JP2002119051A - 電源回路 - Google Patents
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 可聴周波数でのノイズを発生させることな
く、待機時の消費電力を抑制可能な電源回路を提供す
る。 【解決手段】 本発明の電源回路は、変圧器Ｔ１，Ｔ２
と、スイッチングトランジスタＱ１と、スイッチングト
ランジスタＱ１を制御するトランジスタおよび抵抗と、
出力端子間に直列接続されたツェナーダイオードＺＤ
１、抵抗素子Ｒ３およびツェナーダイオードＺＤ２と、
抵抗素子Ｒ３の両端電圧によりオン・オフするフォトカ
ップラ２と、ツェナーダイオードＺＤ２に並列接続され
たトランジスタＱ４と、出力電圧に対してDC-DC変換を
行うチョッパ回路３とを備えている。待機時には、トラ
ンジスタＱ４をオンさせて、ツェナーダイオードＺＤ２
の両端間を短絡させるため、スイッチングトランジスタ
Ｑ１のオン時間とオン・オフ周期を短くするような制御
が可能になり、可聴周波数のノイズが発生しなくなる。
く、待機時の消費電力を抑制可能な電源回路を提供す
る。 【解決手段】 本発明の電源回路は、変圧器Ｔ１，Ｔ２
と、スイッチングトランジスタＱ１と、スイッチングト
ランジスタＱ１を制御するトランジスタおよび抵抗と、
出力端子間に直列接続されたツェナーダイオードＺＤ
１、抵抗素子Ｒ３およびツェナーダイオードＺＤ２と、
抵抗素子Ｒ３の両端電圧によりオン・オフするフォトカ
ップラ２と、ツェナーダイオードＺＤ２に並列接続され
たトランジスタＱ４と、出力電圧に対してDC-DC変換を
行うチョッパ回路３とを備えている。待機時には、トラ
ンジスタＱ４をオンさせて、ツェナーダイオードＺＤ２
の両端間を短絡させるため、スイッチングトランジスタ
Ｑ１のオン時間とオン・オフ周期を短くするような制御
が可能になり、可聴周波数のノイズが発生しなくなる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、商用電源から直流
電圧を生成する電源回路に関し、特に、待機時の消費電
力を抑制できる機能をもつ電源回路に関する。
電圧を生成する電源回路に関し、特に、待機時の消費電
力を抑制できる機能をもつ電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】プリンタなどのコンピュータ周辺機器
は、電源がオンでも常に動作しているわけではないの
で、電源がオンで動作していない期間、すなわち待機時
は、なるべく消費電力を抑えるのが望ましい。従来から
採用されている待機時の省電力化技術には、以下の(1)
〜(3)がある。
は、電源がオンでも常に動作しているわけではないの
で、電源がオンで動作していない期間、すなわち待機時
は、なるべく消費電力を抑えるのが望ましい。従来から
採用されている待機時の省電力化技術には、以下の(1)
〜(3)がある。
【０００３】(1) 待機時回路と通常動作回路を分離し
て、待機時には通常時動作回路を停止させる。 (2) 待機時には通常時動作回路を機械的に切り離す。 (3) 変圧器の二次側を周期的にオン・オフさせて、電源
回路の動作期間を短くし、直流出力電圧の電圧レベルを
下げる。
て、待機時には通常時動作回路を停止させる。 (2) 待機時には通常時動作回路を機械的に切り離す。 (3) 変圧器の二次側を周期的にオン・オフさせて、電源
回路の動作期間を短くし、直流出力電圧の電圧レベルを
下げる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】プリンタのように、出
力容量の小さい電源回路で上記の(1)，(2)の手法を採用
する場合、待機時回路と通常動作回路の２回路が必要と
なるため、コストアップになり、また、小型化も困難に
なる。
力容量の小さい電源回路で上記の(1)，(2)の手法を採用
する場合、待機時回路と通常動作回路の２回路が必要と
なるため、コストアップになり、また、小型化も困難に
なる。
【０００５】そこで、プリンタ等では、上記の(3)の手
法を採用することが多い。図５は(3)の手法を採用した
従来の電源回路の回路図であり、リング・チョーク・コ
ンバータ（ＲＣＣ）方式の回路構成を示している。
法を採用することが多い。図５は(3)の手法を採用した
従来の電源回路の回路図であり、リング・チョーク・コ
ンバータ（ＲＣＣ）方式の回路構成を示している。
【０００６】従来は、待機時には、二次側からフィード
バックされる一次側制御信号により、不図示のスイッチ
ングトランジスタを間的にオン・オフさせて、出力電圧
を引き下げていた。
バックされる一次側制御信号により、不図示のスイッチ
ングトランジスタを間的にオン・オフさせて、出力電圧
を引き下げていた。
【０００７】図６はスイッチングトランジスタの通常動
作時の電流波形と出力電圧波形を示す図であり、図６
（ａ）は電流波形、図６（ｂ）は出力電圧波形を示して
いる。また、図７はスイッチングトランジスタの待機時
の電流波形と出力電圧波形を示す図であり、図７（ａ）
は電流波形、図７（ｂ）は出力電圧波形を示している。
作時の電流波形と出力電圧波形を示す図であり、図６
（ａ）は電流波形、図６（ｂ）は出力電圧波形を示して
いる。また、図７はスイッチングトランジスタの待機時
の電流波形と出力電圧波形を示す図であり、図７（ａ）
は電流波形、図７（ｂ）は出力電圧波形を示している。
【０００８】図７の時刻ｔ１〜ｔ２では、スイッチング
トランジスタは完全にオフし、ＲＣＣの発振動作も停止
する。時刻ｔ２以降は、スイッチングトランジスタがオ
フからオンに切り替わり、その際、スイッチングトラン
ジスタに大電流が流れる。
トランジスタは完全にオフし、ＲＣＣの発振動作も停止
する。時刻ｔ２以降は、スイッチングトランジスタがオ
フからオンに切り替わり、その際、スイッチングトラン
ジスタに大電流が流れる。
【０００９】しかしながら、図５の従来の電源回路は、
スイッチングトランジスタがオフしている間に可聴周波
数のノイズが発生するという問題がある。このノイズ
は、図７の時刻ｔ２において、起動時と同様に、定格ぎ
りぎりの電圧がコイルＴ１等に印加されることに伴って
巻線振動等が発生することが原因と思われる。
スイッチングトランジスタがオフしている間に可聴周波
数のノイズが発生するという問題がある。このノイズ
は、図７の時刻ｔ２において、起動時と同様に、定格ぎ
りぎりの電圧がコイルＴ１等に印加されることに伴って
巻線振動等が発生することが原因と思われる。
【００１０】本発明は、このような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的は、可聴周波数でのノイズを発生
させることなく、待機時の消費電力を抑制可能な電源回
路を提供することにある。
ものであり、その目的は、可聴周波数でのノイズを発生
させることなく、待機時の消費電力を抑制可能な電源回
路を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために、請求項１の発明は、商用電源に接続された一次
側電源回路と、前記一次側電源回路に接続され交流電圧
変換を行う変圧器と、前記変圧器で変換された交流電圧
を直流電圧に変換する二次側電源回路と、を備えた電源
回路において、前記一次側電源回路は、前記変圧器の一
次側に交流電圧を供給するか否かを切り替えるスイッチ
ング素子を有し、前記二次側電源回路は、直流電圧を出
力する出力端子間に、任意の順序で直列接続された第１
のツェナーダイオード、抵抗素子、および第２のツェナ
ーダイオードと、前記抵抗素子の両端電圧に応じて、前
記スイッチング素子のオン・オフを制御する一次側制御
回路と、短絡指示信号により、前記第２のツェナーダイ
オードの両端間を短絡させることが可能な短絡回路と、
を備え、前記一次側制御回路は、前記短絡回路が前記第
２のツェナーダイオードの両端間を短絡した場合には、
前記スイッチング素子のオン期間およびオン・オフ周期
をともに短くする制御を行う。
ために、請求項１の発明は、商用電源に接続された一次
側電源回路と、前記一次側電源回路に接続され交流電圧
変換を行う変圧器と、前記変圧器で変換された交流電圧
を直流電圧に変換する二次側電源回路と、を備えた電源
回路において、前記一次側電源回路は、前記変圧器の一
次側に交流電圧を供給するか否かを切り替えるスイッチ
ング素子を有し、前記二次側電源回路は、直流電圧を出
力する出力端子間に、任意の順序で直列接続された第１
のツェナーダイオード、抵抗素子、および第２のツェナ
ーダイオードと、前記抵抗素子の両端電圧に応じて、前
記スイッチング素子のオン・オフを制御する一次側制御
回路と、短絡指示信号により、前記第２のツェナーダイ
オードの両端間を短絡させることが可能な短絡回路と、
を備え、前記一次側制御回路は、前記短絡回路が前記第
２のツェナーダイオードの両端間を短絡した場合には、
前記スイッチング素子のオン期間およびオン・オフ周期
をともに短くする制御を行う。
【００１２】請求項１の発明では、第２のツェナーダイ
オードの両端を強制的に短絡させて、スイッチング素子
のオン期間とオン・オフ周期を短くする制御を行うた
め、従来問題であった可聴周波数のノイズが発生しなく
なる。
オードの両端を強制的に短絡させて、スイッチング素子
のオン期間とオン・オフ周期を短くする制御を行うた
め、従来問題であった可聴周波数のノイズが発生しなく
なる。
【００１３】請求項２の発明では、一次側電源回路から
可聴周波数のノイズが発生しないようにスイッチング素
子のオン期間およびオン・オフ周期を制御するため、ノ
イズを確実に抑制できる。
可聴周波数のノイズが発生しないようにスイッチング素
子のオン期間およびオン・オフ周期を制御するため、ノ
イズを確実に抑制できる。
【００１４】請求項３の発明では、第２のツェナーダイ
オードに並列に短絡用トランジスタを設けるため、簡易
な手順で第２のツェナーダイオードの両端を短絡させる
ことができる。
オードに並列に短絡用トランジスタを設けるため、簡易
な手順で第２のツェナーダイオードの両端を短絡させる
ことができる。
【００１５】請求項４の発明では、リング・チョーク・
コンバータ方式で電源回路を構成するため、小型化が可
能になる。
コンバータ方式で電源回路を構成するため、小型化が可
能になる。
【００１６】請求項５の発明では、DC-DCコンバータを
設けることで、複数種類の直流電圧を生成でき、プリン
タなどのように、複数の直流電圧を必要とする電源回路
を構成できる。
設けることで、複数種類の直流電圧を生成でき、プリン
タなどのように、複数の直流電圧を必要とする電源回路
を構成できる。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る電源回路につ
いて、図面を参照しながら具体的に説明する。
いて、図面を参照しながら具体的に説明する。
【００１８】図１は本発明に係る電源回路の一実施形態
の回路図であり、リング・チョーク・コンバータ（ＲＣ
Ｃ）方式の回路構成を示している。
の回路図であり、リング・チョーク・コンバータ（ＲＣ
Ｃ）方式の回路構成を示している。
【００１９】図１の電源回路は、変圧器Ｔ１，Ｔ２と、
スイッチングトランジスタ（スイッチング素子）Ｑ１
と、スイッチングトランジスタＱ１を制御するトランジ
スタＱ２，Ｑ３および抵抗素子Ｒ１，Ｒ２と、変圧器Ｔ
１の一次側に接続された一次側電源回路１と、変圧器Ｔ
１の二次側に接続されたダイオードＤ１およびコンデン
サＣ１と、変圧器Ｔ２の二次側に接続されたダイオード
Ｄ２およびコンデンサＣ２と、出力端子間に直列接続さ
れたツェナーダイオード（第１のツェナーダイオード）
ＺＤ１、抵抗素子Ｒ３およびツェナーダイオード（第２
のツェナーダイオード）ＺＤ２と、抵抗素子Ｒ３の両端
電圧によりオン・オフするフォトカップラ２と、ツェナ
ーダイオードＺＤ２に並列接続されたトランジスタＱ４
と、出力電圧に対してDC-DC変換を行うチョッパ回路（D
C-DCコンバータ回路）３とを備えている。
スイッチングトランジスタ（スイッチング素子）Ｑ１
と、スイッチングトランジスタＱ１を制御するトランジ
スタＱ２，Ｑ３および抵抗素子Ｒ１，Ｒ２と、変圧器Ｔ
１の一次側に接続された一次側電源回路１と、変圧器Ｔ
１の二次側に接続されたダイオードＤ１およびコンデン
サＣ１と、変圧器Ｔ２の二次側に接続されたダイオード
Ｄ２およびコンデンサＣ２と、出力端子間に直列接続さ
れたツェナーダイオード（第１のツェナーダイオード）
ＺＤ１、抵抗素子Ｒ３およびツェナーダイオード（第２
のツェナーダイオード）ＺＤ２と、抵抗素子Ｒ３の両端
電圧によりオン・オフするフォトカップラ２と、ツェナ
ーダイオードＺＤ２に並列接続されたトランジスタＱ４
と、出力電圧に対してDC-DC変換を行うチョッパ回路（D
C-DCコンバータ回路）３とを備えている。
【００２０】なお、図１の電源回路において、トランジ
スタＱ２，Ｑ３が一次側制御回路に、トランジスタＱ４
が短絡回路に、それぞれ対応する。
スタＱ２，Ｑ３が一次側制御回路に、トランジスタＱ４
が短絡回路に、それぞれ対応する。
【００２１】図１の電源回路を図５の電源回路と比較す
ると、ツェナーダイオードＺＤ２に並列にトランジスタ
Ｑ４を接続した点に特徴がある。このトランジスタＱ４
のベース端子には、低電圧制御信号（短絡指示信号）が
入力される。待機時には、低電圧制御信号がハイレベル
になり、トランジスタＱ４がオンする。トランジスタＱ
４がオンすると、ツェナーダイオードＺＤ２の両端がほ
ぼ短絡状態になり、抵抗素子Ｒ３の両端電圧が増大す
る。
ると、ツェナーダイオードＺＤ２に並列にトランジスタ
Ｑ４を接続した点に特徴がある。このトランジスタＱ４
のベース端子には、低電圧制御信号（短絡指示信号）が
入力される。待機時には、低電圧制御信号がハイレベル
になり、トランジスタＱ４がオンする。トランジスタＱ
４がオンすると、ツェナーダイオードＺＤ２の両端がほ
ぼ短絡状態になり、抵抗素子Ｒ３の両端電圧が増大す
る。
【００２２】すなわち、トランジスタＱ４がオンする
と、抵抗素子Ｒ３とツェナーダイオードＺＤ２との接続
点の電圧がほぼ０Ｖになり、今までツェナーダイオード
ＺＤ２の両端にかかっていた電圧が抵抗素子Ｒ３の両端
に印加されることになる。このため、抵抗素子Ｒ３に流
れる電流が増え、それに応じて、フォトカップラ２の出
力側（トランジスタ側）に流れる電流も増える。フォト
カップラ２の出力側に流れる電流が増えると、トランジ
スタＱ２，Ｑ３はスイッチングトランジスタＱ１のオン
時間とオン・オフ周期が短くなるような制御を行い、そ
の結果、出力電圧が低下する。
と、抵抗素子Ｒ３とツェナーダイオードＺＤ２との接続
点の電圧がほぼ０Ｖになり、今までツェナーダイオード
ＺＤ２の両端にかかっていた電圧が抵抗素子Ｒ３の両端
に印加されることになる。このため、抵抗素子Ｒ３に流
れる電流が増え、それに応じて、フォトカップラ２の出
力側（トランジスタ側）に流れる電流も増える。フォト
カップラ２の出力側に流れる電流が増えると、トランジ
スタＱ２，Ｑ３はスイッチングトランジスタＱ１のオン
時間とオン・オフ周期が短くなるような制御を行い、そ
の結果、出力電圧が低下する。
【００２３】図２はスイッチングトランジスタＱ１の通
常動作時の電流波形と出力電圧波形を示す図であり、図
２（ａ）は電流波形、図２（ｂ）は出力電圧波形を示し
ている。また、図３はスイッチングトランジスタＱ１の
待機時の電流波形と出力電圧波形を示す図であり、図３
（ａ）は電流波形、図３（ｂ）は出力電圧波形を示して
いる。
常動作時の電流波形と出力電圧波形を示す図であり、図
２（ａ）は電流波形、図２（ｂ）は出力電圧波形を示し
ている。また、図３はスイッチングトランジスタＱ１の
待機時の電流波形と出力電圧波形を示す図であり、図３
（ａ）は電流波形、図３（ｂ）は出力電圧波形を示して
いる。
【００２４】図３に示すように、待機時には、スイッチ
ングトランジスタＱ１のオン時間が短くなり、オン・オ
フの周期は通常動作時よりも速くなる。このような制御
により、待機時には出力電圧レベルが低下する。
ングトランジスタＱ１のオン時間が短くなり、オン・オ
フの周期は通常動作時よりも速くなる。このような制御
により、待機時には出力電圧レベルが低下する。
【００２５】図３の電流波形と図６に示す従来の電流波
形を比較するとわかるように、従来は、待機時には、ス
イッチングトランジスタＱ１をオフする期間を長くして
出力電圧を引き下げる制御を行っていた。これに対し
て、本実施形態では、スイッチングトランジスタＱ１の
オン時間を短くすることにより、出力電圧を引き下げる
制御を行う。本実施形態の場合、スイッチングトランジ
スタＱ１のオフ期間を長くするわけではないので、従来
問題であった可聴周波数のノイズは発生しない。
形を比較するとわかるように、従来は、待機時には、ス
イッチングトランジスタＱ１をオフする期間を長くして
出力電圧を引き下げる制御を行っていた。これに対し
て、本実施形態では、スイッチングトランジスタＱ１の
オン時間を短くすることにより、出力電圧を引き下げる
制御を行う。本実施形態の場合、スイッチングトランジ
スタＱ１のオフ期間を長くするわけではないので、従来
問題であった可聴周波数のノイズは発生しない。
【００２６】また、トランジスタＱ４のオン・オフによ
り、待機状態と動作状態を容易に切り替えることがで
き、簡易な制御で電源回路の省電力化が図れる。
り、待機状態と動作状態を容易に切り替えることがで
き、簡易な制御で電源回路の省電力化が図れる。
【００２７】このように、本実施形態では、待機時に
は、トランジスタＱ４をオンさせて、ツェナーダイオー
ドＺＤ２の両端間を短絡させるため、フォトカップラ２
の出力側の電流を増やしてスイッチングトランジスタＱ
１のオン時間を短くするような制御を行うことができ
る。したがって、従来に比べて、スイッチングトランジ
スタＱ１が完全にオフの期間を短くでき、可聴周波数の
ノイズも発生しなくなる。
は、トランジスタＱ４をオンさせて、ツェナーダイオー
ドＺＤ２の両端間を短絡させるため、フォトカップラ２
の出力側の電流を増やしてスイッチングトランジスタＱ
１のオン時間を短くするような制御を行うことができ
る。したがって、従来に比べて、スイッチングトランジ
スタＱ１が完全にオフの期間を短くでき、可聴周波数の
ノイズも発生しなくなる。
【００２８】ところで、図１では、出力端子間に、ツェ
ナーダイオードＺＤ１、抵抗素子Ｒ３およびツェナーダ
イオードＺＤ２の順に直列接続する例を説明したが、接
続順序に特に制限はなく、例えば、図４に示すように、
ツェナーダイオードＺＤ１、ツェナーダイオードＺＤ２
および抵抗素子Ｒ３の順に直列接続してもよい。ただ
し、図４の場合、トランジスタＱ４のベース端子には、
そのエミッタ電圧に応じた電圧を入力する必要がある。
ナーダイオードＺＤ１、抵抗素子Ｒ３およびツェナーダ
イオードＺＤ２の順に直列接続する例を説明したが、接
続順序に特に制限はなく、例えば、図４に示すように、
ツェナーダイオードＺＤ１、ツェナーダイオードＺＤ２
および抵抗素子Ｒ３の順に直列接続してもよい。ただ
し、図４の場合、トランジスタＱ４のベース端子には、
そのエミッタ電圧に応じた電圧を入力する必要がある。
【００２９】また、図１のトランジスタＱ４の代わり
に、リレーやMOSFET等の他のスイッチ手段を用いてもよ
い。例えば、リレーを用いた場合は、リレーの接点をツ
ェナーダイオードＺＤ２の両端にそれぞれ接続し、短絡
指示信号により接点のオン・オフを切り替えるようにす
ればよい。
に、リレーやMOSFET等の他のスイッチ手段を用いてもよ
い。例えば、リレーを用いた場合は、リレーの接点をツ
ェナーダイオードＺＤ２の両端にそれぞれ接続し、短絡
指示信号により接点のオン・オフを切り替えるようにす
ればよい。
【００３０】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、電源回路の待機時には、第２のツェナーダイオー
ドの両端を強制的に短絡させて、スイッチング素子のオ
ン期間とオン・オフ周期を短くする制御を行うため、従
来のように待機時にスイッチング素子のオフ期間を長く
する場合と異なり、可聴周波数のノイズが発生しなくな
る。
れば、電源回路の待機時には、第２のツェナーダイオー
ドの両端を強制的に短絡させて、スイッチング素子のオ
ン期間とオン・オフ周期を短くする制御を行うため、従
来のように待機時にスイッチング素子のオフ期間を長く
する場合と異なり、可聴周波数のノイズが発生しなくな
る。
【図１】本発明に係る電源回路の一実施形態の回路図。
【図２】スイッチングトランジスタＱ１の通常動作時の
電流波形と出力電圧波形を示す図であり、図２（ａ）は
電流波形、図２（ｂ）は出力電圧波形を示す図。
電流波形と出力電圧波形を示す図であり、図２（ａ）は
電流波形、図２（ｂ）は出力電圧波形を示す図。
【図３】スイッチングトランジスタＱ１の待機時の電流
波形と出力電圧波形を示す図であり、図３（ａ）は電流
波形、図３（ｂ）は出力電圧波形を示す図。
波形と出力電圧波形を示す図であり、図３（ａ）は電流
波形、図３（ｂ）は出力電圧波形を示す図。
【図４】図１の変形例を示す回路図。
【図５】従来の電源回路の回路図。
【図６】スイッチングトランジスタの通常動作時の電流
波形と出力電圧波形を示す図であり、図６（ａ）は電流
波形、図６（ｂ）は出力電圧波形を示す図。
波形と出力電圧波形を示す図であり、図６（ａ）は電流
波形、図６（ｂ）は出力電圧波形を示す図。
【図７】スイッチングトランジスタの待機時の電流波形
と出力電圧波形を示す図であり、図７（ａ）は電流波
形、図７（ｂ）は出力電圧波形を示す図。
と出力電圧波形を示す図であり、図７（ａ）は電流波
形、図７（ｂ）は出力電圧波形を示す図。
１ 一次側電源回路 ２ フォトカップラ ３ チョッパ回路 Ｑ１ スイッチングトランジスタ Ｑ２〜Ｑ４ トランジスタ ＺＤ１，ＺＤ２，ＺＤ３ ツェナーダイオード
Claims (5)
- 【請求項１】商用電源に接続された一次側電源回路と、 前記一次側電源回路に接続され交流電圧変換を行う変圧
器と、 前記変圧器で変換された交流電圧を直流電圧に変換する
二次側電源回路と、を備えた電源回路において、 前記一次側電源回路は、前記変圧器の一次側に交流電圧
を供給するか否かを切り替えるスイッチング素子を有
し、 前記二次側電源回路は、 直流電圧を出力する出力端子間に、任意の順序で直列接
続された第１のツェナーダイオード、抵抗素子、および
第２のツェナーダイオードと、 前記抵抗素子の両端電圧に応じて、前記スイッチング素
子のオン・オフを制御する一次側制御回路と、 短絡指示信号により、前記第２のツェナーダイオードの
両端間を短絡させることが可能な短絡回路と、を備え、 前記一次側制御回路は、前記短絡回路が前記第２のツェ
ナーダイオードの両端間を短絡した場合には、前記スイ
ッチング素子のオン期間およびオン・オフ周期をともに
短くする制御を行うことを特徴とする電源回路。 - 【請求項２】前記一次側制御回路は、前記一次側電源回
路から可聴周波数のノイズが発生しないように前記スイ
ッチング素子のオン期間およびオン・オフ周期を制御す
ることを特徴とする請求項１に記載の電源回路。 - 【請求項３】前記短絡回路は、前記第２のツェナーダイ
オードに並列に接続された短絡用トランジスタを有し、
前記トランジスタのベース（ゲート）端子に前記短絡指
示信号が入力されることを特徴とする請求項１または２
に記載の電源回路。 - 【請求項４】前記一次側電源回路、前記変圧器および前
記二次側電源回路は、リング・チョーク・コンバータ回
路（ＲＣＣ回路）で構成されることを特徴とする請求項
１〜３のいずれかに記載の電源回路。 - 【請求項５】前記二次側電源回路は、DC-DCコンバータ
回路を有し、電圧レベルの異なる複数種類の直流電圧を
出力することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記
載の電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000306168A JP2002119051A (ja) | 2000-10-05 | 2000-10-05 | 電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000306168A JP2002119051A (ja) | 2000-10-05 | 2000-10-05 | 電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
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ID=18786903
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000306168A Pending JP2002119051A (ja) | 2000-10-05 | 2000-10-05 | 電源回路 |
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| DE102016009769A1 (de) * | 2016-08-02 | 2018-02-08 | Theben Ag | Schaltungsanordnung |
-
2000
- 2000-10-05 JP JP2000306168A patent/JP2002119051A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20100289467A1 (en) * | 2009-05-14 | 2010-11-18 | Novatek Microelectronics Corp. | Power supply circuit and method thereof |
| US8582328B2 (en) * | 2009-05-14 | 2013-11-12 | Novatek Microelectronics Corp. | Power supply circuit and method thereof |
| DE102016009769A1 (de) * | 2016-08-02 | 2018-02-08 | Theben Ag | Schaltungsanordnung |
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