JP2002058252A - 半導体電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 負荷インダクタンスの推定を電圧指令ゼロで
行う。 【解決手段】 出力電流と負荷電流から負荷のインダク
タンスを推定し、この推定したインダクタンスから電流
制御部の比例ゲイン等を調節して電流制御の追従を高め
るようにした電力変換装置において、三角波キャリアの
位相を各相ごとにずらし電圧指令ゼロで負荷インダクタ
ンスの推定を行う。キャリアの位相を各相ごとにずらす
と電圧指令ゼロでの出力電圧は図２のようになる。線間
電圧の平均値はゼロのままであるが、キャリアの周波数
以上の高い周波数の線間電圧が出力される。この結果、
キャリアの周波数以上の高い周波数の電流が流れ、出力
電圧Ｖと出力電流の微少変動値Δｉがゼロでなくなるの
で、電圧指令ゼロでの負荷インダクタンスの推定ができ
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、負荷インピーダン
ス推定機能を有する電力変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＰＩ制御要素を有する電力変換装置の構
成例を図１０に示す。インバータ１は、パワートランジ
スタやＩＧＢＴの半導体素子で主回路を構成し、そのス
イッチング制御で直流電力を電圧および周波数を制御し
た交流電力に変換して負荷２に供給する。

【０００３】制御装置は、負荷電流検出値を固定座標か
ら回転座標に変換した電流検出信号を得る座標変換部３
と、この電流検出信号と電流指令値との偏差を比例積分
（ＰＩ）演算する電流制御部４と、この演算結果を回転
座標から固定座標に変換した電流制御信号を得る座標変
換部５と、この電流制御信号を三角波発生器２１からの
三角波（キャリア）信号と比較してＰＷＭ波形のゲート
信号をインバータ１に供給するＰＷＭ制御部６とによっ
て構成される。

【０００４】電流制御部４は、それを拡大した等価回路
で示すように、比例ゲインＫ_pで電流偏差を増幅する比
例要素４Ａと、積分ゲインＫ_iで電流偏差を増幅する比
例要素４Ｂと、この比例要素４Ｂの出力を積分する積分
要素４Ｃと、要素４Ａと４Ｂの出力を加算する加算要素
４Ｄで構成される。

【０００５】なお、制御装置は、上記の電流制御系の構
成に限らず、ＰＩ制御要素をもつ電圧制御系にした構
成、さらには電圧制御系と電流制御系をもつ場合もあ
る。

【０００６】また、半導体電力変換装置としては、前記
のインバータにより交流負荷を駆動するものに限らず、
交流電力を直流電力に変換するコンバータ、直流−直流
の電力変換をするチョッパなどがあり、これら装置にお
いてもＰＩ制御系をもつ構成が多く採用される。また、
負荷としては電動機などの回転機に限らず、直流電気車
からの回生電力をインバータで交流に変換して交流電源
に回生する場合の電力系統など、種々の負荷があり、こ
れら負荷に応じて電力変換装置も種々のものが設計され
る。

【０００７】図９のように半導体電力変換装置を負荷に
接続し、負荷に電圧を印可する場合を想定する。負荷の
電流は加えた電圧と負荷のインピーダンス成分によって
変化していく。この時に負荷のインダクタンスを何らか
の方法で推定できれば、負荷電流制御の高機能化が実現
できる。

【０００８】負荷の抵抗成分がインダクタンス成分と比
較して無視できる程度に小さい場合、負荷のインピーダ
ンスは負荷のインダクタンスと同じであると考えて良
い。この場合、負荷に加える電圧Ｖと負荷に流れる電流
ｉ、負荷のインダクタンスＬの間には以下のような関係
が成立する。

【０００９】（ｄｉ／ｄｔ）＝Ｖ／Ｌ 時間微分項を微少変動値で近似する。

【００１０】（Δｉ／Δｔ）＝Ｖ／Ｌ この式から、変換器の出力電圧Ｖと単位時間当たりの負
荷電流変化量Δｉ／Δｔを測定すれば、負荷のインダク
タンスＬを推定することができる。

【００１１】インダクタンスＬの推定には、図１１に示
すように、ＰＷＭのキャリア１周期の間に、装置の出力
を周期Δｔで電流サンプリングを行って電流ｉを取り込
み、この電流ｉから（Δｉ／Δｔ）を求めると同時に、
電流ｉとゲート信号から変換装置の出力電圧Ｖを求め
る。この出力電圧Ｖは、基本的にはゲート信号によって
決定し、デッドタイム期間はサンプリングした電流値の
符号によって決定する。これらの処理を各相について行
うと、電流サンプリング時点での出力電圧ベクトルと出
力電流ベクトルが得られる。

【００１２】なお、３相変換を三角波比較ＰＷＭによっ
て制御する場合、キャリア１周期の間に発生する出力電
圧ベクトルの変化は、最大でも６回である。したがっ
て、仮に電流サンプリングをキャリア１周期の間に３０
回以上実行すれば、出力電圧ベクトルが一定となってい
る間に最低でも５サンプルの電流データを取り込むこと
ができ、十分な検出精度を得ることができる。

【００１３】また、スイッチングが行われた前後の時刻
の電流検出値は、スイッチング時の電圧過渡変動などの
影響を受け易いため、これら時点のサンプル値は電圧推
定から除去するのが好ましい。

【００１４】図１２に電力変換装置と負荷の間の等価モ
デルを示し、図１３にインダクタンス検出機能付電力変
換装置を示す。図１３の装置は、インバータ１からソレ
ノイド２Ａに交流電流を供給することで機械装置を水平
方向など一次元方向に位置制御する場合であり、制御装
置は電流制御部４とＰＷＭ制御部６で構成される。

【００１５】このような機械装置は、ソレノイド２Ａの
操作杆の位置によってインダクタンスＬが大きく変化
し、この変化が急変することが電力変換装置からみた負
荷急変になる。

【００１６】そこで、ソレノイド２Ａの電圧変化が十分
遅い、あるいは十分小さいといった条件の基に負荷イン
ダクタンスＬを推定し、電流制御部４の比例要素のゲイ
ンＫｐを調節する。

【００１７】ソレノイド２Ａへの電流供給では、インダ
クタンス変化によるエネルギーによって操作杆を一次元
動作させるが、定常時の負荷電圧が極めて小さくなるた
め、インバータ１の出力電圧と電流変化が検出できれ
ば、下記の式から負荷インダクタンスＬの推定が可能と
なる。

【００１８】Ｌ＝（Ｖ_i−Ｖ_l）／（Δｉ／Δｔ） 図１３において、電圧計算部７は、前記の場合と同様
に、インバータ１の電圧Ｖ_iを求め、この電圧と負荷電
流ｉから負荷インダクタンス推定部８Ｂがインダクタン
スＬを推定し、この推定値Ｌの変化に対応させて比例要
素４Ａの比例ゲインＫｐを調節する。

【００１９】また、インダクタンスＬの推定値から、位
置変換部１３がソレノイド２Ａの操作杆の位置情報を求
め、これを機械装置の位置制御系の位置検出信号として
利用可能にする。なお、位置変換部１３は、操作杆の位
置とそのときのインダクタンスとの関係の測定値をテー
ブルデータとして格納しておく。

【００２０】この電力変換装置によれば、負荷のインダ
クタンスの変化に応じて、比例要素のゲインを変更、例
えば比例関係を持たせることにより、ソレノイドの操作
杆の位置の変化にも影響を受けない電流制御ができる。
（特願２０００−８５５２８号）。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】上記負荷インダクタン
スの推定方式では負荷に電圧が印可されない限り推定が
行えない。３相変換器で３相負荷を、一般的に用いられ
ている三角波比較ＰＷＭ方式で駆動する場合を想定する
と、電圧指令値がゼロの場合は変換器が出力する各相電
圧が図２のようになり、常に線間電圧がゼロとなってし
まうために電流が流れず、負荷インダクタンスの推定が
行えない。

【００２２】本発明は、上記課題に鑑みてなされたもの
であり、その目的とするところは、キャリア周波数周期
程度の短期間電圧指令をゼロにしても負荷インダクタン
スの推定ができる電力変換装置を提供することにある。

【００２３】

【課題を解決するための手段】本発明の電力変換装置
は、電流指令値を比例積分演算して電圧指令を出力する
電流制御部と、この電圧指令値を三角波キャリア信号と
比較してＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御部と、主回路
の直流電源電圧とＰＷＭ信号及び負荷電流を基にして該
装置の出力電圧を極性を有して求める電圧計算部と、前
記出力電圧と負荷電流から負荷のインダクタンスを推定
し、この推定したインダクタンスから電流制御部の比例
ゲインおよび積分ゲインの一方又は両方を電流制御の追
従性を高める方向に調節する負荷インダクタンス推定部
とを有する電力変換装置において、三角波キャリアの位
相を相ごとにずらす手段を設け、三角波キャリアの位相
を相ごとにずらすことにより電圧指令値ゼロでも負荷イ
ンダクタンス推定が行えるようにしたことものである。

【００２４】または、遅延量設定可能なディレイライン
をＰＷＭ信号回路の各相又は１相を除く他の相に設け、
三角波キャリアの位相ずれを等価的に実現し電圧指令ゼ
ロ時でも負荷インダクタンス推定が行えるようにしたも
のである。このディレイラインの遅延量設定は、前記負
荷インダクタンス推定部からの負荷電流過不足状況信号
により調整するとよい。

【００２５】

【発明の実施の形態】実施の形態１ 図１に実施の形態１にかかる電力変換装置の構成を示
す。同図が従来図１３と相違する点は、図１３では三角
波発生器２１がＵ、Ｖ、Ｗ相の三角波キャリアを同位相
で出力しているのに対し、図１の三角波発生器２１’は
三角波キャリアの位相を相ごとにずらすことができるよ
うに位相調整可能に構成してある。

【００２６】図２に電圧指令値をゼロとして三角波キャ
リアの位相をずらした場合の電力変換器１から出力され
る相電圧と線間電圧の関係を示す。

【００２７】電圧指令値をゼロとして三角波キャリアの
位相をずらす。すると線間電圧の平均値はゼロのままで
あるが、キャリアの周波数以上の高い周波数の線間電圧
が出力されるようになる。この結果、キャリアの周波数
以上の高い周波数の電流が流れるようになり、負荷に加
わる電圧Ｖと出力電流の微小変動値Δｉがゼロでなくな
るため負荷インダクタンスの推定が行えるようになる。

【００２８】位相差を調整することによって負荷に加わ
る線間電圧の波形が変化するため、推定に適した波形を
選択することができる。また、負荷インダクタンスの測
定はキャリア数周期程度の短期間で実行できるため、測
定が不要な期間は位相を同一にしてキャリア電流成分を
流さないようにできる。

【００２９】実施の形態２ 実施の形態２は、従来図１３の三角波発生器２１を図１
のように位相調節可能なの三角波発生器２１’とするこ
となく、三角波キャリアの位相のずれを等価的に実現す
るものである。

【００３０】実施の形態２について図３、図４を用いて
説明する。図３は電力変換装置の位相遅れ量を調整して
電流を調整する回路部分を示す。２３はＰＷＭ制御部６
から出力されるゲート信号の位相をずらすためのディレ
イラインで、図４に示すようにＶ相、Ｗ相のゲート信号
（ＰＷＭ信号）を遅延させる遅延量設定可能なディレイ
ライン２３ｖ，２３ｗで構成されている。

【００３１】ディレイライン２３ｖ，２３ｗの遅延量
は、電圧指令値ゼロで図２のような相電圧が出力するよ
うに設定されると共に、負荷インダクタンス推定装置８
Ｂからの負荷電流過不足状況信号により調整されるよう
にしてある。

【００３２】即ち、ゲート信号の位相を遅らせる量によ
って、線間に現れる電圧が変化して流れる電流も変化す
る。よって、位相を遅らせる量によって負荷インダクタ
ンス推定に必要最小限の電流を流すように調整すること
ができる。そして、負荷インダクタンス推定装置８Ｂか
ら電流値が十分な値になっているかどうかの負荷電流過
不足状況信号を出力させ、この信号によって電流値が不
十分な時にはディレイライン２３（２３ｖ，２３ｗ）で
位相を遅らせる量を大きくしていき、逆に十分な値にな
っているときは位相を遅らせる量を小さくして位相を揃
えていくようにして、過大な電流を流して損失を発生さ
せてしまうことが無いようにする。

【００３３】実施の形態２によれば、電圧指令ゼロでデ
ィレイライン２３によりゲート信号の位相をずらし上記
図２の電圧と同様の電圧を発生させて負荷インピーダン
スの推定ができると共に、ゲート信号の位相を遅らせる
量を調整して負荷インダクタンス推定に必要な電流を最
小限とすることができる。

【００３４】この方式についてシミュレーションを行っ
た結果を以下に示す。図５はシミュレーション回路図で
あり、制御系には図３の方式によるディレイラインが含
まれている。電流指令値を０に固定し、ＰＷＭキャリア
周波数を５ｋＨｚとし、遅延量を全相０とした場合の結
果を図６に示す。なお、図中の相電圧は直流側マイナス
端子を基準とした変換器の各端子の電位を、相電流は変
換器の各相に流れる電流をそれぞれ示している。この場
合、全相が同時に同じ電位にスイッチングしているた
め、線間電圧は発生しないので電流は全く流れていな
い。これに対し、Ｖ相を６６μ秒、Ｗ相を１３３μ秒、
それぞれＵ相から遅らせた場合の結果を図７に示す。キ
ャリアの位相がずれることによって線間電圧が生じ、そ
れによる電流が流れていることがわかる。この電流を計
測すれば負荷インダクタンスが推定できる。

【００３５】なお、図７のように位相をキャリアの１／
３周期ずつずらすと各相に波形のほぼ等しい電流を流す
ことができるが、負荷インダクタンスが小さい場合は電
流振幅がかなり大きくなる。これを避けるためには、ず
らす位相量を小さくしてやればよい。

【００３６】図８はＵ相に対してＶ相を１０μ秒、Ｗ相
を２０μ秒遅延させた場合の結果である。位相のずれが
小さくなることによって線間電圧が印可されている期間
が短くなり、電流振幅が小さくなっている。このため、
図３のような制御装置を利用すれば、負荷インダクタン
ス推定に必要最小限の電流振幅を確保することができ、
負荷インダクタンス推定の際に発生する損失を低減する
ことができる。

【００３７】実施の形態１及び２は３相電力変換装置の
例であるが、多相変換器の場合も同様に電圧指令ゼロと
しての負荷インピーダンスの推定ができる。

【００３８】

【発明の効果】本発明は、上述のとおり構成されている
ので、以下に記載する効果を奏する。 （１）ゼロ電圧指令時でも負荷インピーダンスの推定が
できる。 （２）負荷電流過不足状況によりゲート信号の遅延量を
制御する場合は過大な電流を流すことなく必要最小限の
電流を流して負荷インピーダンスの推定ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１にかかるインダクタンス
推定機能付き電力変換装置の構成図。

【図２】キャリアの位相をずらした場合の電圧波形図。

【図３】本発明の実施の形態２にかかる位相遅れ量を調
整して電流を調整する回路の構成図。

【図４】ゲート信号の位相をずらすための回路図。

【図５】シミュレーション回路図。

【図６】遅延量を全相０とした場合のシミュレーション
結果を示す電圧、電流波形図。

【図７】遅延量をキャリア周期の１／３単位で与えた場
合のシミュレーション結果を示す電圧、電流波形図。

【図８】遅延量を１０μ秒単位で与えた場合のシミュレ
ーション結果を示す電圧、電流波形図。

【図９】主回路構成図。

【図１０】電力変換装置の構成図。

【図１１】ＰＷＭ制御における電流サンプリングの説明
図。

【図１２】電力変換装置と負荷の間の等価モデル図。

【図１３】従来例にかかるインダクタンス検出機能付き
電力変換装置の構成図。

【符号の説明】

１…電力変換器（インバータ） ２…負荷（インダクタ） ４…電流制御部 ６…ＰＷＭ制御部 ７…電圧計算部 ８Ｂ…負荷インダクタンス推定部 ２１…三角波（キャリア）発生器 ２２…位相制御付三角波発生器 ２３…ディレイライン

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電流指令値を比例積分演算して電圧指令
   を出力する電流制御部と、この電圧指令値を三角波キャ
   リア信号と比較してＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御部
   と、主回路の直流電源電圧とＰＷＭ信号及び負荷電流を
   基にして該装置の出力電圧を極性を有して求める電圧計
   算部と、前記出力電圧と負荷電流から負荷のインダクタ
   ンスを推定し、この推定したインダクタンスから電流制
   御部の比例ゲインおよび積分ゲインの一方又は両方を電
   流制御の追従性を高める方向に調節する負荷インダクタ
   ンス推定部とを有する電力変換装置において、 三角波キャリアの位相を相ごとにずらす手段を設け、 三角波キャリアの位相を相ごとにずらすことにより電圧
   指令値ゼロでも負荷インダクタンス推定が行えるように
   したことを特徴とする電力変換装置。
2. 【請求項２】 電流指令値を比例積分演算して電圧指令
   を出力する電流制御部と、この電圧指令値を三角波キャ
   リア信号と比較してＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御部
   と、主回路の直流電源電圧とＰＷＭ信号及び負荷電流を
   基にして該装置の出力電圧を極性を有して求める電圧計
   算部と、前記出力電圧と負荷電流から負荷のインダクタ
   ンスを推定し、この推定したインダクタンスから電流制
   御部の比例ゲインおよび積分ゲインの一方又は両方を電
   流制御の追従性を高める方向に調節する負荷インダクタ
   ンス推定部とを有する電力変換装置において、 遅延量設定可能なディレイラインをＰＷＭ信号回路の各
   相又は１相を除く他の相に設け、 三角波キャリアの位相ずれを等価的に実現し電圧指令ゼ
   ロ時でも負荷インダクタンス推定が行えるようにしたこ
   とを特徴とする電力変換装置。
3. 【請求項３】 請求項２において、 前記ディレイラインの遅延量設定は、前記負荷インダク
   タンス推定部からの負荷電流過不足状況信号により調整
   されることを特徴とする電力変換装置。