JP2001510554A - トランスデューサの変量を調整するピエゾ抵抗圧力トランスデューサ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 超小型ピエゾ抵抗圧力トランスデューサ（１２）は第１（ＲＡ）および第２（ＲＢ）の可変抵抗素子を備える。回路（５１）はトランスデューサの可変抵抗素子に接続されており、抵抗値が分かっている第３（ＲＦ１）および第４（ＲＦ２）の固定抵抗素子を備える。第１（ＲＡ）及び第３（ＲＦ１）の素子は増幅器（６１）及びアナログデジタル変換器（４１）に接続され、第２（ＲＢ）及び第１（ＲＦ２）の素子は分離独立した増幅器（７６）およびアナログデジタル変換器（４２）に接続されている。従って、アナログデジタル変換器（４１、４２）は、圧力成分及び温度成分を有するデジタル電圧化された独立した出力を行う。アナログデジタル変換器（４１、４２）の出力に接続されたコンピュータ（４６）は、超小型圧力トランスデューサ（１２）によって測定された温度補償圧力値を供給するために、未知数としての可変抵抗素子と、残りの未知数としての圧力及び温度を含む一組の等式を解く際に、独立した抵抗素子としての抵抗値が未知の第１（ＲＡ）および第２（ＲＢ）の可変抵抗を求める。

Description

【発明の詳細な説明】 トランスデューサの変量を調整するピエゾ抵抗圧力トランスデューサ回路 この発明は、トランスデューサの変量を調整し、ダイナミックレンジへの要求 を低減したピエゾ抵抗圧力トランスデューサ回路に関するものである。 従来の圧力トランスデューサシステムは、ひずみゲージ型でもピエゾ抵抗型で あっても、典型的には均衡のとれたホイートストンブリッジ回路を２つの可変抵 抗素子および２つの固定抵抗素子の間に利用している。トランスデューサ自体は 、２つの可変抵抗素子のみ、あるいは、４つの抵抗素子から構成されていてもよ い。典型的には、抵抗素子は、圧力零における公称抵抗値に高精度に一致させる ために、製造工程中に調節される。抵抗素子は、個々の圧力抵抗特性に高精度で 一致するように調節される。典型的には、このような抵抗素子と共に利用される 電子回路は、ブリッジ回路の１つの出力回路に微少なオフセット電圧を加えるこ とにより、複数の固定抵抗のうちの１つの抵抗値に微調整を加えることが可能で ある。復調増幅された出力は、アナログデジタル変換器に供給される。このよう な回路において、増幅信号のダイナミックレンジは、アナログデジタル変換器の 入力に適合され、９ビットの分解能（５１２分の１）のみがアナログデジタル変 換器で十分な圧力分解能（この分解能は０−３００ｍｍＨｇ即ち０−３００ｍｍ Ｈｇの範囲では１ｍｍＨｇ以下であることが好ましく、人間の血圧を測定するの に必要とされるものである）を供給するために必要とされる。同時係属中の１９ ９４年９月２日出願の米国特許出願第０８／３００，４４５号に開示されたよう な超小型圧力センサの出現と共に、このような従来のホイートストン回路は、温 度上昇に連れて、圧力に対する不感性、抵抗値の可変性、温度に対する感度のよ うな様々な特性を同一にすることができず、圧力感度が温度上昇に反比例するこ とが判明しました。それゆえ、上述の変動を吸収し得る超小型圧力センサに用い る新たな改良された回路が必要である。 概して、この発明の目的はトランスデューサの変動を吸収するピエゾ抵抗圧力 トランスデューサ回路および方法を提供することである。 この発明の他の目的は、各可変抵抗器の抵抗値の変化による圧力成分と温度成 分を測定することを可能にする回路を提供することである。 この発明の他の目的は、上述の特性を有し、可変抵抗の差動測定と共に独立し た測定を可能にした回路とその方法を提供することである。 この発明の他の目的は、上述の特性を有し、ダイナミックレンジの低減を図っ た回路とその方法を提供することである。 この発明の他の目的は、上述の特性を有し、容易に入手できる安価な素子で構 成した回路とその方法を提供することである。 この発明の他の目的は、上述の特性を有し、抵抗の可変性を補償するためのコ ンピュータを用いる回路及びその方法を提供することである。 この発明の他の目的は、上述の特性を有し、トランスデューサの好ましくない 特性を即時に補償できる回路及びその方法を提供することである。 この発明の他の目的は、上述の特性を有し、コンピュータによって即時に発生 されるフィードバックによりダイナミックレンジへの要求を低減した回路及びそ の方法を提供することである。 この発明の付加的な目的および特徴は、添付の図面に沿って詳細に記載される 実施の形態の以下に記す詳細な説明によって明らかになるであろう。 図１は、この発明に係る改良されたブリッジ回路の構成を示すブロック図であ り、超小型圧力トランスデューサを含む。 図２は、この発明の他の改良されたブリッジ回路の構成を示すブロック図であ り、超小型圧力トランスデューサを含み、アナログデジタル変換器のダイナミッ クレンジへの要求が大幅に低減されている。 図３は、この発明のさらに他の改良されたブリッジ回路を示すブロック図であ り、図２に示す回路によって達成される結果を実現するための他の回路及び方法 を示すものである。 一般的に、この発明を組み込んだ回路は、第１及び第２の抵抗素子を有し、こ れらのいずれもが第１端および第２端を有する超小型ピエゾ抵抗圧力トランスデ ューサと共に用いるものである。このような回路は、第３及び第４の抵抗素子を 有し、これらのいずれもが第１端および第２端を有するものである。第１および 第２の抵抗素子の各第１端を接続する手段が備えられている。第１および第３の 抵抗素子の各第２端を接続する手段が備えられている。第２および第４の抵抗素 子の各第２端を接続する手段が備えられている。第３および第４の抵抗素子の各 第１端を接続する手段が備えられている。第３および第４の抵抗素子の各第１端 に接続された励磁手段が備えられている。入力端が第１および第３の抵抗素子の 各第２端に接続された第１の増幅手段が備えられている。入力端が第２および第 ４の抵抗素子の各第２端に接続された第２の増幅手段が備えられている。第１お よび第２のアナログデジタル変換器は、それぞれ第１及び第２の増幅手段の出力 端に接続されている。コンピュータ手段は、第１及び第２のアナログデジタル変 換器に接続され、第１及び第２の抵抗素子の可変性を考慮して即時に調整を行う ことにより、超小型ピエゾ抵抗圧力トランスデューサによって測定される圧力を 表わす出力を計算するように動作する。 さらに、特に図１に示すように、この発明の回路１１は超小型ピエゾ抵抗圧力 トランスデューサ１２と共に用いられている。この圧力トランスデューサ１２は 、１９９４年９月２日付け出願の同時係属中の第０８／３００，４４５号の出願 に記載された形式のものである。その記載にあるように、トランスデューサ１２ は、例えば直径が０．０１８インチ以下のガイドワイヤのような可撓性の長い素 子の末端に取り付けられるように大きさが設定されている。ガイドワイヤは、カ テーテルを用いた診断上や治療上の手続きに用いるものであり、カテーテルは例 えば血管形成過程において、ガイドワイヤとして用いられているものである。ピ エゾ抵抗トランスデューサは、ピエゾ抵抗トランスデューサを例えばシリコンの ような結晶体からなるダイアフラム構造の中に含める圧力センサアッセンブリの 中に配設されると共に、０．０１４インチのガイドワイヤ用には長さ１０５０ミ クロンで幅２５０ミクロンとし、０．０１８インチのガイドワイヤ用には幅を２ ５０から３５０ミクロンとし、厚さが５０ミクロンの金型を用いて組み立てられ る。第１及び第２の抵抗素子は、上記同時係属中の出願（１９９４年９月２８日 付出願の米国特許出願第０８／３００，４４５号）に記載したように、金型の中 に形成される。可変抵抗器ＲＡ、ＲＢで示されるこれら２つの可変抵抗器は、そ の第１端および第２端をそれぞれ１、２で表す。２つの可変抵抗器ＲＡ、ＲＢは 、フレキシブルシリコンダイアフラムに圧力を加えることによって一方の抵抗素 子の抵抗値が高めらると共に他方の抵抗素子の抵抗値が低められるようにフレキ シブルシリコンダイアフラム上に張設される。 この発明の回路設計によるピエゾ抵抗圧力トランスデューサの主な特性は、以下 に記すとおりである。 公称抵抗値、各抵抗器 ３５００Ω±１０００Ω 圧力感度（ＫＰ） １．２５Ω〜１５Ω／１０００Ω／１００ｍｍＨｇ 抵抗値の温度係数（Ｋｔ） ＋２８％±７．５％／１００℃ 圧力感度の温度係数（ＫＳ） −２０％±７．５％・１００℃ 抵抗期間の整合 なし 最適抵抗器消費電力（各抵抗器） ０．０３５〜０．０７ｍＷ 上記諸元に基づき、超小型ピエゾ抵抗トランスデューサの圧力に対する感度は 、最良の場合、あるいは最悪の場合、好ましくない温度感度特性のほぼ２０倍以 下である。 この発明において、トランスデューサの抵抗器ＲＡ、ＲＢにそれぞれかかる電 圧は、独立して測定されなければならない。これらの測定は、未知数Ｐ（圧力） およびＴ（温度）を含む２つの方程式を解くために重要である。トランスデュー サに関する他のパラメータは、公称抵抗値Ｒ１、感度成分ＫＰ、ＫＴおよびＫＳ であり、これらの値は分からなければならないものであり、製造工程における修 正段階で測定されるものである。 これを達成する回路は図１に示されており、２つの外部固定抵抗器ＲＦ１およ びＲＦ２を備え、これらの第１端及び第２端はそれぞれ１、２で示されている。 図１に示すように、導体１６で示す手段は、共に帰還線路を通じて接地された第 １及び第２の可変抵抗器ＲＡ、ＲＢの各第１端を接続するように配設されている 。導体１９で示す手段は、第１の可変抵抗器ＲＡの第２端と、第１固定抵抗器Ｒ Ｆ１の第２端とを接続して第１の接合を形成するように配設されている。導体２ １で示す手段は、第２の可変抵抗器ＲＢの第２端と、第２固定抵抗器ＲＦ２の第 ２端とを接続して第２の接合を形成するように配設されている。導体２３で示さ れる手段は、第１の固定抵抗器ＲＦ１の第１端と第２の固定抵抗器ＲＦ２の第２ 端を接合するように配設されると共に、励磁電圧源６に接続されている。第１の 独立増幅手段３１は、入力端が導体３２を通じて導体１９に接続され、出力３３ を出力するように配設されている。第２分離独立増幅手段３６は、導体３７によ って導体２１に接続された入力と、出力３８を備える。第１及び第２のアナログ デジタル変換器４１および４２は、増幅器３１および３６の出力３３および３８ にそれぞれ接続されている。図１に示すように、コンピュータ４６は通信リンク ４７を通じてアナログデジタル変換器４１、４２に接続され、アナログデジタル 変換器４１、４２から供給されるデジタル電圧を読みとって、これに基づいて、 トランスデューサ１２によって測定される圧力を演算する。コンピュータは、例 えば１６ビットマイクロプロセッサーを備えたものが好適である。 以上の説明から、２つの独立した増幅器３１、３６は、コンピュータ４６に接 続された２つの独立したアナログデジタル変換器に信号を供給するために用いら れている。これにより、２つの未知数を含む２つの重要な方程式を解くために必 要な情報を供給することができる。測定された各電圧は、圧力要素と温度要素で ある。これらの要素を独立に測定することにより、上述した２つのパラメータを 求めるために２つの重要な方程式を解くことが可能である。 ２つの電圧が測定されるやいなや、励磁電圧及び固定抵抗器ＲＦ１、ＲＦ２の 各値から可変抵抗器ＲＡ、ＲＢを演算することができる。これに伴い温度補償圧 力が演算される。トランスデューサのの抵抗値Ｒ（各抵抗に対するもの）は、較 正温度及び圧力における最初の抵抗値Ｒ１、供給圧力Ｐ、圧力感度Ｋｐ、温度Ｔ 、抵抗の熱係数ＫＴ、および圧力感度の熱係数ＫＳからなる６つのパラメータに 基づく式で表される。この方程式は Ｒ＝Ｒ１＋ＫＴ・Ｔ＋（ＫＰ・Ｐ）（１−ＫＳ・Ｔ） 上述の変数のうち、Ｐ、Ｔ以外は知ることができるが、２つの独立した抵抗値 （それぞれ独自のＲ１、ＫＴ、ＫＰ、およびＫＳに基づくもの）の測定が確認で きているので、ＲＡ、ＲＢに対する上述の２つの方程式は、ＰおよびＴについて 解かれる。これにより、２つの抵抗の一方及びそのパラメータに基づいてＰを、 また他方の抵抗についてＴを求めると以下のように表せる。 Ｐ＝［ＲＡ−Ｒ１(Ａ)−ＫＴ(Ａ)・Ｔ］／［ＫＰ(Ａ)−ＫＰ(Ａ)・ＫＳ(Ａ)・ Ｔ］ および Ｔ＝［ＲＢ−Ｒ１(Ｂ)−ＫＰ(Ｂ)・Ｐ］／［ＫＴ(Ｂ)−ＫＰ(Ｂ)・ＫＳ(Ｂ)・ Ｐ］ そして、Ｔに関する方程式はＰに関する方程式に置き換わる。Ｐに関する方程 式を解くことは、２次元方程式を解くことになり、その解は Ｐ＝［（ＤＥ＋ＢＦ−ＣＧ−ＡＨ）±｛（ＣＧ−ＤＥ＋ＡＨ−ＢＦ）²−４（ ＤＦ−ＣＨ）（ＢＥ−ＡＧ）｝^1/2］／［２（ＤＦ−ＣＨ）］ 上式においては、簡潔にするために以下の関係を用いている。 Ａ＝｛ＲＡ−Ｒ１（Ａ）｝Ｂ＝ＫＴ（Ａ） Ｃ＝ＫＰ（Ａ） Ｄ＝｛（ＫＰ（Ａ）・ＫＳ（Ａ）｝ Ｅ＝｛ＲＢ−Ｒ１（Ｂ）｝ Ｆ＝ＫＰ（Ｂ） Ｇ＝ＫＴ（Ｂ） Ｈ＝｛ＫＰ（Ｂ）・ＫＳ（Ｂ）｝ 以上から、超小型ピエゾ抵抗トランスデューサに対する温度補償圧力値がつき とめられる。しかしながら、これに加えて、上述の超小型ピエゾ抵抗トランスデ ューサで作動する実用的で安価な回路に関する必要性に応えるためには、上述の ピエゾ抵抗トランスデューサのダイナミックレンジ（最小及び最大信号の間の差 ）への要求を低減させる必要がある。例えば、同時係属中の出願（１９９４年９ 月２日付出願の米国特許出願第０８／３００，４４５号）に記載されたような特 性を有する超小型ピエゾ抵抗トランスデューサ１２を用いれば、０−３００ｍｍ Ｈｇの範囲における公称励磁電圧が１ボルトの低感度トランスデューサからの圧 力信号は、８３６μＶあるいは２．８μＶ／ｍｍＨｇと演算される。 必要とされる圧力及び電圧の範囲内における超小型ピエゾ抵抗トランスデュー サの特性の極点において発生される最大信号は約１９０ｍＶである（これらのほ とんどはトランスデューサの抵抗が公称の３５００Ωからずれすることによりも たらされるものである）。従って、１ｍｍＨｇという分解能を得るためには、最 小値である６８０００分の１（１９０ｍｖ／２．８μＶ）として演算することが 必要である。アナログデジタル変換器がこの信号をデジタル変換するために用い られているとすれば、正確に１７ビットが最小値となる。上述したような低感度 トランスデューサで使用できる一般的な回路を提供するためには、とても高価な ものとなる。多大な増幅が必要であるが、これはオフセット電圧をも増幅する。 十分なダイナミックレンジを有する増幅器を提供することは困難である。もし可 能であっても、非常に大きなオフセット電圧から圧力信号を求めるための大きな ダイナミックレンジを有するアナログデジタル変換器を提供することが必要であ る。図２は、アナログデジタル変換器のダイナミックレンジに関する上述のよう な困難さを解決した回路を示す図である。 図２に示す回路５１は、図１に示すものに類似したブリッジ構成を含んでおり 、トランスデューサ１２の中の可変抵抗器ＲＡ、ＲＢおよび外部の固定抵抗器Ｒ Ｆ１、ＲＦ２を備えるが、励磁電圧回路２６と共に、接続体２３が省かれている 。ブリッジ５２に供給される励磁電圧は分割されており、２つの独立したデジタ ルアナログ変換器５３、５４によって励磁が行われる。デジタルアナログ変換器 ５３は第１の固定抵抗ＲＦ１の第１端に接続され、デジタルアナログ変換器５４ は第２の固定抵抗ＲＦ２の第１端に接続されている。これらのデジタルアナログ 変換器５３、５４は、通信リンク５６を通じてコンピュータ４６によって制御さ れる。 独立増幅器３１に代わって、導体１９に接続された導体６２に１つの入力端が 接続された高入カインピーダンス差動増幅器６１が配設されている。他の入力端 は、導体６３によって、基準電圧源６８に接続された抵抗電圧分割ネットワーク ６６に接続されている。基準電圧源６８は、それ相応の電圧、例えば２．５００ ボルトを抵抗分割ネットワーク６６に供給すると共に、導体６９を通じてデジタ ルアナログ変換器５３に供給し、さらに、導体７１を通じてデジタルアナログ変 換器５４に供給する。抵抗分割ネットワーク６６は、共に接地７２に接続された 直列接続された抵抗Ｒ１及びＲ２から構成される。そして、それ相応の基準電圧 、例えば、０．５ボルトを差動増幅器６１の他の入力端に供給する。 同様に、差動増幅器７６は、独立増幅器３６に代わるものであり、その入力端 は導体７７を通じて導体２１に接続されている。差動増幅器の他の入力端は、導 体７８を通じて分割ネットワーク６６に接続され、それ相応の基準電圧として、 例えば０．５Ｖが分割ネットワーク６６から供給される。 各独立差動増幅器６１および７６は、例えば１０¹⁴Ωの非常に高い入力インピ ーダンスを供給するために２つのオペアンプを用いている。多くの製造者から並 のコストで提供されている低ノイズおよび低オフセット電圧を有する適当なオペ アンプは有益である。アナログデジタル変換器４１および４２は、２チャンネル 型のものでもよく、差動増幅器６１及び７６の出力を測定でき、デジタルアナロ グ変換器５３および５４で発生される励磁電圧を測定できる。これらの付加的な チャンネルは使用中の回路の自己診断や自己較正を行うことができる。 差動増幅器６１及び７２上述したような入力として、基準電圧源６８から供給 される基準電圧に応答して正確に発生された０．５ボルトのオフセット電圧有す る。このオフセット電圧は、トランスデューサ電圧から引き出されたものであり 、励磁電圧としての機能を有し、公称的にトランスデューサ電圧である０．５ボ ルトを得るためにコンピュータ４６によって制御されるデジタルアナログ変換器 ５３、５４によって正確に発生されるものである。従って、トランスデューサ１ ２がコンピュータ４６によって正確に設定され、公称温度あるいは公称圧力がト ランスデューサに供給されると、差動増幅器に対する各入力は０．５ボルトとな ると共に、その出力は０ボルトとなる。従って、差動増幅器６１及び７６の出力 端における信号は、トランスデューサ１２によって検出される圧力あるいは温度 のいずれかに依存するものである。温度が決定されるやいなや、コンピュータ４ ６は即時に励磁電圧を補償し、トランスデューサの温度成分を排除して、差動増 幅器６１及び７６の出力がトランスデューサ１２によって測定される圧力のみに よって表されるようにする。トランスデューサ１２のオフセットおよび温度電圧 成分を補償することにより、信号の圧力成分を非常に大きいゲインで増幅して用 いることができる。信号の圧力成分は、合成されたオフセットと温度電圧成分に 較べて数千倍も小さいため、これは非常に重要なことである。オフセット電圧お よび温度電圧成分の全てあるいはほとんど全てが大きく増幅される信号から予め 除かれることは、このような理由によるものである。 以上から、ブリッジの各線路を駆動するコンピュータ制御されたデジタルアナ ログ変換器５３および５４によって発生される独立励磁電圧を用いれば、コンピ ュータ４６は、各トランスデューサにおける公称抵抗値が分かっていれば、トラ ンスデューサ抵抗の理想抵抗値（３５００Ω）からのずれによるオフセットがキ ャンセルされるように励磁電圧を設定することができる。従って、公称圧力及び 公称温度においては、アナログデジタル変換器４１及び４２への入力電圧は本質 的に０ボルトである。このような場合、アナログデジタル変換器の入力は、温度 信号及び圧力信号のみに基づく結果としてのより小さいダイナミックレンジで分 解能に対する要求を満たすことができる。上述の例で用いた場合と同様のトラン スデューサ及び作動状況に対して、全ての入力ダイナミックレンジは４５ｍＶに まで低減される。さらに付加的な効果として、この発明では実際の抵抗の関数と しての励磁電圧を調整することにより、最悪の状況のトランスデューサの抵抗を 理想的なトランスデューサの抵抗に正規化するので、最悪の状況のトランスデュ ーサの実効感度は３．３５μＶ／ｍｍＨｇへ増加する。結果として、４倍の改善 よりもよい結果である分解能１３４００分の１（４５ｍＶ／３．３５μＶ）のみ が必要であり、１５ビットの能力のアナログデジタル変換器を作成すれば十分で ある。 図２に示すような回路において、コンピュータ４６は信号の温度成分を即時に 追跡することができ、連続的に励磁電圧を修正し、温度変化を補償することがで きる。この場合の出力ダイナミックレンジは、最も感度のよいトランスデューサ によって発生される圧力信号と同程度、即ち約１３ｍＶである。これは、分解能 ３９００分の１（１３ｍｖ／３．３５μＶ）に対する正確な測定のみを必要とす るものであり、１２ビットのアナログデジタル変換器によって測定でき、従来の 方法に較べてダイナミックレンジを１７倍以上も減少させることができる。 従って、図２に示す回路において、コンピュータ４６による補償が行われる。 初期抵抗値及び温度の関数として、トランスデューサ１２の各可変抵抗ＲＡ、Ｒ Ｂに対する励磁電圧を独立的に変化させて、公称トランスデューサ出力電圧を基 準電圧源６８から供給される固定増幅基準電圧に一致させている。 図３に示すように、固定トランスデューサ励磁電圧の結果生じるトランスデュ ーサのオフセット電圧に一致させるように、増幅基準電圧を変化させることによ って補償が行われる。これを達成するために、基準電圧源６８から供給される基 準電圧は、通信リンク５６を通じてコンピュータ４６によって制御されるデジタ ルアナログ変換器５３及び５４に供給される。デジタルアナログ変換器５３及び ５４の出力８１及び８２は差動増幅器６１及び７６の基準入力端に接続され、こ れらに入力される基準電圧を個々に変化させている。各差動増幅器に供給される 基準電圧は、トランスデューサ１２の瞬時のオフセット成分および温度成分に一 致するように調整され、差動増幅器から信号の圧力成分のみが増幅されて出力さ れる。アナログデジタル変換の分解能の要求は、図２に示す回路と同様のものと なる。従って、図２及び図３におけるコンピュータ４６は、２つのアナログデジ タル変換器４１及び４２でデジタル変換された電圧を読取り、これらの情報に基 づいて圧力と温度を演算する。図２及び図３に示す回路においても、コンピュー タ４６はフィードバック制御を行い、トランスデューサ１２の公称抵抗値及び温 度特性からのずれを補償する。 以上より、信号のダイナミックレンジの低減するために補償技術を利用した、 トランスデューサの変動を吸収するピエゾ抵抗トランスデューサ回路および方法 が提供される。これにより、増幅器やアナログデジタル変換器に供給される信号 のダイナミックレンジを低減してコンピュータに可変抵抗素子の可変性を補償さ せ、その結果、コンピュータに可変抵抗素子への温度の影響を補償させている。 この発明によれば、劇的に低減されたダイナミックレンジの要求により安価な増 幅器及びアナログデジタル変換器を提供することもさらに可能である。この発明 は、より大きな感度を有する従来のトランスデューサ抵抗と比較して、圧力に対 する感度の良くないトランスデューサ抵抗の利用を可能にし、即ち、感度が水銀 柱１００ｍｍ当たり１．２〜１５Ω／１０００Ω（これは従来のより大きな圧力 トランスデューサと比較して一桁小さい値である）の圧力トランスデューサの使 用を可能にする。この発明の抵抗トランスデューサ素子は、正確な最終値に調整 することが不可能ではないにしろ、困難である構造を有している。例えば、この ような抵抗素子は、公称抵抗値として３５００Ωを有しているが、圧力が印加さ れていない状況において２５００〜４５００Ω、即ちほぼ±３３％で変化し得る 製造誤差を有している。このような抵抗素子は温度に対しても非常に敏感であり 、また各抵抗素子は１００℃の温度変化により、抵抗値を３５％も増大させるこ ともあり得る。この発明は、上述の抵抗素子のさらに他の特性、即ち温度上昇に 伴い圧力感度が減少することも克服している。圧力感度の減少は１００度の温度 変化で２７％にもなることが分かった。この発明においては、このような超小型 ピエゾ抵抗素子の好ましくない全ての特徴は改善されている。 超小型ピエゾ抵抗圧力トランスデューサの諸問題を解決することにより、圧力 を供給することが可能であり、例えば外径が０．０１８インチ以下、とりわけ０ ．０１４インチのガイドワイヤの末端で圧力測定を行うことができる。従って、 ガイドワイヤの端部に担持された超音波トランスデューサによるドップラー速度 測定を行う際に、本願を利用すると共に補完速度及び圧力情報を与えることによ り圧力測定を行うことも可能であり、これは冠状動脈症の治療に非常に価値があ る。この発明においては、患者の血管の中の病変部による圧力変動をつかむこと が可能である。仮に病変部の両側で重大な圧力傾斜があるとすると、これは外科 医に対して重大な血行障害が発生していることを示している。ガイドワイヤ中に おいて、超音波ドップラートランスデューサはガイドワイヤの先端から前方を見 るために、その末端に配設することもできる。この発明に係る圧力トランスデュ ーサは、超音波トランスデューサの近傍に近接配置して、ガイドワイヤ先端部で 障害部を繰り返し横切ることなく、血管形成過程において狭窄部の向こう側の速 度を測定し、その後障害部の手前側及び向こう側で圧力測定を行うためにガイド ワイヤを遠隔位置および近傍位置で操作することにより、障害部を跨いで圧力傾 斜を測定することができる。ガイドワイヤの先端は常に障害部の向こう側に配置 される。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．それぞれ第１端及び第２端を有する第１及び第２の可変抵抗素子を有し、 水銀柱で１００ｍｍ当たり１．２〜１５Ω／１０００Ωの範囲の圧力感度を有す ることを特徴とする超小型ピエゾ抵抗圧力トランスデューサと、上記トランスデ ューサの第１及び第２の可変抵抗素子に接続される回路であって、該回路は既知 の抵抗値を有する上記トランスデューサの外部の第３及び第４の固定抵抗素子を 有し、各固定抵抗素子が第１端及び第２端を有する回路と、上記第１及び第２の 抵抗素子の各第１端を接続する手段と、上記第１及び第３の抵抗素子の各第２端 を接続し、第１の接合を形成する手段と、上記第２及び第４の抵抗素子の各第２ 端を接続し、第２の接合を形成する手段と、上記第３及び第４の抵抗素子の各第 １端を励磁する手段と、上記第１及び第３の抵抗素子の各第２端を接続する手段 に接続された入力端を有する第１の増幅手段と、上記第２及び第４の抵抗素子の 各第２端を接続する手段に接続された入力端を有する第２増幅手段と、上記第１ の増幅手段の出力端に接続された入力端を有する第１のアナログデジタル変換手 段と、上記第２の増幅手段の出力端に接続された入力端を有する第２のアナログ デジタル変換手段と、上記第１及び第２のアナログデジタル変換器の出力端に接 続され、上記第１及び第２の可変抵抗素子を未知数とすると共に、上記超小型圧 力トランスデューサによって測定される温度補償された圧力値を供給するための 圧力及び温度を残りの未知数とした一組の等式を解く際に、独立した可変抵抗素 子としての上記第１及び第２の可変抵抗素子の未知の抵抗値を求めるためのコン ピュータ手段とを備え、上記各第１及び第２のアナログデジタル変換手段は、圧 力成分及び温度成分を有するデジタル変換された電圧を出力する出力端を有する 、生体内部の圧力測定を行うために圧力トランスデューサ変量を調整する圧力ト ランスデューサ回路。 ２．上記第１及び第２の抵抗素子は、公称抵抗値からのずれを含む独立した好 ましくない特性と、上記第１及び第２の増幅手段の入力端におけるオフセット電 圧を生じさせる温度特性とを有し、上記回路は、さらに、第３及び第４の固定抵 抗素子を通じて上記トランスデューサの第１及び第２の可変抵抗素子に接続され た上記コンピュータによって制御されて、上記トランスデューサの第１及び第２ 可変抵抗素子の抵抗特性及び温度特性から生じるオフセット電圧を補償するフィ ードバック制御手段を有する請求項１に記載の回路。 ３．上記第３及び第４の抵抗素子の第１端を励磁する手段は、上記第３及び第 ４の抵抗素子の各第１端に固定励磁電圧を供給する励磁手段を備える請求項１に 記載の回路。 ４．上記第１及び第２の増幅手段は、基準入力端およびこれらの基準入力端に 固定基準電圧を供給する手段を有する第１及び第２の差動増幅器を備え、上記第 ３及び第４の抵抗素子の各第１端を励磁する手段は、可変独立励磁電圧を上記第 ３及び第４の抵抗素子の各第１端に供給するために上記コンピュータに接続され 、上記トランスデューサの出力電圧を上記第１及び第２の差動増幅器に供給され る固定基準電圧に一致させる請求項２に記載の回路。 ５．上記第１及び第２の増幅手段は、上記コンピュータに接続された基準入力 手段を備える第１及び第２の差動増幅器を備え、上記第１及び第２の差動増幅器 の各基準入力端に可変独立基準電圧を供給し、上記第１及び第２の可変抵抗素子 のオフセット電圧及び温度特性を整合させる請求項３に記載の回路。 ６．上記第１及び第２の増幅手段は、独立した別個の第１及び第２の増幅器で ある請求項１に記載の回路。 ７．上記コンピュータに接続され可変独立励磁電圧を供給する手段は、上記第 ３の抵抗素子の第１端に接続された第１デジタルアナログ変換器と、上記第４の 抵抗素子の第１端に接続された第２デジタルアナログ変換器とを備える請求項４ に記載の回路。 ８．上記コンピュータに接続され、上記第１及び第２の差動増幅器の各基準入 力端に可変独立基準電圧を供給する手段は、第１及び第２のデジタルアナログ変 換器を備える請求項５に記載の回路。 ９．上記固定基準電圧を上記第１及び第２の差動増幅器の上記基準入力端に供 給する手段は、電圧分割ネットワークを備える請求項４に記載の回路。 １０．トランスデューサは、水銀柱で１００ｍｍ当たり１．２〜１５Ω／１０ ００Ωの範囲の圧力感度を有することを特徴とし、且つ、それぞれ第１端及び第 ２端を有する第１及び第２の抵抗素子と、上記第１及び第２抵抗素子に接続され 、それぞれ第１端及び第２端を有する第３及び第４の固定抵抗素子を備える回路 と、上記第１及び第３の抵抗素子の各第２端を接続して、第１の接合を形成する 手段と、上記第２及び第４の抵抗素子の各第２端を接続して、第２の接合を形成 する手段と、上記第３及び第４の抵抗素子の各第１端を励磁して、第１及び第２ のアナログ信号を上記第１及び第２の接合上に発生させる手段とを備え、生体内 の圧力測定を行うために、超小型ピエゾ抵抗圧力トランスデューサを備えた回路 を利用する方法であって、上記第１及び第２のアナログ信号を増幅して、第１及 び第２の増幅アナログ信号を供給し、上記第１及び第２の増幅アナログ信号を第 １及び第２のデジタル信号に変換し、コンピュータに第１及び第２のデジタル信 号を供給し、上記超小型圧力トランスデューサによって測定される温度補償され た圧力値を供給するために、上記第１及び第２の可変抵抗素子を未知数とすると 共に、圧力及び温度を残りの未知数とした一組の等式を解くに当たり、独立した 可変抵抗素子としての上記第１及び第２の可変抵抗素子の未知の抵抗値を求める ためにコンピュータを利用した方法。 １１．上記第１及び第２の可変抵抗素子が、公称抵抗値からのずれを含む独立 した好ましくない特性及び、温度特性を有し、第１及び第２の増幅アナログ信号 を第１及び第２のデジタル信号に変換する際に、ダイナミックレンジへの要求を 低減するための方法であって、第１及び第２のアナログ信号を増幅するための基 準値を有する第１及び第２の差動増幅器を用いる行程と、オフセット電圧を上記 差動増幅器の各基準値として供給する行程と、上記トランスデューサの温度を確 かめると共に上記第１及び第２の差動増幅器の出力を調整することにより、トラ ンスデューサによって測定された圧力のみを反映した出力を行う行程とをさらに 備える請求項１０の方法。 １２．上記第１及び第２の差動増幅器の出力を調整する行程は、上記第１及び 第２の可変抵抗素子のオフセット電圧と温度特性とを補償するために、上記第３ 及び第４の固定抵抗素子の各第１端に供給される励磁電圧を独立的に変化させる 行程を含む請求項１１の方法。 １３．第１及び第２の差動増幅器を用いることによって上記増幅を行い、上記 オフセット電圧と温度特性とを補償するために、上記第１及び第２のアナログ信 号を増幅する際に使用される基準値をコンピュータが独立的に変化させる基準値 を有する請求項１１に記載の方法。 １４．コンピュータと基準電圧とを上記第３及び第４の固定抵抗素子の各第１ 端に接続するために、デジタルアナログ変換器を用いる行程をさらに備える請求 項１１に記載の方法。 １５．上記基準値を上記差動増幅器に供給するために該差動増幅器にコンピュ ータと上記基準電圧とを接続するために、デジタルアナログ変換器を用いる行程 をさらに備える請求項１１に記載の方法。