JP2002032360A - 周波数選択性検波器およびそれを用いたウェーブレット変換器 - Google Patents
周波数選択性検波器およびそれを用いたウェーブレット変換器Info
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- JP2002032360A JP2002032360A JP2001085810A JP2001085810A JP2002032360A JP 2002032360 A JP2002032360 A JP 2002032360A JP 2001085810 A JP2001085810 A JP 2001085810A JP 2001085810 A JP2001085810 A JP 2001085810A JP 2002032360 A JP2002032360 A JP 2002032360A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 入力信号の位相に依存せず、リプルを伴わず
かつ遅れが生じない実時間で検波出力を得る。 【解決手段】 検波したい帯域の中心周波数の局部 cos
ωｃｔと局部 sinωｃｔとを入力信号ｆ（ｔ）と混合器
１５，１７で混合し、その混合器１５，１７の両出力の
和ｆ（ｔ）×（ cosωｃｔ＋ sinωｃｔ）と差ｆ（ｔ）
×（ cosωｃｔ−sinωｃｔ）を求め、前記中心周波数
と前記帯域幅の一端との間隔を、遮断周波数とする低域
通過フィルタ２４，２５に前記和出力、差出力をそれぞ
れ通し、これらフィルタ出力をそれぞれ２乗して加算
し、その加算出力を検波出力とする。
かつ遅れが生じない実時間で検波出力を得る。 【解決手段】 検波したい帯域の中心周波数の局部 cos
ωｃｔと局部 sinωｃｔとを入力信号ｆ（ｔ）と混合器
１５，１７で混合し、その混合器１５，１７の両出力の
和ｆ（ｔ）×（ cosωｃｔ＋ sinωｃｔ）と差ｆ（ｔ）
×（ cosωｃｔ−sinωｃｔ）を求め、前記中心周波数
と前記帯域幅の一端との間隔を、遮断周波数とする低域
通過フィルタ２４，２５に前記和出力、差出力をそれぞ
れ通し、これらフィルタ出力をそれぞれ２乗して加算
し、その加算出力を検波出力とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は被検波信号の周波
数帯域及びその中心周波数を設定でき、例えば入力信号
のウェーブレット変換に用いて好適な周波数選択性検波
器、およびその検波器を用いたウェーブレット変換器に
関する。
数帯域及びその中心周波数を設定でき、例えば入力信号
のウェーブレット変換に用いて好適な周波数選択性検波
器、およびその検波器を用いたウェーブレット変換器に
関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の検波器は例えば検波用ダイオード
の出力側にコンデンサ及び抵抗素子（負荷抵抗を含む）
が接続されている。このため実際の検波出力は入力波形
が減少しているのに、その入力波形の減少に直ちに追従
しなかったり、時定数を小さくすると、入力波形のピー
クの後に出力が減少するが、次のピークですぐ出力が上
り、また下るというように出力にリップルが生じるなど
の好ましくない点があった。
の出力側にコンデンサ及び抵抗素子（負荷抵抗を含む）
が接続されている。このため実際の検波出力は入力波形
が減少しているのに、その入力波形の減少に直ちに追従
しなかったり、時定数を小さくすると、入力波形のピー
クの後に出力が減少するが、次のピークですぐ出力が上
り、また下るというように出力にリップルが生じるなど
の好ましくない点があった。
【０００３】また何時発生するか不明の波形信号を検出
（監視）するために、その検出したい波形信号をウェー
ブレット変換して、周波数軸、時間軸のグリッドに記録
し、これを基準ウェーブレット変換グリッドとし、目的
とする波形信号が入力される可能性のある被監視信号を
連続的にウェーブレット変換して、グリッドを作り、そ
のグリッドと基準ウェーブレット変換グリッドとを比較
して、一致した時に、その入力被監視信号に目的の波形
信号が生じたとする検出方法が考えられる。この場合、
ウェーブレット変換グリッドを作るために、入力信号を
各周波数帯域ごとに取出してその周波数軸上のウェーブ
レットの有無を正しく、かつ実時間で検出することが要
求される。
（監視）するために、その検出したい波形信号をウェー
ブレット変換して、周波数軸、時間軸のグリッドに記録
し、これを基準ウェーブレット変換グリッドとし、目的
とする波形信号が入力される可能性のある被監視信号を
連続的にウェーブレット変換して、グリッドを作り、そ
のグリッドと基準ウェーブレット変換グリッドとを比較
して、一致した時に、その入力被監視信号に目的の波形
信号が生じたとする検出方法が考えられる。この場合、
ウェーブレット変換グリッドを作るために、入力信号を
各周波数帯域ごとに取出してその周波数軸上のウェーブ
レットの有無を正しく、かつ実時間で検出することが要
求される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】この発明の第１の目的
は入力信号中の設定した周波数帯の成分を選択的に検波
でき、かつ時定数回路をもたず、不要な時間遅れを伴な
わず、入力信号に忠実な検波出力を得ることができる周
波数選択性検波器を提供することにある。この発明の第
２の目的は入力信号をその波形に忠実にかつ、実時間で
パターン化されたウェーブレット変換グリッドに変換す
ることができるウェーブレット変換器を提供することに
ある。
は入力信号中の設定した周波数帯の成分を選択的に検波
でき、かつ時定数回路をもたず、不要な時間遅れを伴な
わず、入力信号に忠実な検波出力を得ることができる周
波数選択性検波器を提供することにある。この発明の第
２の目的は入力信号をその波形に忠実にかつ、実時間で
パターン化されたウェーブレット変換グリッドに変換す
ることができるウェーブレット変換器を提供することに
ある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】この発明の周波数選択性
検波器によれば、入力信号ｆ（ｔ）は平衡混合手段に入
力されて、選択したい中心角周波数ωｃの局部余弦波信
号及び局部正弦波信号とそれぞれ乗算され、乗算結果が
加算されて複素共役関係にあるｆ（ｔ）×（ cosωｃｔ
＋ sinωｃｔ）とｆ（ｔ）×（ cosωｃｔ− sinωｃ
ｔ）とが出力され、これらｆ（ｔ）×（ cosωｃｔ＋ s
inωｃｔ）、ｆ（ｔ）×（ cosωｃｔ− sinωｃｔ）は
それぞれ第１、第２低域通過フィルタに通され、これら
第１、第２低域通過フィルタの各出力はそれぞれ第１、
第２の２乗器で２乗され、これら両２乗値が加算器で加
算されて検波出力として出力される。
検波器によれば、入力信号ｆ（ｔ）は平衡混合手段に入
力されて、選択したい中心角周波数ωｃの局部余弦波信
号及び局部正弦波信号とそれぞれ乗算され、乗算結果が
加算されて複素共役関係にあるｆ（ｔ）×（ cosωｃｔ
＋ sinωｃｔ）とｆ（ｔ）×（ cosωｃｔ− sinωｃ
ｔ）とが出力され、これらｆ（ｔ）×（ cosωｃｔ＋ s
inωｃｔ）、ｆ（ｔ）×（ cosωｃｔ− sinωｃｔ）は
それぞれ第１、第２低域通過フィルタに通され、これら
第１、第２低域通過フィルタの各出力はそれぞれ第１、
第２の２乗器で２乗され、これら両２乗値が加算器で加
算されて検波出力として出力される。
【０００６】第１、第２低域通過フィルタの遮断周波数
は、選択したい周波数中心周波数と選択したい帯域の上
限値又は下限値との差に選定される。この発明のウェー
ブレット変換器によれば、入力信号は、この発明による
周波数選択性検波器の複数により検波される。これら周
波数選択性検波器の局部余弦波信号及び局部正弦波信号
の各周波数はそれぞれ入力信号中の選択したい周波数帯
域の中心周波数に選定され、かつその中心周波数と、対
応する周波数帯域の上限値又は下限値との差が対応する
周波数選択性検波器の低域通過フィルタの遮断周波数が
選定される。
は、選択したい周波数中心周波数と選択したい帯域の上
限値又は下限値との差に選定される。この発明のウェー
ブレット変換器によれば、入力信号は、この発明による
周波数選択性検波器の複数により検波される。これら周
波数選択性検波器の局部余弦波信号及び局部正弦波信号
の各周波数はそれぞれ入力信号中の選択したい周波数帯
域の中心周波数に選定され、かつその中心周波数と、対
応する周波数帯域の上限値又は下限値との差が対応する
周波数選択性検波器の低域通過フィルタの遮断周波数が
選定される。
【０００７】これら各周波数選択性検波器の出力と基準
レベルとがそれぞれ対応する比較器で比較されて２値化
され、その２値化された出力が、選択周波数の順に周波
数軸上に配列され、各出力される系列が時間軸上に配列
されたパターンよりなるウェーブレット変換グリッドが
作成される。
レベルとがそれぞれ対応する比較器で比較されて２値化
され、その２値化された出力が、選択周波数の順に周波
数軸上に配列され、各出力される系列が時間軸上に配列
されたパターンよりなるウェーブレット変換グリッドが
作成される。
【０００８】
【発明の実施の形態】図１にこの発明による周波数選択
性検波器の実施例を示す。入力端子１１からの入力信号
ｆ（ｔ）は平衡混合器１２及び１３へ供給される。平衡
混合器１２においては入力信号ｆ（ｔ）は局部信号発生
器１４からの局部余弦波信号 cosωｃｔと混合部１５で
周波数混合され、また局部余弦波信号 cosωｃｔが移相
器１６でπ／２シフトされた局部正弦波信号 sinωｃｔ
と入力信号ｆ（ｔ）が混合部１７で周波数混合され、混
合部１５及び１７の出力が加算部１８で加算されてｆ
（ｔ）×（ cosωｃｔ＋ sinωｃｔ）が得られる。
性検波器の実施例を示す。入力端子１１からの入力信号
ｆ（ｔ）は平衡混合器１２及び１３へ供給される。平衡
混合器１２においては入力信号ｆ（ｔ）は局部信号発生
器１４からの局部余弦波信号 cosωｃｔと混合部１５で
周波数混合され、また局部余弦波信号 cosωｃｔが移相
器１６でπ／２シフトされた局部正弦波信号 sinωｃｔ
と入力信号ｆ（ｔ）が混合部１７で周波数混合され、混
合部１５及び１７の出力が加算部１８で加算されてｆ
（ｔ）×（ cosωｃｔ＋ sinωｃｔ）が得られる。
【０００９】また平衡混合器１３においては入力信号ｆ
（ｔ）は局部信号発生器１４からの局部余弦波信号 cos
ωｃｔと混合部１９で周波数混合され、局部余弦波信号
cosωｃｔが移相器２１でπ／２シフトされた局部正弦
波信号−sin ωｃｔと入力信号ｆ（ｔ）が混合部２２で
周波数混合され、混合部１９及び２２の各出力が加算部
２３で加算されてｆ（ｔ）×（ cosωｃｔ− sinωｃ
ｔ）が得られる。これら平衡混合器１２と１３からの複
素共役関係にある出力ｆ（ｔ）×（ cosωｃｔ＋ sinω
ｃｔ）とｆ（ｔ）×（ cosωｃｔ− sinωｃｔ）はそれ
ぞれ低域通過フィルタ２４，２５に通され、これら低域
通過フィルタ２４，２５の各出力は２乗器２６，２７で
それぞれ２乗され、これら２乗出力は加算器２８で加算
されて検波出力として出力端子２９に出力される。
（ｔ）は局部信号発生器１４からの局部余弦波信号 cos
ωｃｔと混合部１９で周波数混合され、局部余弦波信号
cosωｃｔが移相器２１でπ／２シフトされた局部正弦
波信号−sin ωｃｔと入力信号ｆ（ｔ）が混合部２２で
周波数混合され、混合部１９及び２２の各出力が加算部
２３で加算されてｆ（ｔ）×（ cosωｃｔ− sinωｃ
ｔ）が得られる。これら平衡混合器１２と１３からの複
素共役関係にある出力ｆ（ｔ）×（ cosωｃｔ＋ sinω
ｃｔ）とｆ（ｔ）×（ cosωｃｔ− sinωｃｔ）はそれ
ぞれ低域通過フィルタ２４，２５に通され、これら低域
通過フィルタ２４，２５の各出力は２乗器２６，２７で
それぞれ２乗され、これら２乗出力は加算器２８で加算
されて検波出力として出力端子２９に出力される。
【００１０】２乗器２６，２７からはそれぞれ入力信号
と局部信号との周波数の差成分の低域通過フィルタ２
４，２５の遮断周波数ｆL 以下の正弦波と余弦波の各２
乗が出力され、出力端子２９には入力信号ｆ（ｔ）中の
周波数ｆｃ＝ωｃ／２πを中心とし±ｆL 内の周波数成
分のパワーが、入力信号の位相に依存することなく取出
される。つまり局部信号発生器１４の出力局部信号の周
波数を、選出したい周波数帯域の中心に設定し、低域通
過フィルタ２４，２５の遮断周波数ｆL を、前記選出し
たい周波数帯域の上限又は下限と中心周波数との間隔に
設定すればよい。このようにして入力信号中の所望の周
波数帯域のパワーを時間遅れを伴うことなく、またリプ
ルの発生もなく得ることができる。
と局部信号との周波数の差成分の低域通過フィルタ２
４，２５の遮断周波数ｆL 以下の正弦波と余弦波の各２
乗が出力され、出力端子２９には入力信号ｆ（ｔ）中の
周波数ｆｃ＝ωｃ／２πを中心とし±ｆL 内の周波数成
分のパワーが、入力信号の位相に依存することなく取出
される。つまり局部信号発生器１４の出力局部信号の周
波数を、選出したい周波数帯域の中心に設定し、低域通
過フィルタ２４，２５の遮断周波数ｆL を、前記選出し
たい周波数帯域の上限又は下限と中心周波数との間隔に
設定すればよい。このようにして入力信号中の所望の周
波数帯域のパワーを時間遅れを伴うことなく、またリプ
ルの発生もなく得ることができる。
【００１１】平衡混合器１２と１３を兼用して用いるこ
ともできる。この例を図２に図１に対応する部分に同一
番号を付けて示す。この図２に示した例では入力信号ｆ
（ｔ）がデジタル化され、デジタル処理により検波を行
う場合である。入力信号ｆ（ｔ）は平衡混合器１２に入
力され、平衡混合器１２内に加算部１８のみならず、減
算部３１が設けられ、混合部１５の出力から混合部１７
の出力が引算されてｆ（ｔ）×（ cosωｃｔ− sinωｃ
ｔ）が出力され、低域通過フィルタ２５へ供給される。
またこの例では低域通過フィルタ２４，２５としてそれ
ぞれ低域通過フィルタ部２４ａと２４ｂの、２５ａと２
５ｂとの各直列接続とされ、フィルタ部２４ｂ，２５ｂ
はそれぞれ遮断周波数が所望の値、つまりフィルタ２
４，２５の遮断周波数ｆL とされ、フィルタ部２４ａ，
２５ａはその遮断周波数が遮断周波数ｆL より高い値と
され、フィルタ部２４ａ，２５ａの通過信号周波数に応
じて動作クロック周波数を低下する。このようにするこ
とにより低域通過フィルタ２４，２５の構成規模を小さ
くすることができる。例えば、入力信号ｆ（ｔ）の周波
数帯域が１００Ｈｚ〜１ＭＨｚとすると、入力信号ｆ
（ｔ）に対する処理動作クロックの周波数は２ＭＨｚは
必要であり、低域通過フィルタ２４，２５の遮断周波数
を１００Ｈｚとすると、このフィルタをトランスバーサ
ルフィルタで構成する場合、そのシフトレジスタの段数
は最低でも１００Ｈｚの信号が入るだけ必要であるから
２００００００Ｈｚ／１００Ｈｚ＝２００００のシフト
段を必要とする。一方フィルタ部２４ａ，２５ａの遮断
周波数を１０kＨｚとするとそのシフトレジスタの段数
は２００００００Ｈｚ／１００００Ｈｚ＝２００とな
り、フィルタ部２４ｂ，２５ｂの入力信号の最高周波数
は１０ｋＨｚであるから、その動作クロックの周波数は
２０ｋＨｚでよく、この時、フィルタ部２４ｂ，２５ｂ
の遮断周波数１００Ｈｚに対し、必要とするシフト段数
は２００００Ｈｚ／１００Ｈｚ＝２００となる。よって
フィルタ部２４ａと２４ｂの２段構成とすることによ
り、シフト段の数に２００００から４００に減少するこ
とができ、デジタルフィルタの構成規模を著しく小さく
することができる。
ともできる。この例を図２に図１に対応する部分に同一
番号を付けて示す。この図２に示した例では入力信号ｆ
（ｔ）がデジタル化され、デジタル処理により検波を行
う場合である。入力信号ｆ（ｔ）は平衡混合器１２に入
力され、平衡混合器１２内に加算部１８のみならず、減
算部３１が設けられ、混合部１５の出力から混合部１７
の出力が引算されてｆ（ｔ）×（ cosωｃｔ− sinωｃ
ｔ）が出力され、低域通過フィルタ２５へ供給される。
またこの例では低域通過フィルタ２４，２５としてそれ
ぞれ低域通過フィルタ部２４ａと２４ｂの、２５ａと２
５ｂとの各直列接続とされ、フィルタ部２４ｂ，２５ｂ
はそれぞれ遮断周波数が所望の値、つまりフィルタ２
４，２５の遮断周波数ｆL とされ、フィルタ部２４ａ，
２５ａはその遮断周波数が遮断周波数ｆL より高い値と
され、フィルタ部２４ａ，２５ａの通過信号周波数に応
じて動作クロック周波数を低下する。このようにするこ
とにより低域通過フィルタ２４，２５の構成規模を小さ
くすることができる。例えば、入力信号ｆ（ｔ）の周波
数帯域が１００Ｈｚ〜１ＭＨｚとすると、入力信号ｆ
（ｔ）に対する処理動作クロックの周波数は２ＭＨｚは
必要であり、低域通過フィルタ２４，２５の遮断周波数
を１００Ｈｚとすると、このフィルタをトランスバーサ
ルフィルタで構成する場合、そのシフトレジスタの段数
は最低でも１００Ｈｚの信号が入るだけ必要であるから
２００００００Ｈｚ／１００Ｈｚ＝２００００のシフト
段を必要とする。一方フィルタ部２４ａ，２５ａの遮断
周波数を１０kＨｚとするとそのシフトレジスタの段数
は２００００００Ｈｚ／１００００Ｈｚ＝２００とな
り、フィルタ部２４ｂ，２５ｂの入力信号の最高周波数
は１０ｋＨｚであるから、その動作クロックの周波数は
２０ｋＨｚでよく、この時、フィルタ部２４ｂ，２５ｂ
の遮断周波数１００Ｈｚに対し、必要とするシフト段数
は２００００Ｈｚ／１００Ｈｚ＝２００となる。よって
フィルタ部２４ａと２４ｂの２段構成とすることによ
り、シフト段の数に２００００から４００に減少するこ
とができ、デジタルフィルタの構成規模を著しく小さく
することができる。
【００１２】上述した周波数選択性検波器により、入力
信号ｆ（ｔ）の中心周波数ｆｃを中心として±ｆL（低
域通過フィルタ２４、２５の遮断周波数）内の周波数成
分のパワーが取り出せることを、電子計算機のシミュレ
ーションにより確認した結果を以下に示す。図３はその
一例を示し、図３Ａは入力信号ｆ（ｔ）の周波数を９０
Ｈｚから１４２Ｈｚに０．０１５Ｈｚ刻みで上げた波形
を示し、図３Ｂは周波数ｆｃ＝１００Ｈｚの局部正弦波
信号の波形を示し、これら信号を用い、ｆLを３０Ｈｚ
とした場合の出力端子２９に得られる出力を図３Ｃに示
す。つまり出力は９０Ｈｚ〜１３０Ｈｚで得られ、これ
らの帯域外ではレベルが低域通過フィルタの遮断特性に
従って低下してゼロになる。図中９０Ｈｚより低い側で
急にレベルが下がっているのは、デジタルフィルタ内に
データが入っていないためである。
信号ｆ（ｔ）の中心周波数ｆｃを中心として±ｆL（低
域通過フィルタ２４、２５の遮断周波数）内の周波数成
分のパワーが取り出せることを、電子計算機のシミュレ
ーションにより確認した結果を以下に示す。図３はその
一例を示し、図３Ａは入力信号ｆ（ｔ）の周波数を９０
Ｈｚから１４２Ｈｚに０．０１５Ｈｚ刻みで上げた波形
を示し、図３Ｂは周波数ｆｃ＝１００Ｈｚの局部正弦波
信号の波形を示し、これら信号を用い、ｆLを３０Ｈｚ
とした場合の出力端子２９に得られる出力を図３Ｃに示
す。つまり出力は９０Ｈｚ〜１３０Ｈｚで得られ、これ
らの帯域外ではレベルが低域通過フィルタの遮断特性に
従って低下してゼロになる。図中９０Ｈｚより低い側で
急にレベルが下がっているのは、デジタルフィルタ内に
データが入っていないためである。
【００１３】図４においては、Ａは入力信号ｆ（ｔ）の
周波数を９０Ｈｚから５６Ｈｚに０．０１Ｈｚ刻みで下
げた波形を示し、Ｂは周波数が１００Ｈｚの局部正弦波
信号の波形を示し、ｆLを３０Ｈｚとした場合の出力端
子２９の出力を図４Ｃに示す。この場合出力は９０Ｈｚ
〜７０Ｈｚで得られていることがわかる。図５にこの発
明の周波数選択性検波器に位相検出機能をもたした例を
示す。図５において図２と対応する部分に同一参照符号
を付けて重複説明を省略する。この例では局部余弦信号
cosωｃｔ、局部正弦波信号 sinωｃｔの発生を波形メ
モリを利用した場合である。余弦波形が記憶された余弦
波メモリ３７ｃと正弦波形が記憶された正弦波メモリ３
７ｓが設けられる。位相設定器３４に局部信号の位相と
対応した値が設定され、周波数設定器３５に局部信号の
周波数と対応した値が設定される。累積加算器３６が動
作クロックごとに位相設定器３４に設定された値を初期
値として、周波数測定器３５に設定された値が累積加算
される。累積加算器３６の各累積加算結果をアドレスと
して余弦波メモリ３７ｃ及び正弦波メモリ３７ｓがそれ
ぞれ読み出され、局部余弦信号 cosωｃｔと局部正弦信
号 sinωｃｔが出力される。
周波数を９０Ｈｚから５６Ｈｚに０．０１Ｈｚ刻みで下
げた波形を示し、Ｂは周波数が１００Ｈｚの局部正弦波
信号の波形を示し、ｆLを３０Ｈｚとした場合の出力端
子２９の出力を図４Ｃに示す。この場合出力は９０Ｈｚ
〜７０Ｈｚで得られていることがわかる。図５にこの発
明の周波数選択性検波器に位相検出機能をもたした例を
示す。図５において図２と対応する部分に同一参照符号
を付けて重複説明を省略する。この例では局部余弦信号
cosωｃｔ、局部正弦波信号 sinωｃｔの発生を波形メ
モリを利用した場合である。余弦波形が記憶された余弦
波メモリ３７ｃと正弦波形が記憶された正弦波メモリ３
７ｓが設けられる。位相設定器３４に局部信号の位相と
対応した値が設定され、周波数設定器３５に局部信号の
周波数と対応した値が設定される。累積加算器３６が動
作クロックごとに位相設定器３４に設定された値を初期
値として、周波数測定器３５に設定された値が累積加算
される。累積加算器３６の各累積加算結果をアドレスと
して余弦波メモリ３７ｃ及び正弦波メモリ３７ｓがそれ
ぞれ読み出され、局部余弦信号 cosωｃｔと局部正弦信
号 sinωｃｔが出力される。
【００１４】この実施例では低域通過フィルタ２４及び
２５の各出力が割算器５１へ供給され割算器５１におい
て低域通過フィルタ２４の出力、つまり実数成分Ｒｅａ
ｌ（ｔ）で低域通過フィルタ２５の出力、つまり虚数成
分Ｉｍａｇ（ｔ）が割算され、その割算結果Ｉｍａｇ
（ｔ）／Ｒｅａｌ（ｔ）が逆正接器５２に入力され、逆
正接θ＝ tan-1（Ｉｍａｇ（ｔ）／Ｒｅａｌ（ｔ））が
出力される。この逆正接器５２としては関数表をメモリ
に記憶しておき、Ｉｍａｇ（ｔ）／Ｒｅａｌ（ｔ）によ
りそのメモリを読み出して入力信号ｆ（ｔ）の位相角θ
を出力するようにすることができる。このようにして、
入力信号ｆ（ｔ）のクロックのタイミングでその入力信
号ｆ（ｔ）の瞬時位相を出力することができる。
２５の各出力が割算器５１へ供給され割算器５１におい
て低域通過フィルタ２４の出力、つまり実数成分Ｒｅａ
ｌ（ｔ）で低域通過フィルタ２５の出力、つまり虚数成
分Ｉｍａｇ（ｔ）が割算され、その割算結果Ｉｍａｇ
（ｔ）／Ｒｅａｌ（ｔ）が逆正接器５２に入力され、逆
正接θ＝ tan-1（Ｉｍａｇ（ｔ）／Ｒｅａｌ（ｔ））が
出力される。この逆正接器５２としては関数表をメモリ
に記憶しておき、Ｉｍａｇ（ｔ）／Ｒｅａｌ（ｔ）によ
りそのメモリを読み出して入力信号ｆ（ｔ）の位相角θ
を出力するようにすることができる。このようにして、
入力信号ｆ（ｔ）のクロックのタイミングでその入力信
号ｆ（ｔ）の瞬時位相を出力することができる。
【００１５】この例では加算器２８の出力を開平器５３
で平方根ｒが求められて出力される。この平方根ｒを求
めることも、開平関数をメモリに記憶しておき、そのメ
モリを加算器２８の出力で読み出すことによりその平方
根ｒを得るようにすることができる。この構成によれ
ば、インピーダンス分析器に利用することができる。図
５中に示すように端子５４から周波数設定器３５に、局
部信号 cosωｃｔ・ sinωｃｔの周波数を掃引するよう
な値を逐次設定し、余弦波メモリ３７ｃからの cosωｃ
ｔを必要に応じて増幅器５５を通じて、測定対象物（Ｄ
ＵＴ）５６へ供給し、測定対象物５６の出力をＡ／Ｄ変
換器５７によりデジタル信号に変換して、混合器１５，
１７へ供給する。この例では各部がデジタル処理構成と
されてた場合で混合器１５，１７はデジタル乗算器とさ
れる。増幅器５５からの交流電圧の印加により、測定対
象物５６のインピーダンスＺに応じた交流電流が出力さ
れ、その交流電流が電圧値に変換され、アナログデジタ
ル変換され、周波数選択性検波がなされる。開平器５３
の出力はインピーダンスＺ＝ｒ（ cosθ＋ｊ sinθ）の
ベクトルの大きさｒ＝√（ sin2 θ＋ cos2 θ）が得ら
れ、逆正接器５２から位相θ＝ｔ-1（ｒ sinθ／ｒ cos
θ）が求まる。周波数設定器３５に設定する周波数値を
順次変化させ、測定対象物５６に印加することにより、
複素平面上に図６に示すようなインピーダンス特性曲線
を得ることができる。
で平方根ｒが求められて出力される。この平方根ｒを求
めることも、開平関数をメモリに記憶しておき、そのメ
モリを加算器２８の出力で読み出すことによりその平方
根ｒを得るようにすることができる。この構成によれ
ば、インピーダンス分析器に利用することができる。図
５中に示すように端子５４から周波数設定器３５に、局
部信号 cosωｃｔ・ sinωｃｔの周波数を掃引するよう
な値を逐次設定し、余弦波メモリ３７ｃからの cosωｃ
ｔを必要に応じて増幅器５５を通じて、測定対象物（Ｄ
ＵＴ）５６へ供給し、測定対象物５６の出力をＡ／Ｄ変
換器５７によりデジタル信号に変換して、混合器１５，
１７へ供給する。この例では各部がデジタル処理構成と
されてた場合で混合器１５，１７はデジタル乗算器とさ
れる。増幅器５５からの交流電圧の印加により、測定対
象物５６のインピーダンスＺに応じた交流電流が出力さ
れ、その交流電流が電圧値に変換され、アナログデジタ
ル変換され、周波数選択性検波がなされる。開平器５３
の出力はインピーダンスＺ＝ｒ（ cosθ＋ｊ sinθ）の
ベクトルの大きさｒ＝√（ sin2 θ＋ cos2 θ）が得ら
れ、逆正接器５２から位相θ＝ｔ-1（ｒ sinθ／ｒ cos
θ）が求まる。周波数設定器３５に設定する周波数値を
順次変化させ、測定対象物５６に印加することにより、
複素平面上に図６に示すようなインピーダンス特性曲線
を得ることができる。
【００１６】次に上述したこの発明による周波数選択性
検波器を用いたウェーブレット変換器について説明す
る。この説明に先立ちウェーブレット変換グリッドにつ
いて述べる。例えば図７Ａに示す基準波形（マザーウェ
ーブレット）をウェーブレット変換した結果、図７Ｂに
示すように周波数成分ｆ1 〜ｆ2 のウェーブレットと、
周波数成分ｆ2 〜ｆ3 のウェーブレットと、周波数成分
ｆ3 〜ｆ4 のウェーブレットが得られたとする。ウェー
ブレット変換数値表は、例えば図７Ｃに示すようにな
る。図７Ｃは図７Ｂと対応させていない。この例では最
も周波数が低い成分ｆ1 〜ｆ2 は１波数しか存在しない
場合で、従って変換フレーム長はｆ1 〜ｆ2の成分のウ
ェーブレットの１周期と一致する。そして、そのｆ1 〜
ｆ2 成分の振幅は５であることを示している。ｆ2 〜ｆ
3 の成分は変換フレームの後半にウェーブレットが１波
数存在し、その振幅が１０であること、ｆ3 〜ｆ4 の成
分は変換フレームの中間部に１波数存在し、その振幅が
２０であること、ｆ5 〜ｆ6 の成分については、変換フ
レームの前半部で１波数分の無存在の後、２波数連続し
たウェーブレットが存在し、それぞれの振幅が２０と７
０であることを示している。以下同様である。このよう
にウェーブレット変換数値表は、各周波数帯ごとに時間
軸方向において、その周期で分割されてグリッドの目と
され、ウェーブレットが存在するグリッドの目にはその
振幅値が記入されたものである。更にウェーブレット変
換グリッドとしては図７Ｄに示すように、ウェーブレッ
トが存在するグリッドの目には１を、存在しないグリッ
ドの目には０を記入したウェーブレット変換グリッドを
用いる場合もある。
検波器を用いたウェーブレット変換器について説明す
る。この説明に先立ちウェーブレット変換グリッドにつ
いて述べる。例えば図７Ａに示す基準波形（マザーウェ
ーブレット）をウェーブレット変換した結果、図７Ｂに
示すように周波数成分ｆ1 〜ｆ2 のウェーブレットと、
周波数成分ｆ2 〜ｆ3 のウェーブレットと、周波数成分
ｆ3 〜ｆ4 のウェーブレットが得られたとする。ウェー
ブレット変換数値表は、例えば図７Ｃに示すようにな
る。図７Ｃは図７Ｂと対応させていない。この例では最
も周波数が低い成分ｆ1 〜ｆ2 は１波数しか存在しない
場合で、従って変換フレーム長はｆ1 〜ｆ2の成分のウ
ェーブレットの１周期と一致する。そして、そのｆ1 〜
ｆ2 成分の振幅は５であることを示している。ｆ2 〜ｆ
3 の成分は変換フレームの後半にウェーブレットが１波
数存在し、その振幅が１０であること、ｆ3 〜ｆ4 の成
分は変換フレームの中間部に１波数存在し、その振幅が
２０であること、ｆ5 〜ｆ6 の成分については、変換フ
レームの前半部で１波数分の無存在の後、２波数連続し
たウェーブレットが存在し、それぞれの振幅が２０と７
０であることを示している。以下同様である。このよう
にウェーブレット変換数値表は、各周波数帯ごとに時間
軸方向において、その周期で分割されてグリッドの目と
され、ウェーブレットが存在するグリッドの目にはその
振幅値が記入されたものである。更にウェーブレット変
換グリッドとしては図７Ｄに示すように、ウェーブレッ
トが存在するグリッドの目には１を、存在しないグリッ
ドの目には０を記入したウェーブレット変換グリッドを
用いる場合もある。
【００１７】図８にウェーブレット変換器として図７Ｄ
に示すようなウェーブレット変換グリッドを作る場合を
示す。つまり入力端子３１よりの入力信号は複数の検波
器３２1 〜３２n に供給される。これら検波器３２1 〜
３２n は図１又は図２に示したような周波数選択性検波
器であって、局部信号発生器３３1 〜３３n から、それ
ぞれ設定された周波数の局部正弦波信号 sinω1 ｔ〜 s
inωn ｔと局部余弦波信号 cosω1 ｔ〜 cosωn ｔが検
波器３２1 〜３２n へそれぞれ供給される。局部信号発
生器３３1 は位相設定器３４1 に設定された値を初期値
として、周波数設定器３５1 に設定された値が累積加算
器３６1 でクロックごと累積加算され、その累積加算結
果をアドレスとして正弦波メモリ３７1 から正弦波信号
と余弦波信号とが読み出される。局部信号発生器３３2
〜３３n も同様に構成される。
に示すようなウェーブレット変換グリッドを作る場合を
示す。つまり入力端子３１よりの入力信号は複数の検波
器３２1 〜３２n に供給される。これら検波器３２1 〜
３２n は図１又は図２に示したような周波数選択性検波
器であって、局部信号発生器３３1 〜３３n から、それ
ぞれ設定された周波数の局部正弦波信号 sinω1 ｔ〜 s
inωn ｔと局部余弦波信号 cosω1 ｔ〜 cosωn ｔが検
波器３２1 〜３２n へそれぞれ供給される。局部信号発
生器３３1 は位相設定器３４1 に設定された値を初期値
として、周波数設定器３５1 に設定された値が累積加算
器３６1 でクロックごと累積加算され、その累積加算結
果をアドレスとして正弦波メモリ３７1 から正弦波信号
と余弦波信号とが読み出される。局部信号発生器３３2
〜３３n も同様に構成される。
【００１８】また各検波器３２1 〜３２n にはそれぞれ
その検波すべき周波数帯域ｆ1 〜ｆ 2 ，ｆ2 〜ｆ3 ，
ｆ3 〜ｆ4 ，…，ｆn 〜ｆn+1 の中心周波数の局部正弦
波信号と局部余弦波信号とが供給される。また各検波器
３２1 〜３２n の各低域通過フィルタの遮断周波数とし
て、その検波すべき周波数帯域の中心周波数とその上限
（又は下限）周波数との間隔値が設定される。各検波器
３２1…３２n から入力信号中の各周波数帯域ｆ1 〜ｆ2
，…，ｆn〜ｆn+1 のパワーが検波される。この実施
例では、１つの周波数選択性検波器の出力により、他の
周波数選択性検波器の出力を正規化した場合である。こ
の場合、検波出力が常に得られる検波器の出力を基準と
する。または図７Ａに示した基準波形（マザーウェーブ
レット）の場合、そのウェーブレット中の周期が最も長
い成分、図７Ｂの場合は周波数ｆ1 〜ｆ2 を検波する検
波器出力、従って通常は最も低い周波数成分を検波する
検波器３２1 の出力を基準として正規化を行う。
その検波すべき周波数帯域ｆ1 〜ｆ 2 ，ｆ2 〜ｆ3 ，
ｆ3 〜ｆ4 ，…，ｆn 〜ｆn+1 の中心周波数の局部正弦
波信号と局部余弦波信号とが供給される。また各検波器
３２1 〜３２n の各低域通過フィルタの遮断周波数とし
て、その検波すべき周波数帯域の中心周波数とその上限
（又は下限）周波数との間隔値が設定される。各検波器
３２1…３２n から入力信号中の各周波数帯域ｆ1 〜ｆ2
，…，ｆn〜ｆn+1 のパワーが検波される。この実施
例では、１つの周波数選択性検波器の出力により、他の
周波数選択性検波器の出力を正規化した場合である。こ
の場合、検波出力が常に得られる検波器の出力を基準と
する。または図７Ａに示した基準波形（マザーウェーブ
レット）の場合、そのウェーブレット中の周期が最も長
い成分、図７Ｂの場合は周波数ｆ1 〜ｆ2 を検波する検
波器出力、従って通常は最も低い周波数成分を検波する
検波器３２1 の出力を基準として正規化を行う。
【００１９】検波器３２1 の出力は平均回路６１1 で基
準波形中の最も長い波形の成分の長さ（１フレーム）分
のサンプルの平均値が求められて比較器３８1 へ供給さ
れる。他の検波器３２2 〜３２n の各出力においてはそ
の出力が平均回路６１2 〜６１n でそれぞれ１／２フレ
ーム〜１／ｎフレームずつのサンプルの平均値が求めら
れ、これら平均回路６１2 〜６１n の各出力平均値は、
平均回路６１1 の出力平均値により、割算器６２2 〜６
２3 でそれぞれ割算されてそれぞれ比較器３８ 2 〜３８
n へ供給される。
準波形中の最も長い波形の成分の長さ（１フレーム）分
のサンプルの平均値が求められて比較器３８1 へ供給さ
れる。他の検波器３２2 〜３２n の各出力においてはそ
の出力が平均回路６１2 〜６１n でそれぞれ１／２フレ
ーム〜１／ｎフレームずつのサンプルの平均値が求めら
れ、これら平均回路６１2 〜６１n の各出力平均値は、
平均回路６１1 の出力平均値により、割算器６２2 〜６
２3 でそれぞれ割算されてそれぞれ比較器３８ 2 〜３８
n へ供給される。
【００２０】これら検波器３２1 の出力で正規化された
検波器３２1 〜３２2 の出力は比較器３８1 〜３８nで
基準レベル設定器３９1 〜３９n の基準レベルと比較さ
れる。基準レベル設定器３９1 〜３９n の各基準レベ
ルはその周波数帯域にウェーブレットがあるか否かを検
出するため、同一の大きさとしてもよい。各比較器３８
1 〜３８n の出力は記憶テーブル４１の各記憶部４１1
〜４１n に記憶される。各記憶部４１1 〜４１n はそれ
ぞれ比較器３８1 〜３８n の出力が順次時系列的に記憶
され、周波数帯域ｆ1 〜ｆ2 の検波結果が得られるには
時間１／ｆ1 がかかりこの時間が変換フレーム長であ
り、この変換フレームに対し、比較器３８ 1 の最終の比
較結果が記憶部４１1 に１つ記憶され、記憶部４１2 に
は比較器３８1 の比較結果が変換フレーム長の１／２経
過するごとに記憶され、つまり、直列に２つの比較結果
が記憶され、以下同様にして、記憶部４１n には、比較
器３８n の比較結果が変換フレーム長の１／ｎごとに直
列に記憶される。このようにして記憶テーブル４１には
入力信号ｆ（ｔ）のウェーブレット変換グリッドが記憶
される。
検波器３２1 〜３２2 の出力は比較器３８1 〜３８nで
基準レベル設定器３９1 〜３９n の基準レベルと比較さ
れる。基準レベル設定器３９1 〜３９n の各基準レベ
ルはその周波数帯域にウェーブレットがあるか否かを検
出するため、同一の大きさとしてもよい。各比較器３８
1 〜３８n の出力は記憶テーブル４１の各記憶部４１1
〜４１n に記憶される。各記憶部４１1 〜４１n はそれ
ぞれ比較器３８1 〜３８n の出力が順次時系列的に記憶
され、周波数帯域ｆ1 〜ｆ2 の検波結果が得られるには
時間１／ｆ1 がかかりこの時間が変換フレーム長であ
り、この変換フレームに対し、比較器３８ 1 の最終の比
較結果が記憶部４１1 に１つ記憶され、記憶部４１2 に
は比較器３８1 の比較結果が変換フレーム長の１／２経
過するごとに記憶され、つまり、直列に２つの比較結果
が記憶され、以下同様にして、記憶部４１n には、比較
器３８n の比較結果が変換フレーム長の１／ｎごとに直
列に記憶される。このようにして記憶テーブル４１には
入力信号ｆ（ｔ）のウェーブレット変換グリッドが記憶
される。
【００２１】各ウェーブレットを波形として記憶テーブ
ル４１に記憶する場合は、各平均回路６１1 〜６１n の
各出力を割算器６２2 〜６２n で正規化し、更に図中に
破線で示すように比較器３８1 〜３８n を通すことな
く、記憶テーブル４１へ供給すればよい。また常に一定
の基準値に対する正規化を行う場合は、破線枠で示すよ
うに、平均回路６１1 の出力を割算器６２1 において外
部から設定した基底レベルで割算し、この割算結果で各
割算器６２1 〜６２n において割算を行えばよい。
ル４１に記憶する場合は、各平均回路６１1 〜６１n の
各出力を割算器６２2 〜６２n で正規化し、更に図中に
破線で示すように比較器３８1 〜３８n を通すことな
く、記憶テーブル４１へ供給すればよい。また常に一定
の基準値に対する正規化を行う場合は、破線枠で示すよ
うに、平均回路６１1 の出力を割算器６２1 において外
部から設定した基底レベルで割算し、この割算結果で各
割算器６２1 〜６２n において割算を行えばよい。
【００２２】入力信号ｆ（ｔ）中に予め決めた基準波形
（マザーウェーブレット）が存在するかを検出するため
には、その基準波形の各ウェーブレットが存在する周波
数帯域について入力信号を検波するように検波器３２1
〜３２n の検波中心周波数と、低域通過フィルタの遮断
特性を設定すればよい。このようにして得られる記憶テ
ーブル４１の各１／ｎフレーム長ごとの記憶内容が、目
的の基準波形のウェーブレット変換グリッドの内容と一
致するかを調べ一致が検出されたら、その時の入力信号
ｆ（ｔ）は基準波形であると判定できる。なおこの場
合、基準波形の各ウェーブレットのパワーに応じて、基
準レベル設定器３９1 〜３９n に設定する基準レベルを
異ならせることにより、より正確に、入力信号ｆ（ｔ）
の基準波形を検出することができる。
（マザーウェーブレット）が存在するかを検出するため
には、その基準波形の各ウェーブレットが存在する周波
数帯域について入力信号を検波するように検波器３２1
〜３２n の検波中心周波数と、低域通過フィルタの遮断
特性を設定すればよい。このようにして得られる記憶テ
ーブル４１の各１／ｎフレーム長ごとの記憶内容が、目
的の基準波形のウェーブレット変換グリッドの内容と一
致するかを調べ一致が検出されたら、その時の入力信号
ｆ（ｔ）は基準波形であると判定できる。なおこの場
合、基準波形の各ウェーブレットのパワーに応じて、基
準レベル設定器３９1 〜３９n に設定する基準レベルを
異ならせることにより、より正確に、入力信号ｆ（ｔ）
の基準波形を検出することができる。
【００２３】このように入力信号ｆ（ｔ）から基準波形
を検出する場合の選出中心周波数ｆｃと解析分解能δと
を決めると、各検波器に設定する低域通過フィルタの遮
断周波数は例えば図９に示すようになる。
を検出する場合の選出中心周波数ｆｃと解析分解能δと
を決めると、各検波器に設定する低域通過フィルタの遮
断周波数は例えば図９に示すようになる。
【００２４】
【発明の効果】以上述べたようにこの発明の周波数選択
性検波器によれば、ダブル平衡混合器構成とすることに
より、その局部正弦波信号及び局部余弦波信号の周波数
と、低域通過フィルタの遮断周波数を設定することによ
り入力信号中の目的とする周波数帯域の成分のパワー
を、入力信号の位相に影響されることなく、遅延をとも
なうこともなく実時間で検波出力として得ることがで
き、かつリプルの発生がない出力が得られる。
性検波器によれば、ダブル平衡混合器構成とすることに
より、その局部正弦波信号及び局部余弦波信号の周波数
と、低域通過フィルタの遮断周波数を設定することによ
り入力信号中の目的とする周波数帯域の成分のパワー
を、入力信号の位相に影響されることなく、遅延をとも
なうこともなく実時間で検波出力として得ることがで
き、かつリプルの発生がない出力が得られる。
【００２５】またこの発明の周波数選択性検波器を用い
ることにより入力信号を実時間でウェーブレットに変換
することができる。特に０，１をパターン化する場合
は、基準波形（マザーウェーブレット）との比較を簡単
に行うことができ、入力信号中から特定の波形を検出す
ることができる。また先に述べたように検波出力を正規
化する場合は入力信号の脈動による不安定が解消され、
それだけ正確なウェーブレットを求めることができる。
ることにより入力信号を実時間でウェーブレットに変換
することができる。特に０，１をパターン化する場合
は、基準波形（マザーウェーブレット）との比較を簡単
に行うことができ、入力信号中から特定の波形を検出す
ることができる。また先に述べたように検波出力を正規
化する場合は入力信号の脈動による不安定が解消され、
それだけ正確なウェーブレットを求めることができる。
【図１】この発明による検波器の実施例を示すブロック
図。
図。
【図２】この発明による検波器の他の実施例を示すブロ
ック図。
ック図。
【図３】この発明の検波器の周波数選択特性の電子計算
機シミュレーション結果を示す図。
機シミュレーション結果を示す図。
【図４】この発明の検波器の周波数選択特性の電子計算
機シミュレーションの他の結果を示す図。
機シミュレーションの他の結果を示す図。
【図５】この発明の検波器において入力信号の瞬時位相
を検出可能とした例及びインピーダンス測定に適用した
例を示す図。
を検出可能とした例及びインピーダンス測定に適用した
例を示す図。
【図６】インピーダンス測定例を示す図。
【図７】ウェーブレット変換と、そのパターン化された
変換グリッドの例を説明するための図。
変換グリッドの例を説明するための図。
【図８】この発明によるウェーブレット変換器の実施例
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図９】ウェーブレット変換器における各検波器の設定
周波数と解析分解能と、低域通過フィルタの設定遮断周
波数との例を示す図。
周波数と解析分解能と、低域通過フィルタの設定遮断周
波数との例を示す図。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 中村 尚五 東京都千代田区神田錦町２−２ 東京電機 大学内 (72)発明者 小濱 隆司 東京都千代田区神田錦町２−２ 東京電機 大学内 (72)発明者 佐宗 晃 東京都千代田区神田錦町２−２ 東京電機 大学内
Claims (7)
- 【請求項１】 入力信号ｆ（ｔ）と、選択したい角周波
数ωｃの局部余弦波信号及び局部正弦波信号とを入力し
て、これら入力信号ｆ（ｔ）と局部余弦波信号及び局部
正弦波信号とをそれぞれ乗算して、加算して複素共役関
係にあるｆ（ｔ）×（ cosωｃｔ＋ sinωｃｔ）とｆ
（ｔ）×（ cosωｃｔ− sinωｃｔ）を出力する平衡混
合手段と、 上記ｆ（ｔ）×（ cosωｃｔ＋ sinωｃｔ）が供給され
る第１低域通過フィルタと、 上記ｆ（ｔ）×（ cosωｃｔ− sinωｃｔ）が供給され
る第２低域通過フィルタと、 上記第１低域通過フィルタの出力が入力され、その入力
を２乗する第１の２乗器と、 上記第２低域通過フィルタの出力が入力され、その入力
を２乗する第２の２乗器と、 上記第１の２乗器の出力と上記第２の２乗器の出力とを
加算して検波出力として出力する加算器とを備える周波
数選択性検波器。 - 【請求項２】 請求項１の検波器において、 上記平衡混合手段は、上記入力信号と上記局部余弦波信
号を乗算する第１乗算器と、上記入力信号と上記局部正
弦波信号を乗算する第２乗算器と、上記第１乗算器の出
力と上記第２乗算器の出力とを加算する加算器と、上記
第１乗算器の出力から上記第２乗算器の出力を減算する
減算器とよりなることを特徴とする周波数選択性検波
器。 - 【請求項３】 請求項１又は２記載の検波器において、 上記入力信号はデジタル信号であって、上記平衡混合
器、上記第１低域通過フィルタ、上記第２低域通過フィ
ルタ、上記加算器はそれぞれデジタル処理手段で構成さ
れ、 上記第１低域通過フィルタ及び上記第２低域通過フィル
タはそれぞれ複数の低域通過フィルタ段の縦続段よりな
り、後段の低域通過フィルタ段程、遮断周波数が低く、
かつ動作クロック周波数が低くされていることを特徴と
する周波数選択性検波器。 - 【請求項４】 請求項１乃至３の何れかに記載の検波器
において、 上記第１低域通過フィルタの出力及び上記第２低域通過
フィルタの出力が入力され、上記第１低域通過フィルタ
の出力で上記第２低域通過フィルタの出力を割算する割
算器と、 上記割算器の割算結果が入力され、その割算結果の逆正
接を上記入力信号ｆ（ｔ）の位相として出力する逆正接
器と、 を備えることを特徴とする周波数選択性検波器。 - 【請求項５】 入力信号がそれぞれ供給され、各周波数
帯域と対応し、その各中心周波数の局部余弦波信号及び
局部正弦波信号がそれぞれ供給され、周波数帯域幅と対
応した遮断周波数に低域通過フィルタが設定されている
上記請求項１乃至３の何れかに記載の複数の周波数選択
性検波器と、 これら周波数選択性検波器の出力を、その検波器の上記
中心周波数に基づき周波数軸上に配列し、各検波器から
順次出力される系列を時間軸上に配列したウェーブレッ
ト変換グリッドを作るグリッド作成部とよりなるウェー
ブレット変換器。 - 【請求項６】 請求項５記載の変換器において、 上記各周波数選択性検波器の出力と基準レベルとを比較
して２値の何れかの値を出力して上記ウェーブレット変
換器へ供給する複数の比較を備えることを特徴とするウ
ェーブレット変換器。 - 【請求項７】 請求項５又は６記載の変換器において、 上記周波数選択性検波器の１つの出力により、他の上記
周波数選択性検波器の出力を正規化して対応する上記比
較器へ供給する正規化手段とを備えることを特徴とする
ウェーブレット変換器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001085810A JP4280428B2 (ja) | 2000-05-10 | 2001-03-23 | 周波数選択性検波器およびそれを用いたウェーブレット変換器 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000137607 | 2000-05-10 | ||
| JP2000-137607 | 2000-05-10 | ||
| JP2001085810A JP4280428B2 (ja) | 2000-05-10 | 2001-03-23 | 周波数選択性検波器およびそれを用いたウェーブレット変換器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002032360A true JP2002032360A (ja) | 2002-01-31 |
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ID=26591628
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|---|---|---|---|
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|---|---|
| JP (1) | JP4280428B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112881795A (zh) * | 2021-01-07 | 2021-06-01 | 国网河南省电力公司电力科学研究院 | 一种基于小波分析的电网频率大扰动快速判别方法和系统 |
| CN113960363A (zh) * | 2021-09-22 | 2022-01-21 | 国网新疆电力有限公司 | 基于多分量Morlet小波的高频振荡相量测量方法及装置 |
-
2001
- 2001-03-23 JP JP2001085810A patent/JP4280428B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112881795A (zh) * | 2021-01-07 | 2021-06-01 | 国网河南省电力公司电力科学研究院 | 一种基于小波分析的电网频率大扰动快速判别方法和系统 |
| CN113960363A (zh) * | 2021-09-22 | 2022-01-21 | 国网新疆电力有限公司 | 基于多分量Morlet小波的高频振荡相量测量方法及装置 |
| CN113960363B (zh) * | 2021-09-22 | 2023-09-15 | 国网新疆电力有限公司 | 基于多分量Morlet小波的高频振荡相量测量方法及装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4280428B2 (ja) | 2009-06-17 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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| RD03 | Notification of appointment of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7423 Effective date: 20060425 |
|
| A621 | Written request for application examination |
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|
| A977 | Report on retrieval |
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|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120319 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent (=grant) or registration of utility model |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120319 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130319 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
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|
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