JP2002025203A - 復調方法および復調装置 - Google Patents
復調方法および復調装置Info
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-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B5/00—Recording by magnetisation or demagnetisation of a record carrier; Reproducing by magnetic means; Record carriers therefor
- G11B5/012—Recording on, or reproducing or erasing from, magnetic disks
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B5/00—Recording by magnetisation or demagnetisation of a record carrier; Reproducing by magnetic means; Record carriers therefor
- G11B5/02—Recording, reproducing, or erasing methods; Read, write or erase circuits therefor
- G11B5/09—Digital recording
Abstract
(57)【要約】
【課題】本発明は、記憶媒体に記憶されている情報を読
み取って得たアナログ信号をディジタル信号に変換し復
調してその情報を表わすデータを生成する復調方法およ
び復調装置に関し、Ｓ／Ｎが低い信号から正しいデータ
を得る。 【解決手段】Ａ／Ｄ変換器１０３Ａでオーバーサンプリ
ングを行ない、補間演算により本来のクロックに同期し
たディジタル信号を再生し、最尤検出、ＲＬＬ復号、Ｅ
ＣＣを行なう。
み取って得たアナログ信号をディジタル信号に変換し復
調してその情報を表わすデータを生成する復調方法およ
び復調装置に関し、Ｓ／Ｎが低い信号から正しいデータ
を得る。 【解決手段】Ａ／Ｄ変換器１０３Ａでオーバーサンプリ
ングを行ない、補間演算により本来のクロックに同期し
たディジタル信号を再生し、最尤検出、ＲＬＬ復号、Ｅ
ＣＣを行なう。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、記憶媒体に記憶さ
れている情報を読み取って得たアナログ信号をディジタ
ル信号に変換し復調してその情報を表わすデータを生成
する復調方法および復調装置に関する。
れている情報を読み取って得たアナログ信号をディジタ
ル信号に変換し復調してその情報を表わすデータを生成
する復調方法および復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、例えば磁気ディスク上に情報
を記録し、情報が記録された磁気ディスクからその情報
を読み出して再生する磁気ディスク装置等、記録媒体に
情報を記録しその記録媒体から情報を読み出して再生す
る情報記録再生装置が知られている。
を記録し、情報が記録された磁気ディスクからその情報
を読み出して再生する磁気ディスク装置等、記録媒体に
情報を記録しその記録媒体から情報を読み出して再生す
る情報記録再生装置が知られている。
【０００３】図９は、そのような情報記録再生装置の一
例としての磁気ディスク装置の概要図である。
例としての磁気ディスク装置の概要図である。
【０００４】磁気ディスク１０は、図示しないスピンド
ルモータにより、中心軸１１のまわりに図示の矢印Ａ方
向に回転する。
ルモータにより、中心軸１１のまわりに図示の矢印Ａ方
向に回転する。
【０００５】また、アクチュエータ２０は、回動軸２１
のまわりに回動して、その先端に備えられた磁気ヘッド
３０を、磁気ディスク１０の表面に沿ってその磁気ディ
スク１０の半径方向（矢印Ｂ方向）に移動させる。磁気
ヘッド３０は、信号記録再生部４０から送られてきた信
号に基づく情報を磁気ディスク１０に記録し、あるいは
磁気ディスク１０に記録されている情報をピックアップ
して信号記録再生部４０に送る。
のまわりに回動して、その先端に備えられた磁気ヘッド
３０を、磁気ディスク１０の表面に沿ってその磁気ディ
スク１０の半径方向（矢印Ｂ方向）に移動させる。磁気
ヘッド３０は、信号記録再生部４０から送られてきた信
号に基づく情報を磁気ディスク１０に記録し、あるいは
磁気ディスク１０に記録されている情報をピックアップ
して信号記録再生部４０に送る。
【０００６】信号記録再生部４０は、磁気ディスク１０
への情報記録時には、外部から記録情報を担持したデー
タ信号を受信し、ＲＬＬ（Ｒｕｎ Ｌｅｎｇｔｈ Ｌｉ
ｍｉｔｅｄ）符号化を含む所定の処理を行ない、その処
理後の信号に基づいて磁気ヘッド３０を駆動して磁気デ
ィスク１０に情報を記録させ、一方、磁気ディスク１０
からの情報再生時には、磁気ヘッド３０でピックアップ
された信号にエラー訂正処理やＲＬＬ復号処理を施して
データを再生し、この磁気ディスク装置の外部に向けて
送信する。
への情報記録時には、外部から記録情報を担持したデー
タ信号を受信し、ＲＬＬ（Ｒｕｎ Ｌｅｎｇｔｈ Ｌｉ
ｍｉｔｅｄ）符号化を含む所定の処理を行ない、その処
理後の信号に基づいて磁気ヘッド３０を駆動して磁気デ
ィスク１０に情報を記録させ、一方、磁気ディスク１０
からの情報再生時には、磁気ヘッド３０でピックアップ
された信号にエラー訂正処理やＲＬＬ復号処理を施して
データを再生し、この磁気ディスク装置の外部に向けて
送信する。
【０００７】また、磁気ディスク１０には読み書きされ
る通常の情報のほか、磁気ディスク１０に対する磁気ヘ
ッド３０の位置制御のためのサーボ情報が記録されてい
る。このサーボ情報は、磁気ヘッド３０でピックアップ
され、信号記録再生部４０を経由して位置制御部５０に
送られ、位置制御部５０では、その情報に基づいて、ア
クチュエータ２０の先端に備えられた磁気ヘッド３０が
磁気ディスク１０に対し所望の位置に移動するように、
そのアクチュエータ２０の動作を制御する。
る通常の情報のほか、磁気ディスク１０に対する磁気ヘ
ッド３０の位置制御のためのサーボ情報が記録されてい
る。このサーボ情報は、磁気ヘッド３０でピックアップ
され、信号記録再生部４０を経由して位置制御部５０に
送られ、位置制御部５０では、その情報に基づいて、ア
クチュエータ２０の先端に備えられた磁気ヘッド３０が
磁気ディスク１０に対し所望の位置に移動するように、
そのアクチュエータ２０の動作を制御する。
【０００８】図１０は、図９に示す磁気ディスク装置の
信号記録再生部４０のうちの、磁気ヘッド３０でピック
アップされた信号から磁気ディスク３０に記録されてい
た情報を表わすデータを再生する信号再生部を構成す
る、従来の復調装置のブロック図である。
信号記録再生部４０のうちの、磁気ヘッド３０でピック
アップされた信号から磁気ディスク３０に記録されてい
た情報を表わすデータを再生する信号再生部を構成す
る、従来の復調装置のブロック図である。
【０００９】磁気ヘッド３０での信号ピックアップによ
り得られたアナログ信号は、この復調装置１００の、増
幅率可変のＧＣＡ（Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ａｍｐ
ｌｉｆｉｅｒ）１０１に入力されて適切に増幅される。
そのＧＣＡ１０１の出力アナログ信号はアナログ等化器
（Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）１０２に入力され、この等化器
１０２で等化（Ｅｑｕａｌｉｚｅ）される。その後、Ａ
／Ｄ変換器１０３によりディジタル信号に変換され、最
尤検出器（Ｍａｘｉｍｕｍ ＬｉｋｅｈｏｏｄＤｅｔｅ
ｃｔｏｒ）１０２で最尤検出が行なわれ、その最尤検出
結果がＲＬＬ復号器（ＲＬＬ Ｄｅｃｏｄｅｒ）１０５
でＲＬＬ復号化され、ＥＣＣ（Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅ
ｃｔｉｏｎ Ｃｏｄｅ）１０６で誤り訂正が行なわれて
正しいデータが再生される。
り得られたアナログ信号は、この復調装置１００の、増
幅率可変のＧＣＡ（Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ａｍｐ
ｌｉｆｉｅｒ）１０１に入力されて適切に増幅される。
そのＧＣＡ１０１の出力アナログ信号はアナログ等化器
（Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）１０２に入力され、この等化器
１０２で等化（Ｅｑｕａｌｉｚｅ）される。その後、Ａ
／Ｄ変換器１０３によりディジタル信号に変換され、最
尤検出器（Ｍａｘｉｍｕｍ ＬｉｋｅｈｏｏｄＤｅｔｅ
ｃｔｏｒ）１０２で最尤検出が行なわれ、その最尤検出
結果がＲＬＬ復号器（ＲＬＬ Ｄｅｃｏｄｅｒ）１０５
でＲＬＬ復号化され、ＥＣＣ（Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅ
ｃｔｉｏｎ Ｃｏｄｅ）１０６で誤り訂正が行なわれて
正しいデータが再生される。
【００１０】ここで、Ａ／Ｄ変換器１０３から出力され
たディジタル信号、ＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａ
ｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）１０７とＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ
Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）１０８にも入力される。
たディジタル信号、ＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａ
ｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）１０７とＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ
Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）１０８にも入力される。
【００１１】これらＡＧＣ１０７およびＰＬＬ１０８の
作用を説明するにあたり、先ず磁気ディスク３０からピ
ックアップされる情報のデータ構造について説明する。
作用を説明するにあたり、先ず磁気ディスク３０からピ
ックアップされる情報のデータ構造について説明する。
【００１２】図１１は、磁気ディスクからピックアップ
される情報のデータ構造を示す図である。
される情報のデータ構造を示す図である。
【００１３】最初にアクジッション部ＧＡＰが配置さ
れ、次に本来のデータが開始されることを表わすシンク
バイト部ＳＢが配置され、その後に本来のデータが配置
されている。
れ、次に本来のデータが開始されることを表わすシンク
バイト部ＳＢが配置され、その後に本来のデータが配置
されている。
【００１４】図１０に示すＡＧＣ１０７，ＰＬＬ１０８
は，そのアクジッション部ＧＡＰの信号を利用するもの
であり、ＡＧＣ１０７は、そのアクジッション部ＧＡＰ
の、Ａ／Ｄ変換器１０３の出力ディジタル信号に基づい
て、その後ＧＣＡ１０１から適切に増幅された信号が出
力されるようにＧＣＡ１０１の増幅率を調整し、ＰＬＬ
１０８は、そのアクジッション部ＧＡＰの、Ａ／Ｄ変換
器１０３の出力ディジタル信号に基づいて、情報記録時
のクロックを再現したクロック信号が生成される。従っ
てシンクバイト部ＳＢおよび実際のデータが入力されて
くるタイミングでは、ＧＣＡ１０１からは磁気ヘッドで
ピックアップされた信号の大きさに応じて適切に増幅さ
れた信号が出力され、Ａ／Ｄ変換器１０３では、情報記
録時のクロックと同一に再現されたクロックでＡ／Ｄ変
換が行なわれる。
は，そのアクジッション部ＧＡＰの信号を利用するもの
であり、ＡＧＣ１０７は、そのアクジッション部ＧＡＰ
の、Ａ／Ｄ変換器１０３の出力ディジタル信号に基づい
て、その後ＧＣＡ１０１から適切に増幅された信号が出
力されるようにＧＣＡ１０１の増幅率を調整し、ＰＬＬ
１０８は、そのアクジッション部ＧＡＰの、Ａ／Ｄ変換
器１０３の出力ディジタル信号に基づいて、情報記録時
のクロックを再現したクロック信号が生成される。従っ
てシンクバイト部ＳＢおよび実際のデータが入力されて
くるタイミングでは、ＧＣＡ１０１からは磁気ヘッドで
ピックアップされた信号の大きさに応じて適切に増幅さ
れた信号が出力され、Ａ／Ｄ変換器１０３では、情報記
録時のクロックと同一に再現されたクロックでＡ／Ｄ変
換が行なわれる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】近年、磁気ディスク装
置等の情報記録再生装置において高密度記録化が進んで
きており、これに起因してアクジッション部ＧＡＰでも
雑音が増加し、記録媒体の微小な欠陥も相対的に大きく
影響するようになってきている。アクジッション部ＧＡ
Ｐの記録部分に記憶媒体の欠陥が重なるとＡＧＣ１０７
やＰＬＬ１０８による増幅率の調整やクロックの再生が
うまくいかなくなり、いわゆるサイクルスキップやＡ／
Ｄ変換器のクランプが生じて長いバーストエラーになる
おそれがある。これらのバーストエラーが生じると、た
とえ高性能のＥＣＣ１０６を採用していても訂正が不能
となり、正確なデータ再生が不能になるという問題があ
り、ＡＧＣやＰＬＬがどこまで正確に作動するかという
ことで、この復号装置の性能が決定づけられている。
置等の情報記録再生装置において高密度記録化が進んで
きており、これに起因してアクジッション部ＧＡＰでも
雑音が増加し、記録媒体の微小な欠陥も相対的に大きく
影響するようになってきている。アクジッション部ＧＡ
Ｐの記録部分に記憶媒体の欠陥が重なるとＡＧＣ１０７
やＰＬＬ１０８による増幅率の調整やクロックの再生が
うまくいかなくなり、いわゆるサイクルスキップやＡ／
Ｄ変換器のクランプが生じて長いバーストエラーになる
おそれがある。これらのバーストエラーが生じると、た
とえ高性能のＥＣＣ１０６を採用していても訂正が不能
となり、正確なデータ再生が不能になるという問題があ
り、ＡＧＣやＰＬＬがどこまで正確に作動するかという
ことで、この復号装置の性能が決定づけられている。
【００１６】本発明は、上記事情に鑑み、従来と比べＳ
／Ｎが低くても正しいデータを得ることのできる復調方
法および復調装置を提供することを目的とする。
／Ｎが低くても正しいデータを得ることのできる復調方
法および復調装置を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成する本発
明の復調方法は、記憶媒体に記憶されている情報を読み
取って得た、所定の第１の周波数の第１のクロックを担
持するアナログ信号をディジタル信号に変換し復調して
上記の情報を表わすデータを生成する復調方法におい
て、上記アナログ信号を、上記第１のクロックの周波数
よりも高い第２の周波数の第２のクロックに同期したオ
ーバーサンプリングにより、第１のディジタル信号に変
換し、上記第１のディジタル信号に基づいて、上記第２
のクロックに対する上記第１のクロックの位相誤差を求
めること特徴とする。
明の復調方法は、記憶媒体に記憶されている情報を読み
取って得た、所定の第１の周波数の第１のクロックを担
持するアナログ信号をディジタル信号に変換し復調して
上記の情報を表わすデータを生成する復調方法におい
て、上記アナログ信号を、上記第１のクロックの周波数
よりも高い第２の周波数の第２のクロックに同期したオ
ーバーサンプリングにより、第１のディジタル信号に変
換し、上記第１のディジタル信号に基づいて、上記第２
のクロックに対する上記第１のクロックの位相誤差を求
めること特徴とする。
【００１８】また、上記目的を達成する本発明の復調装
置は、記憶媒体に記憶されている情報を読み取って得
た、所定の第１の周波数の第１のクロックを担持するア
ナログ信号をディジタル信号に変換し復調して上記の情
報を表わすデータを生成する復調装置において、上記ア
ナログ信号を、上記第１のクロックの周波数よりも高い
第２の周波数の第２のクロックに同期したオーバーサン
プリングにより、第１のディジタル信号に変換するＡ／
Ｄ変換部と、上記第１のディジタル信号を格納するバッ
ファと、上記バッファに格納された第１のディジタル信
号に基づいて、上記第２のクロックに対する上記第１の
クロックの位相誤差を求める演算部とを備えたこと特徴
とする。
置は、記憶媒体に記憶されている情報を読み取って得
た、所定の第１の周波数の第１のクロックを担持するア
ナログ信号をディジタル信号に変換し復調して上記の情
報を表わすデータを生成する復調装置において、上記ア
ナログ信号を、上記第１のクロックの周波数よりも高い
第２の周波数の第２のクロックに同期したオーバーサン
プリングにより、第１のディジタル信号に変換するＡ／
Ｄ変換部と、上記第１のディジタル信号を格納するバッ
ファと、上記バッファに格納された第１のディジタル信
号に基づいて、上記第２のクロックに対する上記第１の
クロックの位相誤差を求める演算部とを備えたこと特徴
とする。
【００１９】本発明の復調方法および復調装置は、一旦
高い周波数（第２の周波数）のクロック（第２のクロッ
ク）に同期してオーバーサンプリングしておき、そのオ
ーバーサンプリングにより得られた第１のディジタル信
号から、本来の周波数（第１の周波数）のクロック（第
１のクロック）に同期した第２のディジタル信号に変換
し、そのようにして得られた第２のディジタル信号を復
調するものであり、したがってアクジッション部が不要
になり、フォーマット効率が向上する。
高い周波数（第２の周波数）のクロック（第２のクロッ
ク）に同期してオーバーサンプリングしておき、そのオ
ーバーサンプリングにより得られた第１のディジタル信
号から、本来の周波数（第１の周波数）のクロック（第
１のクロック）に同期した第２のディジタル信号に変換
し、そのようにして得られた第２のディジタル信号を復
調するものであり、したがってアクジッション部が不要
になり、フォーマット効率が向上する。
【００２０】また、本発明は、第１のクロックのクロッ
ク周波数（第１の周波数）と位相を、データ上での演算
により抽出するものであるため、Ｓ／Ｎが悪くても、従
来、ＰＬＬの引き込み（正常な動作への到達）が不完全
なことに起因して生じていたバーストエラーを無くすこ
とができ、正常に動作させることができる。
ク周波数（第１の周波数）と位相を、データ上での演算
により抽出するものであるため、Ｓ／Ｎが悪くても、従
来、ＰＬＬの引き込み（正常な動作への到達）が不完全
なことに起因して生じていたバーストエラーを無くすこ
とができ、正常に動作させることができる。
【００２１】尚、図１０に示すＡＧＣ，ＧＣＡに関して
は、本発明はデータ上での演算が主であるため、データ
上で、ＧＣＡの増幅率に相当するデータ値を調整するこ
と等により対処することができ、したがってＧＣＡの増
幅率を大きく変化させるのではなく、例えばＡＧＣは省
いてＧＣＡの増幅率を固定値に保つことも可能である。
は、本発明はデータ上での演算が主であるため、データ
上で、ＧＣＡの増幅率に相当するデータ値を調整するこ
と等により対処することができ、したがってＧＣＡの増
幅率を大きく変化させるのではなく、例えばＡＧＣは省
いてＧＣＡの増幅率を固定値に保つことも可能である。
【００２２】ここで、本発明の復調装置において、上記
演算部が、上記第１のディジタル信号にフーリエ変換を
施すフーリエ変換部と、フーリエ変換部によるフーリエ
変換により得られたフーリエ変換信号から、上記第１の
周波数と、上記第２のクロックに対する上記第１のクロ
ックの初期位相とを求めるクロック抽出部と、クロック
抽出部で求められた上記第１の周波数と上記初期位相と
に基づいて、上記第１のクロックの各クロックパルス
の、上記第２のクロックに対する位相誤差を求める位相
誤差演算部とを備えたものであることが好ましく、その
場合に、クロック抽出部は、上記フーリエ変換信号を構
成する振幅情報と位相情報とのうちの振幅情報に基づい
て、上記第１の周波数の前後の周波数の振幅値の線形予
測により上記第１の周波数を求めるとともに、上記位相
情報に基づいて、上記第１の周波数の前後の周波数の位
相を用いた線形補間により上記初期位相を求めるもので
あってもよく、上記演算部は、さらに、位相誤差演算部
で求められた位相誤差情報に基づいて上記第１のディジ
タル信号に補間演算を施すことにより、上記第１のクロ
ックに同期した第２のディジタル信号を求める補間演算
部を備えたものであってもよい。
演算部が、上記第１のディジタル信号にフーリエ変換を
施すフーリエ変換部と、フーリエ変換部によるフーリエ
変換により得られたフーリエ変換信号から、上記第１の
周波数と、上記第２のクロックに対する上記第１のクロ
ックの初期位相とを求めるクロック抽出部と、クロック
抽出部で求められた上記第１の周波数と上記初期位相と
に基づいて、上記第１のクロックの各クロックパルス
の、上記第２のクロックに対する位相誤差を求める位相
誤差演算部とを備えたものであることが好ましく、その
場合に、クロック抽出部は、上記フーリエ変換信号を構
成する振幅情報と位相情報とのうちの振幅情報に基づい
て、上記第１の周波数の前後の周波数の振幅値の線形予
測により上記第１の周波数を求めるとともに、上記位相
情報に基づいて、上記第１の周波数の前後の周波数の位
相を用いた線形補間により上記初期位相を求めるもので
あってもよく、上記演算部は、さらに、位相誤差演算部
で求められた位相誤差情報に基づいて上記第１のディジ
タル信号に補間演算を施すことにより、上記第１のクロ
ックに同期した第２のディジタル信号を求める補間演算
部を備えたものであってもよい。
【００２３】例えばこのような演算により、第１のクロ
ックを十分な精度で求め、オーバーサンプリングにより
得られた第１のディジタル信号から本来の信号である第
２のディジタル信号を十分な精度で生成することができ
る。
ックを十分な精度で求め、オーバーサンプリングにより
得られた第１のディジタル信号から本来の信号である第
２のディジタル信号を十分な精度で生成することができ
る。
【００２４】また、本発明の復調装置において、上記Ａ
／Ｄ変換部の前段に、記憶媒体に記憶されている情報を
読み取って得たアナログ信号を等化する等化部を備える
ことが好ましく、Ａ／Ｄ変換部の前段に、記憶媒体に記
憶されている情報を読み取って得たアナログ信号にロー
パスフィルタリング処理を施すローパスフィルタ部とを
備えてもよく、Ａ／Ｄ変換部とバッファとの間に、等化
を進めるための、上記第２のクロックに適合したＦＩＲ
フィルタを備えてもよく、演算部と復調部との間に、等
化を進めるための、上記第１のクロックに適合したＦＩ
Ｒフィルタを備えてもよい。
／Ｄ変換部の前段に、記憶媒体に記憶されている情報を
読み取って得たアナログ信号を等化する等化部を備える
ことが好ましく、Ａ／Ｄ変換部の前段に、記憶媒体に記
憶されている情報を読み取って得たアナログ信号にロー
パスフィルタリング処理を施すローパスフィルタ部とを
備えてもよく、Ａ／Ｄ変換部とバッファとの間に、等化
を進めるための、上記第２のクロックに適合したＦＩＲ
フィルタを備えてもよく、演算部と復調部との間に、等
化を進めるための、上記第１のクロックに適合したＦＩ
Ｒフィルタを備えてもよい。
【００２５】これらのいずれの場合も、正しいデータへ
の復調が促される。
の復調が促される。
【００２６】さらに、本発明の復調装置において、上記
復調部が、上記バッファを兼用したエラーコレクション
コード部を備えたものであってもよい。
復調部が、上記バッファを兼用したエラーコレクション
コード部を備えたものであってもよい。
【００２７】バッファを共用することにより回路規模の
削減が図られる。
削減が図られる。
【００２８】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態について
説明する。
説明する。
【００２９】図１は、本発明の復調装置の第１実施形態
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【００３０】この図１に示す復調装置１００Ａは、概念
的には、図９に示す磁気ディスク装置の、信号記録再生
部４０に、図１０に示した従来の復調装置１００に代え
て組み込むことのできるものである。この図１、および
後に説明する各種の復調装置において、前述した図１０
の復調装置１００の構成要素と同一の構成要素には、図
１０に付した符号と同一の符号を付して示し、相違点を
中心に説明する。
的には、図９に示す磁気ディスク装置の、信号記録再生
部４０に、図１０に示した従来の復調装置１００に代え
て組み込むことのできるものである。この図１、および
後に説明する各種の復調装置において、前述した図１０
の復調装置１００の構成要素と同一の構成要素には、図
１０に付した符号と同一の符号を付して示し、相違点を
中心に説明する。
【００３１】また、図２は、図９に示す磁気ディスク装
置に図１の復調装置１００Ａを採用したときに採用され
るデータ構造を示す図である。
置に図１の復調装置１００Ａを採用したときに採用され
るデータ構造を示す図である。
【００３２】図２に示すデータ構造は、従来採用されて
いる、図１１に示すデータ構造と比べ、アクジッション
部ＧＡＰが省略された形式を有しており、シンクバイト
部ＳＢと実際のデータとで構成されている。
いる、図１１に示すデータ構造と比べ、アクジッション
部ＧＡＰが省略された形式を有しており、シンクバイト
部ＳＢと実際のデータとで構成されている。
【００３３】図１に示す復調装置１００ＡのＧＣＡ１０
１には、磁気ヘッド３０（図９参照）でピックアップさ
れた図２に示すデータ構造のアナログ信号が入力されて
適切に増幅される。ここでは、このＧＣＡ１０１の増幅
率は固定されている。
１には、磁気ヘッド３０（図９参照）でピックアップさ
れた図２に示すデータ構造のアナログ信号が入力されて
適切に増幅される。ここでは、このＧＣＡ１０１の増幅
率は固定されている。
【００３４】ＧＣＡ１０１の出力アナログ信号は、等化
器１０２より等化（イコライズ）され、Ａ／Ｄ変換器１
０３Ａによりディジタル信号に変換される。ただしこの
Ａ／Ｄ変換器１０３Ａでは、情報記録時のクロック（本
発明にいう第１のクロックに相当する）の周波数（本発
明にいう第１の周波数に相当する）よりも高い周波数
（本発明にいう第２の周波数に相当する）のオーバーサ
ンプリングクロック（本発明にいう第２のクロックに相
当する）を用いたオーバーサンプリングにより高速なＡ
／Ｄ変換が行なわれる。このＡ／Ｄ変換器１０３Ａでの
オーバーサンプリングにより得られたディジタル信号
（本発明にいう第１のディジタル信号に相当する）は、
一旦、バッファ１１１に格納される。このバッファ１１
１に格納されたディジタル信号は、演算部１１０に入力
される。詳細な演算アルゴリズムは後述するが、この演
算部１１０では、入力されたディジタル信号に基づい
て、本来のクロック（第１のクロック）の周波数と、オ
ーバーサンプリングクロック（第２のクロック）に対す
る本来のクロックの位相が求められ、その演算部１１０
を構成する線形補間部１１５における線形補間演算によ
り、その本来のクロックに同期したサンプリングにより
得られるディジタル信号と等価なディジタル信号（本発
明にいう第２のディジタル信号に相当する）が生成され
る。
器１０２より等化（イコライズ）され、Ａ／Ｄ変換器１
０３Ａによりディジタル信号に変換される。ただしこの
Ａ／Ｄ変換器１０３Ａでは、情報記録時のクロック（本
発明にいう第１のクロックに相当する）の周波数（本発
明にいう第１の周波数に相当する）よりも高い周波数
（本発明にいう第２の周波数に相当する）のオーバーサ
ンプリングクロック（本発明にいう第２のクロックに相
当する）を用いたオーバーサンプリングにより高速なＡ
／Ｄ変換が行なわれる。このＡ／Ｄ変換器１０３Ａでの
オーバーサンプリングにより得られたディジタル信号
（本発明にいう第１のディジタル信号に相当する）は、
一旦、バッファ１１１に格納される。このバッファ１１
１に格納されたディジタル信号は、演算部１１０に入力
される。詳細な演算アルゴリズムは後述するが、この演
算部１１０では、入力されたディジタル信号に基づい
て、本来のクロック（第１のクロック）の周波数と、オ
ーバーサンプリングクロック（第２のクロック）に対す
る本来のクロックの位相が求められ、その演算部１１０
を構成する線形補間部１１５における線形補間演算によ
り、その本来のクロックに同期したサンプリングにより
得られるディジタル信号と等価なディジタル信号（本発
明にいう第２のディジタル信号に相当する）が生成され
る。
【００３５】本実施形態では、上記のように一旦オーバ
ーサンプリングしておいて、ディジタル信号上の演算に
より本来のクロックに同期したディジタル信号と同等の
ディジタル信号を再生するようにしたため、１つには、
図２に示すように、アクジッション部ＧＡＰ（図１１参
照）が不要となり、フォーマット効率が向上し、さらに
もう１つには、図１０の従来の復調装置１００において
採用されているＰＬＬ１０８は不要であるとともに、磁
気ヘッドでピックアップされたアナログ信号のＳ／Ｎが
悪くてそのＰＬＬが正常に動作しなかった場合に発生す
るバーストエラーを無くすことができ、高精度のデータ
復調が期待できる。
ーサンプリングしておいて、ディジタル信号上の演算に
より本来のクロックに同期したディジタル信号と同等の
ディジタル信号を再生するようにしたため、１つには、
図２に示すように、アクジッション部ＧＡＰ（図１１参
照）が不要となり、フォーマット効率が向上し、さらに
もう１つには、図１０の従来の復調装置１００において
採用されているＰＬＬ１０８は不要であるとともに、磁
気ヘッドでピックアップされたアナログ信号のＳ／Ｎが
悪くてそのＰＬＬが正常に動作しなかった場合に発生す
るバーストエラーを無くすことができ、高精度のデータ
復調が期待できる。
【００３６】尚、本実施形態では、バッファ１１１に
は、一度には１セクタ分の信号が格納され、演算部１１
０およびそれ以降の処理ではその１セクタ分の信号を１
まとまりにして一括処理が行なわれる。
は、一度には１セクタ分の信号が格納され、演算部１１
０およびそれ以降の処理ではその１セクタ分の信号を１
まとまりにして一括処理が行なわれる。
【００３７】図１に示す第１の実施形態の復調装置１０
０Ａの線形補間部１１５での補間演算により得られたデ
ィジタル信号（第２のディジタル信号）の、その後の演
算処理は図１０を参照して説明した処理と同一であり、
最尤検出器１０４に入力されて最尤検出が行なわれ、そ
の最尤検出結果がＰＬＬ復号器１０５でＲＬＬ復号化さ
れ、ＥＣＣ１０６で誤り訂正が行なわれて正しいデータ
が再生される。
０Ａの線形補間部１１５での補間演算により得られたデ
ィジタル信号（第２のディジタル信号）の、その後の演
算処理は図１０を参照して説明した処理と同一であり、
最尤検出器１０４に入力されて最尤検出が行なわれ、そ
の最尤検出結果がＰＬＬ復号器１０５でＲＬＬ復号化さ
れ、ＥＣＣ１０６で誤り訂正が行なわれて正しいデータ
が再生される。
【００３８】また、本実施形態では、ＧＣＡ１０１の振
幅率は固定されている旨説明したが、それに起因して、
演算部１１０で本来のクロック（第１のクロック）の周
波数や位相が抽出できないとき、あるいはその最尤検出
器１０４、ＲＬＬ１０５、ＥＣＣ１０６で正しい演算が
行なわれないときは、バッファ１１１に一旦格納された
ディジタル信号を演算上で増幅あるいは減衰させて再度
演算を行なうことにより、正しい演算を行なうことが可
能となる。図１０に示す従来の復調装置ではＡＧＣ１０
７が備えられており、ＧＣＡ１０１の増幅率を制御して
いる。これは、従来の復調装置の場合、磁気ヘッドから
再度ピックアップする以外に演算をやり直すことができ
ないことから、ＧＣＡ１０１の増幅率が最適となるよう
制御しておく必要があるためであり、ＧＣＡ１０１の増
幅率が最適に制御されているときは良好な結果をもたら
すものの、前述したようにその増幅率が大きく外れると
Ａ／Ｄ変換器のクランプが生じ長いバーストエラーとな
ってしまう可能性がある。
幅率は固定されている旨説明したが、それに起因して、
演算部１１０で本来のクロック（第１のクロック）の周
波数や位相が抽出できないとき、あるいはその最尤検出
器１０４、ＲＬＬ１０５、ＥＣＣ１０６で正しい演算が
行なわれないときは、バッファ１１１に一旦格納された
ディジタル信号を演算上で増幅あるいは減衰させて再度
演算を行なうことにより、正しい演算を行なうことが可
能となる。図１０に示す従来の復調装置ではＡＧＣ１０
７が備えられており、ＧＣＡ１０１の増幅率を制御して
いる。これは、従来の復調装置の場合、磁気ヘッドから
再度ピックアップする以外に演算をやり直すことができ
ないことから、ＧＣＡ１０１の増幅率が最適となるよう
制御しておく必要があるためであり、ＧＣＡ１０１の増
幅率が最適に制御されているときは良好な結果をもたら
すものの、前述したようにその増幅率が大きく外れると
Ａ／Ｄ変換器のクランプが生じ長いバーストエラーとな
ってしまう可能性がある。
【００３９】次に、図１の復調装置１００Ａの演算部１
１０について説明する。Ａ／Ｄ変換器１０３Ａでのオー
バーサンプリングにより得られ一旦バッファ１１１に格
納されたディジタル信号は、フーリエ変換部１１２に入
力され、このフーリエ変換部１１２において離散フーリ
エ変換が行なわれ、フーリエ変換後のデータがクロック
抽出部１１３に送られる。このクロック抽出部１１３で
は、フーリエ変換後のデータに基づいてスペクトラムの
大きいピークが探し出され、本来のクロック（第１のク
ロック）の周波数と、オーバーサンプリングクロック
（第２のクロック）に対する本来のクロック（第１のク
ロック）の初期位相とが求められる。
１０について説明する。Ａ／Ｄ変換器１０３Ａでのオー
バーサンプリングにより得られ一旦バッファ１１１に格
納されたディジタル信号は、フーリエ変換部１１２に入
力され、このフーリエ変換部１１２において離散フーリ
エ変換が行なわれ、フーリエ変換後のデータがクロック
抽出部１１３に送られる。このクロック抽出部１１３で
は、フーリエ変換後のデータに基づいてスペクトラムの
大きいピークが探し出され、本来のクロック（第１のク
ロック）の周波数と、オーバーサンプリングクロック
（第２のクロック）に対する本来のクロック（第１のク
ロック）の初期位相とが求められる。
【００４０】本来のクロック（第１のクロック）の周波
数は、その本来のクロックの周波数のｎ倍の周波数のオ
ーバーサンプリングクロック（第２のクロック）でオー
バーサンプリングしたとすると、オーバーサンプリング
のナイキスト周波数の１／ｎ倍の周波数となる。ここで
は、Ａ／Ｄ変換の速度を抑えるために、ｎは、１．０＜
ｎ＜２．０に設定されており、したがって本来のクロッ
クの周波数は、離散フーリエ変換で求められた離散スペ
クトルどうしの中間に位置することになり、以下のよう
にして本来のクロック（第１のクロック）の周波数（第
１の周波数）および初期位相が求められる。
数は、その本来のクロックの周波数のｎ倍の周波数のオ
ーバーサンプリングクロック（第２のクロック）でオー
バーサンプリングしたとすると、オーバーサンプリング
のナイキスト周波数の１／ｎ倍の周波数となる。ここで
は、Ａ／Ｄ変換の速度を抑えるために、ｎは、１．０＜
ｎ＜２．０に設定されており、したがって本来のクロッ
クの周波数は、離散フーリエ変換で求められた離散スペ
クトルどうしの中間に位置することになり、以下のよう
にして本来のクロック（第１のクロック）の周波数（第
１の周波数）および初期位相が求められる。
【００４１】図３は、図１のクロック抽出部における、
本来のクロックの周波数の求め方を示す説明図である。
本来のクロックの周波数の求め方を示す説明図である。
【００４２】図３において、横軸ωは角周波数、縦軸は
スペクトラム｜Ｘ（ｊω）｜である。ここで、Ｘ（ｊ
ω）は、離散フーリエ変換により得られたデータ（ｊは
虚数単位）であり、｜Ｘ（ｊω）｜はその絶対値を表わ
している。
スペクトラム｜Ｘ（ｊω）｜である。ここで、Ｘ（ｊ
ω）は、離散フーリエ変換により得られたデータ（ｊは
虚数単位）であり、｜Ｘ（ｊω）｜はその絶対値を表わ
している。
【００４３】図３の横軸上のωk-2，ωk-1，ωk，ωk+1
は、それぞれｋ−２，ｋ−１，ｋ，ｋ＋１番目の離散角
周波数、白丸印は各離散角周波数のスペクトラムを表わ
している。また、横軸上のωcは、求めようとしている
本来のクロックの角周波数である。
は、それぞれｋ−２，ｋ−１，ｋ，ｋ＋１番目の離散角
周波数、白丸印は各離散角周波数のスペクトラムを表わ
している。また、横軸上のωcは、求めようとしている
本来のクロックの角周波数である。
【００４４】図１に示すフーリエ変換部１１２では、バ
ッファ１１１から読み出された信号系列をｘ（ｎＴ）
（但し、ｎはサンプリング番号、Ｔはサンプリング間隔
を表わす）とし、サンプリングの総数をＮとしたとき、
フーリエ変換部１１２では、式
ッファ１１１から読み出された信号系列をｘ（ｎＴ）
（但し、ｎはサンプリング番号、Ｔはサンプリング間隔
を表わす）とし、サンプリングの総数をＮとしたとき、
フーリエ変換部１１２では、式
【００４５】
【数１】
【００４６】による離散フーリエ変換が行なわれる。た
だし（１）式が成立するためには、本来のクロックの角
周波数をωc、オーバーサンプリングの角周波数をωsと
したとき、
だし（１）式が成立するためには、本来のクロックの角
周波数をωc、オーバーサンプリングの角周波数をωsと
したとき、
【００４７】
【数２】
【００４８】を満足する必要がある。
【００４９】図３に示す本来のクロックの角周波数をω
cは、
cは、
【００５０】
【数３】
【００５１】により求められる。
【００５２】このときの、本来のクロックの、オーバー
サンプリングクロックに対する初期位相θ（ωc）は、
サンプリングクロックに対する初期位相θ（ωc）は、
【００５３】
【数４】
【００５４】但し、θ（ωk），θ（ωk-1）は、それぞ
れ角周波数ωk，ωk-1の位相である。により求められ
る。
れ角周波数ωk，ωk-1の位相である。により求められ
る。
【００５５】図１のクロック抽出部１１３において
（３）式，（４）式に基づいて求められた本来の周波数
（第１の周波数）およびその初期位相は、位相誤差演算
部１１４に入力され、位相誤差演算部１１４では、それ
ら入力された周波数および初期位相に基づいて、本来の
クロック（第１のクロック）を構成する各クロックパル
スの、オーバーサンプリングクロックに対する位相誤差
が求められる。すなわち、先ず、本来のクロック（第１
のクロック）のｍ番目のクロックサンプル点をオーバー
サンプルクロック上のタイミングでの位相に変換する。
ｍ番目のクロックサンプル点の位相θc（ｍ）は、初期
位相をθ0としたとき、 θc（ｍ）＝θ0＋２πｍ・ＷS／Ｗc ＝θ0＋２πｍ・Ｔc／ＴS …（５） で表わされ、オーバーサンプリングクロックのｎ番目の
クロックサンプル点の位相は、 θS（ｎ）＝２πｎ …（６） で表わされ、本来のクロックのｍ番目のクロックサンプ
ル点の位相θc（ｍ）の、その本来のクロックのｍ番目
のクロックサンプル点を時間軸上で挟む、オーバーサン
プリングクロックのｎ番目およびｎ＋１番目のクロック
サンプル点の位相θS（ｎ），θS（ｎ＋１）に対する位
相誤差が求められる。ここで、 θS（ｎ）≦θc（ｍ）≦θS（ｎ＋１） …（７） より、この（７）式に（５），（６）式を代入して整理
すると、
（３）式，（４）式に基づいて求められた本来の周波数
（第１の周波数）およびその初期位相は、位相誤差演算
部１１４に入力され、位相誤差演算部１１４では、それ
ら入力された周波数および初期位相に基づいて、本来の
クロック（第１のクロック）を構成する各クロックパル
スの、オーバーサンプリングクロックに対する位相誤差
が求められる。すなわち、先ず、本来のクロック（第１
のクロック）のｍ番目のクロックサンプル点をオーバー
サンプルクロック上のタイミングでの位相に変換する。
ｍ番目のクロックサンプル点の位相θc（ｍ）は、初期
位相をθ0としたとき、 θc（ｍ）＝θ0＋２πｍ・ＷS／Ｗc ＝θ0＋２πｍ・Ｔc／ＴS …（５） で表わされ、オーバーサンプリングクロックのｎ番目の
クロックサンプル点の位相は、 θS（ｎ）＝２πｎ …（６） で表わされ、本来のクロックのｍ番目のクロックサンプ
ル点の位相θc（ｍ）の、その本来のクロックのｍ番目
のクロックサンプル点を時間軸上で挟む、オーバーサン
プリングクロックのｎ番目およびｎ＋１番目のクロック
サンプル点の位相θS（ｎ），θS（ｎ＋１）に対する位
相誤差が求められる。ここで、 θS（ｎ）≦θc（ｍ）≦θS（ｎ＋１） …（７） より、この（７）式に（５），（６）式を代入して整理
すると、
【００５６】
【数５】
【００５７】となる。
【００５８】図４は、時間軸上での本来のクロックのｍ
番目のクロックサンプル点と、それを挟む、オーバーサ
ンプリングクロックのｎ番目とｎ＋１番目のクロックサ
ンプル点との関係を示した図である。
番目のクロックサンプル点と、それを挟む、オーバーサ
ンプリングクロックのｎ番目とｎ＋１番目のクロックサ
ンプル点との関係を示した図である。
【００５９】図１の位相誤差演算部１１４で求められた
位相誤差は、線形補間部１１５に入力され、線形補間部
１１５では、図４に示すオーバーサンプリングクロック
のｎ番目とｎ＋１番のクロックサンプリング点の信号値
ｘ（ｎＴS），ｘ（（ｎ＋１）ＴS）とから、本来のクロ
ックのｍ番目のクロックサンプリング点の信号値
位相誤差は、線形補間部１１５に入力され、線形補間部
１１５では、図４に示すオーバーサンプリングクロック
のｎ番目とｎ＋１番のクロックサンプリング点の信号値
ｘ（ｎＴS），ｘ（（ｎ＋１）ＴS）とから、本来のクロ
ックのｍ番目のクロックサンプリング点の信号値
【００６０】
【数６】
【００６１】が式
【００６２】
【数７】
【００６３】により求められる。
【００６４】このようにして求められた信号値を持つデ
ィジタル信号（第２のディジタル信号）は、上述したよ
うに、最尤検出器１０４に送られて最尤検出が行われ、
その最尤検出結果がＲＬＬ復号器１０５でＲＬＬ復号化
が行なわれ、ＥＣＣ１０６で誤り訂正が行なわれて正し
いデータが再生される。
ィジタル信号（第２のディジタル信号）は、上述したよ
うに、最尤検出器１０４に送られて最尤検出が行われ、
その最尤検出結果がＲＬＬ復号器１０５でＲＬＬ復号化
が行なわれ、ＥＣＣ１０６で誤り訂正が行なわれて正し
いデータが再生される。
【００６５】図５は、本発明の復号装置の第２実施形態
を示すブロック図である。図１に示す第１実施形態との
相違点について説明する。
を示すブロック図である。図１に示す第１実施形態との
相違点について説明する。
【００６６】図５に示す第２実施形態の復号装置１００
ＢにはＡ／Ｄ変換器１０３Ａとバッファ１１１との間
に、オーバーサンプリングクロックによりＡ／Ｄ変換さ
れたディジタル信号に適合した、等化器１０２による等
価（イコライズ）をさらに進めるためのＦＩＲフィルタ
１１６が備えられている。この第２実施形態の復号装置
１００Ｂの場合、ＦＩＲフィルタ１１６を備えたことに
より等化が一層進み、一層正確なデータを再生すること
ができる。
ＢにはＡ／Ｄ変換器１０３Ａとバッファ１１１との間
に、オーバーサンプリングクロックによりＡ／Ｄ変換さ
れたディジタル信号に適合した、等化器１０２による等
価（イコライズ）をさらに進めるためのＦＩＲフィルタ
１１６が備えられている。この第２実施形態の復号装置
１００Ｂの場合、ＦＩＲフィルタ１１６を備えたことに
より等化が一層進み、一層正確なデータを再生すること
ができる。
【００６７】図６は、本発明の復号装置の第３実施形態
を示すブロック図である。図１に示す第１実施形態との
相違点について説明する。
を示すブロック図である。図１に示す第１実施形態との
相違点について説明する。
【００６８】図６に示す第３実施形態の復号装置１００
Ｃには、演算部１１０を構成する線形補間演算部１１５
と最尤検出器１０４との間に、本来のクロックに適合し
た、等化器１０２による等化（イコライズ）をさらに進
めるＦＩＲフィルタ１１７が配置されている。この第３
実施形態の復号装置１００Ｃの場合、ＦＩＲフィルタ１
１７を備えたことにより、図５に示す第２実施形態と同
様、等化が一層進み、一層正確なデータを再生すること
ができる。
Ｃには、演算部１１０を構成する線形補間演算部１１５
と最尤検出器１０４との間に、本来のクロックに適合し
た、等化器１０２による等化（イコライズ）をさらに進
めるＦＩＲフィルタ１１７が配置されている。この第３
実施形態の復号装置１００Ｃの場合、ＦＩＲフィルタ１
１７を備えたことにより、図５に示す第２実施形態と同
様、等化が一層進み、一層正確なデータを再生すること
ができる。
【００６９】図７は、本発明の復号装置の第４実施形態
を示すブロック図である。図１に示す第１実施形態との
相違点について説明する。
を示すブロック図である。図１に示す第１実施形態との
相違点について説明する。
【００７０】図７に示す第４実施形態の復号装置１００
Ｄには、図１に示す第１実施形態の復号装置１００Ａに
備えられている等化器１０２に代わり、アナログのロー
パスフィルタ１０７が備えられており、かつ、図５に示
す第２実施形態と同様にＡ／Ｄ変換器１０３Ａとバッフ
ァ１１１との間にＦＩＲフィルタ１１６が備えられてい
る。
Ｄには、図１に示す第１実施形態の復号装置１００Ａに
備えられている等化器１０２に代わり、アナログのロー
パスフィルタ１０７が備えられており、かつ、図５に示
す第２実施形態と同様にＡ／Ｄ変換器１０３Ａとバッフ
ァ１１１との間にＦＩＲフィルタ１１６が備えられてい
る。
【００７１】この図７に示す復号装置１００Ｄの場合、
図１に示す復号装置１００Ａにおける等化器１０２に代
わりローパスフィルタ１０７を備えたことによりアナロ
グ回路の構成は簡単化されるが、それのみでは等化は不
十分となる。そこで、Ａ／Ｄ変換器１０３Ａでディジタ
ル信号に変換した後、ＦＩＲフィルタ１１６で等化を進
めることにより、十分な等化が行なわれる。
図１に示す復号装置１００Ａにおける等化器１０２に代
わりローパスフィルタ１０７を備えたことによりアナロ
グ回路の構成は簡単化されるが、それのみでは等化は不
十分となる。そこで、Ａ／Ｄ変換器１０３Ａでディジタ
ル信号に変換した後、ＦＩＲフィルタ１１６で等化を進
めることにより、十分な等化が行なわれる。
【００７２】ここでは、図７に示す第４実施形態を含
み、全ての実施形態は、Ａ／Ｄ変換器１０３Ａでディジ
タル信号に変換した後のディジタル処理はファームウェ
アで実現されており、ディジタル処理が多少複雑になっ
てもアナログ処理が簡単化されることが全体として回路
規模の削減やコストの低減につながる可能性がある。
み、全ての実施形態は、Ａ／Ｄ変換器１０３Ａでディジ
タル信号に変換した後のディジタル処理はファームウェ
アで実現されており、ディジタル処理が多少複雑になっ
てもアナログ処理が簡単化されることが全体として回路
規模の削減やコストの低減につながる可能性がある。
【００７３】図８は、本発明の復号装置の第５実施形態
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【００７４】図１に示す復号装置１００ＡのＥＣＣ１０
６は１つのブロックで示されており、そこには明示され
ていないが、内部にバッファを備えている。
６は１つのブロックで示されており、そこには明示され
ていないが、内部にバッファを備えている。
【００７５】図８に示す復号装置１００Ｅは、Ａ／Ｄ変
換器１０３Ａによるオーバーサンプリングで得られたデ
ィジタル信号を一時的に格納しておくバッファ１１１
を、ＥＣＣ用のバッファとしても兼用する構成を有して
いる。
換器１０３Ａによるオーバーサンプリングで得られたデ
ィジタル信号を一時的に格納しておくバッファ１１１
を、ＥＣＣ用のバッファとしても兼用する構成を有して
いる。
【００７６】それを実現するため、図８に示す復号装置
１００Ｅでは、バッファ１１１の前後にスイッチ１２
１，１２２が備えられており、これらのスイッチ１２
１，１２２により、Ａ／Ｄ変換器１０３Ａによるディジ
タル信号への変換の際、および演算部１１０によるディ
ジタル信号の補間演算が行なわれる際は、バッファ１１
１はＡ／Ｄ変換器１０３Ａと線形補間部１２２に接続さ
れており、補間演算が終了した後は、スイッチ１２１，
１２２が切り換えられ、ＥＣＣ１０６’のためのバッフ
ァとして作用する。
１００Ｅでは、バッファ１１１の前後にスイッチ１２
１，１２２が備えられており、これらのスイッチ１２
１，１２２により、Ａ／Ｄ変換器１０３Ａによるディジ
タル信号への変換の際、および演算部１１０によるディ
ジタル信号の補間演算が行なわれる際は、バッファ１１
１はＡ／Ｄ変換器１０３Ａと線形補間部１２２に接続さ
れており、補間演算が終了した後は、スイッチ１２１，
１２２が切り換えられ、ＥＣＣ１０６’のためのバッフ
ァとして作用する。
【００７７】ＲＬＬ復号器１０５からの出力信号は、バ
ッファ１１１に格納されるとともに、ＥＣＣ１０６’を
構成する、シンドローム演算を行なう第１の演算器に入
力されて初期値Ｓ0，Ｓ1，…Ｓmが生成され、その後、
それらの初期値Ｓ0，Ｓ1，…，Ｓmがエラーロケーショ
ン及びエラー大きさの演算を行なう第２の演算器にセッ
トされるとともにバッファ１１１からの信号がその第２
の演算器に入力され、最終的に誤り訂正の行なわれたデ
ータが出力される。ＥＣＣ自体は従来公知の技術であ
り、これ以上の詳細説明は省略する。
ッファ１１１に格納されるとともに、ＥＣＣ１０６’を
構成する、シンドローム演算を行なう第１の演算器に入
力されて初期値Ｓ0，Ｓ1，…Ｓmが生成され、その後、
それらの初期値Ｓ0，Ｓ1，…，Ｓmがエラーロケーショ
ン及びエラー大きさの演算を行なう第２の演算器にセッ
トされるとともにバッファ１１１からの信号がその第２
の演算器に入力され、最終的に誤り訂正の行なわれたデ
ータが出力される。ＥＣＣ自体は従来公知の技術であ
り、これ以上の詳細説明は省略する。
【００７８】１セクタ分のデータについてＥＣＣ１０
６’での演算が終了すると、スイッチ１２１、１２２
は、再びバッファ１１１をＡ／Ｄ変換器１０３Ａと線形
補間部１１５に接続する方向に切り換えられ、次のセク
タの信号の入力が開始される。
６’での演算が終了すると、スイッチ１２１、１２２
は、再びバッファ１１１をＡ／Ｄ変換器１０３Ａと線形
補間部１１５に接続する方向に切り換えられ、次のセク
タの信号の入力が開始される。
【００７９】この図８に示す復号装置１００Ｅの場合、
バッファ１１１を兼ねたことにより、その分回路規模の
削減に役立つ。
バッファ１１１を兼ねたことにより、その分回路規模の
削減に役立つ。
【００８０】尚、上記各種実施形態、特に第１実施形態
においては、（１）式〜（９）式に示す演算を経た線形
補間を行なうことにより、オーバーサンプリングにより
得られたディジタル信号（第１のディジタル信号）から
本来のクロックに対応するディジタル信号（第２のディ
ジタル信号）に変換したが、第１のディジタル信号から
第２のディジタル信号への変換は（１）〜（９）式の演
算に基づくものである必要はなく、また、補間も線形補
間である必要はなく、要するにオーバーサンプリングに
より得られた第１のディジタル信号から本来のクロック
に同期した第２のディジタル信号を再生すればよい。
においては、（１）式〜（９）式に示す演算を経た線形
補間を行なうことにより、オーバーサンプリングにより
得られたディジタル信号（第１のディジタル信号）から
本来のクロックに対応するディジタル信号（第２のディ
ジタル信号）に変換したが、第１のディジタル信号から
第２のディジタル信号への変換は（１）〜（９）式の演
算に基づくものである必要はなく、また、補間も線形補
間である必要はなく、要するにオーバーサンプリングに
より得られた第１のディジタル信号から本来のクロック
に同期した第２のディジタル信号を再生すればよい。
【００８１】また、上記の各種実施形態では、図２に示
すデータ構造のうちの、シンクバイト部ＳＢであるか実
際のデータであるかを問わずにその全体をオーバサンプ
リングしたが、シンクバイト部ＳＢのみ、あるいはデー
タ部の最初の数バイトのみオーバサンプリングしてバッ
ファに格納し、そのオーバサンプリングした部分をフー
リエ変換して本来のクロックの周波数と初期位相を抽出
し、その本来のクロックで、データ部、あるいはデータ
部の最初の数バイトに続く残りの部分をサンプリングし
てもよい。
すデータ構造のうちの、シンクバイト部ＳＢであるか実
際のデータであるかを問わずにその全体をオーバサンプ
リングしたが、シンクバイト部ＳＢのみ、あるいはデー
タ部の最初の数バイトのみオーバサンプリングしてバッ
ファに格納し、そのオーバサンプリングした部分をフー
リエ変換して本来のクロックの周波数と初期位相を抽出
し、その本来のクロックで、データ部、あるいはデータ
部の最初の数バイトに続く残りの部分をサンプリングし
てもよい。
【００８２】さらに、上記実施形態では磁気ディスク装
置に組み込むことを想定した説明を行なったが、本発明
は、磁気ディスク装置にのみ適用されるものではなく、
記憶媒体に記憶されている情報を読み取って得たアナロ
グ信号をディジタル信号に変換し復調してその記憶媒体
に記憶されていた情報を表わすデータを生成する場合に
広く適用することができる。
置に組み込むことを想定した説明を行なったが、本発明
は、磁気ディスク装置にのみ適用されるものではなく、
記憶媒体に記憶されている情報を読み取って得たアナロ
グ信号をディジタル信号に変換し復調してその記憶媒体
に記憶されていた情報を表わすデータを生成する場合に
広く適用することができる。
【００８３】以下に本発明の各種形態を付記する。
【００８４】（付記１） 記憶媒体に記憶されている情
報を読み取って得た、所定の第１の周波数の第１のクロ
ックを担持するアナログ信号をディジタル信号に変換し
復調して該情報を表わすデータを生成する復調方法にお
いて、前記アナログ信号を、前記第１のクロックの周波
数よりも高い第２の周波数の第２のクロックに同期した
オーバーサンプリングにより、第１のディジタル信号に
変換し、前記第１のディジタル信号に基づいて、前記第
２のクロックに対する前記第１のクロックの位相誤差を
求めることを特徴とする復調方法。
報を読み取って得た、所定の第１の周波数の第１のクロ
ックを担持するアナログ信号をディジタル信号に変換し
復調して該情報を表わすデータを生成する復調方法にお
いて、前記アナログ信号を、前記第１のクロックの周波
数よりも高い第２の周波数の第２のクロックに同期した
オーバーサンプリングにより、第１のディジタル信号に
変換し、前記第１のディジタル信号に基づいて、前記第
２のクロックに対する前記第１のクロックの位相誤差を
求めることを特徴とする復調方法。
【００８５】（付記２） 記憶媒体に記憶されている情
報を読み取って得た、所定の第１の周波数の第１のクロ
ックを担持するアナログ信号をディジタル信号に変換し
復調して該情報を表わすデータを生成する復調装置にお
いて、前記アナログ信号を、前記第１のクロックの周波
数よりも高い第２の周波数の第２のクロックに同期した
オーバーサンプリングにより、第１のディジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換部と、前記第１のディジタル信号を
格納するバッファと、前記バッファに格納された第１の
ディジタル信号に基づいて、前記第２のクロックに対す
る前記第１のクロックの位相誤差を求める演算部とを備
えたこと特徴とする復調装置。
報を読み取って得た、所定の第１の周波数の第１のクロ
ックを担持するアナログ信号をディジタル信号に変換し
復調して該情報を表わすデータを生成する復調装置にお
いて、前記アナログ信号を、前記第１のクロックの周波
数よりも高い第２の周波数の第２のクロックに同期した
オーバーサンプリングにより、第１のディジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換部と、前記第１のディジタル信号を
格納するバッファと、前記バッファに格納された第１の
ディジタル信号に基づいて、前記第２のクロックに対す
る前記第１のクロックの位相誤差を求める演算部とを備
えたこと特徴とする復調装置。
【００８６】（付記３） 前記演算部が、前記第１のデ
ィジタル信号にフーリエ変換を施すフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部によるフーリエ変換により得られた
フーリエ変換信号から、前記第１の周波数と、前記第２
のクロックに対する前記第１のクロックの初期位相とを
求めるクロック抽出部と、前記クロック抽出部で求めら
れた前記第１の周波数と前記初期位相とに基づいて、前
記第１のクロックの各クロックパルスの、前記第２のク
ロックに対する位相誤差を求める位相誤差演算部とを備
えたものであることを特徴とする付記２記載の復調装
置。
ィジタル信号にフーリエ変換を施すフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部によるフーリエ変換により得られた
フーリエ変換信号から、前記第１の周波数と、前記第２
のクロックに対する前記第１のクロックの初期位相とを
求めるクロック抽出部と、前記クロック抽出部で求めら
れた前記第１の周波数と前記初期位相とに基づいて、前
記第１のクロックの各クロックパルスの、前記第２のク
ロックに対する位相誤差を求める位相誤差演算部とを備
えたものであることを特徴とする付記２記載の復調装
置。
【００８７】（付記４） 前記クロック抽出部が、前記
フーリエ変換信号を構成する振幅情報と位相情報とのう
ちの振幅情報に基づいて、前記第１の周波数の前後の周
波数の振幅値の線形予測により前記第１の周波数を求め
るとともに、前記位相情報に基づいて、前記第１の周波
数の前後の周波数の位相を用いた線形補間により前記初
期位相を求めるものであることを特徴とする付記３記載
の復調装置。
フーリエ変換信号を構成する振幅情報と位相情報とのう
ちの振幅情報に基づいて、前記第１の周波数の前後の周
波数の振幅値の線形予測により前記第１の周波数を求め
るとともに、前記位相情報に基づいて、前記第１の周波
数の前後の周波数の位相を用いた線形補間により前記初
期位相を求めるものであることを特徴とする付記３記載
の復調装置。
【００８８】（付記５） 前記演算部は、さらに、前記
位相誤差演算部で求められた位相誤差情報に基づいて前
記第１のディジタル信号に補間演算を施すことにより、
前記第１のクロックに同期した第２のディジタル信号を
求める補間演算部を備えたものであることを特徴とする
付記３記載の復調装置。
位相誤差演算部で求められた位相誤差情報に基づいて前
記第１のディジタル信号に補間演算を施すことにより、
前記第１のクロックに同期した第２のディジタル信号を
求める補間演算部を備えたものであることを特徴とする
付記３記載の復調装置。
【００８９】（付記６） 前記Ａ／Ｄ変換部の前段に、
記憶媒体に記憶されている情報を読み取って得たアナロ
グ信号を等化する等化部を備えたことを特徴とする付記
２記載の復調装置。
記憶媒体に記憶されている情報を読み取って得たアナロ
グ信号を等化する等化部を備えたことを特徴とする付記
２記載の復調装置。
【００９０】（付記７） 前記Ａ／Ｄ変換部の前段に、
記憶媒体に記憶されている情報を読み取って得たアナロ
グ信号にローパスフィルタリング処理を施すにローパス
フィルタ部を備えたことを特徴とする付記２記載の復調
装置。
記憶媒体に記憶されている情報を読み取って得たアナロ
グ信号にローパスフィルタリング処理を施すにローパス
フィルタ部を備えたことを特徴とする付記２記載の復調
装置。
【００９１】（付記８） 前記Ａ／Ｄ変換部と前記バッ
ファとの間に、等化を進めるための、前記第２のクロッ
クに適合したＦＩＲフィルタを備えたことを特徴とする
付記２記載の復調装置。
ファとの間に、等化を進めるための、前記第２のクロッ
クに適合したＦＩＲフィルタを備えたことを特徴とする
付記２記載の復調装置。
【００９２】（付記９） 前記演算部よりも後段側に、
復調により前記情報を表わすデータを生成する復調部を
備え、前記演算部と前記復調部との間に、等価を進める
ための、前記第１のクロックに適合したＦＩＲフィルタ
を備えたことを特徴とする付記２記載の復調装置。
復調により前記情報を表わすデータを生成する復調部を
備え、前記演算部と前記復調部との間に、等価を進める
ための、前記第１のクロックに適合したＦＩＲフィルタ
を備えたことを特徴とする付記２記載の復調装置。
【００９３】（付記１０） 復調により前記情報を表わ
すデータを生成する復調部を備え、該復調部が、前記バ
ッファを兼用したエラーコレクションコード部を備えた
ものであることを特徴とする付記２記載の復調装置。
すデータを生成する復調部を備え、該復調部が、前記バ
ッファを兼用したエラーコレクションコード部を備えた
ものであることを特徴とする付記２記載の復調装置。
【００９４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
従来と比べ、Ｓ／Ｎが低い信号から正しいデータを得る
ことのできる確率が高められる。
従来と比べ、Ｓ／Ｎが低い信号から正しいデータを得る
ことのできる確率が高められる。
【図１】本発明の復調装置の第１実施形態を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図２】図９に示す磁気ディスク装置に図１の復調装置
を採用したときに採用されるデータ構造を示す図であ
る。
を採用したときに採用されるデータ構造を示す図であ
る。
【図３】図１のクロック抽出部における、本来のクロッ
クの周波数の求め方を示す説明図である。
クの周波数の求め方を示す説明図である。
【図４】時間軸上での本来のクロックのｍ番目のクロッ
クサンプル点と、それを挟む、オーバーサンプリングク
ロックのｎ番目とｎ＋１番目のクロックサンプル点との
関係を示した図である。
クサンプル点と、それを挟む、オーバーサンプリングク
ロックのｎ番目とｎ＋１番目のクロックサンプル点との
関係を示した図である。
【図５】本発明の復号装置の第２実施形態を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図６】本発明の復号装置の第３実施形態を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図７】本発明の復号装置の第４実施形態を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図８】本発明の復号装置の第５実施形態を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図９】磁気ディスク装置の概要図である。
【図１０】従来の復調装置のブロック図である。
【図１１】磁気ディスクからピックアップされる情報の
データ構造を示す図である。
データ構造を示す図である。
１０ 磁気ディスク １１ 中心軸 ２０ アクチュエータ ２１ 回動軸 ３０ 磁気ヘッド ４０ 信号記録再生部 ５０ 位置制御部 １００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ，１００Ｅ
復調装置 １０１ ＧＣＡ １０２ アナログ等化器 １０３，１０３Ａ Ａ／Ｄ変換器 １０４ 最尤検出器 １０５ ＲＬＬ復号器 １０６，１０６Ａ ＥＣＣ １０７ ＡＧＣ １１０ 演算部 １１１ バッファ １１２ フーリエ変換部 １１３ クロック抽出部 １１４ 位相誤差演算部 １１５ ＲＬＬ復号器 １１６，１１７ ＦＩＲフィルタ １２１ スイッチ １２２ 線形補間部
復調装置 １０１ ＧＣＡ １０２ アナログ等化器 １０３，１０３Ａ Ａ／Ｄ変換器 １０４ 最尤検出器 １０５ ＲＬＬ復号器 １０６，１０６Ａ ＥＣＣ １０７ ＡＧＣ １１０ 演算部 １１１ バッファ １１２ フーリエ変換部 １１３ クロック抽出部 １１４ 位相誤差演算部 １１５ ＲＬＬ復号器 １１６，１１７ ＦＩＲフィルタ １２１ スイッチ １２２ 線形補間部
Claims (5)
- 【請求項１】 記憶媒体に記憶されている情報を読み取
って得た、所定の第１の周波数の第１のクロックを担持
するアナログ信号をディジタル信号に変換し復調して該
情報を表わすデータを生成する復調方法において、 前記アナログ信号を、前記第１のクロックの周波数より
も高い第２の周波数の第２のクロックに同期したオーバ
ーサンプリングにより、第１のディジタル信号に変換
し、 前記第１のディジタル信号に基づいて、前記第２のクロ
ックに対する前記第１のクロックの位相誤差を求めるこ
とを特徴とする復調方法。 - 【請求項２】 記憶媒体に記憶されている情報を読み取
って得た、所定の第１の周波数の第１のクロックを担持
するアナログ信号をディジタル信号に変換し復調して該
情報を表わすデータを生成する復調装置において、 前記アナログ信号を、前記第１のクロックの周波数より
も高い第２の周波数の第２のクロックに同期したオーバ
ーサンプリングにより、第１のディジタル信号に変換す
るＡ／Ｄ変換部と、 前記第１のディジタル信号を格納するバッファと、 前記バッファに格納された第１のディジタル信号に基づ
いて、前記第２のクロックに対する前記第１のクロック
の位相誤差を求める演算部とを備えたこと特徴とする復
調装置。 - 【請求項３】 前記演算部が、 前記第１のディジタル信号にフーリエ変換を施すフーリ
エ変換部と、 前記フーリエ変換部によるフーリエ変換により得られた
フーリエ変換信号から、前記第１の周波数と、前記第２
のクロックに対する前記第１のクロックの初期位相とを
求めるクロック抽出部と、 前記クロック抽出部で求められた前記第１の周波数と前
記初期位相とに基づいて、前記第１のクロックの各クロ
ックパルスの、前記第２のクロックに対する位相誤差を
求める位相誤差演算部とを備えたものであることを特徴
とする請求項２記載の復調装置。 - 【請求項４】 前記クロック抽出部が、前記フーリエ変
換信号を構成する振幅情報と位相情報とのうちの振幅情
報に基づいて、前記第１の周波数の前後の周波数の振幅
値の線形予測により前記第１の周波数を求めるととも
に、前記位相情報に基づいて、前記第１の周波数の前後
の周波数の位相を用いた線形補間により前記初期位相を
求めるものであることを特徴とする請求項３記載の復調
装置。 - 【請求項５】 前記演算部は、さらに、前記位相誤差演
算部で求められた位相誤差情報に基づいて前記第１のデ
ィジタル信号に補間演算を施すことにより、前記第１の
クロックに同期した第２のディジタル信号を求める補間
演算部を備えたものであることを特徴とする請求項３記
載の復調装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000212334A JP3949357B2 (ja) | 2000-07-13 | 2000-07-13 | 復調装置 |
| US09/747,073 US6674592B2 (en) | 2000-07-13 | 2000-12-21 | Demodulation method and demodulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000212334A JP3949357B2 (ja) | 2000-07-13 | 2000-07-13 | 復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002025203A true JP2002025203A (ja) | 2002-01-25 |
| JP3949357B2 JP3949357B2 (ja) | 2007-07-25 |
Family
ID=18708269
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000212334A Expired - Fee Related JP3949357B2 (ja) | 2000-07-13 | 2000-07-13 | 復調装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6674592B2 (ja) |
| JP (1) | JP3949357B2 (ja) |
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| US7174485B2 (en) | 2003-11-21 | 2007-02-06 | Seagate Technology Llc | Reverse error correction coding with run length limited constraint |
| JP2012147079A (ja) * | 2011-01-07 | 2012-08-02 | Fujitsu Ltd | 受信回路及び電子装置 |
| JP2013045497A (ja) * | 2011-08-23 | 2013-03-04 | Lsi Corp | オーバサンプリングされたアナログ・デジタル変換を備えるリード・チャネル |
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| US6469862B2 (en) * | 1999-03-02 | 2002-10-22 | Guzik Technical Enterprises | Method and apparatus for improved servo signal filtering in read channels |
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-
2000
- 2000-07-13 JP JP2000212334A patent/JP3949357B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2000-12-21 US US09/747,073 patent/US6674592B2/en not_active Expired - Fee Related
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| JP2002093063A (ja) * | 2000-09-18 | 2002-03-29 | Fujitsu Ltd | 位相算出方法、位相算出装置及びその装置の試験方法 |
| JP4717991B2 (ja) * | 2000-09-18 | 2011-07-06 | 富士通セミコンダクター株式会社 | 位相算出装置及び位相算出装置の試験方法 |
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| JP2022531890A (ja) * | 2019-09-30 | 2022-07-12 | 中▲興▼通▲訊▼股▲ふぇん▼有限公司 | 信号サンプリング方法、装置及び光受信機 |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6674592B2 (en) | 2004-01-06 |
| JP3949357B2 (ja) | 2007-07-25 |
| US20020017950A1 (en) | 2002-02-14 |
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