JP2002034242A - 本線周波数同期バーストモード電源 - Google Patents
本線周波数同期バーストモード電源Info
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
- H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
- H02M1/0035—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode using burst mode control
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Dc-Dc Converters (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、スイッチング損失に帰するスタン
バイ電力消費を減少する、単純で且つコスト効率のよい
電源を提供する目的とする。 【解決手段】 水同期バーストモード電源は、ＡＣ本線
を、比較的低い周波数から高い周波数へ変換する電力変
換器と、ＡＣ本線電源が所定の範囲内で発生した場合
に、毎回、電力変換器に高周波数で出力パルスのバース
トを開始させる、ＡＣ本線電源に応答するゲート回路と
を有する。代わりの実施例では、電源は、負荷変動に応
じて電力変換器の前調整制御のためのゲート回路への電
流帰還ループを有する電力変換器からの出力を調整する
ための調整回路を有する。
バイ電力消費を減少する、単純で且つコスト効率のよい
電源を提供する目的とする。 【解決手段】 水同期バーストモード電源は、ＡＣ本線
を、比較的低い周波数から高い周波数へ変換する電力変
換器と、ＡＣ本線電源が所定の範囲内で発生した場合
に、毎回、電力変換器に高周波数で出力パルスのバース
トを開始させる、ＡＣ本線電源に応答するゲート回路と
を有する。代わりの実施例では、電源は、負荷変動に応
じて電力変換器の前調整制御のためのゲート回路への電
流帰還ループを有する電力変換器からの出力を調整する
ための調整回路を有する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、一般的には電源の
分野に関し、特にテレビジョン受信機のスタンバイモー
ド電源に関する。
分野に関し、特にテレビジョン受信機のスタンバイモー
ド電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】スタンバイモーで電子機器により消費さ
れる電力は、目に見えて増加する公共政策問題である。
例えば、１９９７年９月１９日の、欧州エネルギー報告
の中の記事では、欧州委員会は動作のスタンバイモード
での電子機器により消費されるエネルギーを減少させる
ことは優先順位が高いと見なしている。その記事はさら
に、委員会は、その最初の努力としてテレビジョン受信
機とＶＣＲのスタンバイ電力消費を減少させることに集
中すると述べそして、そのような製造者から平均スタン
バイ電力消費を連続して減少する自発的な約束を引き出
すと述べている。
れる電力は、目に見えて増加する公共政策問題である。
例えば、１９９７年９月１９日の、欧州エネルギー報告
の中の記事では、欧州委員会は動作のスタンバイモード
での電子機器により消費されるエネルギーを減少させる
ことは優先順位が高いと見なしている。その記事はさら
に、委員会は、その最初の努力としてテレビジョン受信
機とＶＣＲのスタンバイ電力消費を減少させることに集
中すると述べそして、そのような製造者から平均スタン
バイ電力消費を連続して減少する自発的な約束を引き出
すと述べている。
【０００３】最近のテレビジョンは、消磁回路とスタン
バイモードで動作するスイッチドモード電源により、約
５から１０ワットのスタンバイ電力消費をしている。追
加のスタンバイ電源を有し且つ消磁回路を切り離すテレ
ビジョンは、電力消費を１ワットに減少できる。
バイモードで動作するスイッチドモード電源により、約
５から１０ワットのスタンバイ電力消費をしている。追
加のスタンバイ電源を有し且つ消磁回路を切り離すテレ
ビジョンは、電力消費を１ワットに減少できる。
【０００４】ビデオ表示装置の従来の電源配置では、ス
タンバイ変圧器の１次巻線はＡＣ本線に接続されてい
る。スタンバイ変圧器の２次巻線を亘って変換された電
圧は、全波整流され、そして、ある形式の線形調整によ
り調整され、スタンバイモードの動作でビデオ表示装置
に電力を供給する。このスタンバイ電源はビデオ表示装
置がＡＣ本線に接続されている限り電力を消費し、そし
て、作動モードの動作でも電力を消費する。スタンバイ
モード中は、スイッチング損失により電力損失が部分的
に発生する。米国特許番号６，０４３，９９４は、スイ
ッチドモード電源コントローラ集積回路ＩＣの開始抵抗
に帰するスタンバイ電力消費を減少するための電源を提
案する。
タンバイ変圧器の１次巻線はＡＣ本線に接続されてい
る。スタンバイ変圧器の２次巻線を亘って変換された電
圧は、全波整流され、そして、ある形式の線形調整によ
り調整され、スタンバイモードの動作でビデオ表示装置
に電力を供給する。このスタンバイ電源はビデオ表示装
置がＡＣ本線に接続されている限り電力を消費し、そし
て、作動モードの動作でも電力を消費する。スタンバイ
モード中は、スイッチング損失により電力損失が部分的
に発生する。米国特許番号６，０４３，９９４は、スイ
ッチドモード電源コントローラ集積回路ＩＣの開始抵抗
に帰するスタンバイ電力消費を減少するための電源を提
案する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従って、スイッチング
損失に帰するスタンバイ電力消費を減少する、単純で且
つコスト効率のよい方法を提供するのが好ましい。
損失に帰するスタンバイ電力消費を減少する、単純で且
つコスト効率のよい方法を提供するのが好ましい。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、全ＡＣ本線を
電力変換回路に接続することからのスイッチング損失に
帰するスタンバイ電力消費を減少させるスタンバイ電源
に向けられている。同期バーストモード電源は、ＡＣ本
線を、比較的低い周波数から高い周波数へ変換する電力
変換器と、ＡＣ本線電源が所定の範囲内で発生した場合
に、毎回、電力変換器に高周波数で出力パルスのバース
トを開始させる、ＡＣ本線電源に応答するゲート回路と
を有する。同期バーストモード電力を供給する方法は、
比較的低い周波数でＡＣ本線電源を受けるステップと、
ＡＣ本線電源が所定の範囲内で発生したことを検出する
ステップと、検出するステップに応答して、比較的低い
周波数よりも高い周波数で出力パルスのバーストを開始
するステップとを有する。
電力変換回路に接続することからのスイッチング損失に
帰するスタンバイ電力消費を減少させるスタンバイ電源
に向けられている。同期バーストモード電源は、ＡＣ本
線を、比較的低い周波数から高い周波数へ変換する電力
変換器と、ＡＣ本線電源が所定の範囲内で発生した場合
に、毎回、電力変換器に高周波数で出力パルスのバース
トを開始させる、ＡＣ本線電源に応答するゲート回路と
を有する。同期バーストモード電力を供給する方法は、
比較的低い周波数でＡＣ本線電源を受けるステップと、
ＡＣ本線電源が所定の範囲内で発生したことを検出する
ステップと、検出するステップに応答して、比較的低い
周波数よりも高い周波数で出力パルスのバーストを開始
するステップとを有する。
【０００７】
【発明の実施の形態】上述のそして他の本発明の特徴と
優位点は、図を参照して以下の説明を読めば明らかとな
ろう。同じ参照番号は同じ構成要素を示す。
優位点は、図を参照して以下の説明を読めば明らかとな
ろう。同じ参照番号は同じ構成要素を示す。
【０００８】各図において、同様な参照記号は、同様な
構成要素を示す。抵抗値は、オーム、キロオーム（ｋ）
又は、メガオーム（Ｍ）で示された測定値の単位であ
り、キャパシタ値はマイクロファラッド（ｕ）又はピコ
ファラッド（ｐ）で示された測定値の単位である。
構成要素を示す。抵抗値は、オーム、キロオーム（ｋ）
又は、メガオーム（Ｍ）で示された測定値の単位であ
り、キャパシタ値はマイクロファラッド（ｕ）又はピコ
ファラッド（ｐ）で示された測定値の単位である。
【０００９】本発明は、スタンバイスイッチドモード電
源ＳＭＰＳ内のスイッチングする回路に関連する電力損
失を減少する。本発明はのスタンバイＳＭＰＳは、リッ
プルはあるがしかし整流された本線電圧に直接接続さ
れ、整流された本線電圧が低レベルの期間中はＳＭＰＳ
にゲートされる。バーストパルスを発生することにより
応答する、整流された本線電圧をスタンバイＳＭＰＳへ
ゲートすることは、整流された本線電圧の所定の範囲に
同期している。
源ＳＭＰＳ内のスイッチングする回路に関連する電力損
失を減少する。本発明はのスタンバイＳＭＰＳは、リッ
プルはあるがしかし整流された本線電圧に直接接続さ
れ、整流された本線電圧が低レベルの期間中はＳＭＰＳ
にゲートされる。バーストパルスを発生することにより
応答する、整流された本線電圧をスタンバイＳＭＰＳへ
ゲートすることは、整流された本線電圧の所定の範囲に
同期している。
【００１０】本発明は、図１のブロック図１０と波形１
１−１３に示されている。本線電圧Ｖｍａｉｎｓはダイ
オードＤ１により整流され、リップルのある正の半波電
圧Ｖ１をしきい値検出器１に供給する。電圧Ｖ１の正の
半波の立ち上りと立下りがしきい値レベル（図１のグラ
フ１１の水平線１６）以下であるときに、電圧パルスＶ
２はしきい値検出器１により出力される。本線電圧Ｖｍ
ａｉｎｓの比較的低い周波数、例えば、５０又は６０Ｈ
ｚで、電圧パルスＶ２は、自走発振器２３により高周波
数の鋸状電流パルスＩＴｒに変換される。ある点で、検
出器は、正の半波を発振器回路２３へ送るポートに関し
てゲートとして働く。Ａｃ本線電圧単独で、外部スイッ
チング制御とは独立に、バーストパルスＶ２を開始し且
つ終了する。図１の例示の実施例では、９個の鋸状パル
スＩＴｒが、検出器１により出力される各電圧パルスＶ
２に対して発生される。この数は、発振器の自走周波数
例えば、２５ｋＨｚに関連している。変圧器Ｔｒ１に起
こされた正の半波パルスＶ１は、ピークからゼロに減少
するので、鋸状電流パルスのピークは、線形傾斜のよう
に、示されるように減少する。変圧器に起こされた電圧
は、時間により乗算された関係（電圧／インダクタン
ス）に従う。本回路では、時間ファクタは、一定である
がしかし主の正弦波電圧はゼロからピーク値へ増加し、
そして、ピーク値からゼロへ減少する。ピーク値からゼ
ロへの減少は、鋸波電流パルスＩＴｒのピークを線形に
減少する。逆に本線電圧の立ち上りエッジ中は、鋸波電
流パルスＩＴｒのピークを線形に上昇する。
１−１３に示されている。本線電圧Ｖｍａｉｎｓはダイ
オードＤ１により整流され、リップルのある正の半波電
圧Ｖ１をしきい値検出器１に供給する。電圧Ｖ１の正の
半波の立ち上りと立下りがしきい値レベル（図１のグラ
フ１１の水平線１６）以下であるときに、電圧パルスＶ
２はしきい値検出器１により出力される。本線電圧Ｖｍ
ａｉｎｓの比較的低い周波数、例えば、５０又は６０Ｈ
ｚで、電圧パルスＶ２は、自走発振器２３により高周波
数の鋸状電流パルスＩＴｒに変換される。ある点で、検
出器は、正の半波を発振器回路２３へ送るポートに関し
てゲートとして働く。Ａｃ本線電圧単独で、外部スイッ
チング制御とは独立に、バーストパルスＶ２を開始し且
つ終了する。図１の例示の実施例では、９個の鋸状パル
スＩＴｒが、検出器１により出力される各電圧パルスＶ
２に対して発生される。この数は、発振器の自走周波数
例えば、２５ｋＨｚに関連している。変圧器Ｔｒ１に起
こされた正の半波パルスＶ１は、ピークからゼロに減少
するので、鋸状電流パルスのピークは、線形傾斜のよう
に、示されるように減少する。変圧器に起こされた電圧
は、時間により乗算された関係（電圧／インダクタン
ス）に従う。本回路では、時間ファクタは、一定である
がしかし主の正弦波電圧はゼロからピーク値へ増加し、
そして、ピーク値からゼロへ減少する。ピーク値からゼ
ロへの減少は、鋸波電流パルスＩＴｒのピークを線形に
減少する。逆に本線電圧の立ち上りエッジ中は、鋸波電
流パルスＩＴｒのピークを線形に上昇する。
【００１１】鋸波電流パルスＩＴｒは、２次巻線電圧Ｖ
ＴＲ１に変換されそして、ダイオードＤ７で未調整電圧
Ｖ３に整流される。未調整電圧Ｖ３は電圧調整器３で平
滑化されそして調整され、５ＶＤＣの出力電圧Ｖｏｕｔ
になる。
ＴＲ１に変換されそして、ダイオードＤ７で未調整電圧
Ｖ３に整流される。未調整電圧Ｖ３は電圧調整器３で平
滑化されそして調整され、５ＶＤＣの出力電圧Ｖｏｕｔ
になる。
【００１２】図２の例示の回路は、作動モード電源（図
示していない）に対する接続点を亘って、電圧本線Ｖｍ
ａｉｎｓに制御可能に接続されるための回路配置２０を
有する。電圧本線Ｖｍａｉｎｓは、既知の形式のマイク
ロプロセッサ（図示していない）から、電流制限抵抗Ｒ
１３を通して作動制御信号に応答する、光リレー、トラ
イアックＴ２を介してスイッチされる。トライアックド
ライバーＴ２の代わりに、代わりのリレーが、採用され
てもよい。電圧Ｖｍａｉｎｓは、本線電圧がトライアッ
クドライバＴ２により送られるときにトリガされるトラ
イアックＴ１を介して接続され、そして、抵抗Ｒ１１と
Ｒ１２により構成される電圧分割器を介して降下されて
もよい。トライアックＴ１により送られる電圧本線Ｖｍ
ａｉｎｓは、消磁回路２１を介して接続され、ダイオー
ドブリッジ配置Ｄ１１−Ｄ１４により全波整流されそし
て、作動モード電源のためにキャパシタＣ１１によりフ
ィルタされる。
示していない）に対する接続点を亘って、電圧本線Ｖｍ
ａｉｎｓに制御可能に接続されるための回路配置２０を
有する。電圧本線Ｖｍａｉｎｓは、既知の形式のマイク
ロプロセッサ（図示していない）から、電流制限抵抗Ｒ
１３を通して作動制御信号に応答する、光リレー、トラ
イアックＴ２を介してスイッチされる。トライアックド
ライバーＴ２の代わりに、代わりのリレーが、採用され
てもよい。電圧Ｖｍａｉｎｓは、本線電圧がトライアッ
クドライバＴ２により送られるときにトリガされるトラ
イアックＴ１を介して接続され、そして、抵抗Ｒ１１と
Ｒ１２により構成される電圧分割器を介して降下されて
もよい。トライアックＴ１により送られる電圧本線Ｖｍ
ａｉｎｓは、消磁回路２１を介して接続され、ダイオー
ドブリッジ配置Ｄ１１−Ｄ１４により全波整流されそし
て、作動モード電源のためにキャパシタＣ１１によりフ
ィルタされる。
【００１３】図２の回路実施例は更に、しきい値検出器
１、自走発振器２及び、電圧安定器３の例示の回路実施
例を有する。
１、自走発振器２及び、電圧安定器３の例示の回路実施
例を有する。
【００１４】ダイオードＤ１により整流された電圧本線
Ｖｍａｉｎｓからの正の半波波形電圧Ｖ１は、抵抗Ｒ４
とＲ５間で分割され、ツェナーダイオードＤ３により電
圧制限されそして、キャパシタＣ１によりリップルが減
衰され、＋１２ＶをトランジスタＱ１のエミッタ端子Ｅ
へ供給する。トランジスタＱ１は、電圧分割抵抗Ｒ１と
Ｒ３及び、フィルタキャパシタＣ２の整流器配置からベ
ース端子Ｂに現れる電圧によりバイアスされる。オプシ
ョンの調整抵抗Ｒ２はベース端子Ｂ電圧の微調整を可能
とする。トランジスタＱ１は、トランジスタＱ１のエミ
ッタ端子Ｅに現れる＋１２Ｖにより可能な逆バイアスに
対してダイオードＤ２により保護される。トランジスタ
Ｑ１のベース端子Ｂへの入力電圧が、トランジスタＱ１
のエミッタＥ電圧と電圧分割器Ｒ４，Ｒ５及び、Ｄ３に
より決まる特定のしきい値以下のときには、トランジス
タＱ１はオンしそして、自走発振器２３にバイアス電圧
を供給する。抵抗Ｒ５は、自走発振器２３のオン時間を
異なる本線電圧に適用させることに注意する。
Ｖｍａｉｎｓからの正の半波波形電圧Ｖ１は、抵抗Ｒ４
とＲ５間で分割され、ツェナーダイオードＤ３により電
圧制限されそして、キャパシタＣ１によりリップルが減
衰され、＋１２ＶをトランジスタＱ１のエミッタ端子Ｅ
へ供給する。トランジスタＱ１は、電圧分割抵抗Ｒ１と
Ｒ３及び、フィルタキャパシタＣ２の整流器配置からベ
ース端子Ｂに現れる電圧によりバイアスされる。オプシ
ョンの調整抵抗Ｒ２はベース端子Ｂ電圧の微調整を可能
とする。トランジスタＱ１は、トランジスタＱ１のエミ
ッタ端子Ｅに現れる＋１２Ｖにより可能な逆バイアスに
対してダイオードＤ２により保護される。トランジスタ
Ｑ１のベース端子Ｂへの入力電圧が、トランジスタＱ１
のエミッタＥ電圧と電圧分割器Ｒ４，Ｒ５及び、Ｄ３に
より決まる特定のしきい値以下のときには、トランジス
タＱ１はオンしそして、自走発振器２３にバイアス電圧
を供給する。抵抗Ｒ５は、自走発振器２３のオン時間を
異なる本線電圧に適用させることに注意する。
【００１５】しきい値検出器回路２２では、キャパシタ
Ｃ１の正の端子での＋１２Ｖが、トランジスタＱ１のベ
ース端子Ｂでの電圧と比較される。０より大きく且つ約
１１．３ボルトより小さいトランジスタＱ１の端子Ｂで
の正の電圧は、トランジスタＱ１をバイアスし、約１
１．３ボルトのしきい値レベル１６を提供する。ベース
端子Ｂで１１．３ボルト以上で、ＰＮトランジスタＱ１
はバイアスがオフされる。しきい値検出器又は、ゲート
回路２２は、典型的なスイッチングモード電源に存在す
る損失を減少する、低電圧レベルスイッチングを提供す
る。
Ｃ１の正の端子での＋１２Ｖが、トランジスタＱ１のベ
ース端子Ｂでの電圧と比較される。０より大きく且つ約
１１．３ボルトより小さいトランジスタＱ１の端子Ｂで
の正の電圧は、トランジスタＱ１をバイアスし、約１
１．３ボルトのしきい値レベル１６を提供する。ベース
端子Ｂで１１．３ボルト以上で、ＰＮトランジスタＱ１
はバイアスがオフされる。しきい値検出器又は、ゲート
回路２２は、典型的なスイッチングモード電源に存在す
る損失を減少する、低電圧レベルスイッチングを提供す
る。
【００１６】図２の発振器２３は、変圧器Ｔｒ１、抵抗
Ｒ６、キャパシタＣ３、２次巻線ｎ３及び、トランジス
タＱ２より構成されるブロッキング発振器である。ブロ
ッキング発振器は、従来のように動作する。ダイオード
Ｄ４とＤ５と抵抗Ｒ７は、発振器回路の基本的な動作に
は必要ないが、しかし、信号調節の１形式として含まれ
る。ブロッキング発振器２３の表示は単に例示であり、
本発明の状況で他の発振器回路又はトポロジーを使用す
ることを禁止しない。
Ｒ６、キャパシタＣ３、２次巻線ｎ３及び、トランジス
タＱ２より構成されるブロッキング発振器である。ブロ
ッキング発振器は、従来のように動作する。ダイオード
Ｄ４とＤ５と抵抗Ｒ７は、発振器回路の基本的な動作に
は必要ないが、しかし、信号調節の１形式として含まれ
る。ブロッキング発振器２３の表示は単に例示であり、
本発明の状況で他の発振器回路又はトポロジーを使用す
ることを禁止しない。
【００１７】２次巻き線ｎ３により提供される正の帰還
は、トランジスタＱ２を導通状態に保つ。トランジスタ
Ｑ２のベース端子Ｂを通して流れる電流は、キャパシタ
Ｃ３を亘る電圧が１．４ボルトとなるまでは、キャパシ
タＣ３を放電に保ち、その点で、トランジスタＱ２は導
通を停止し、そして、電力は、フライバックで巻線ｎ２
を介して２次側に伝達される。２次巻線ｎ３にフライバ
ック電圧があるときには、キャパシタＣ３は負に落され
る。この点で電流は、抵抗Ｒ６を通して送られ、キャパ
シタＣ３を再度充電し、そして、正の半波パルスＶ１か
ら得られた、他の鋸波電流ＩＴｒの導通を開始する。キ
ャパシタＣ４は高速スイッチングの放射を減少する。
は、トランジスタＱ２を導通状態に保つ。トランジスタ
Ｑ２のベース端子Ｂを通して流れる電流は、キャパシタ
Ｃ３を亘る電圧が１．４ボルトとなるまでは、キャパシ
タＣ３を放電に保ち、その点で、トランジスタＱ２は導
通を停止し、そして、電力は、フライバックで巻線ｎ２
を介して２次側に伝達される。２次巻線ｎ３にフライバ
ック電圧があるときには、キャパシタＣ３は負に落され
る。この点で電流は、抵抗Ｒ６を通して送られ、キャパ
シタＣ３を再度充電し、そして、正の半波パルスＶ１か
ら得られた、他の鋸波電流ＩＴｒの導通を開始する。キ
ャパシタＣ４は高速スイッチングの放射を減少する。
【００１８】ブロッキング発振器２３は、電圧Ｖｍａｉ
ｎｓ、抵抗Ｒ６、キャパシタＣ３及び、巻線ｎ１とｎ３
の関係に依存する、ほとんど一定の周波数で動作する。
発振のデューティーサイクルは、実質的に一定であり、
それにより、２次巻線ｎ２に伝達されるエネルギーは、
実質的に一定である。この実質的に一定のエネルギーは
２つの結果を有する。第１に、スタンバイ電源は本来、
変圧器Ｔｒ１の２次側の短絡状態に対して保護されてい
る。第２に、並列電圧調整技術は２次巻線ｎ２により供
給される電圧を調整するのに使用される。例えば、図２
では、２次巻線ｎ２により供給される＋５Ｖ出力はツェ
ナーダイオードＤ７により部分的に制限され、そして、
電圧調整器ＩＣ１により調整される。電圧調整器ＩＣ１
とダイオードＤ７の使用は、単に説明目的であり、本発
明の状況で他の調整技術の適用を禁止するものではな
い。
ｎｓ、抵抗Ｒ６、キャパシタＣ３及び、巻線ｎ１とｎ３
の関係に依存する、ほとんど一定の周波数で動作する。
発振のデューティーサイクルは、実質的に一定であり、
それにより、２次巻線ｎ２に伝達されるエネルギーは、
実質的に一定である。この実質的に一定のエネルギーは
２つの結果を有する。第１に、スタンバイ電源は本来、
変圧器Ｔｒ１の２次側の短絡状態に対して保護されてい
る。第２に、並列電圧調整技術は２次巻線ｎ２により供
給される電圧を調整するのに使用される。例えば、図２
では、２次巻線ｎ２により供給される＋５Ｖ出力はツェ
ナーダイオードＤ７により部分的に制限され、そして、
電圧調整器ＩＣ１により調整される。電圧調整器ＩＣ１
とダイオードＤ７の使用は、単に説明目的であり、本発
明の状況で他の調整技術の適用を禁止するものではな
い。
【００１９】図２の実施例では、ブロッキング発振器２
３は、比較的低い本線電圧周波数、例えば、５０から６
０Ｈｚを変換するのに優位に使用され、それより、２つ
の電圧パルスＶ２が周波数に対して１サイクル当り２つ
現れ、それより、９個の鋸状電流パルスが各電圧パルス
Ｖ２に対して発生される。この変換は、スタンバイ変圧
器Ｔｒ１のサイズを減少することを可能とし、次に、ス
タンバイ変圧器Ｔｒ１の電力消費を減少することとな
る。２次巻線電圧ＶＴＲ１は、例示回路では７．２Ｖに
達するが、最初にダイオードＤ５により整流され、キャ
パシタＣ５によりフィルタされ、そして、電圧調整器Ｉ
Ｃ１により調整される。再負荷の場合には、ダイオード
Ｄ７は、キャパシタＣ５と電圧調整器ＩＣ１を、過電圧
から防ぐ。調整器ＩＣによる出力は、キャパシタＣ６に
よりフィルタされ、＋５Ｖのスタンバイ電力を供給す
る。
３は、比較的低い本線電圧周波数、例えば、５０から６
０Ｈｚを変換するのに優位に使用され、それより、２つ
の電圧パルスＶ２が周波数に対して１サイクル当り２つ
現れ、それより、９個の鋸状電流パルスが各電圧パルス
Ｖ２に対して発生される。この変換は、スタンバイ変圧
器Ｔｒ１のサイズを減少することを可能とし、次に、ス
タンバイ変圧器Ｔｒ１の電力消費を減少することとな
る。２次巻線電圧ＶＴＲ１は、例示回路では７．２Ｖに
達するが、最初にダイオードＤ５により整流され、キャ
パシタＣ５によりフィルタされ、そして、電圧調整器Ｉ
Ｃ１により調整される。再負荷の場合には、ダイオード
Ｄ７は、キャパシタＣ５と電圧調整器ＩＣ１を、過電圧
から防ぐ。調整器ＩＣによる出力は、キャパシタＣ６に
よりフィルタされ、＋５Ｖのスタンバイ電力を供給す
る。
【００２０】図３の回路は、しきい値検出回路２２の抵
抗Ｒ５とツェナーダイオードＤ３の間の端子に接続され
た追加の光カプラＩＣ２からの電流帰還ループを除いて
は、図２のスタンバイ電源配置と同様である。図２の回
路実施例は、静的な負荷又は比較的小負荷変動に対して
適し、ここで、抵抗Ｒ２は、負荷量に好適なバーストパ
ルスの開始と終端の最適時間に調整される。Ｒ２が特定
の負荷に最適に調整されそして、実際の負荷が比較的小
さい場合には、バーストパルス周波数は高くなりすぎそ
して、電力出力波負荷に必要なよりも大きくなりこの結
果無駄な電力となる。動的負荷の適用は図３の回路実施
例に対しては適切であり、ここで、電流帰還はゲート回
路によりバーストパルスＶ２の開始と終了を調整する。
図３の電流帰還ループは、図２の可変抵抗Ｒ２調整の必
要を除去する。
抗Ｒ５とツェナーダイオードＤ３の間の端子に接続され
た追加の光カプラＩＣ２からの電流帰還ループを除いて
は、図２のスタンバイ電源配置と同様である。図２の回
路実施例は、静的な負荷又は比較的小負荷変動に対して
適し、ここで、抵抗Ｒ２は、負荷量に好適なバーストパ
ルスの開始と終端の最適時間に調整される。Ｒ２が特定
の負荷に最適に調整されそして、実際の負荷が比較的小
さい場合には、バーストパルス周波数は高くなりすぎそ
して、電力出力波負荷に必要なよりも大きくなりこの結
果無駄な電力となる。動的負荷の適用は図３の回路実施
例に対しては適切であり、ここで、電流帰還はゲート回
路によりバーストパルスＶ２の開始と終了を調整する。
図３の電流帰還ループは、図２の可変抵抗Ｒ２調整の必
要を除去する。
【００２１】光カプラＩＣ２は、２次電圧Ｖ３がＤ７を
亘って現れる基準電圧以上のときはいつでも、導通す
る。光カプラＩＣ２による導通は、帰還ループ内の電流
Ｉ１を介してトランジスタＱ１のエミッタに対しての基
準電圧を減少し、自走発振器回路２２のオン時間を減少
する。この結果、入力電力は負荷が減少するときに減少
し、そして、図２の回路実施例内の電圧制御ポテンショ
メータＲ２は不用である。
亘って現れる基準電圧以上のときはいつでも、導通す
る。光カプラＩＣ２による導通は、帰還ループ内の電流
Ｉ１を介してトランジスタＱ１のエミッタに対しての基
準電圧を減少し、自走発振器回路２２のオン時間を減少
する。この結果、入力電力は負荷が減少するときに減少
し、そして、図２の回路実施例内の電圧制御ポテンショ
メータＲ２は不用である。
【００２２】図４は、本発明により提供される向上され
た効率を示す入力電圧対出力電力を示す図である。通常
の電源は、通常は１Ｗを消費し、２００ｍＷを出力し、
２０％の電力変換効率を示す。図４の示すように、例え
ば、瞬時の低電圧本線の本発明のゲーティングで、約３
３７ｍＷの入力本線電圧電力Ｐｉｎｐｕｔが、約１１５
ｍＷのスタンバイ電力に変換される。これは、約３０％
の電力変換効率の上昇を示す。
た効率を示す入力電圧対出力電力を示す図である。通常
の電源は、通常は１Ｗを消費し、２００ｍＷを出力し、
２０％の電力変換効率を示す。図４の示すように、例え
ば、瞬時の低電圧本線の本発明のゲーティングで、約３
３７ｍＷの入力本線電圧電力Ｐｉｎｐｕｔが、約１１５
ｍＷのスタンバイ電力に変換される。これは、約３０％
の電力変換効率の上昇を示す。
【００２３】スタンバイ変圧器ＴＲ１は、ＥＦ１６、約
０．１ｍｍの空気ギャップに等しいＮ６７コアを使用し
て構成されうる。約１６０ターン、２層、直径０．１ｍ
ｍのＣｕＬコアを使用して、スタンバイ変圧器ＴＲ１の
１次巻線ｎ１のインダクタンスは、約１８ｍＨに等し
い。寄生容量を減少するために、２つの層の間の電気的
分離を提供するために、０．１ｍｍ圧の１層の
０．１ｍｍの空気ギャップに等しいＮ６７コアを使用し
て構成されうる。約１６０ターン、２層、直径０．１ｍ
ｍのＣｕＬコアを使用して、スタンバイ変圧器ＴＲ１の
１次巻線ｎ１のインダクタンスは、約１８ｍＨに等し
い。寄生容量を減少するために、２つの層の間の電気的
分離を提供するために、０．１ｍｍ圧の１層の
【００２４】
【外１】 ブランドの重合フィルムが使用され得る。２次巻線ｎ２
は、２３ターンの、直径０．３１５ｍｍのＣｕＬワイア
を使用し、そして、２次巻線ｎ３は１６ターンの直径
０．３１５ｍｍのワイアを使用する。約０．１ｍｍ厚の
２層の
は、２３ターンの、直径０．３１５ｍｍのＣｕＬワイア
を使用し、そして、２次巻線ｎ３は１６ターンの直径
０．３１５ｍｍのワイアを使用する。約０．１ｍｍ厚の
２層の
【００２５】
【外２】 ブランドの重合フィルムが、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ
２とｎ３の間の電気的分離を提供するために使用され得
る。
２とｎ３の間の電気的分離を提供するために使用され得
る。
【００２６】本発明は特定の例に関して説明したが、開
示された実施例に対する変更や変形は本発明の本質から
離れることなく行われ得ることは、当業者には、明らか
である。例えば、説明した実施例で、０と１２Ｖの間の
正の半波電圧レベルの部分は、発振器回路２３へ送られ
ることが示されてもよい。しかし、開始された発明のＡ
ｃ本線とバーストパルスの終了はしきい値範囲２Ｖから
１２Ｖで行われる。しかし、低いゼロ境界は回路設計を
単純にするので、０から１２Ｖ範囲が好ましい。また、
Ａｃ本線からの正の半波波形の好ましいゲーティングの
代わりに、ＡＣ本線の全波整流パルスが発振器回路２３
にゲートされてもよい。しかし、全波整流ＡＣ本線パル
スのゲーティングは、過度の電力の消費を必要とし、ス
タンバイモード動作を必要とせず、それにより、電源回
路を抵抗率にする。従って、基準は、前述の説明より
は、本発明の真の範囲を示す請求項になされるべきであ
る。
示された実施例に対する変更や変形は本発明の本質から
離れることなく行われ得ることは、当業者には、明らか
である。例えば、説明した実施例で、０と１２Ｖの間の
正の半波電圧レベルの部分は、発振器回路２３へ送られ
ることが示されてもよい。しかし、開始された発明のＡ
ｃ本線とバーストパルスの終了はしきい値範囲２Ｖから
１２Ｖで行われる。しかし、低いゼロ境界は回路設計を
単純にするので、０から１２Ｖ範囲が好ましい。また、
Ａｃ本線からの正の半波波形の好ましいゲーティングの
代わりに、ＡＣ本線の全波整流パルスが発振器回路２３
にゲートされてもよい。しかし、全波整流ＡＣ本線パル
スのゲーティングは、過度の電力の消費を必要とし、ス
タンバイモード動作を必要とせず、それにより、電源回
路を抵抗率にする。従って、基準は、前述の説明より
は、本発明の真の範囲を示す請求項になされるべきであ
る。
【００２７】
【発明の効果】本発明によって、スイッチング損失に帰
するスタンバイ電力消費を減少する、単純で且つコスト
効率のよい電源を提供できる。
するスタンバイ電力消費を減少する、単純で且つコスト
効率のよい電源を提供できる。
【図１】本発明のブロック図と波形を示す図である。
【図２】本発明を具体化するスタンバイ電源の概略のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図３】本発明を具体化するスタンバイ電源及の概略の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図４】図４は、本発明により提供される向上された効
率を示す入力電圧対出力電力を示す図である。
率を示す入力電圧対出力電力を示す図である。
１ しきい値検出器 ２ 自走発振器 ３ 電圧調整器 ２１ 消磁回路 ２２ しきい値検出回路 ２３ 自走発振器 Ｖｍａｉｎｓ 本線電圧 Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ７ ダイオード Ｔｒ１ 変圧器 Ｔ２ トライアック Ｒ２、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ１１、Ｒ１２ 抵抗 Ｔ１ トライアック Ｄ１１−Ｄ１４ ダイオードブリッジ配置 Ｃ３、Ｃ４、Ｃ１１ キャパシタ Ｃ１１によりフィルタされる。 Ｄ３ ツェナーダイオード Ｑ１、Ｑ２ トランジスタ Ｃ２ フィルタキャパシタ ＩＣ１ 電圧調整器 ＩＣ２ 光カプラ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 300000708 46，Ｑｕａｉ Ａ， Ｌｅ Ｇａｌｌｏ Ｆ−92648 Ｂｏｕｌｏｇｎｅ Ｃｅｄｅ ｘ Ｆｒａｎｃｅ Ｆターム(参考） 5H730 AA14 AS01 AS05 AS23 BB43 BB52 CC01 DD02 EE02 EE07 FD11 FG06 VV06
Claims (3)
- 【請求項１】 同期バーストモード電源であって、 ＡＣ本線を、比較的低い周波数から高い周波数へ変換す
る電力変換器と、 前記ＡＣ本線電源が所定の範囲内で発生した場合に、毎
回、前記電力変換器に前記高周波数で出力パルスのバー
ストを開始させる、前記ＡＣ本線電源に応答するゲート
回路とを有する電源。 - 【請求項２】 同期バーストモードスタンバイ電源であ
って、 ＡＣ本線電源を受ける自己発振電力変換器と、 前記電力変換器に接続され且つ、それより変圧器の２次
巻き線に給電を発生するパルスを受信する変圧器１次巻
線と、 前記ＡＣ本線電源と前記電力変換器に接続されたゲート
回路を有し、 前記ゲート回路は、前記ＡＣ本線電源が所定の範囲で循
環する間、前記自己発振電力変換器の動作を可能化する
電源。 - 【請求項３】 同期バーストモード電力を供給する方法
であって、 比較的低い周波数でＡＣ本線電源を受けるステップと、 前記ＡＣ本線電源が所定の範囲内で発生したことを検出
するステップと、 前記検出するステップに応答して、前記比較的低い周波
数よりも高い周波数で出力パルスのバーストを開始する
ステップとを有する方法。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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ID=24352263
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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| MX (1) | MXPA01005639A (ja) |
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| WO2004030194A1 (en) * | 2002-09-30 | 2004-04-08 | Infineon Technologies Ag | Switching mode power supplies |
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| CN200976549Y (zh) * | 2006-09-22 | 2007-11-14 | 何曙光 | 一种超低功耗待机电路 |
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| KR101769130B1 (ko) * | 2011-02-08 | 2017-08-18 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 전력 공급 장치, 링크 전압 제어 스위치의 제어 장치 및 방법 |
| US9685870B2 (en) | 2011-02-08 | 2017-06-20 | Fairchild Korea Semiconductor Ltd. | Phase-cut pre-regulator and power supply comprising the same |
| US20140239809A1 (en) | 2011-08-18 | 2014-08-28 | Lynk Labs, Inc. | Devices and systems having ac led circuits and methods of driving the same |
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| CN109474184A (zh) * | 2018-12-19 | 2019-03-15 | 佛山市南海区昭裕照明有限公司 | 一种大功率恒压开关电源 |
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|---|---|---|---|---|
| US3710062A (en) * | 1971-04-06 | 1973-01-09 | Environment One Corp | Metal base cookware induction heating apparatus having improved power supply and gating control circuit using infra-red temperature sensor and improved induction heating coil arrangement |
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| NL8601241A (nl) * | 1986-05-15 | 1987-12-01 | Philips Nv | Voedingsschakeling. |
| CN1024246C (zh) * | 1989-03-07 | 1994-04-13 | Rca许可公司 | 具有脉冲方式等待状态的开关电源 |
| US4937728A (en) * | 1989-03-07 | 1990-06-26 | Rca Licensing Corporation | Switch-mode power supply with burst mode standby operation |
| DE4028348A1 (de) * | 1990-09-06 | 1992-03-12 | Zumtobel Ag | Niederspannungsquelle mit vorschaltanordnung |
| US5099407A (en) * | 1990-09-24 | 1992-03-24 | Thorne Richard L | Inverter with power factor correction circuit |
| US5982645A (en) * | 1992-08-25 | 1999-11-09 | Square D Company | Power conversion and distribution system |
| JPH0767344A (ja) * | 1993-08-26 | 1995-03-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| US5369561A (en) * | 1993-09-08 | 1994-11-29 | Trippe Manufacturing Company | Standby power supply system having a variable frequency inverter |
| DE9416084U1 (de) * | 1993-10-25 | 1995-02-23 | Papst Motoren Gmbh & Co Kg | Netzgerät |
| KR970009024A (ko) * | 1995-07-11 | 1997-02-24 | 김광호 | 이동통신을 위한 세계 시스템 단말기에서 주파수 보정버스트 검출장치 |
| DE19600962A1 (de) | 1996-01-12 | 1997-07-17 | Siemens Ag | Schaltnetzteil mit verlustleistungsarmem Standby-Betrieb |
| GB9623612D0 (en) | 1996-11-13 | 1997-01-08 | Rca Thomson Licensing Corp | Separate power supplies for standby operation |
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- 2000-06-06 US US09/588,050 patent/US6324082B1/en not_active Expired - Lifetime
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- 2001-06-04 TR TR2001/01558A patent/TR200101558A2/xx unknown
- 2001-06-05 KR KR1020010031327A patent/KR100773790B1/ko active IP Right Grant
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