JP2001514761A

JP2001514761A - 反復波形におけるノイズの分析

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Publication number: JP2001514761A
Application number: JP53990598A
Authority: JP
Inventors: ウィルストラップ，ジャン・ビー; ペトリッチ，デニス・エム; アルサンド，スティーブン・エイチ; キムサル，クリストファー; エミネス，マーク・ジェイ
Original assignee: ウェイブクレスト・コーポレイション
Priority date: 1997-03-13
Filing date: 1998-03-13
Publication date: 2001-09-11
Also published as: EP1007983A1; US6194925B1; US6185509B1; JP2002513471A; WO1998040693A3; US6449570B1; US20010028262A1; EP1007983A4; EP0966702A2; WO1998040755A1; WO1998040693A2

Abstract

(57)【要約】反復波形におけるノイズ成分を特徴付ける、または減少させるために使用されるシステムが、時間間隔を正確に測定するために開示される。サイクルの端数を分解することができる開始ランプと終了ランプとを組み合わせて、間隔タイマがサイクルの整数カウントを発生させ、時間間隔を正確に登録する。波形の１周期または多数の連続周期のスパンのいずれかを時間指定するために、選択論理を実装することができる。多数時間の測定値がセットに配置され、各々のセットがＮに対する値範囲に亘って“Ｎ”連続周期の異なるスパンに対応する。各セットの変動が発生され、変動のアレイ対Ｎが自己相関関数の特性を有する関数を提供する。個々の周期ではなく、周期スパンの測定に基づいて、器具ジッタを減少させることができ、それは測定されたスパンのサイズの増大に比例して減少する。これらの技術は測定率を動揺させることにより得られる、無作為の統計サンプルにより向上される。これもエイリアシングの結果の影響を減少させる。

Description

【発明の詳細な説明】反復波形におけるノイズの分析本出願は１９９７年３月１３日に提出され、「正確なピコセカンド範囲の時間間隔の測定用の方法及び装置」("Method and Apparatus for Precise Picosecon d-range Time Interval Measurement")と題された予備出願番号第６０／０３９，６２４号の優先権の特典を請求するものである。発明の背景本発明はパルスストリーム内の測定されたイベント間の時間間隔の正確な測定を発生させる器具に関し、より詳細には反復波形におけるノイズの特性表示に関する。半導体業界では、複合コンピュータ、高精細度ビデオグラフィックス、電気通信、及び多量のデータの高速伝送を誘発するその他の分野との関連で、より高速のデータ処理速度に対する需要を満たすことに耐えず努力を傾けている。マイクロプロセッサシステムは、信号が半導体回路を通して刻時される率を決定する高速周波数クロックに基づく速度でデータを動かす。この１０年（decade）の間に、代表的なクロック周波数は約３３ＭＨｚから約２００ＭＨｚまで増加し、現在開発中の半導体装置は１ビリオンＨｚを超えるクロック周波数で操作すると予想されている。代表的なマイクロプロセッサはデータの入力／出力のために２５６〜５１２のコネクターピンまたはパッドを有することができる。刻時信号は１００個ものコネクターピンを通って装置を出るので、他の出力ピンのパルスに対する各々の刻時パルスの関係を知ることが肝要である。不規則なタイミングは、もし補正されなければ、半導体装置のエラーを生じさせ得る。タイミング信号が高い周波数である場合、データ及びクロック信号の固有ノイズ成分を分析し、可能であれば減少させることがますます重要になってくる。このノイズはジッタ、ワンダ、意図されていない変調、及び位相ノイズを含む幾つかの用語によって表現されている。ジッタは、本明細書ではこのようなノイズをこのように称するが、パルスストリーム、特に反復波形の不安定性に関係する。理想的には、反復パルスストリームは、各々の個々のパルスまたはサイクルが同じ幅または持続時間を有するという意味で、絶対的に安定しているべきである。ジッタは、おそらくピコセカンドでのこの理想からの逸脱を表わす。半導体装置及び他の高速アプリケーション内のクロック周波数が増大するにつれて、ジッタ成分がより明らかになる。高精細度ビデオグラフィックスチップでは、ジッタはビデオイメージのちらつきまたはジャンピングを生じさせ得る。ジッタはオーディオ装置においてグリッチを、またネットワークアプリケーションにおいては出力と入力のシリアルデータ間に不均衡を生じさせ得る。現在では、多くの半導体は、１つの出力ピンと他の出力ピンとの間に５００ピコセカンド（つまり、秒あたり５００トリリオン）以下のエラーしか許さないように設計されている。高精細度ビデオアプリケーションにおける許容差がより厳しくなっており、例えば、１００ピコセカンド程度になっている。従って、半導体装置の試作及び開発段階において、ジッタ及び他のタイミングアスペクトの測定が重大である。従って、本発明の目的は、データ及びクロック信号のノイズ成分をより正確に特徴付けるための装置及び方法を提供することである。別の目的は、測定システムによるジッタを減少させる方法で、ジッタを測定し、特徴付けるプロセスを提供することである。更に別の目的は、ノイズ周波数とエイリアシングにより検出された周波数との間の区別を改善する方法で、波形サンプリング用のシステムを提供することである。更に別の目的は、名目または平均サンプリング周波数の制限された変動、及び異なるサイクルスパンに対応するデータセットを形成するためのマルチサイクル持続時間の蓄積が、反復波形におけるジッタ成分のより高速でより正確な測定及び特性表示に導く、時間間隔の測定システムを提供することである。発明の要約これらの目的や他の目的を達成するために、反復波形における周期的ジッタを示す自己相関関数の特性を備えた関数を発生させるプロセスが提供され、該プロセスは：ａ．所定の“ｎ”（ｎは整数である）と関連する時間値セットを発生させるために、所定の“ｎ”に対して複数回、反復波形における一連の“ｎ” 連続周期の持続時間を計時する；ｂ．その時間値セットに対する変動値を決定する；ｃ．複数の異なる“ｎ”値に対してステップ（ａ）と（ｂ）を繰り返す；及びｄ． “ｎ”値の関数として変動値のアレイを発生させるステップを含む。時間値セットの１つは１つの周期、つまり、ｎ＝１である時の測定に基づくことができる。各々の時間値セットと関連する変動は以下の式に従って決定することができる：等しく、ｔ（Ｎ）はｉ＝１からｉ＝Ｍまでのシリーズにおける特定の測定に対する時間値に等しい。一例として、マルチサイクル時間値の各々のセットは１００回の個々の時間測定で構成され、“ｎ”の１，０００の値の範囲に亘って提供されてよく、セットは１サイクルで始まり、時間値の次の各々のセットのために、 “ｎ”の値を１だけ増分する。連続サイクルの時間測定は好ましくは、調査中の波形のジッタ成分に相関しない測定率に従って行われる。より好ましくは、測定率は平均または公称測定率付近でディザ化される。これは各々の時間値セットがより無作為の統計的サンプルを産することを保証し、変動の優れた測定を保証する。別の好ましい分析アプローチによれば、“ｎ”の関数として変動値を発生させることにより引き出される自己相関関数は、正のｎ値に基づく関数と同じ習性を提示する（−ｎ）の関数として変動を発生させるためにミラー化される。ミラー化された関数の２次微分を発生させ、それにウインド関数、例えば、三角関数を掛ける。次に、フーリエ変換を実施して、時間領域データを周波数領域データに変換する。その結果生じる関数の平方根を取り、周波数の関数としてジッタを与えることができる。本発明の別の態様は、角度変調信号における角度（位相または周波数）変調成分を特徴付けるプロセスであって：ａ．所定のｎ（ｎは整数である）と関連する測定された時間値セットを発生させるために、所定のｎに対する複数の時間の反復波形における一連の “ｎ”連続周期の持続時間を測定する；ｂ．測定された時間値セットについて、最大測定時間値と最小測定時間値間の差を示す範囲値を発生させる；ｃ．ｎの複数の異なる値に対してステップ（ａ）と（ｂ）を繰り返す；ｄ．ステップ（ｃ）で得られた複数の範囲値を使用して、ｎの値の関数として、値の範囲を表わす範囲アレイを発生させる；ｅ．ｎに関して範囲アレイを微分する；及びｆ．再配列されたアレイを提供するために、指定位置を中心にして対称的に微分された範囲アレイを再構成するステップを含む。適当なスケーリングで再配列されたアレイは、１８０度の位相のあいまいさを有する、変調波形の時間領域図であると解釈することができる。角度変調成分の更なる分解を以下の付加的なステップを通して達成する：ｇ．再配列されたアレイを積分してシミュレートされた範囲アレイを提供する；ｈ．シミュレートされたアレイをステップ（ｄ）から生じた範囲アレイと比較する；ｉ．ステップ（ｆ）から得られる再配列されたアレイの部分を選択的に逆転させる；及びｊ．シミュレートされた範囲アレイとステップ（ｄ）から生じた範囲アレイ間に、近接した対応が見い出されるまでステップ（ｇ）、（ｈ）及び（ｉ）を繰り返す。変動値に基づく前述の技術と比べて、範囲データに基づく変調信号特性の回復は更に複雑なアプローチである。同時に、範囲データは変動データには含まれていない位相情報を含むので、範囲に基づく情報は変調信号の更に詳細な再構成を提供することができる。本発明の別の態様は、角度変調信号における角度（位相または周波数）変調成分を特徴付けるプロセスであって：ａ．公称測定率を中心にして、公称測定率より高い最大測定率と公称測定率より低い最小測定率の間で変動する測定率で、多数回波形を測定するステップ；ｂ．前記測定に基づき、前記測定の各々の事象の間に波形の“ｎ”連続周期（“ｎ”は整数である）の持続時間を測定し、１つの時間値が各々の測定事象と関連する、時間値アレイを発生させるステップ；及びｃ．時間値アレイを処理して、周波数の関数として時間値アレイを発生させるステップを含む。周波数の関数として時間値アレイを発生させるための好ましいアプローチは、時間値の初期のアレイにフーリエ変換を適用することである。変化する測定率で波形を測定することに関連して、より確固とした平均化方法：すなわち、反復波形の一連の“ｎ”連続周期（ｎは２以上の整数である）の持続時間を測定し、多数の周期時間値を発生させ、次に多数の時間値をｎで割ることにより平均周期を決定する方法が提供される。器械ノイズを減少させるために使用される従来の平均化方法と比べて、少ない測定しか必要ではないので、多周期平均化アプローチは少しの時間しか必要としない。特に、平均を決定するために多くの１周期測定を平均化するという従来の平均化技術の下での要件とは反対に、本プロセスは１つの多周期時間値を発生させるために１回の測定しか必要としない。従来のアプローチでは、平均の標準偏差は各々のセットにおいて平均を発生させるために使用される測定数（１回のサイクルの各々）の平方根に比例して減少する。対照的に、一連の連続パルスの測定期間に従って平均を決定した場合、驚くべきことに平均の標準偏差は測定の周期数、つまり値ｎに比例して減少することが見い出された。このように、本発明によれば、固有ノイズまたはジッタがより素早く決定され、より正確に特徴付けられ、半導体回路またはその他の試験中の装置内のノイズ源の位置決めを容易にする。測定システムによる固有ノイズも減少し、測定精度の向上及び信頼性の向上が達成される。図面の説明上記及び他の特徴及び利点を更に認識するために、以下の詳細な説明及び図面を参照する。図１は本発明による波形分析のための測定システムの概略図である。図２は図１に示したシステムの一部を形成する時間間隔分析回路の概略図である。図３は前記回路により検出されるイベントのカウントを蓄積するために使用される、図２の回路の一部のより詳細な概略図である。図４は図２の回路が信号測定を行うために使用される、測定間隔を示すタイミング図である。図５は上記回路により測定される反復波形の線図である。図６は上記回路が時間間隔を測定する方法を示すタイミング図である。図７〜９は上記回路の耐エイリアシング特徴を示す周波数領域グラフである。図１０〜１５は周波数領域内のジッタの可視表示を発生させるために、回路の使用の様々な段階を示す。図１６〜１９は蓄積された範囲データに基づいて、周波数変調信号の変調波を再構成するための、回路の使用を示している。好適実施形態の詳細な説明次に図面を参照して、図１に装置１８、例えば半導体チップを通して伝播する信号を測定するための時間測定システム１６が示されている。該システムは、伝送線路２２を通して装置１８に接続され、装置に対して一連のパルスを提供する、ＨＰ８１１０Ａパルス発生器等の信号源２０を含む。パルスは装置を通って伝播し、伝送線路２４を介して時間間隔分析器具２６、例えば、Wavecrest Corpor ation（ウエーブクレスト社）から入手できるＤＴＳ２０７５ディジタルタイミングシステムに提供される。器具２６は更に伝送線路２８を介して信号源２０から直接パルス列を受信する。器具２６はパルス列を受信するために２つのチャンネルを有する。器具に対する入力は“ＣＨ１”、“ＣＨ２”とラベル付けされており、信号源２０と装置１８からの各々の出力を受信するための別々のチャンネルを示す。この構成では、器具２６は装置１８を通した信号の伝播時間を決定するために使用することができる。関係する試験に応じて装置１８と分析器２６とを接続するために、種々の代替オプションを使用することができる。例えば、装置のデータ出力とクロック出力をチャンネル１と２に各々接続し、これらの出力間の正確なタイミング関係を決定することができる。装置１８を通る２つの理想的には平行するデータ路を異なるチャンネルに接続して、スキューを決定してもよい。本開示では、最も重要な関係は、１つのチャンネルを使用して１つの通路に沿ったパルスストリームを分析し、クロック信号または他の反復波形を研究するための、１つのチャンネルと装置との接続である。この場合、タイミングエラーまたは固有ノイズ、つまり全てのパルスまたはサイクルが同じ周期を有する理想的な、絶対的に安定したパルスからの、実際のパルスの逸脱を表わすジッタのために、波形を試験する。図２は時間間隔分析器具２６内の回路の概略図である。回路は、本出願の譲受人に譲渡され、ここに引用して本明細書の一部として組み込まれる米国特許第４，９０８，７８４号（Box）において論じられている原則に従って、時間間隔を測定する。より詳細には、各々の時間間隔はランプ開始、ランプ停止、及びランプ開始とランプ停止の中間にあるカウントの整数で構成される。各々のランプ開始／停止はカウントの端数を組み込むことができる。図２の回路は４つの高周波数コンパレータ（コンパレータ増幅器）を含み、コンパレータ３０、３２がチャンネル１の入力を受信し、一対のコンパレータ３４、３６がチャンネル２の入力を受信する。一定の電圧源３８がコンパレータ３０と３４に基準電圧入力を提供する一方、一定の電圧源４０がコンパレータ３２と３６に停止基準電圧を提供する。各コンパレータに対する連合する基準電圧が、パルスまたは周期の各々の入り遷移を認識するためのしきい値を提供する。各々のコンパレータは電圧しきい値を横切るチャンネル入力に反応して出力を発生させる。各々のコンパレータ３０〜３６はその出力をチャンネル／エッジ選択論理回路４２に提供する。論理回路４２は測定目的に応じて、源（つまりチャンネル）を選択する。周波数、パルス幅及び周期等の測定は、１つのチャンネルだけの出力しか必要としない一方、伝播遅延の測定は通常２つの異なる信号の比較を必要とする。更に、論理回路４２は全ての関係するタイミングエッジが次の段階に送られることを保証する。論理回路４２の出力は、開始カウンタ４４と実質的に同じ停止カウンタ４６に差を付けて提供される。開始カウンタ４４は図３により詳細に示されている。カウンタ４４は選択論理回路４２からの微分開始入力（信号エッジ）を受信するプリスケーラ４８を含む。カウンタはイネーブル入力５０、即ちイネーブルコマンドが入力信号と同期化されることを保証するために接続されるマイクロコンピュータ５２からの測定コマンドを受信する。１ビットカウンタを提供するプリスケーラは、位相選択／負荷制御回路５６を介して１６ビットのバイナリカウンタ５４にパルスを提供する。このように、プリスケーラ４８とカウンタ５４は組み合わせて、最大カウント１３１，０７２の１７ビットカウンタを提供する。バイナリカウンタ４８と５４には所定数Ｎの事件、例えば、パルスストリーム内のサイクルエッジの立上り等の補数（逆）がロードされる。従って、事件が認識されるが、Ｎ番目の事件が発生するまでは測定の開始等の適切な動作が取られない。Ｎ番目の事件で、カウンタ５４は測定フリップフロップを可能化して、タイミング回路６０（図２）の開始ランプ５６を初期化する。データ／アドレスバス６２がマイクロコンピュータ５２を回路４２、カウンタ４４、４６、及びタイミング回路６０に接続する。開始カウンタ４４のみを詳細に示したが、停止カウンタ４６も同じであり、カウンタ４４に関連して説明した成分の相対物である成分で構成される。トリガされた時、カウンタ４４と４６のフリップフロップは、その関連する開始ランプ回路５８と停止ランプ回路６４の一方に対して各々微分出力を提供する。ランプは、本出願の譲受人に譲渡され、本出願と同時に提出され、「線形ランプ発生回路を組み込む時間間隔測定システム」("Time Interval Measurement System Incorporating A Linear Ramp Generation Circuit")と題された、米国特許出願番号６０／０３９、６２４に詳細に説明されているように、非常に正確な測定を可能にする高度に線形の時間応答を示す。ランプ５８と６４のアナログ出力は各々のＡ／Ｄ変換器６６、６８に提供される。Ａ／Ｄ変換器とカウンタ７０のディジタル出力はプロセッサ５２に提供され、そこでディジタル値が時間測定値に変換される。タイミング回路６０は１００ＭＨｚの発振器７２により支配される。従って、各々のきめの粗いカウントの持続時間は１０ナノセカンドであり、開始／停止ランプが１０ナノセカンド間隔の端数を表わすことができる電圧を発生させる。このように、タイミング回路６０からマイクロプロセッサ５２に提供される各々の持続時間または時間値は、１０ナノセカンド間隔（きめの粗いカウント）の整数＋間隔（開始ランプ）の端数−間隔（停止カウント）の引きずり（trailing）の端数の合計である。時間値の保管を容易にし、それらを個々に識別できるようにし、また一連の連続サイクルを測定する場合に、例えば波形のサイクル数によって類別できるようにするために、マイクロプロセッサ５２は時間値を記憶するための多数のレジスタと、１台のアドレスレジスタ76を備えた記憶装置７４を含む。更にプロセッサ５２は、記憶装置に記憶された時間値に対して算術演算を行うために、記憶装置に接続される算術処理回路７８を含む。マイクロプロセッサは発振器７２とは独立して、マイクロプロセッサクロック８０によって支配される。図４に概略的に示すように、マイクロプロセッサ５２は、連続測定コマンド間に約２３マイクロセカンドの公称間隔に対して、約４３ｋＨｚの所定の公称測定率で、カウンタ４４、４６に対してイネーブル信号を発生させるようにプログラムされている。測定率は絶対的に一定であるとは限らない。むしろ、マイクロプロセッサ５２の内部回路のために、またマイクロプロセッサに対する入力がその内部タイミングと同期しないようにする異なるクロック７２、８０による支配のために、実際の測定率は４マイクロセカンドの範囲に亘って、公称測定率、例えば２３マイクロセカンド付近で無作為に変化する。この特徴の効用については後述する。図５は特にクロック信号８０における、反復波形を示している。クロック信号の各々の反復パルスは立上りエッジ８２を有する。従って、１つの立上りエッジ８２と次の立上りエッジ間の間隔を測定することによって、１つの周期の持続時間を決定することができる。図に示されているように、持続時間または時間値は２つ以上の周期を表わすことができる。多周期測定は、測定が含むことになっている周期数を示す整数“ｎ”で、カウンタ４４と４６の適切な方を設定することにより達成される。次に、（例えば）停止カウンタ４６が各々の立上りエッジ即ち「イベント」を感知するが、「Ｎ番目」のイベントが発生するまでは単にイベントのカウントを蓄積するだけであり、「Ｎ番目」のイベントが発生した時に停止動作が始動される。これはカウンタに対する「Ｎ番目のイベント上の腕」（"a rm on the Nth event"）指示として考えることができる。実際の間隔のタイミングはおそらく図６のタイミング線図から理解することができる。線８４は発振器７２からの時間ベースエッジ８６によって限定される分離した１０ナノセカンドの間隔を示す。線８８は開始イベント９０、例えばランプ回路５８へのパルス入力の上昇エッジを示す。電圧を表わす線９２で示されるように、開始イベントは経時的に線形（一定の傾斜）である電圧上昇を開始させ、開始イベントに続く２番目の時間ベースエッジ８６まで継続する。この場合、開始ランプの長さは１６．２５２ｎｓである。停止イベント９４が線９６に沿って示されている。停止イベントは線形である電圧上昇を開始させ、停止イベントの後、２番目の時間ベースエッジ８６で終了し、この場合合計で１１．３４１ｎｓとなる。きめの粗いなカウントは全サイクル数であり、開始ランプの端のサイクルで開始し、停止ランプの端のサイクルで終了する。従って、開始イベントから停止インベトまでの完全な間隔は、きめの粗いカウント＋開始ランプ間隔−停止ランプ間隔である。時間間隔分析器具２６はデータ信号とクロック信号のノイズ成分を分析するのに適している。本発明によれば、反復波形のジッタ成分をすばやく特徴付けるのみならず、測定システムによるジッタを減少させるためにも、開始カウンタ４４と停止カウンタ４６が使用される。周波数領域内の信号に関する変調領域情報を正確に描写する自己相関関数の特性を有する関数を発生させる際に、カウンタ４４、カウンタ４６またはその両方を使用することができる。自己相関技術の第１ステップは、異なるスパンの範囲に亙る一連の“Ｎ”連続周期（Ｎの値）の持続時間を指定することである。各々のスパンを繰り返し測定して、各々のスパンに対する統計的な分布を発生させる。例えば、１，０００スパンを選択すると、各スパン測定が１００回（つまり、Ｍ＝１００）実施される。その結果、各Ｎ値に対して個々に提供される時間値の分布を生じる。持続時間または時間値ｔの変動が上記の式（１）に従って発生する。やはりここでも、ＭがＮサイクルのスパンから取られた測定数であり；ｔ(Ｎ)がスパンのＭ回の個々の均である。本例では、１００回の測定またはｔの値がある。この場合、波形の１つの周期の初期スパンから１，０００周期の最終スパンまでＮを増分することによって、このステップを各々のＮ値のために繰り返す。その結果、変動値のアレイを生じ、１アレイが各々のＮ値と関連する。この手順が成功するか否かは、各スパンまたはＮ値に対する変動の確かな推算を達成する能力に大部分依存し、それは次に各スパンに対して無作為の統計サンプルを発生させる能力に依存する。ディザ化した測定率がこの点に関して特に好都合であることが見い出された。図２において、マイクロプロセッサに対して未処理の測定値を提供するマイクロプロセッサ５２とタイミング回路６０が異なるクロックによって支配されることに注目した。この事実、及びマイクロプロセッサ５２の内部成分が、上述のように、公称２３マイクロセカンドの間に、連続イネーブル信号間の間隔が公称間隔の付近で変動し、４マイクロセカンド範囲の間隔（図４を参照）を提供するように測定率を変動させる。変化した測定率はより無作為の統計サンプルに導く。この場合のディザ化は関係する成分から、またそれらが接続される方法から生じるが、所望であれば、無作為の数の発生器または他の補助成分を付加して、測定率の変動可能性を増大させることもできるであろう。このように、自己相関関数を発生させる初期ステップは、多数の時間測定セットを、Ｎサイクルの多くの異なるスパンの各々に対して１セットを発生させることを含む。その結果は、Ｎの関数としての一組の変動値であり、それはＮ＝１からＮ＝６４までの範囲の６４組の値の場合についての図１０に示すようにグラフ的に表わすことができる。変動（−Ｎ）は変動（Ｎ）に等しい。換言すれば、自己相関関数は０を中心に対称的である。この特性は変動対Ｎ関数を０を中心に「ミラー化」させ（"mirro red"）、１２９点に及ぶ関数またはＮ値を、つまり、初期の数の２倍＋０に対応する点を生じることを可能化する。これはデータに適用されるフーリエ変換の周波数分解能を増大させる。その結果が図１１に示されている。次に、１クロック周期に対して発生されるフーリエ変換表示の大きさを正規化するために、２次微分が図１１に示した関数に対して適用される。その結果が図１２に見られ、１２７のＮ値が残るように、微分により２点が取り除かれている。例えば、多数のクロック周期に対する表示の大きさを正規化するために、その他の正規化関数も使用することができる。次に、図１２のデータにウインド関数、例えば図１３に示すような三角ウインドを掛ける。代替タイプのウインド関数、例えば、矩型、カイザー-ベッセル、ガウス、ハミング、ブラックマン、及びハニング等も使用することができる。この掛け算の結果が図１４に示されている。次に、図１４に示したデータに対して離散フーリエ変換を実施し、時間領域データを周波数領域データに変換する。離散フーリエ変換の前に、データに対してゼロパディングステップを適用し、結果的に生じる表示の周波数分解及び大きさの精度を改良してもよい。周波数領域の大きさを（２乗された秒ではなく）秒単位に調節するには、平方根関数を適用する。無作為ジッタに対しては、離散フーリエ変換を合計し、その平方根を取り、無作為ジッタの１Σの評価を生じさせる。周期的ジッタの場合に戻って、上述のように、図１４のデータを操作した結果が図１５に示されており、それはクロック信号の１周期に亘って、周期的ジッタに対して秒ピークの０ｄＢ最大レベルを有する。主ローブとサイドリジェクションの幅は使用される特定のウインドと共に変化する。本発明の別の態様によれば、時間測定の変動に基づき周波数成分を特定する前述のアプローチの代替案として、周期的ジッタまたは他の周期的角度変調波形を、時間測定の範囲に基づいて再構成することができる。初期にはこの２つの手順は同じである。各々が、異なるサイクルスパンに対応してデータセットを発生させるために、多数の異なるスパンまたはＮ値において多数の測定を行うことを含む。しかし、この手順は変動データではなく範囲データを含む。特に、反復波形における“Ｎ”連続サイクルの持続時間を測定する。これを特定のＮ値のために多数回、例えば１００回繰り返す。その結果生じた測定された時間値セットに対して、最大測定時間から最小測定時間を引くことによって範囲が見い出される。このプロセスをＮ値の範囲に対して繰り返す。ここでもＮは整数である。例えば、図１６がＮ＝１からＮ＝２５０までの範囲に対して、Ｎの関数としての範囲値を示している。次に、範囲値のアレイを微分する。範囲アレイ対ＮデータをＡ［Ｎ］と表わすと、微分はアレイＢ［Ｎ］（Ｂ［Ｎ］＝Ａ［ｎ＋１］−Ａ［ｎ］）の発生を含む。微分されたアレイは指定された中央位置を中心に対称的に構成され、こうしてアレイを整理する。これは新しいデータアレイＣ［Ｎ］（Ｃ［Ｎ／２＋整数（（ｎ＋１）／２）^*（−１ⁿ）］＝Ｂ［ｎ］）を発生させることにより達成される。その結果が図１７に示されている。このアレイ（適切なスケーリングを伴う）は１８０度の位相のあいまいさを備えた変調波形の時間領域図として解釈することができる。アレイＣ［Ｎ］内のデータの適当な位相を特定するために、次のステップはアレイＣ［Ｎ］が変調信号を表わすという仮定に基づいて、アレイＤ［Ｎ］を発生させることである。Ｃ［Ｎ］アレイ内の“ｐ”の隣接する成分の合計の最大値と最小値を見つけ出し、最大値から最小値を減算し、絶対値を取ることによって、データアレイＤ［Ｎ］の各々の成分Ｄ_pを発生させることができる。このようなアレイが図１８に示されている。例えばＲＭＳ差を使用して、アレイＤ［Ｎ］を図１６に示した元のアレイＡ［Ｎ］と比較する。次に、アレイＣ［Ｎ］を選択的に反転する、つまり選択された範囲に−１を掛ける。修正されたアレイＣ［Ｎ］に基づいて、新しいアレイＤ［Ｎ］を発生させ、アレイＡ［Ｎ］と比較し、選択的反転の異なるセットをアレイＣ［Ｎ］内のデータに適用する。アレイＡ［Ｎ］に対する道理的な対応が達成されるまで、このプロセス（つまり、発生、比較、反転）を繰り返す。アレイＣ［Ｎ］内の可能な反転境界を決定するための１つの好ましいアプローチは、関数Ｂ［Ｎ］において負‐正の遷移に関連する値を特定することである。前述の手順は変動データを含む手順より複雑である。しかしながら、変動データとは異なり、範囲データは位相情報を一部保持するので、変調信号のより詳細な再構成を提供するために使用することができる。更に本発明によれば、時間測定システム１６は低周波ジッタ、つまり、システムの測定率より低い周波数を有するジッタを特徴付けるために有用な技術を与える。ディザ化した測定率はエイリアシングの結果から真のジッタ周波数成分を区別する能力を提供する。この特徴に関連して、図７は周波数の関数としての変調信号振幅を示すチャートであり、ナイキスト周波数１０２の対向する側の２つの周波数成分９８、１００、つまり測定率の１／２を示している。図８は図７に示した事件が如何にして一定の測定率を有するシステムにおいて測定されるかを示している。特に、信号９８は図７の同じ成分の真の測定を表わす。しかしながら、「信号」１０４は図７の成分１００によるエイリアシングの結果を表わしている。一例として、成分１００が１０７ｋＨｚであり、測定率が１００ｋＨｚである場合、測定により図８では７ｋＨｚの成分の偽の指示が得られる。しかしながら、測定率を平均または公称測定率付近で動揺させ、公称測定率を含む範囲に亘って無作為に変動させた場合、エイリアシングの結果の影響がかなり減少する。次に、反復波形のＮサイクルの所定のスパンから多数の測定を行い、連続示度としてグラフ表示した場合、データに対して離散フーリエ変換を実施して、図９に示すように、周波数の関数として変調信号振幅のグラフを発生させることができる。ディザ化した測定率を使用する場合、図９において１０６で示される真の成分が周波数の狭い幅に亘ってわずかに広げられる。対照的に、エイリアシングの結果の測定された周波数は、１０８で示すように、周波数のはるかに幅広い範囲に亘って広げられる。真の信号はそれらの狭い方の幅によって区別される。システムの別の顕著な特徴は、測定エラー、つまり試験中の装置ではなく測定システム自体によるジッタを減少させるために使用できる、より確固とした平均化技術を提供することである。器具ノイズを減少させる基準方法は、多数の１周期測定を平均化することである。平均の標準エラーによって表示できるエラーは１／√Ｍに比例し、式中、Ｍは１周期測定の数である。平均の標準エラーを１／２だけ減少させるために、測定数を４倍にしなければならない。本発明によれば、器具ノイズは個々の周期を測定することによって決定されるのではない。そうではなく、各々のスパンが所定数Ｎの周期を含む、周期の「スパン」の時間を測定し、その結果をＮで割ることによって平均が決定される。数Ｎは、特定の測定を終了する前に、繰り返し波形の“Ｎ”サイクルを蓄積するために、カウンタ４４及び４６の一方に対する入力によって決定される。これは特定のカウンタへの「Ｎ番目のイベントの腕」入力として考えることができる。例えば、測定を支配する「イベント」がパルスストリームのパルスまたは周期の立上りエッジであると仮定すると、カウンタは測定を始動させる初期イベントの後、各々のイベントを認識する。Ｎ−１を通る各々のイベントは関係するカウンタを蓄積する（または減じる）点に対してのみ認識される。最後の、またはＮ番目のイベントが特定の測定を停止する。実際には、Ｎの典型的な値は１，０００にも達する。このアプローチの顕著な特徴は、平均の標準エラーが値Ｎに正比例して減少することである。従って、従来のアプローチではサンプル数Ｍに対して必要であったＮを４倍にするのではなく、２倍にすることにより標準エラーを減少させることができる。手短に言えば、関係式２０^*ｌｏｇ₁₀（Ｎ）により、１より大きなＮ値の全てがノイズを減少させる。例えば、Ｎが１，０００に等しい場合、器具ノイズは６０ｄＢだけ減少する。このように、本発明によれば、反復波形のノイズ成分がよりすばやく決定され、より正確に特徴付けられる。試験中の装置のより確実な測定のために、測定システムによるノイズをかなり減少させる。変化する測定率を使用して、エイリアシングの結果の影響を減少させ、周期スパンの範囲に亙る変動値の確実な発生のために、無作為の統計的サンプリングを提供する。その結果、半導体チップ及びその他の高周波装置をより正確に試験することができ、製品の性能改善のために、故障を容易に特定し除去することができる。高速フーリエ変換、自己相関、自己相関関数への離散フーリエ変換の適用（ブラックマン‐タッキー方法として知られる）、エイリアシング、ウインド乗法、及びパディングを含む、本明細書において説明した特定の概念に関する詳細な情報については、１９９３年にAddison-Wesley Publishing,Inc.により発行された、EfeachorとJervis共著の“Digital Signal Processing:A Practical Approach ”（ディジタル信号処理：実際的なアプローチ）のテキストを参照した。アラン変動として知られる、ジッタの自己相関関数を作成する関連技術は、National B ureau of Standards（１９７４）、“Time and Frequency:Therory and Fundame ntals”（時間と周波数：理論と原則）（Byron E．Blair，Ed.）に記載されている。ここで説明した手順を支持する数学式は、参照してここに組み込まれる、上記において参照した仮出願番号第６０／０３９，６２４号に見い出される。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者アルサンド，スティーブン・エイチアメリカ合衆国55434ミネソタ州ブレイン、ワンハンドレッドトゥエンティシックスス・アベニュー・ノースイースト912番 (72)発明者キムサル，クリストファーアメリカ合衆国55317ミネソタ州チャンハッセン、ダービー・ドライブ7040番 (72)発明者エミネス，マーク・ジェイアメリカ合衆国55405ミネソタ州ミネアポリス、ウエスト25 １／２ストリート・ナンバー５、1316番

Claims

【特許請求の範囲】１．反復波形における周期的ジッタを示す自己相関関数の特性を備えた関数を発生させるプロセスであって、前記プロセスは：ａ．所定の“ｎ”（ｎは整数である）と関連する時間値セットを発生させるために、所定の“ｎ”に対して複数回、反復波形における一連の“ｎ” 連続周期の持続時間を測定するステップ；ｂ．その時間値セットに対する変動値を決定するステップ；ｃ．複数の異なるｎ値に対してステップ（ａ）と（ｂ）を繰り返すステップ；及びｄ． “ｎ”値の関数として変動値のアレイを発生させるステップを含むことを特徴とするプロセス。２．複数の異なるｎ値に対してステップ（ａ）と（ｂ）を繰り返す前記ステップは、ｎ値の所定の範囲を通じて１つの付加的な周期だけｎ値を増分することを含んでなる、請求項１に記載のプロセス。３．前記タイミングはディザ化した測定率で波形の連続周期の測定を含んでなる、請求項１に記載のプロセス。４．請求項１に記載のプロセスであって：前記タイミングは、各々の所定のＮと関連するマルチサイクルの時間値セットの発生を含み、また変動の決定は、各々のＮに関連して、以下の式の適用を含む：式中、Ｍは該セットにおける時間値の数であり；ｔ(Ｎ)は１からＭまでのシリーである。５．更に：ｅ．Ｎの関数として、変動値のアレイに正規化関数を適用するステップ；ｆ．ウインドアレイを発生させるために、ステップｅの結果に所定のウインド関数を掛けるステップ；及びｇ．ウインド表示されたアレイにフーリエ変換を実施するステップを含む、請求項１に記載のプロセス。６．フーリエ変換の実施は平方根関数を適用して、２乗された秒ではなく、秒の項で結果的に生じる関数を産することを含む、請求項５に記載のプロセス。７．正規化関数の適用ステップは、変動値アレイの２次微分の発生を含んでなる、請求項５に記載のプロセス。８．更に： −ｎの関数として変動値アレイを発生させ、ｎ及び−ｎの値の関数として変動値の反映されたアレイを作り出すステップを含み、正規化関数の適用ステップは、反映されたアレイに正規化関数を適用することを含んでなる、請求項５に記載のプロセス。９．角度変調信号内の角度変調成分を特徴付けるプロセスであって、最大測定率と最小測定率の間で、公称測定率を中心に変動する測定率で多数回波形を測定するステップ；前記測定に基づき、前記測定の各々の事変の間に波形の“ｎ”連続周期（ｎは整数である）の持続時間を指定し、１つの時間値が各々の測定事象と関連する、時間値アレイを提供するステップ；及び時間値アレイを処理して、周波数の関数として時間値アレイを発生させるステップを含むことを特徴とするプロセス。１０．前記アレイの処理は時間値アレイに対してフーリエ変換を適用することを含んでなる、請求項９に記載のプロセス。１１．測定器具ノイズを減少させるための平均化プロセスは：波形の“ｎ”連続周期（ｎは２以上の整数）の持続時間を測定するために波形のタイミングを指定し、多周期の時間値を発生させるステップ；及び多周期の時間値をｎで割ることによって、平均周期を決定するステップを含んでなることを特徴とする平均化プロセス。１２．前記波形のタイミング指定は、公称測定率を中心にして、公称率より高い最大測定率と公称率より低い最小測定率の間で変動する測定率で波形を測定することを含んでなる、請求項１１に記載のプロセス。１３．角度変調信号における角度変調成分を特徴付けるプロセスであって：（ａ）所定のｎ（ｎは整数である）と関連する測定された時間値セットを発生させるために、所定のｎに対する複数の時間の反復波形における一連の“ｎ”連続周期のタイミングを測定するステップ；（ｂ）測定された時間値セットのために、最大測定時間値と最小測定時間値間の差を示す範囲値を発生させるステップ；（ｃ）複数の異なるｎの値に対してステップ（ａ）と（ｂ）を繰り返すステップ；（ｄ）ステップ（ｃ）で得られた範囲値を使用して、ｎの値の関数として、値の範囲を表わす範囲アレイを発生させるステップ；（ｅ）ｎに対して範囲アレイを微分するステップ；及び（ｆ）再配列されたアレイを提供するために、指定位置を中心にして対称的に微分された範囲アレイを再構成するステップを含むことを特徴とするプロセス。１４．更に：（ｇ）再配列されたアレイを積分してシミュレートされた範囲アレイを提供するステップ；（ｈ）シミュレートされたアレイをステップ（ｄ）から生じた範囲アレイと比較するステップ；（ｉ）ステップ（ｆ）から生じた再配列されたアレイの部分を選択的に逆転させるステップ；及び（ｊ）シミュレートされた範囲アレイと初期の範囲アレイ間に近接した対応が見い出されるまでステップ（ｇ）、（ｈ）及び（ｉ）を繰り返すステップを含む、請求項１３に記載のプロセス。１５．反復波形内の周期的ジッタを表わす自己相関関数を発生させる装置であって：値Ｎと関連する（Ｎは整数である）時間値を提供するために、反復波形における一連の“Ｎ”連続周期の持続時間を指定するための信号タイミング回路と；異なる周期スパンと関連する異なる持続時間のタイミングを容易にするために、数Ｎを制御可能に変更するためのスパン選択論理回路と；各々のセットがＮの異なる値と関連する多数の時間値を含む、多数のセットの時間値を記憶するための記憶装置と；各々の変動値が１つのセットと関連し、関連するセット内のデータに基づいて発生される、多数の変動値を決定するための処理回路と；Ｎの値の関数として、変動値のアレイを発生させるための関数発生回路とを含むことを特徴とする装置。１６．選択論理回路が、波形における一連の連続サイクルのうち各々のサイクルを認識し、以前に記憶されているＮの値に応じて、測定が波形のＮサイクルを包含するように、測定を終了させるカウンタを含む、請求項１５に記載の装置。１７．タイミング回路が、サイクルの整数、サイクルの端数値を登録するための開始ランプ、及びサイクルの端数を測定するための終了ランプを蓄積するカウンタと、ランプとカウントを組み合わせて時間値を生じるための回路とを含む、請求項１５に記載の装置。１８．低周波ジッタを測定する装置であって：最大率と最小率の間で、名目測定率を中心にして変動する実際の測定率で、波形のタイミング測定を開始させる測定開始回路；測定事変の間に、波形の一連の“ｎ”連続周期（ｎは２以上の整数）の持続時間を測定するために測定開始回路に反応して操作し、多周期の時間値を発生させる波形測定回路；及び平均の単周期時間値を発生させるために、多周期の時間値をｎで割るための処理回路とを含むことを特徴とする装置。１９．更に、複数の異なるｎ値を包含する前記測定の多数事象により提供される多数の時間値を記憶する記憶装置と、１セットが異なるｎ値の各々と関連する、複数のセットに時間値を配置する手段とを含む、請求項１８に記載の装置。２０．更に、異なるセット内の時間値に対して個々に算術演算を実施するために、前記記憶装置と機能的に連合する算術処理回路を含む、請求項１９に記載の装置。