦ信号が振幅が小さく受信
された場合に、ＳＮ比、及びＦＭ受信機のチャンネル分
離が向上する。しかしながら、上述の方式は、いずれも
主に受信状態に応じてステレオ信号とモノラル信号を混
合することにより雑音を低減するものであり、この結
果、チャンネル分離の効果が不必要に低下してしまうこ
とも多い。
【０００６】本発明は、上述の課題に鑑みてなされたも
のであり、本発明の目的は、チャンネル分離の効果を不
必要に低下させることなく、雑音を低減することのでき
る雑音除去方法及び雑音除去装置を提供することであ
る。
のであり、本発明の目的は、チャンネル分離の効果を不
必要に低下させることなく、雑音を低減することのでき
る雑音除去方法及び雑音除去装置を提供することであ
る。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上述の目的を達成するた
めに、本発明に係る雑音除去方法は、ステレオ和信号及
びステレオ差信号を有するステレオ信号の雑音を除去す
る雑音除去方法において、人間の聴覚システムのマスキ
ング効果に基づいて、周波数選択的にステレオ信号とモ
ノラル信号の混合を行う。
めに、本発明に係る雑音除去方法は、ステレオ和信号及
びステレオ差信号を有するステレオ信号の雑音を除去す
る雑音除去方法において、人間の聴覚システムのマスキ
ング効果に基づいて、周波数選択的にステレオ信号とモ
ノラル信号の混合を行う。
【０００８】また、上述の目的を達成するために、本発
明に係る雑音除去装置は、ステレオ和信号及びステレオ
差信号を有するステレオ信号の雑音を除去する雑音除去
装置において、ステレオ差信号（ｌ−ｒ）を複数のサブ
バンドに分割するフィルタバンクと、ステレオ差信号の
各サブバンドを各対応する制御信号（Ｃ０〜ＣＮ）によ
り重み付けする各第１の乗算器（２０〜２Ｎ）と、ステ
レオ差信号（ｌ−ｒ）の重み付けされたサブバンドの全
てを加算し、周波数選択重み付けステレオ差信号（ｄｉ
ｆｆ）を生成する第１の加算器とを備え、第１のフィル
タバンクにより得られるサブバンドの数及び帯域は、人
間の聴覚システムの特性に応じて選択され、人間の聴覚
システムのマスキング効果に基づいて制御信号（Ｃ０〜
ＣＮ）を周波数選択的に決定する重み付け係数決定手段
を備える。
明に係る雑音除去装置は、ステレオ和信号及びステレオ
差信号を有するステレオ信号の雑音を除去する雑音除去
装置において、ステレオ差信号（ｌ−ｒ）を複数のサブ
バンドに分割するフィルタバンクと、ステレオ差信号の
各サブバンドを各対応する制御信号（Ｃ０〜ＣＮ）によ
り重み付けする各第１の乗算器（２０〜２Ｎ）と、ステ
レオ差信号（ｌ−ｒ）の重み付けされたサブバンドの全
てを加算し、周波数選択重み付けステレオ差信号（ｄｉ
ｆｆ）を生成する第１の加算器とを備え、第１のフィル
タバンクにより得られるサブバンドの数及び帯域は、人
間の聴覚システムの特性に応じて選択され、人間の聴覚
システムのマスキング効果に基づいて制御信号（Ｃ０〜
ＣＮ）を周波数選択的に決定する重み付け係数決定手段
を備える。
【０００９】本発明によれば、オーディオ信号における
雑音が人間に聞こえない程度に抑制される。すなわち、
本発明は、ステレオ信号の雑音除去において心理的モデ
ルを利用する。本発明では、人間の聴覚システムのマス
クキング効果を利用し、可聴雑音を低減するとともに、
所定の電界強度における左右のチャンネル分離の効果を
高める。本発明が利用するマスキング効果とは、絶対的
な静寂な環境では聞こえるプローブ信号が、他の信号、
すなわちマスキング音（masker）の存在により聞こえな
くなる現象である。マスキング音は、より弱い他の（プ
ローブ）信号をマスキングし、この信号は、マスキング
閾値を下回る限り聞こえることはないため、本発明で
は、このマスキング音を周波数選択的なステレオ及びモ
ノラル信号の混合処理におけるパラメータとして用い
る。
雑音が人間に聞こえない程度に抑制される。すなわち、
本発明は、ステレオ信号の雑音除去において心理的モデ
ルを利用する。本発明では、人間の聴覚システムのマス
クキング効果を利用し、可聴雑音を低減するとともに、
所定の電界強度における左右のチャンネル分離の効果を
高める。本発明が利用するマスキング効果とは、絶対的
な静寂な環境では聞こえるプローブ信号が、他の信号、
すなわちマスキング音（masker）の存在により聞こえな
くなる現象である。マスキング音は、より弱い他の（プ
ローブ）信号をマスキングし、この信号は、マスキング
閾値を下回る限り聞こえることはないため、本発明で
は、このマスキング音を周波数選択的なステレオ及びモ
ノラル信号の混合処理におけるパラメータとして用い
る。
【００１０】図３は、４０ｄＢ、６０ｄＢ、８０ｄＢの
音圧レベル（sound pressure level：ＳＰＬ）に対する
２５０Ｈｚ、１ｋＨｚ、４ｋＨｚの狭帯域雑音マスキン
グ音（narrow band noise maskers）用のマスキング閾
値を示すグラフである。破線は、８０ｄＢのＳＰＬを有
するマスキング音のマスキングの絶対閾値を示してい
る。
音圧レベル（sound pressure level：ＳＰＬ）に対する
２５０Ｈｚ、１ｋＨｚ、４ｋＨｚの狭帯域雑音マスキン
グ音（narrow band noise maskers）用のマスキング閾
値を示すグラフである。破線は、８０ｄＢのＳＰＬを有
するマスキング音のマスキングの絶対閾値を示してい
る。
【００１１】本発明では、例えば、ステレオ信号に含ま
れる雑音をプローブ信号として使用し、ステレオ信号の
オーディオ成分をマスク信号又はマスキング音として使
用する。
れる雑音をプローブ信号として使用し、ステレオ信号の
オーディオ成分をマスク信号又はマスキング音として使
用する。
【００１２】さらに、本発明では、周波数選択性は、例
えば、オーディオ信号を複数のサブバンドに分割するこ
とにより実現される。サブバンドの数及び帯域幅は、例
えば人間の聴覚システムの特性に基づいて決定してもよ
い。
えば、オーディオ信号を複数のサブバンドに分割するこ
とにより実現される。サブバンドの数及び帯域幅は、例
えば人間の聴覚システムの特性に基づいて決定してもよ
い。
【００１３】このように、本発明は、人間の耳がいわゆ
る臨界帯域（critical bandwidth）と呼ばれる所定の帯
域の音を１つの音の強さとして捉えるという特性を利用
する。臨界帯域外の音は、臨界帯域のマスキング閾値に
貢献しない。可聴音の範囲は、少なくとも２４個の臨界
帯域に分割できる。したがって、本発明では、差信号を
少なくとも２４のサブバンド信号に分割して差信号の雑
音除去を行うことが望ましい。
る臨界帯域（critical bandwidth）と呼ばれる所定の帯
域の音を１つの音の強さとして捉えるという特性を利用
する。臨界帯域外の音は、臨界帯域のマスキング閾値に
貢献しない。可聴音の範囲は、少なくとも２４個の臨界
帯域に分割できる。したがって、本発明では、差信号を
少なくとも２４のサブバンド信号に分割して差信号の雑
音除去を行うことが望ましい。
【００１４】さらに、本発明では、雑音成分がステレオ
差信号における対応するオーディオ信号のサブバンドの
信号成分より大きいステレオ差信号の全てのサブバンド
を減衰して、ステレオ差信号のサブバンドの雑音成分が
各マスキングの絶対値以下としてもよい。ステレオ差信
号は、両側波帯変調され、この結果、同相成分は理想的
には信号＋雑音を含み、直交成分は雑音のみを含む。実
際の具体例では、変調された差信号の同相成分が差信号
の直交成分に漏話（crosstalk）することが多い。換言
すれば、同相成分は、信号＋雑音を含み、直交成分は、
雑音と僅かな信号とを含むこととなる。しかしながら、
変調差信号の同相成分及び直交成分は、差信号におい
て、信号及び雑音パワーを正しく指示する。したがっ
て、人間の聴覚システムのマスキング効果に基づく周波
数選択的なステレオ及びモノラル混合処理は、心理的モ
デル及びオーディオ信号における信号及び雑音パワーの
情報に基づくステレオ及びモノラル混合処理と言い換え
ることもできる。上述のように、本発明に基づく、ステ
レオ及びモノラル混合処理は、ステレオ差信号がステレ
オ和信号に対して加算又は減算される前に、ステレオ差
信号の雑音を除去することにより実現される。
差信号における対応するオーディオ信号のサブバンドの
信号成分より大きいステレオ差信号の全てのサブバンド
を減衰して、ステレオ差信号のサブバンドの雑音成分が
各マスキングの絶対値以下としてもよい。ステレオ差信
号は、両側波帯変調され、この結果、同相成分は理想的
には信号＋雑音を含み、直交成分は雑音のみを含む。実
際の具体例では、変調された差信号の同相成分が差信号
の直交成分に漏話（crosstalk）することが多い。換言
すれば、同相成分は、信号＋雑音を含み、直交成分は、
雑音と僅かな信号とを含むこととなる。しかしながら、
変調差信号の同相成分及び直交成分は、差信号におい
て、信号及び雑音パワーを正しく指示する。したがっ
て、人間の聴覚システムのマスキング効果に基づく周波
数選択的なステレオ及びモノラル混合処理は、心理的モ
デル及びオーディオ信号における信号及び雑音パワーの
情報に基づくステレオ及びモノラル混合処理と言い換え
ることもできる。上述のように、本発明に基づく、ステ
レオ及びモノラル混合処理は、ステレオ差信号がステレ
オ和信号に対して加算又は減算される前に、ステレオ差
信号の雑音を除去することにより実現される。
【００１５】本発明によれば、各サブバンドの減衰係数
は、ステレオ差信号のサブバンドに対応するオーディオ
信号のサブバンドの信号成分をステレオ差信号の雑音成
分により除算することにより決定してもよい。
は、ステレオ差信号のサブバンドに対応するオーディオ
信号のサブバンドの信号成分をステレオ差信号の雑音成
分により除算することにより決定してもよい。
【００１６】また、本発明では、差信号の各サブバンド
の雑音パワーを算出し、オーディオ信号の各サブバンド
の信号パワーと比較してもよい。マスキングの絶対閾値
より大きい雑音パワーを有する差信号のサブバンドは、
減衰される。減衰器は、雑音パワーをマスキングの絶対
閾値と略々同レベルに減衰する。
の雑音パワーを算出し、オーディオ信号の各サブバンド
の信号パワーと比較してもよい。マスキングの絶対閾値
より大きい雑音パワーを有する差信号のサブバンドは、
減衰される。減衰器は、雑音パワーをマスキングの絶対
閾値と略々同レベルに減衰する。
【００１７】各影響係数は、さらに、各サブバンドの減
衰係数からそれぞれ影響係数を減算し、減衰の演算に対
するオーディオ信号内の雑音の影響を低減してもよい。
減衰係数の値は、０から１の範囲としてもよい。受信状
態が非常に悪い場合、減衰係数の値を１より小さく制限
することにより、ステレオ効果の変調の効果が低減され
る。すなわち、この制限は、受信状態及び／又は減衰係
数の変化の速度に応じて決定される。
衰係数からそれぞれ影響係数を減算し、減衰の演算に対
するオーディオ信号内の雑音の影響を低減してもよい。
減衰係数の値は、０から１の範囲としてもよい。受信状
態が非常に悪い場合、減衰係数の値を１より小さく制限
することにより、ステレオ効果の変調の効果が低減され
る。すなわち、この制限は、受信状態及び／又は減衰係
数の変化の速度に応じて決定される。
【００１８】また、差信号のサブバンドの雑音成分は、
その自乗平均平方根（root mean square：ｒｍｓ）雑音
パワーに基づいて判定してもよい。さらに、ステレオ差
信号のサブバンドの雑音成分は、それぞれ対応するマス
キングの絶対閾値、又は、例えば受信周波数変調信号の
電界強度、出力音量、背景雑音レベル、オーディオ信号
の信号振幅パワー、ステレオ信号が再生されている乗り
物の速度及び／又は対応するサブバンドの差信号の信号
対雑音比等の受信状態に基づいて重み付けすることによ
り決定してもよい。音声プログラム（spoken program
s）における歪みは、差信号における信号パワーと雑音
パワー（変調された差信号の同相成分及び直交成分）の
比に基づいてサブバンドの雑音パワーを重み付けするこ
とにより低減することができる。
その自乗平均平方根（root mean square：ｒｍｓ）雑音
パワーに基づいて判定してもよい。さらに、ステレオ差
信号のサブバンドの雑音成分は、それぞれ対応するマス
キングの絶対閾値、又は、例えば受信周波数変調信号の
電界強度、出力音量、背景雑音レベル、オーディオ信号
の信号振幅パワー、ステレオ信号が再生されている乗り
物の速度及び／又は対応するサブバンドの差信号の信号
対雑音比等の受信状態に基づいて重み付けすることによ
り決定してもよい。音声プログラム（spoken program
s）における歪みは、差信号における信号パワーと雑音
パワー（変調された差信号の同相成分及び直交成分）の
比に基づいてサブバンドの雑音パワーを重み付けするこ
とにより低減することができる。
【００１９】ステレオ差信号のサブバンドに対応するオ
ーディオ成分は、ステレオ差信号の同相成分の各サブバ
ンド信号の自乗及びステレオ和信号の各サブバンド信号
の自乗の総和の平均の平方根を抽出して判定されたオー
ディオ信号パワーに基づいて判定してもよい。また、ス
テレオ差信号の同相成分のサブバンド信号の自乗は、例
えば以下に説明するように、受信状態に基づく重み付け
係数により重み付けしてもよい。
ーディオ成分は、ステレオ差信号の同相成分の各サブバ
ンド信号の自乗及びステレオ和信号の各サブバンド信号
の自乗の総和の平均の平方根を抽出して判定されたオー
ディオ信号パワーに基づいて判定してもよい。また、ス
テレオ差信号の同相成分のサブバンド信号の自乗は、例
えば以下に説明するように、受信状態に基づく重み付け
係数により重み付けしてもよい。
【００２０】例えば０から１の範囲の値をとる重み付け
係数による重み付けは、ＳＮ比が低いオーディオ信号の
ｒｍｓの算出におけるエラーを回避するために実行され
る。上述のように、ステレオ和信号においては、ステレ
オ差信号に比べて、雑音パワーが非常に低い。さらに、
通常、ステレオ和信号の信号パワーは、ステレオ差信号
における信号パワーよりも大きい。オーディオ信号パワ
ーは、以下のように算出することができる。 ステレオ和信号：ｌ＋ｒ ステレオ差信号：ｌ−ｒ 各サブバンドについて、以下の式が成り立つ。 （ｌ＋ｒ）２＋（ｌ−ｒ）２＝２（ｌ２＋ｒ２） ステレオ差信号を１より小さい重み付け係数で重み付け
することにより、算出される信号パワーに対するステレ
オ差信号の雑音歪みの影響を低減することができる。し
かしながら、このような重み付け係数により、信号パワ
ーの算出に誤差が生じる。そこで、差信号からの雑音パ
ワーの影響と、差信号の信号パワーとの妥協点を見出す
必要がある。可能な解決策としては、受信周波数変調信
号の電界強度、マルチパス、和／差信号の信号振幅パワ
ー、オーディオ信号の信号振幅パワー、ステレオ信号が
再生されている乗り物の速度、及び／又は背景雑音レベ
ル等の単独の要素又はこれらの組合せに応じて変化する
可変重み付け係数を使用する手法がある。
係数による重み付けは、ＳＮ比が低いオーディオ信号の
ｒｍｓの算出におけるエラーを回避するために実行され
る。上述のように、ステレオ和信号においては、ステレ
オ差信号に比べて、雑音パワーが非常に低い。さらに、
通常、ステレオ和信号の信号パワーは、ステレオ差信号
における信号パワーよりも大きい。オーディオ信号パワ
ーは、以下のように算出することができる。 ステレオ和信号：ｌ＋ｒ ステレオ差信号：ｌ−ｒ 各サブバンドについて、以下の式が成り立つ。 （ｌ＋ｒ）２＋（ｌ−ｒ）２＝２（ｌ２＋ｒ２） ステレオ差信号を１より小さい重み付け係数で重み付け
することにより、算出される信号パワーに対するステレ
オ差信号の雑音歪みの影響を低減することができる。し
かしながら、このような重み付け係数により、信号パワ
ーの算出に誤差が生じる。そこで、差信号からの雑音パ
ワーの影響と、差信号の信号パワーとの妥協点を見出す
必要がある。可能な解決策としては、受信周波数変調信
号の電界強度、マルチパス、和／差信号の信号振幅パワ
ー、オーディオ信号の信号振幅パワー、ステレオ信号が
再生されている乗り物の速度、及び／又は背景雑音レベ
ル等の単独の要素又はこれらの組合せに応じて変化する
可変重み付け係数を使用する手法がある。
【００２１】ｒｍｓフィルタリングされた制御信号によ
り、より良好なオーディオ信号が得られるため、信号及
び雑音のｒｍｓ信号をそれぞれ算出してもよい。また、
人間の聴覚は音量を対数的に認識するため、コンパンダ
としては、ｒｍｓ検出器が最適である。
り、より良好なオーディオ信号が得られるため、信号及
び雑音のｒｍｓ信号をそれぞれ算出してもよい。また、
人間の聴覚は音量を対数的に認識するため、コンパンダ
としては、ｒｍｓ検出器が最適である。
【００２２】また、上述の目的を達成するために、本発
明に係るコンピュータプログラム製品は、コンピュータ
又はデジタル信号処理装置により実行されて、上述の雑
音除去方法の各ステップを実行する。
明に係るコンピュータプログラム製品は、コンピュータ
又はデジタル信号処理装置により実行されて、上述の雑
音除去方法の各ステップを実行する。
【００２３】また、上述の目的を達成するために、本発
明に係る雑音除去装置は、本発明に基づく雑音除去方法
を実現する回路を備える。
明に係る雑音除去装置は、本発明に基づく雑音除去方法
を実現する回路を備える。
【００２４】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る雑音除去方法
及び雑音除去装置について、図面を参照して詳細に説明
する。
及び雑音除去装置について、図面を参照して詳細に説明
する。
【００２５】本発明に基づいて、心理音響的誘因（psyc
hoacoustically motivated）によりステレオ信号とモノ
ラル信号の混合を行うＦＭ放送用デジタル受信機の構成
を図１に示す。このデジタル受信機は、図１に示すよう
に、受信ＲＦ信号を中間周波数信号やベースバンド信号
にダウンコンバートするフロントエンド回路１４と、ダ
ウンコンバートされたステレオ放送信号をデジタル信号
に変換するアナログ／デジタル（analogue to digita
l：以下、Ａ／Ｄという。）変換及びＩＱ生成器１５
と、ステレオ放送信号を復調する復調器１６とを備え
る。
hoacoustically motivated）によりステレオ信号とモノ
ラル信号の混合を行うＦＭ放送用デジタル受信機の構成
を図１に示す。このデジタル受信機は、図１に示すよう
に、受信ＲＦ信号を中間周波数信号やベースバンド信号
にダウンコンバートするフロントエンド回路１４と、ダ
ウンコンバートされたステレオ放送信号をデジタル信号
に変換するアナログ／デジタル（analogue to digita
l：以下、Ａ／Ｄという。）変換及びＩＱ生成器１５
と、ステレオ放送信号を復調する復調器１６とを備え
る。
【００２６】そして、受信されたステレオ放送信号は、
フロントエンド回路１４で増幅及びダウンコンバートさ
れ、Ａ／Ｄ変換及びＩＱ生成器１５でデジタル信号に変
換された後、ＦＭ復調器１６に供給される。ＦＭ復調器
１６は、図４に示すようなスペクトルを有するステレオ
多重信号を出力する。このステレオ多重信号は、ローパ
スフィルタ（以下、ＬＰＦという。）２０に供給され、
ＬＰＦ２０は、ステレオ和信号、すなわち信号ｌ＋ｒを
マトリクス回路２１に供給する。マトリクス回路２１に
は、フィルタリングされたステレオ差信号ｄｉｆｆも供
給されており、マトリクス回路２１は、左チャンネルの
信号ｌ及び右チャンネルの信号ｒを出力する。
フロントエンド回路１４で増幅及びダウンコンバートさ
れ、Ａ／Ｄ変換及びＩＱ生成器１５でデジタル信号に変
換された後、ＦＭ復調器１６に供給される。ＦＭ復調器
１６は、図４に示すようなスペクトルを有するステレオ
多重信号を出力する。このステレオ多重信号は、ローパ
スフィルタ（以下、ＬＰＦという。）２０に供給され、
ＬＰＦ２０は、ステレオ和信号、すなわち信号ｌ＋ｒを
マトリクス回路２１に供給する。マトリクス回路２１に
は、フィルタリングされたステレオ差信号ｄｉｆｆも供
給されており、マトリクス回路２１は、左チャンネルの
信号ｌ及び右チャンネルの信号ｒを出力する。
【００２７】ＦＭ復調器１６から出力されたステレオ多
重信号は、デジタル位相ロックループ（digital phase
locked loop circuit：以下、ＤＰＬＬという。）１７
にも供給され、ＤＰＬＬ１７は、３８ｋＨｚのサブキャ
リアと同相のＩ信号を第２のミキサ１８に供給する。第
２のミキサ１８には、ステレオ多重信号も供給されてお
り、第２のミキサ１８は、振幅変調されたステレオ多重
信号を復調し、復調された信号は、第２のＬＰＦ１９に
よりフィルタリングされ、これにより、ステレオ差信号
ｌ−ｒが得られる。
重信号は、デジタル位相ロックループ（digital phase
locked loop circuit：以下、ＤＰＬＬという。）１７
にも供給され、ＤＰＬＬ１７は、３８ｋＨｚのサブキャ
リアと同相のＩ信号を第２のミキサ１８に供給する。第
２のミキサ１８には、ステレオ多重信号も供給されてお
り、第２のミキサ１８は、振幅変調されたステレオ多重
信号を復調し、復調された信号は、第２のＬＰＦ１９に
よりフィルタリングされ、これにより、ステレオ差信号
ｌ−ｒが得られる。
【００２８】ＤＰＬＬ１７は、さらに３８ｋＨｚのサブ
キャリアに直交したＱ信号を第１のミキサ６に供給す
る。第１のミキサ６には、ステレオ多重信号も供給され
ており、第１のミキサ６から出力信号は、第１のＬＰＦ
７でフィルタリングされ、これにより、ステレオ差信号
の直交成分が得られる。
キャリアに直交したＱ信号を第１のミキサ６に供給す
る。第１のミキサ６には、ステレオ多重信号も供給され
ており、第１のミキサ６から出力信号は、第１のＬＰＦ
７でフィルタリングされ、これにより、ステレオ差信号
の直交成分が得られる。
【００２９】ステレオ和信号ｌ＋ｒ、ステレオ差信号ｌ
−ｒ及びステレオ差信号の直交成分は、信号及び雑音パ
ワーの算出のためにサブバンドフィルタリングされる。
人間の聴覚の臨界帯域（critical bandwidth）に等しい
帯域を有する複数のフィルタを用いたサブバンドフィル
タリングについては、図２を用いて、後に詳細に説明す
る。もちろん、フィルタバンクをこの他の構成により実
現してもよい。
−ｒ及びステレオ差信号の直交成分は、信号及び雑音パ
ワーの算出のためにサブバンドフィルタリングされる。
人間の聴覚の臨界帯域（critical bandwidth）に等しい
帯域を有する複数のフィルタを用いたサブバンドフィル
タリングについては、図２を用いて、後に詳細に説明す
る。もちろん、フィルタバンクをこの他の構成により実
現してもよい。
【００３０】人間の聴覚システムに基づいてステレオ差
信号ｌ−ｒをフィルタリングする第１のフィルタバンク
１のＮ＋１個の出力信号は、それぞれＮ＋１個の第１の
乗算器２０〜２Ｎに供給される。第１の乗算器２０〜２
Ｎは、ステレオ差信号の各サブバンド信号を、対応する
制御信号Ｃ０〜ＣＮにより重み付けする。重み付けされ
た各サブバンド信号は、第１の加算器３に供給され、第
１の加算器３は、このステレオ差信号の重み付けされた
サブバンド信号を全て加算し、周波数選択重み付けステ
レオ差信号（frequency selective weighted stereo di
fference signal）ｄｉｆｆを生成し、このステレオ差
信号ｄｉｆｆをマトリクス回路２１に供給する。
信号ｌ−ｒをフィルタリングする第１のフィルタバンク
１のＮ＋１個の出力信号は、それぞれＮ＋１個の第１の
乗算器２０〜２Ｎに供給される。第１の乗算器２０〜２
Ｎは、ステレオ差信号の各サブバンド信号を、対応する
制御信号Ｃ０〜ＣＮにより重み付けする。重み付けされ
た各サブバンド信号は、第１の加算器３に供給され、第
１の加算器３は、このステレオ差信号の重み付けされた
サブバンド信号を全て加算し、周波数選択重み付けステ
レオ差信号（frequency selective weighted stereo di
fference signal）ｄｉｆｆを生成し、このステレオ差
信号ｄｉｆｆをマトリクス回路２１に供給する。
【００３１】以下、制御信号Ｃ０〜ＣＮについて、Ｎ＋
１個のサブバンド信号のうち、インデックス０が付され
た第１のサブバンド信号をフィルタリングするために使
用される制御信号Ｃ０を例として説明する。
１個のサブバンド信号のうち、インデックス０が付され
た第１のサブバンド信号をフィルタリングするために使
用される制御信号Ｃ０を例として説明する。
【００３２】まず、オーディオ信号及び雑音のサブバン
ド信号のそれぞれの自乗平均値の平方根（root-mean-sq
uare：以下、ｒｍｓという。）を算出する。各ｒｍｓ信
号を算出するためのフィルタは、例えば、アタック、ホ
ールド及びリリースの時定数が可変の非線形フィルタで
あり、基本的には、自乗ユニット（squaring unit）
と、その後段に設けられたＬＰＦと、ＬＰＦによりフィ
ルタリングされた信号の平方根を算出するユニットとか
ら構成される。
ド信号のそれぞれの自乗平均値の平方根（root-mean-sq
uare：以下、ｒｍｓという。）を算出する。各ｒｍｓ信
号を算出するためのフィルタは、例えば、アタック、ホ
ールド及びリリースの時定数が可変の非線形フィルタで
あり、基本的には、自乗ユニット（squaring unit）
と、その後段に設けられたＬＰＦと、ＬＰＦによりフィ
ルタリングされた信号の平方根を算出するユニットとか
ら構成される。
【００３３】サブバンド雑音のｒｍｓは、第１のｒｍｓ
フィルタ９０において、ステレオ差信号の直交成分を、
すなわち第１のフィルタバンク１に対応するサブバンド
に分割している、第１のフィルタバンク１により生成さ
れるサブバンドに対応する第２のフィルタバンク８の出
力信号をｒｍｓフィルタリングすることにより得られ
る。各サブバンドの絶対閾値（absolute threshold）を
考慮するために、サブバンド雑音のｒｍｓ信号は、それ
ぞれの第２の乗算器１００において、変数Ｍ０が乗算さ
れる。上述のように、この変数Ｍｎは、それぞれ受信状
態及び／又は上述したステレオ差信号の信号及び雑音パ
ワーに基づいて決定することができる。
フィルタ９０において、ステレオ差信号の直交成分を、
すなわち第１のフィルタバンク１に対応するサブバンド
に分割している、第１のフィルタバンク１により生成さ
れるサブバンドに対応する第２のフィルタバンク８の出
力信号をｒｍｓフィルタリングすることにより得られ
る。各サブバンドの絶対閾値（absolute threshold）を
考慮するために、サブバンド雑音のｒｍｓ信号は、それ
ぞれの第２の乗算器１００において、変数Ｍ０が乗算さ
れる。上述のように、この変数Ｍｎは、それぞれ受信状
態及び／又は上述したステレオ差信号の信号及び雑音パ
ワーに基づいて決定することができる。
【００３４】対応するオーディオサブバンド信号のｒｍ
ｓは、それぞれの第２のフィルタ１２０において、第１
のフィルタバンク１の対応する出力信号、すなわちイン
デックス０を有するサブバンドに対応するオーディオ信
号を自乗し、ステレオ差信号ｌ−ｒを分割する第１のフ
ィルタバンク１と同様の手法でステレオ和信号ｌ＋ｒを
分割する第３のフィルタバンク１１の対応する出力信号
を自乗し、これら第１及び第３のフィルタバンク１，１
１の対応する出力信号を加算し、加算により得られた信
号をＬＰＦによりフィルタリングし、ローパスフィルタ
リングされた信号の平方根を求めることにより得られ
る。ＳＮ比が低いオーディオサブバンド信号のｒｍｓを
算出する演算におけるエラーを回避するために、サブバ
ンド差信号のｒｍｓは、上述のように受信状態に応じて
決定される変数０≦Ｗｎ≦１が、この場合、変数０≦Ｗ
０≦１を有する各乗算器１３０により乗算される。
ｓは、それぞれの第２のフィルタ１２０において、第１
のフィルタバンク１の対応する出力信号、すなわちイン
デックス０を有するサブバンドに対応するオーディオ信
号を自乗し、ステレオ差信号ｌ−ｒを分割する第１のフ
ィルタバンク１と同様の手法でステレオ和信号ｌ＋ｒを
分割する第３のフィルタバンク１１の対応する出力信号
を自乗し、これら第１及び第３のフィルタバンク１，１
１の対応する出力信号を加算し、加算により得られた信
号をＬＰＦによりフィルタリングし、ローパスフィルタ
リングされた信号の平方根を求めることにより得られ
る。ＳＮ比が低いオーディオサブバンド信号のｒｍｓを
算出する演算におけるエラーを回避するために、サブバ
ンド差信号のｒｍｓは、上述のように受信状態に応じて
決定される変数０≦Ｗｎ≦１が、この場合、変数０≦Ｗ
０≦１を有する各乗算器１３０により乗算される。
【００３５】オーディオ信号のｒｍｓは、各除算器４０
において、それぞれ対応する雑音のｒｍｓにより除算さ
れ、この結果から相関係数（correction factor）Ｋ０
を減算することにより対応するサブバンド差信号の減衰
Ｃ０が算出される。減衰Ｃ０は、信号パワーにおける雑
音の影響を低減する制御信号として使用される。上述の
ように、制御信号Ｃ０の値は、０から１の範囲をとる。
受信状態が劣悪な場合、１より小さい制御信号による制
限により、ステレオ変調の効果が低減される。したがっ
て、この制限は、上述のように、受信状態及び／又はス
テレオ差信号における雑音のパワーに応じて行う必要が
ある。
において、それぞれ対応する雑音のｒｍｓにより除算さ
れ、この結果から相関係数（correction factor）Ｋ０
を減算することにより対応するサブバンド差信号の減衰
Ｃ０が算出される。減衰Ｃ０は、信号パワーにおける雑
音の影響を低減する制御信号として使用される。上述の
ように、制御信号Ｃ０の値は、０から１の範囲をとる。
受信状態が劣悪な場合、１より小さい制御信号による制
限により、ステレオ変調の効果が低減される。したがっ
て、この制限は、上述のように、受信状態及び／又はス
テレオ差信号における雑音のパワーに応じて行う必要が
ある。
【００３６】図面を明瞭にするため、図１には、フィル
タグループの遅延を等価にするための遅延素子を示して
いない。
タグループの遅延を等価にするための遅延素子を示して
いない。
【００３７】あるサブバンドから隣接するサブバンドへ
の移行領域に存在する極めて狭い帯域のオーディオ信号
に対する誤動作を回避するために、第３のフィルタバン
ク１１のサブバンド帯域幅は、第１及び第２のフィルタ
バンク１，８のサブバンド帯域幅より若干広くするとよ
い。
の移行領域に存在する極めて狭い帯域のオーディオ信号
に対する誤動作を回避するために、第３のフィルタバン
ク１１のサブバンド帯域幅は、第１及び第２のフィルタ
バンク１，８のサブバンド帯域幅より若干広くするとよ
い。
【００３８】図２は、第１のフィルタバンク１、第２の
フィルタバンク８及び／又は第３のフィルタバンク１１
のいずれかを実現するハイブリッドフィルタバンクの具
体的に構成を示すブロック図である。
フィルタバンク８及び／又は第３のフィルタバンク１１
のいずれかを実現するハイブリッドフィルタバンクの具
体的に構成を示すブロック図である。
【００３９】ステレオ差信号ｌ−ｒの帯域分割のための
不均等なフィルタバンク（non-uniform filter bank）
は、線形位相（linear phase）及び完全再構築（perfec
t reconstructing）フィルタバンクである必要がある。
演算負荷を低減するために、フィルタバンクは、サンプ
リングレートが落とされたサブバンドフィルタ信号によ
り、分析及び合成フィルタバンクに分割する必要があ
る。サブバンド信号の減衰によりエリアジングが生じる
ことを防止するために、サブバンド信号は、限界点以上
でサンプリングされる。
不均等なフィルタバンク（non-uniform filter bank）
は、線形位相（linear phase）及び完全再構築（perfec
t reconstructing）フィルタバンクである必要がある。
演算負荷を低減するために、フィルタバンクは、サンプ
リングレートが落とされたサブバンドフィルタ信号によ
り、分析及び合成フィルタバンクに分割する必要があ
る。サブバンド信号の減衰によりエリアジングが生じる
ことを防止するために、サブバンド信号は、限界点以上
でサンプリングされる。
【００４０】完全再構築及び線形位相フィルタバンク
は、例えば１９９５年ウィリー・アンド・サンズ（Whil
ey & Sons）発行、エヌ・ジェイ・フリッジ（N.J.Flieg
e）著「マルチレートデジタル信号処理（Multirate Dig
ital Signal Processing）」に開示されている。しかし
ながら、ここで提案されている多重相補フィルタバンク
（multicomplementary filter bank）の周波数分解能は
低く、人間の聴覚システムの要求を満たすことができな
い。
は、例えば１９９５年ウィリー・アンド・サンズ（Whil
ey & Sons）発行、エヌ・ジェイ・フリッジ（N.J.Flieg
e）著「マルチレートデジタル信号処理（Multirate Dig
ital Signal Processing）」に開示されている。しかし
ながら、ここで提案されている多重相補フィルタバンク
（multicomplementary filter bank）の周波数分解能は
低く、人間の聴覚システムの要求を満たすことができな
い。
【００４１】図２は、１９８３年、プレンティス−ホー
ル（Prentice-Hall）発行、アール・イー・クロチエー
ル（R.E.Crochiere）及びエル・アール・ラビナ（L.R.R
abiner）著、「マルチレートデジタル信号処理（Multir
ate Digital Signal Procesing）」に開示されているよ
うな２つの補間ＤＦＴフィルタバンク（interpolatedDF
T filter banks）を有する相補フィルタの組合せにより
２５チャンネルのハイブリッドフィルタバンクを構成し
た具体例を示す図である。このフィルタバンクは、人間
の聴覚システムの心理的モデルに良好に適合する。もち
ろん、上述のように、上述の要求を満たすこの他のフィ
ルタバンクを用いてもよい。
ル（Prentice-Hall）発行、アール・イー・クロチエー
ル（R.E.Crochiere）及びエル・アール・ラビナ（L.R.R
abiner）著、「マルチレートデジタル信号処理（Multir
ate Digital Signal Procesing）」に開示されているよ
うな２つの補間ＤＦＴフィルタバンク（interpolatedDF
T filter banks）を有する相補フィルタの組合せにより
２５チャンネルのハイブリッドフィルタバンクを構成し
た具体例を示す図である。このフィルタバンクは、人間
の聴覚システムの心理的モデルに良好に適合する。もち
ろん、上述のように、上述の要求を満たすこの他のフィ
ルタバンクを用いてもよい。
【００４２】以上のように、本発明によれば、心理的モ
デルに基づいて最適化されたステレオ信号とモノラル信
号の混合を実現できる雑音除去方法及び雑音除去装置が
提供される。この技術は、特に携帯型受信機の能力の向
上に貢献する。
デルに基づいて最適化されたステレオ信号とモノラル信
号の混合を実現できる雑音除去方法及び雑音除去装置が
提供される。この技術は、特に携帯型受信機の能力の向
上に貢献する。
【００４３】この雑音除去方法及び雑音除去装置は、受
信状態から独立して、高い信頼度で動作する。フェージ
ング及びマルチパスにより生じる歪みも確実に検出され
る。この雑音除去方法及び雑音除去装置は、低い伝送品
質及び／又は狭い中間周波数フィルタリングにより生じ
る３８ｋＨｚサブキャリアの同相成分と直交成分の漏話
（crosstalk）の影響を受けない。
信状態から独立して、高い信頼度で動作する。フェージ
ング及びマルチパスにより生じる歪みも確実に検出され
る。この雑音除去方法及び雑音除去装置は、低い伝送品
質及び／又は狭い中間周波数フィルタリングにより生じ
る３８ｋＨｚサブキャリアの同相成分と直交成分の漏話
（crosstalk）の影響を受けない。
【００４４】以上の説明でも明らかなように、本発明で
は、オーディオ信号における雑音が人間に聞こえない程
度に抑制される。すなわち、本発明は、ステレオ信号の
雑音除去において心理的モデルを利用する。本発明で
は、人間の聴覚システムのマスクキング効果を利用し、
可聴雑音を低減するとともに、所定の電界強度における
左右のチャンネル分離の効果を高める。本発明が利用す
るマスキング効果とは、絶対的な静寂な環境では聞こえ
るプローブ信号が、他の信号、すなわちマスキング音
（masker）の存在により聞こえなくなる現象である。マ
スキング音は、より弱い他の（プローブ）信号をマスキ
ングし、この信号は、マスキング閾値を下回る限り聞こ
えることはないため、本発明では、このマスキング音を
周波数選択的なステレオ及びモノラル信号の混合処理に
おけるパラメータとして用いる。
は、オーディオ信号における雑音が人間に聞こえない程
度に抑制される。すなわち、本発明は、ステレオ信号の
雑音除去において心理的モデルを利用する。本発明で
は、人間の聴覚システムのマスクキング効果を利用し、
可聴雑音を低減するとともに、所定の電界強度における
左右のチャンネル分離の効果を高める。本発明が利用す
るマスキング効果とは、絶対的な静寂な環境では聞こえ
るプローブ信号が、他の信号、すなわちマスキング音
（masker）の存在により聞こえなくなる現象である。マ
スキング音は、より弱い他の（プローブ）信号をマスキ
ングし、この信号は、マスキング閾値を下回る限り聞こ
えることはないため、本発明では、このマスキング音を
周波数選択的なステレオ及びモノラル信号の混合処理に
おけるパラメータとして用いる。
【００４５】図３は、４０ｄＢ、６０ｄＢ、８０ｄＢの
音圧レベル（sound pressure level：ＳＰＬ）に対する
２５０Ｈｚ、１ｋＨｚ、４ｋＨｚの狭帯域雑音マスキン
グ音（narrow band noise maskers）用のマスキング閾
値を示すグラフである。破線は、８０ｄＢのＳＰＬを有
するマスキング音のマスキングの絶対閾値を示してい
る。本発明では、例えば、ステレオ信号に含まれる雑音
をプローブ信号として使用し、ステレオ信号のオーディ
オ成分をマスク信号又はマスキング音として使用する。
さらに、本発明では、周波数選択性は、例えば、オーデ
ィオ信号を複数のサブバンドに分割することにより実現
する。サブバンドの数及び帯域幅は、例えば人間の聴覚
システムの特性に基づいて決定してもよい。
音圧レベル（sound pressure level：ＳＰＬ）に対する
２５０Ｈｚ、１ｋＨｚ、４ｋＨｚの狭帯域雑音マスキン
グ音（narrow band noise maskers）用のマスキング閾
値を示すグラフである。破線は、８０ｄＢのＳＰＬを有
するマスキング音のマスキングの絶対閾値を示してい
る。本発明では、例えば、ステレオ信号に含まれる雑音
をプローブ信号として使用し、ステレオ信号のオーディ
オ成分をマスク信号又はマスキング音として使用する。
さらに、本発明では、周波数選択性は、例えば、オーデ
ィオ信号を複数のサブバンドに分割することにより実現
する。サブバンドの数及び帯域幅は、例えば人間の聴覚
システムの特性に基づいて決定してもよい。
【００４６】このように、本発明は、人間の耳がいわゆ
る臨界帯域（critical bandwidth）と呼ばれる所定の帯
域の音を１つの音の強さとして捉えるという特性を利用
する。臨界帯域外の音は、臨界帯域のマスキング閾値に
貢献しない。可聴音の範囲は、少なくとも２４個の臨界
帯域に分割できる。したがって、本発明では、差信号を
少なくとも２４のサブバンド信号に分割して差信号の雑
音除去を行うことが望ましい。
る臨界帯域（critical bandwidth）と呼ばれる所定の帯
域の音を１つの音の強さとして捉えるという特性を利用
する。臨界帯域外の音は、臨界帯域のマスキング閾値に
貢献しない。可聴音の範囲は、少なくとも２４個の臨界
帯域に分割できる。したがって、本発明では、差信号を
少なくとも２４のサブバンド信号に分割して差信号の雑
音除去を行うことが望ましい。
【００４７】さらに、本発明では、雑音成分がステレオ
差信号における対応するオーディオ信号のサブバンドの
信号成分より大きいステレオ差信号の全てのサブバンド
を減衰して、ステレオ差信号のサブバンドの雑音成分が
各マスキングの絶対値以下としてもよい。ステレオ差信
号は、両側波帯変調され、この結果、同相成分は理想的
には信号＋雑音を含み、直交成分は雑音のみを含む。実
際の具体例では、変調された差信号の同相成分が差信号
の直交成分に漏話（crosstalk）することが多い。換言
すれば、同相成分は、信号＋雑音を含み、直交成分は、
雑音と僅かな信号とを含むこととなる。しかしながら、
変調差信号の同相成分及び直交成分は、差信号におい
て、信号及び雑音パワーを正しく指示する。したがっ
て、人間の聴覚システムのマスキング効果に基づく周波
数選択的なステレオ及びモノラル混合処理は、心理的モ
デル及びオーディオ信号における信号及び雑音パワーの
情報に基づくステレオ及びモノラル混合処理と言い換え
ることもできる。上述のように、本発明に基づく、ステ
レオ及びモノラル混合処理は、ステレオ差信号がステレ
オ和信号に対して加算又は減算する前に、ステレオ差信
号の雑音を除去することにより実現される。
差信号における対応するオーディオ信号のサブバンドの
信号成分より大きいステレオ差信号の全てのサブバンド
を減衰して、ステレオ差信号のサブバンドの雑音成分が
各マスキングの絶対値以下としてもよい。ステレオ差信
号は、両側波帯変調され、この結果、同相成分は理想的
には信号＋雑音を含み、直交成分は雑音のみを含む。実
際の具体例では、変調された差信号の同相成分が差信号
の直交成分に漏話（crosstalk）することが多い。換言
すれば、同相成分は、信号＋雑音を含み、直交成分は、
雑音と僅かな信号とを含むこととなる。しかしながら、
変調差信号の同相成分及び直交成分は、差信号におい
て、信号及び雑音パワーを正しく指示する。したがっ
て、人間の聴覚システムのマスキング効果に基づく周波
数選択的なステレオ及びモノラル混合処理は、心理的モ
デル及びオーディオ信号における信号及び雑音パワーの
情報に基づくステレオ及びモノラル混合処理と言い換え
ることもできる。上述のように、本発明に基づく、ステ
レオ及びモノラル混合処理は、ステレオ差信号がステレ
オ和信号に対して加算又は減算する前に、ステレオ差信
号の雑音を除去することにより実現される。
【００４８】また、本発明では、差信号の各サブバンド
の雑音パワーを算出し、オーディオ信号の各サブバンド
の信号パワーと比較してもよい。マスキングの絶対閾値
より大きい雑音パワーを有する差信号のサブバンドは、
減衰される。減衰器は、雑音パワーをマスキングの絶対
閾値と略々同レベルに減衰する。
の雑音パワーを算出し、オーディオ信号の各サブバンド
の信号パワーと比較してもよい。マスキングの絶対閾値
より大きい雑音パワーを有する差信号のサブバンドは、
減衰される。減衰器は、雑音パワーをマスキングの絶対
閾値と略々同レベルに減衰する。
【００４９】各影響係数は、さらに、各サブバンドの減
衰係数からそれぞれ影響係数を減算し、減衰の演算に対
するオーディオ信号内の雑音の影響を低減してもよい。
減衰係数の値は、０から１の範囲としてもよい。受信状
態が非常に悪い場合、減衰係数の値を１より小さく制限
することにより、ステレオ効果の変調の効果が低減され
る。すなわち、この制限は、受信状態及び／又は減衰係
数の変化の速度に応じて決定する。
衰係数からそれぞれ影響係数を減算し、減衰の演算に対
するオーディオ信号内の雑音の影響を低減してもよい。
減衰係数の値は、０から１の範囲としてもよい。受信状
態が非常に悪い場合、減衰係数の値を１より小さく制限
することにより、ステレオ効果の変調の効果が低減され
る。すなわち、この制限は、受信状態及び／又は減衰係
数の変化の速度に応じて決定する。
【００５０】また、差信号のサブバンドの雑音成分は、
その自乗平均平方根（root mean square：ｒｍｓ）雑音
パワーに基づいて判定してもよい。さらに、ステレオ差
信号のサブバンドの雑音成分は、それぞれ対応するマス
キングの絶対閾値、又は、例えば受信周波数変調信号の
電界強度、出力音量、背景雑音レベル、オーディオ信号
の信号振幅パワー、ステレオ信号が再生されている乗り
物の速度及び／又は対応するサブバンドの差信号の信号
対雑音比等の受信状態に基づいて重み付けすることによ
り決定してもよい。音声プログラム（spoken program
s）における歪みは、差信号における信号パワーと雑音
パワー（変調された差信号の同相成分及び直交成分）の
比に基づいてサブバンドの雑音パワーを重み付けするこ
とにより低減することができる。
その自乗平均平方根（root mean square：ｒｍｓ）雑音
パワーに基づいて判定してもよい。さらに、ステレオ差
信号のサブバンドの雑音成分は、それぞれ対応するマス
キングの絶対閾値、又は、例えば受信周波数変調信号の
電界強度、出力音量、背景雑音レベル、オーディオ信号
の信号振幅パワー、ステレオ信号が再生されている乗り
物の速度及び／又は対応するサブバンドの差信号の信号
対雑音比等の受信状態に基づいて重み付けすることによ
り決定してもよい。音声プログラム（spoken program
s）における歪みは、差信号における信号パワーと雑音
パワー（変調された差信号の同相成分及び直交成分）の
比に基づいてサブバンドの雑音パワーを重み付けするこ
とにより低減することができる。
【００５１】ステレオ差信号のサブバンドに対応するオ
ーディオ成分は、ステレオ差信号の同相成分の各サブバ
ンド信号の自乗及びステレオ和信号の各サブバンド信号
の自乗の総和の平均の平方根を抽出して判定されたオー
ディオ信号パワーに基づいて判定してもよい。また、ス
テレオ差信号の同相成分のサブバンド信号の自乗は、例
えば以下に説明するように、受信状態に基づく重み付け
係数により重み付けしてもよい。例えば、重み付け係数
を０から１の範囲の値をとし、ＳＮ比が低いオーディオ
信号のｒｍｓの算出におけるエラーを回避するために、
重み付けを行う。上述のように、ステレオ和信号におい
ては、ステレオ差信号に比べて、雑音パワーが非常に低
い。さらに、通常、ステレオ和信号の信号パワーは、ス
テレオ差信号における信号パワーよりも大きい。オーデ
ィオ信号パワーは、以下のように算出することができ
る。 ステレオ和信号：ｌ＋ｒ ステレオ差信号：ｌ−ｒ 各サブバンドについて、以下の式が成り立つ。 （ｌ＋ｒ）２＋（ｌ−ｒ）２＝２（ｌ２＋ｒ２） ステレオ差信号を１より小さい重み付け係数で重み付け
することにより、算出される信号パワーに対するステレ
オ差信号の雑音歪みの影響を低減することができる。し
かしながら、このような重み付け係数により、信号パワ
ーの算出に誤差が生じる。そこで、差信号からの雑音パ
ワーの影響と、差信号の信号パワーとの妥協点を見出す
必要がある。可能な解決策としては、受信周波数変調信
号の電界強度、マルチパス、和／差信号の信号振幅パワ
ー、オーディオ信号の信号振幅パワー、ステレオ信号が
再生されている乗り物の速度、及び／又は背景雑音レベ
ル等の単独の要素又はこれらの組合せに応じて変化する
可変重み付け係数を使用する手法がある。
ーディオ成分は、ステレオ差信号の同相成分の各サブバ
ンド信号の自乗及びステレオ和信号の各サブバンド信号
の自乗の総和の平均の平方根を抽出して判定されたオー
ディオ信号パワーに基づいて判定してもよい。また、ス
テレオ差信号の同相成分のサブバンド信号の自乗は、例
えば以下に説明するように、受信状態に基づく重み付け
係数により重み付けしてもよい。例えば、重み付け係数
を０から１の範囲の値をとし、ＳＮ比が低いオーディオ
信号のｒｍｓの算出におけるエラーを回避するために、
重み付けを行う。上述のように、ステレオ和信号におい
ては、ステレオ差信号に比べて、雑音パワーが非常に低
い。さらに、通常、ステレオ和信号の信号パワーは、ス
テレオ差信号における信号パワーよりも大きい。オーデ
ィオ信号パワーは、以下のように算出することができ
る。 ステレオ和信号：ｌ＋ｒ ステレオ差信号：ｌ−ｒ 各サブバンドについて、以下の式が成り立つ。 （ｌ＋ｒ）２＋（ｌ−ｒ）２＝２（ｌ２＋ｒ２） ステレオ差信号を１より小さい重み付け係数で重み付け
することにより、算出される信号パワーに対するステレ
オ差信号の雑音歪みの影響を低減することができる。し
かしながら、このような重み付け係数により、信号パワ
ーの算出に誤差が生じる。そこで、差信号からの雑音パ
ワーの影響と、差信号の信号パワーとの妥協点を見出す
必要がある。可能な解決策としては、受信周波数変調信
号の電界強度、マルチパス、和／差信号の信号振幅パワ
ー、オーディオ信号の信号振幅パワー、ステレオ信号が
再生されている乗り物の速度、及び／又は背景雑音レベ
ル等の単独の要素又はこれらの組合せに応じて変化する
可変重み付け係数を使用する手法がある。
【００５２】ｒｍｓフィルタリングされた制御信号によ
り、より良好なオーディオ信号が得られるため、信号及
び雑音のｒｍｓ信号をそれぞれ算出してもよい。また、
人間の聴覚は音量を対数的に認識するため、コンパンダ
としては、ｒｍｓ検出器が最適である。
り、より良好なオーディオ信号が得られるため、信号及
び雑音のｒｍｓ信号をそれぞれ算出してもよい。また、
人間の聴覚は音量を対数的に認識するため、コンパンダ
としては、ｒｍｓ検出器が最適である。
【００５３】
【発明の効果】以上のように、本発明に係る雑音除去方
法は、ステレオ和信号及びステレオ差信号を有するステ
レオ信号の雑音を除去する雑音除去方法において、人間
の聴覚システムのマスキング効果に基づいて、周波数選
択的にステレオ信号とモノラル信号の混合を行う。これ
により、チャンネル分離の効果を不必要に低下させるこ
となく、雑音を低減することができる。
法は、ステレオ和信号及びステレオ差信号を有するステ
レオ信号の雑音を除去する雑音除去方法において、人間
の聴覚システムのマスキング効果に基づいて、周波数選
択的にステレオ信号とモノラル信号の混合を行う。これ
により、チャンネル分離の効果を不必要に低下させるこ
となく、雑音を低減することができる。
【００５４】また、本発明に係る雑音除去装置は、ステ
レオ差信号を複数のサブバンドに分割するフィルタバン
クと、ステレオ差信号の各サブバンドを各対応する制御
信号により重み付けする各第１の乗算器と、ステレオ差
信号（ｌ−ｒ）の重み付けされたサブバンドの全てを加
算し、周波数選択重み付けステレオ差信号を生成する第
１の加算器とを備え、第１のフィルタバンクにより得ら
れるサブバンドの数及び帯域は、人間の聴覚システムの
特性に応じて選択され、人間の聴覚システムのマスキン
グ効果に基づいて制御信号を周波数選択的に決定する重
み付け係数決定手段を備える。これにより、チャンネル
分離の効果を不必要に低下させることなく、雑音を低減
することのできる雑音除去方法及び雑音除去装置を提供
することを目的とする。
レオ差信号を複数のサブバンドに分割するフィルタバン
クと、ステレオ差信号の各サブバンドを各対応する制御
信号により重み付けする各第１の乗算器と、ステレオ差
信号（ｌ−ｒ）の重み付けされたサブバンドの全てを加
算し、周波数選択重み付けステレオ差信号を生成する第
１の加算器とを備え、第１のフィルタバンクにより得ら
れるサブバンドの数及び帯域は、人間の聴覚システムの
特性に応じて選択され、人間の聴覚システムのマスキン
グ効果に基づいて制御信号を周波数選択的に決定する重
み付け係数決定手段を備える。これにより、チャンネル
分離の効果を不必要に低下させることなく、雑音を低減
することのできる雑音除去方法及び雑音除去装置を提供
することを目的とする。
【図１】本発明を適用したＦＭ放送受信用のデジタル受
信機の構成を示すブロック図である。
信機の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示すデジタル受信機において使用される
ハイブリッドフィルタバンクの構成を示す図である。
ハイブリッドフィルタバンクの構成を示す図である。
【図３】人間の聴覚システムにおける同時マスキングを
説明する図である。
説明する図である。
【図４】ステレオ多重信号のスペクトルを示す図であ
る。
る。
１ 第１のフィルタバンク、２ 第１の乗算器、３ 第
１の加算器、４ 除算器、５ 加算器、６ 第１のミキ
サ、７ 第１のＬＰＦ、８ 第２のフィルタバンク、１
０ 第２の乗算器、１１ 第３のフィルタバンク、１２
第２のフィルタ、１３ 乗算器、１４ フロントエン
ド回路、１５ Ａ／Ｄ変換及びＩＱ生成器、１６ ＦＭ
復調器、１７ デジタルＰＬＬ回路、１８ 第２のミキ
サ、１９第２のＬＰＦ、２０ ＬＰＦ、２１ マトリク
ス回路
１の加算器、４ 除算器、５ 加算器、６ 第１のミキ
サ、７ 第１のＬＰＦ、８ 第２のフィルタバンク、１
０ 第２の乗算器、１１ 第３のフィルタバンク、１２
第２のフィルタ、１３ 乗算器、１４ フロントエン
ド回路、１５ Ａ／Ｄ変換及びＩＱ生成器、１６ ＦＭ
復調器、１７ デジタルＰＬＬ回路、１８ 第２のミキ
サ、１９第２のＬＰＦ、２０ ＬＰＦ、２１ マトリク
ス回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ビルトゥハーゲン、イエンス ドイツ連邦共和国、70327 シュトゥット ゥガルト ヘデルフィンガー シュトラー セ 61 ソニー インターナショナル（ヨ ーロッパ）ゲゼルシャフト ミット ベシ ュレンクテル ハフツング アドバンスド テクノロジー センター シュトゥット ゥガルト内 Ｆターム(参考） 5K052 AA01 BB05 CC04 DD01 EE12 FF07 GG19 GG20 GG57
Claims (23)
- 【請求項１】 ステレオ和信号及びステレオ差信号を有
するステレオ信号の雑音を除去する雑音除去方法におい
て、 人間の聴覚システムのマスキング効果に基づいて、周波
数選択的にステレオ信号とモノラル信号の混合を行う雑
音除去方法。 - 【請求項２】 ステレオオーディオ信号に含まれる雑音
をプローブ信号として使用し、オーディオ信号のオーデ
ィオ成分をマスク信号として使用することを特徴とする
請求項１記載の雑音除去方法。 - 【請求項３】 上記ステレオ差信号をサブバンドに分割
することにより、周波数選択性を決定することを特徴と
する請求項１又は２記載の雑音除去方法。 - 【請求項４】 人間の聴覚システムの特性に基づいて、
上記サブバンドの数を決定することを特徴とする請求項
３記載の雑音除去方法。 - 【請求項５】 人間の聴覚システムの特性に基づいて、
上記各サブバンドの帯域幅を決定することを特徴とする
請求項３又は４記載の雑音除去方法。 - 【請求項６】 雑音成分がステレオ差信号における対応
するオーディオ信号のサブバンドの信号成分より大きい
ステレオ差信号の全てのサブバンドを減衰して、上記ス
テレオ差信号のサブバンドの雑音成分が各マスキングの
絶対閾値以下とすることを特徴とする請求項３乃至５い
ずれか１項記載の雑音除去方法。 - 【請求項７】 上記各サブバンドの減衰係数は、ステレ
オ差信号のサブバンドに対応するオーディオ信号のサブ
バンドの信号成分をステレオ差信号の雑音成分により除
算することにより決定されることを特徴とする請求項６
記載の雑音除去方法。 - 【請求項８】 各サブバンドの減衰係数は、０及び１の
間の値をとることを特徴とする請求項７記載の雑音除去
方法。 - 【請求項９】 上記各減衰係数から各影響係数（Ｋ０〜
ＫＮ）を減算し、信号成分における雑音が減衰信号に与
える影響を低減することを特徴とする請求項７又は８記
載の雑音除去方法。 - 【請求項１０】 上記ステレオ差信号の直交成分を各サ
ブバンドにフィルタリングし、対応するサブバンドを自
乗平均平方根フィルタリングすることにより算出される
雑音パワーに基づいて、上記ステレオ差信号の雑音成分
を判定することを特徴とする請求項６乃至９いずれか１
項記載の雑音除去方法。 - 【請求項１１】 それぞれ対応するマスキングの絶対閾
値（Ｍ０〜ＭＮ）、受信周波数変調信号の電界強度、出
力音量、背景雑音レベル、オーディオ信号の信号振幅パ
ワー、ステレオ信号が再生されている乗り物の速度及び
／又は対応するサブバンドの差信号の信号対雑音比に基
づいて、ステレオサブバンドの雑音成分を判定すること
を特徴とする請求項１０記載の雑音除去方法。 - 【請求項１２】 受信周波数変調信号の電界強度、出力
音量、背景雑音レベル、オーディオ信号の信号振幅パワ
ー、ステレオ信号が再生されている乗り物の速度及び／
又は対応するサブバンドの差信号の信号対雑音比に基づ
いて、上記ステレオ差信号のサブバンドに対応する信号
成分を判定することを特徴とする請求項６乃至１１いず
れか１項記載の雑音除去方法。 - 【請求項１３】 受信周波数変調信号の電波の強さ、出
力音量、背景雑音レベル、オーディオ信号の信号振幅パ
ワー、ステレオ信号が再生されている乗り物の速度及び
／又は対応するサブバンドの差信号の信号対雑音比に基
づいて、上記ステレオ差信号の同相成分の自乗されたサ
ブバンド信号を重み係数（Ｗ０〜ＷＮ）により重み付け
することを特徴とする請求項１２記載の雑音除去方法。 - 【請求項１４】 コンピュータ又はデジタル信号処理装
置により実行されて、 請求項１乃至１３いずれか１項記載の雑音除去方法を実
行するコンピュータプログラムを有するコンピュータプ
ログラム製品。 - 【請求項１５】 ステレオ和信号及びステレオ差信号を
有するステレオ信号の雑音を除去する雑音除去装置にお
いて、 ステレオ差信号（ｌ−ｒ）を複数のサブバンドに分割す
るフィルタバンクと、 上記ステレオ差信号の各サブバンドを各対応する制御信
号（Ｃ０〜ＣＮ）により重み付けする各第１の乗算器
（２０〜２Ｎ）と、 上記ステレオ差信号（ｌ−ｒ）の重み付けされたサブバ
ンドの全てを加算し、周波数選択重み付けステレオ差信
号（ｄｉｆｆ）を生成する第１の加算器とを備え、 上記第１のフィルタバンクにより得られるサブバンドの
数及び帯域は、人間の聴覚システムの特性に応じて選択
され、人間の聴覚システムのマスキング効果に基づいて
上記制御信号（Ｃ０〜ＣＮ）を周波数選択的に決定する
重み付け係数決定手段を備える雑音除去装置。 - 【請求項１６】 上記重み付け係数決定手段は、上記ス
テレオ差信号のサブバンドに対応するオーディオ信号の
各サブバンドの信号成分と、上記ステレオ差信号（ｌ−
ｒ）の各サブバンドの雑音成分との比を算出する除算器
を備えることを特徴とする請求項１５記載の雑音除去装
置。 - 【請求項１７】 上記重み付け係数決定手段は、上記除
算器の出力信号から各影響係数（Ｋ０〜ＫＮ）を減算し
て制御信号（Ｃ０〜ＣＮ）を算出することにより信号成
分内の雑音が上記制御信号（Ｃ０〜ＣＮ）に与える影響
を低減させる第２の加算器を備えることを特徴とする請
求項１６記載の雑音除去装置。 - 【請求項１８】 上記重み付け係数決定手段は、 上記ステレオ差信号からその直交成分を抽出して上記雑
音成分を判定するミキサ及び第１のローパスフィルタ
と、 上記第１のフィルタバンクと同じ特性を有し、上記ステ
レオ差信号（ｌ−ｒ）の各サブバンドの雑音成分を判定
する第２のフィルタバンクとを備えることを特徴とする
請求項１５乃至１７いずれか１項記載の雑音除去装置。 - 【請求項１９】 上記重み付け係数決定手段は、上記第
２のフィルタバンクからの出力信号を受け取り、上記ス
テレオ差信号（ｌ−ｒ）のサブバンドの各雑音成分に対
応する各雑音パワーを判定する自乗平均平方根値判定器
を備えることを特徴とする請求項１８記載の雑音除去装
置。 - 【請求項２０】 上記重み付け係数決定手段は、それぞ
れ対応するマスキングの絶対閾値（Ｍ０〜ＭＮ）、受信
周波数変調信号の電界強度、出力音量、背景雑音レベ
ル、オーディオ信号の信号振幅パワー、ステレオ信号が
再生されている乗り物の速度及び／又は対応するサブバ
ンドの差信号（ｌ−ｒ）の信号対雑音比に基づいて、各
雑音パワーを重み付けすることにより、上記ステレオ差
信号（ｌ−ｒ）のサブバンドの雑音成分を決定する各第
２の乗算器を備えることを特徴とする請求項１９記載の
雑音除去装置。 - 【請求項２１】 上記重み付け係数決定手段は、上記第
１のフィルタバンクと基本的に同じ特性を有し、上記ス
テレオ差信号（ｌ−ｒ）のサブバンドに対応するステレ
オ和信号（ｌ＋ｒ）の各サブバンドの信号成分を判定す
る第３のフィルタバンクを備えることを特徴とする請求
項請求項１６乃至２０いずれか１項記載の雑音除去装置 - 【請求項２２】 上記重み付け係数決定手段は、上記第
１のフィルタバンク、第３のフィルタバンク、又は第１
及び第３のフィルタバンクから対応する各出力信号を受
け取り、上記ステレオ信号の各サブバンドの信号成分に
対応する信号パワーを判定する各第２の自乗平方根判定
器を備える請求項１８記載の雑音除去装置。 - 【請求項２３】 重み付け係数決定手段は、受信周波数
変調信号の電界強度、出力音量、背景雑音レベル、オー
ディオ信号の信号振幅パワー、ステレオ信号が再生され
ている乗り物の速度及び／又は対応するサブバンドの差
信号の信号対雑音比に基づいて、上記第１のフィルタバ
ンクの各出力信号を重み付け係数（Ｗ０〜ＷＮ）により
重み付けすることにより、上記ステレオ差信号のサブバ
ンドに対応する信号成分を決定する各第３の乗算器を備
えることを特徴とする請求項２２記載の雑音除去装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP00124466.4 | 2000-11-08 | ||
| EP00124466A EP1206043B1 (en) | 2000-11-08 | 2000-11-08 | Noise reduction in a stereo receiver |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002171182A true JP2002171182A (ja) | 2002-06-14 |
| JP2002171182A5 JP2002171182A5 (ja) | 2005-06-02 |
| JP4232862B2 JP4232862B2 (ja) | 2009-03-04 |
Family
ID=8170328
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001343667A Expired - Fee Related JP4232862B2 (ja) | 2000-11-08 | 2001-11-08 | 雑音除去方法及び雑音除去装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US7110549B2 (ja) |
| EP (1) | EP1206043B1 (ja) |
| JP (1) | JP4232862B2 (ja) |
| DE (1) | DE60043585D1 (ja) |
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