JP2001507484A

JP2001507484A - 低ドロップアウト調整器に対する周波数補償

Info

Publication number: JP2001507484A
Application number: JP50168897A
Authority: JP
Inventors: ミランダ，エヴァルド・エム; ブルックス，トッド; ブロコー，エイ・ポール
Original assignee: アナログ・デバイセス・インコーポレーテッド
Priority date: 1995-06-07
Filing date: 1996-06-05
Publication date: 2001-06-05
Also published as: WO1996041248A1; EP0830650A1; EP0830650B1; DE69605915T2; US5631598A; HK1009859A1; DE69605915D1

Abstract

(57)【要約】調整器の出力端子の両端に補償コンデンサと、基準電圧と出力端子における調整された出力信号から得る電圧とを比較する入力段の出力リード線とを提供することにより、低ドロップアウト電圧調整器が考えられる。入力段からの出力は、出力端子に与えられる前に反転される。この反転が、補償コンデンサによるミラー補償を可能にする。

Description

【発明の詳細な説明】低ドロップアウト調整器に対する周波数補償発明の分野本発明は、回路における周波数補償に関し、特に調整回路（ｒｅｇｕｌａｔｏｒｃｉｒｃｕｉｔ）に関する。発明の背景周波数補償回路を提供することは公知である。この回路の一例は、Ｓｏｌｏｍｏｎの「モノリシック演算増幅器：指導用研究（ＴｈｅＭｏｎｏｌｉｔｈｉｃＯｐＡｍｐ：ＡｔｕｔｏｒｉａｌＳｔｕｄｙ）」（ＩＥＥＥＪ．Ｓｏｌｉｄ−ＳｔａｔｅＣｉｒｃｕｉｔｓ、１９７４年１２月）に見出される。Ｓｏｌｏｍｏｎの論文においては、コンデンサが周波数補償を行うため演算増幅器段の間で回路内に含まれる。１つの極が補償コンデンサにより支配され他の極が負荷コンデンサにより支配されるように、コンデンサは回路の極を「分割」する。極を分割することにより、より高い周波数の極が単位利得周波数より大きさを持つ。この極分割手法は、単位利得周波数より小さな周波数において移相が１８０°より大きくなることを防止することにより、回路の安定度を維持する。低ドロップアウト調整器、即ち入力電圧と調整出力電圧間の小さな差をもつ調整器と、負荷を一方または両方の給電レール（ｓｕｐｐｌｙｒａｉｌ）付近の電圧まで駆動する他の回路とは、補償が困難である。このような回路は、しばしば負荷抵抗に対して並列の大きな負荷のコンデンサを有する。負荷コンデンサが既知であり信頼し得るならば、このコンデンサは、回路に対する一部または全ての周波数の補償のために使用することができる。しかし、一般に、当該コンデンサは、問題となる低ドロップアウト調整器の特定構成要素を整合させるように特に選択されたものでないゆえに、信頼し得ない。大きなコンデンサが回路内に含まれる時の周波数の問題は、特に等価直列抵抗（ＥＳＲ）の影響である。例えば、電解コンデンサは、数百オームから数オームの範囲にわたるＥＳＲを持ち得る。対処が更に難しいのは、ＥＳＲが時間と共に増加し得ることである。ＥＳＲはフィルタ効果を妨げないが、周波数応答に利得のロールオフを停止し得かつ他の極が周波数応答に影響を及ぼし得る比較的高い周波数まで帯域幅を拡げ得るゼロを誘起する。別の考慮は、利得およびループの安定度が広範囲の抵抗負荷によって更に複雑化されることである。あり得る抵抗性負荷と容量性負荷における変動により生じる諸問題は、コレクタまたはドレーンの如き高い出力インピーダンス要素を含む調整器において最も大きい。ユーザおよび潜在的ユーザに対して、出力端子と接地間の最小キャパシタンスが要求されること、およびこのコンデンサが特定範囲のＥＳＲを持たねばならないことを製品仕様書によって表示することによって、負荷キャパシタンスが処理される。しかし、この試みは、負荷コンデンサの適切な選択をユーザに依存する。１つの公知の調整回路においては、演算用相互コンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）が調整器の出力電圧から分圧器を介してその反転入力で得たフィードバック電圧を受取る。基準電圧が、その非反転入力に接続する。ＯＴＡは、これら電圧を比較して、出力電流を負荷へ与えてフィードバック電圧と基準電圧とを等化する。負荷は、負荷抵抗と、その固有ＥＳＲを持つ負荷コンデンサＣ_Lと、高インピーダンス負荷として現れる付加的な電流源とを含み得る。負荷電圧を調整するため、入力において小さな電圧差があるならば、ＯＴＡが必要な負荷電流を提供するようにＯＴＡの相互コンダクタンス（ｇｍ）は、大きい。ＯＴＡが内部極を持つので、単位利得周波数はこれらの極の周波数より充分に低く置かれるべきである。このような制限が、任意の負荷コンデンサＣ_Lが比較的大きいことを要求する。このことは、典型的にＣ_Lを負荷抵抗に対して有効にフィルタするのに充分に大きくしたいという要求があるゆえに、通常は問題とならない。このとは、負荷コンデンサのＥＳＲが充分に小さい限り、妥当であり続ける。負荷コンデンサＣ_Lは、非常に低い周波数の極を生じて、Ｃ_Lの抵抗値がＥＳＲと等しくなるまで利得が低減する。この時、応答ゼロとなり、周波数の増加に伴って利得が低減しなくなる。ＥＳＲが分圧器からのｇ_mと減衰係数の積の逆数より大きくなるならば、このゼロの応答が所要の交差周波数（ｃｒｏｓｓｏｖｅｒｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）より低い周波数で生じる。従って、より高い周波数では、ＯＴＡの妨害極（ｎｕｉｓａｎｃｅｐｏｌｅ）がフィードバック・ループを不安定にし得る。負荷電圧の調整を制御する別の試みは、２つのＯＴＡをカスケード接続して、第１のＯＴＡの出力と第２のＯＴＡの入力間を接続する補償コンデンサを提供することである。回路が軽い負荷が課されると、この回路は、ＯＴＡの制限利得の積である大きな有限電圧利得を持つことになる。補償キャパシタンスを無視すれば、利得は負荷コンデンサＣ_Lと、負荷抵抗Ｒ_Lおよび任意の内部インピーダンスを含む第２のＯＴＡが呈する全負荷抵抗とにより決定される周波数でロール・オフ（ｒｏｌｌ−ｏｆｆ）し始める。この結果は、極が多くなるほど複雑化され、その最たるものは第１のＯＴＡの出力に存在する。これは、第１のＯＴＡの出力と第２のＯＴＡの入力キャパシタンスとにおける避けられないキャパシタンスによる。２つのＯＴＡが類似のものであるならば、２つの極の周波数は相互に近く、このため回路に４０ｄＢ／１０進ロール・オフと限界安定度を持たせる。負荷コンデンサＣ_Lおよびその固有ＥＳＲについての不確定性に対処するため、補償コンデンサＣ_Cを第１のＯＴＡの出力と回路の出力間に置いてもよい。負荷コンデンサＣ_Lが存在しない場合、補償コンデンサＣ_Cは、他の極が応答に影響を及ぼす周波数より低い単位利得周波数を生じるように選定することができる。しかし、負荷コンデンサＣ_Lが大きければ、このコンデンサが応答を支配し、他のある極が現れる前に利得をロール・オフし得る。カスケード接続ＯＴＡは、局所フィードバック・ループに用いられる時、それぞれ極を有し、かつそれぞれ安定なループを要求する。この問題は、入力セクションと出力装置とが異なる給電レールに接続される低ドロップアウト調整器（ｌｏｗｄｒｏｐ−ｏｕｔｒｅｇｕｌａｔｏｒ）において非常に大きな問題となる。これらの調整器は、先に触れた回路について述べたように容易には解決されない問題を有する。入力段が接地の如き１つの給電レールと呼ばれ、出力段が他の給電レールと呼ばれる１つの形式の正の低ドロップアウト調整器においては、出力段は、給電レールと負荷間に接続されたＰＮＰまたはＰＦＥＴの如きＰ−タイプのトランジスタを含み得る。このＰ−タイプのトランジスタは、制御電極に対して負である駆動フルーリング（ｄｒｉｖｅｐｕｌｌｉｎｇ）に応答して、調整器に負荷を正に引かせる（ｐｕｌｌ）。制御電極に対する制御信号は、ＯＴＡの出力から制御信号を受取るＮ−タイプのトランジスタにより与えられる。この出力信号は、非反転入力リード線における基準電圧と反転入力における出力信号に基く電圧との間の差に基いている。発明の概要本発明は、完全に周波数補償される調整回路である。本発明によれば、電圧調整器は、基準電圧と出力電圧から生じる入力電圧とを比較するための入力段を有する。この入力段はまた電圧における差を増幅して、増幅されたエラー信号を生じる。この入力段は、増幅されたエラー信号を反転させるインバータに接続される。電圧調整器の出力段は、反転信号に応答して出力に調整信号を生じるためにインバータに接続される。補償コンデンサが、回路の出力と入力段の出力間に接続される。望ましくは、電圧調整回路は、給電レールの一方または両方に接近する出力信号を有し、かつ負荷コンデンサによる負荷を有する。補償コンデンサは、システムにおける他の極が１８０°より大きな移相を生じる前に、利得が単位利得周波数に近づくように極を有効に分割するように配置される。望ましい実施の形態においては、入力段は、１つのトランジスタのドレーンとコレクタに出力を有する差動トランジスタ対を含んでいる。インバータは、フィードバック抵抗と等価の入力抵抗とを含むフィードバック・ループを有する単位利得増幅器である。入力抵抗は、差動トランジスタ対の１つのトランジスタのコレクタまたはドレーンに接続されている。出力段は、ベースまたはゲートが反転信号に接続されかつコレクタまたはドレーンがＰ−タイプ・トランジスタのベースまたはゲートに接続されたＮ−タイプのトランジスタを含むことが望ましい。Ｐ−タイプ・トランジスタは、エミッタまたはソースが給電レールに接続される。負荷は、負荷コンデンサと並列の負荷抵抗を含んでいる。負荷は、負荷抵抗と負荷コンデンサと並列の高インピーダンスの電流源を含む。入力段と出力段間のインバータは、補償コンデンサが出力端子と比較段からの出力の間に接続される。カスコード接続の如き別の特徴を加えることもできる。本発明による調整器は、適切なＥＳＲによる適切なキャパシタンスを生じるように、ユーザに依存することなく安定化させられる。他の特徴および利点については、以降の詳細な記述を図面に関して参照すれば、明らかになるであろう。図面の簡単な説明図１は、本発明による電圧調整器の概略図、図２は、図１に示した形式の電圧調整器の更に詳細な図である。詳細な記述本発明は、完全に周波数補償される調整回路である。本発明は、電圧調整器において有効であり、特に、高インピーダンス出力段を持ち、調整器段が異なる給電レールに対する接続段である時、低ドロップアウト電圧調整器において有効である。本発明の低ドロップアウト電圧調整回路は、負荷コンデンサの正確な選定に依存することなく、安定性を維持するように周波数補償される。このような補償を得るのは、入力段の出力信号と調整器の出力とである。本発明の調整器について次に詳細に記述する。図１において、低ドロップアウト調整器１０が、差動入力段１２と、反転段３０と、出力段４０とを有する。調整器１０の目的は、入力電圧を受取り、負荷に対して出力端子ＯＵＴに調整された出力信号を提供することである。これら要素の接続および動作については、周波数補償を行う方法と共に記述する。調整器１０は、エラー検出のための演算用相互コンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）１４を有する差動入力段１２を有する。基準電圧１６が、ＯＴＡ１４の反転入力へ入力される。ＯＴＡに対する非反転入力の入力電圧信号は、特に、抵抗Ｒ１およびＲ２からなる分圧器１８を介して調整器の出力における出力信号から得られる。非反転入力における電圧は、下式により決定される。即ち、Ｖ＋＝ＶＯＵＴ（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））ＯＴＡ１４に対する電圧入力間の差は、入力段１２の出力である線２２に与えられるエラー信号を生じる結果となる。反転段３０は、エラー信号を受取って反転させるものである。反転段３０は、演算増幅器（ＯＰＡＭＰ）３２と、入力抵抗Ｒ１と、フィードバック抵抗ＲＦと含むことが望ましい。ＯＰＡＭＰ３２の非反転入力は接地し、反転入力はＲＩとＲＦ間のノードにおけるエラー信号に接続する。反転段３０がその周波数応答をループへ誘起するので、反転段30は、その極が単位利得周波数よりはるかに高くなるように非常に広い帯域幅を有する。この帯域幅はまた、主として１／ｇ_mと並列の負荷コンデンサＣ_Lである第２段のループに形成される寄生極（ｐａｒａｓｔｉｅｐｏｌｅ）より高い。その結果、ＯＰＡＭＰ３２は単位利得を持つことが望ましく、従ってＲＩ＝ＲＦである。必要に応じて、反転段３０は、ある利得を提供できる。反転されたエラー信号は、反転段３０の出力における線３４に与えられる。出力段４０は、反転されたエラー信号を制御信号として受取り、調整用出力信号を生じる。図１に示されるバイポーラ実施形態においては、出力段が、ベースが出力反転段３０に接続された４２で示されるＮＰＮトランジスタＱ２を含むことが望ましい。トランジスタ４２のコレクタは抵抗Ｒ３を介して給電レール４４に接続され、かつ抵抗Ｒ４を介して４６で示されるＰＮＰトランジスタＱ１の制御リード線に接続されている。トランジスタ４２のエミッタは、接地されている。ＰＮＰトランジスタ４６のエミッタは、給電レール４４に接続されている。ＰＮＰトランジスタ４６のコレクタは、調整器１０の出力に接続されている。負荷４７は、負荷抵抗Ｒ_Lと、固有ＥＳＲを持ち、Ｒ_Eとして示される負荷コンデンサＣ_Lと、電流シンクＩ_Lとを並列に含んでいる。補償コンデンサＣ_Cは、ＯＴＡ１４の出力に接続する線５０と、調整器の出力４８に接続する線とにある（図２に更に詳細に示されるように、補償コンデンサは、実際に差動トランジスタ対とバッファ間でＯＴＡにおいて接続される）。コンデンサＣ_Cの目的は、ＯＴＡ１４と関連する第１の極がコンデンサＣ_Cにより支配される、かつ第２の極が負荷コンデンサＣ_Lにより支配されるように、極を分割することである。比較的低い周波数においては、負荷コンデンサＣ_Lが、利得にロール・オフを開始させる。更に増加した周波数では、補償コンデンサＣ_Cが更に確実に出力４８と線２２におけるＯＴＡ１４の出力とを接続する。補償コンデンサは、極を寄生キャパシタンスから抑制して、このような寄生キャパシタンスからの不安定化極（ｄｅｓｔａｂｉｌｉｚｉｎｇｐｏｌｅ）より低い周波数でクロスユニテイ（ｃｒｏｓｓｕｎｉｔｙ）させる。図１に示した当該回路においては、線２２上のＯＴＡ１４の出力の電圧はＧ（Ｖ₊−Ｖ_ref）であり、ここでＧはＯＴＡ１４の開ループ利得である。ＲＩ＝ＲＦであるから、ＯＰＡＭＰ３２の利得は−１であり、このため、線３４上の反転エラー信号はＧ（Ｖ_ref−Ｖ₊）である。Ｖ₊がＶ_refより充分な量だけ小さければ、反転出力は正となり、トランジスタＱ２をターンオンさせる。トランジスタＱ２のこの付勢は、ＰＮＰトランジスタＱ１のベースを接地に引寄せ、これによりトランジスタＱ１をターンオンさせて負荷を更に正に引寄せて出力４８を調整する。図２は、図１に示した回路の更に詳細な図である。図２において、基準電圧が入力Ｖ_refへ印加され、エラー・フィードバックが差動入力段５１の入力Ｖ_inへ印加される。入力段５１は、トランジスタＱ３〜Ｑ８を含む。差動段トランジスタＱ３〜Ｑ６により生じる差動出力信号Ｖ₀は、トランジスタＱ７およびＱ８によりバッファされ、これがトランジスタＱ８のエミッタであるノード６２にバッファされた入力段出力信号を与える。（入力段の出力は、ノード６０またはノード６１のいずれかの信号を指し得る）。抵抗Ｒ５＝Ｒ６と、トランジスタＱ９〜Ｑ１１およびＱ１４〜Ｑ１５とを含むインバータ段５２では、バッファされた入力段の出力信号を受取り、反転し、バッファする。トランジスタＱ９と抵抗Ｒ５、Ｒ６は、入力信号を反転させ、この反転された信号をダーリントン・フォロワ・トランジスタ対Ｑ１５、Ｑ１１を含むバッファへ与える。バッファされた反転信号は、トランジスタＱ１２のベースへ与えられる。トランジスタＱ１０は、トランジスタＱ１１をバイアスする負荷感応電流源である。トランジスタＱ９およびＱ１０のベースが一緒に接続されるので、トランジスタＱ９のベースに対する信号が変化すると、このトランジスタはトランジスタＱ１０のベースにおいて対応する変化を生じる。このため、トランジスタＱ１０は、必要に応じてＲ６に対して電流の変化を与え、従って、トランジスタＱ１１は抵抗Ｒ６に電流を与えるように変動する必要がない。その結果、トランジスタＱ１１は、トランジスタＱ１０が定常電流源である場合におけるよりも更に理想的なバッファとして働く。この場合、トランジスタＱ９のベースにおける増加がトランジスタＱ１１に更なる電流を抵抗Ｒ６へ与えさせることになる。従って、トランジスタＱ１１は、あり得る変動を許容するため大きな電流源となる。トランジスタＱ１２は、そのコレクタにＰＮＰトランジスタＱ１３に対する制御信号を与えるように反転信号により制御されるＮＰＮトランジスタである。トランジスタＱ１３は、Ｖ_inがＶ_refより小さい時に調整器の出力を更に正に引寄せ、Ｖ_inは抵抗Ｒ７およびＲ８を含む分圧器を介して４８における出力信号から得られることが望ましい。補償コンデンサＣ_Cは、４８における出力からトランジスタＱ７のベースにおけるノード６０へ接続され、先に述べた如き機能を供する。本発明の望ましい実施の形態について述べたが、請求の範囲により定義される如き本発明の範囲から逸脱することなく、他の変更が可能なことは明らかである。本文に用いられた用語および表現は、表現の用語として用いられ、限定のために用いられたものではない。かかる用語や表現の使用には、本文に示し記述した特徴の相等内容あるいはその部分を排除する意図はなく、種々の変更が本発明の範囲内で可能であることが認識されよう。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項【提出日】平成９年４月１７日（１９９７．４．１７）【補正内容】請求の範囲１．入力電圧信号と基準電圧信号（ＶＲＥＦ）とを受取り入力段出力信号（２２）を与える入力段（１４）を持ち、該入力段出力信号が入力電圧信号と基準電圧間の差に基き、該入力電圧信号が出力端子における調整された出力信号から得られる、出力端子（ＯＵＴ）に調整された出力信号を与える低ドロップアウト電圧調整器において、前記入力段（１４）に接続されて、入力段出力信号を反転させて反転された出力信号（３４）を与える反転段（３０）と、前記反転された出力信号に応答して調整された出力信号を与える出力段（４０）と、入力段出力信号と調整された出力信号間に接続されたコンデンサ（Ｃ_C）とを備える調整器。２．前記出力段が、制御端子で反転された出力信号を受取る駆動トランジスタ（Ｑ２）と、制御端子と前記調整された出力信号に接続された手段とを有する通過トランジスタ（Ｑ１）とを含む請求項１記載の調整器。３．前記駆動トランジスタがｎ−タイプ・トランジスタであり、前記通過トランジスタがｐ−タイプ・トランジスタである請求項２記載の調整器。４．前記反転段が、制御入力と、該制御入力と前記入力段出力の入力間の第１の抵抗（Ｒ５）と、前記制御入力と前記出力段に対する入力間の第２の抵抗（Ｒ６）とを含む請求項１ないし３のいずれか一つに記載の調整器。５．等価の抵抗値とインバータを持つ前記第１および第２の抵抗が単位利得を有する請求項４記載の調整器。６．前記反転段が、負荷感応電流源と、前記インバータ出力信号をバッファするバッファとを含み、前記負荷感応電流源が前記バッファに接続された請求項１ないし５のいずれか一つに記載の調整器。７．前記反転段が、入力段の出力信号を反転する第１のトランジスタを含み、前記負荷感応電流源が第２のトランジスタを含み、前記第１および第２のトランジスタの制御端子が前記第１の抵抗を介して前記入力段出力信号を受取るように一緒に接続される請求項６記載の調整器。８．前記バッファが、前記第１のトランジスタに接続された制御端子と前記第２のトランジスタに接続された出力とを有するダーリントン・トランジスタ対を含む請求項７記載の調整器。９．前記第１および第２のトランジスタの制御部と前記バッファの出力間に接続された第２の抵抗を更に含む請求項８記載の調整器。１０．前記調整器が調整された出力信号と入力段間に分圧器（Ｒ１、Ｒ２）を含み、前記入力信号が前記分圧器を介して調整された出力信号から得られる請求項１ないし９のいずれか一つに記載の調整器。１１．前記入力段が、前記基準電圧信号を受取る反転入力と前記入力電圧信号を受取る非反転入力とを有する請求項１ないし１０のいずれか一つに記載の調整器。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者ブロコー，エイ・ポールアメリカ合衆国マサチューセッツ州01803, バーリントン，メイコン・ロード 81

Claims

【特許請求の範囲】１．出力端子に調整された出力信号を与える調整器において、入力電圧信号と基準電圧信号とを受取り、入力段出力信号を与える入力段であって、入力段出力信号が入力電圧信号と基準電圧信号間の差に基き、入力電圧信号が出力端子における調整された出力信号から得られる入力段と、前記入力段に接続され、入力段出力信号を反転させて、インバータ出力信号を与える反転段と、前記インバータ出力信号に応答して、調整された出力信号を与える出力段と、入力段出力と調整された出力信号間に接続されたコンデンサとを備える調整器。２．前記反転段が単位利得を有する請求項１記載の調整器。３．前記入力段が、差動トランジスタ対とバッファとを含む請求項１記載の調整器。４．前記出力段が、制御部でインバータ出力信号を受取るＮ−タイプ・トランジスタと、制御部と及び調整された出力信号に接続された手段とを有するＰ−タイプ・トランジスタとを含む請求項１記載の調整器。５．前記調整器が、調整された出力信号と入力段との間の分圧器を含み、前記入力信号が、調整された出力信号から前記分圧器を介して得られる請求項１記載の調整器。６．前記反転段が、制御入力を持つトランジスタと、前記制御入力と入力段の出入力間の第１の抵抗と、前記制御入力と前記出力段に対する入力との間の第２の抵抗とを含む請求項１記載の調整器。７．前記第１および第２の抵抗が等価の抵抗値を有する請求項６記載の調整器。８．前記反転段が、負荷感応電流源と、前記インバータ出力信号をバッファするバッファとを含み、前記負荷感応電流源が前記バッファに接続された請求項１記載の調整器。９．前記反転段が、入力段の出力信号を反転する第１のトランジスタを含み、前記負荷感応電流源が第２のトランジスタを含み、前記第１および第２のトランジスタの制御部が一緒に第１の抵抗を介して前記入力段出力信号を受取るように接続される請求項８記載の調整器。１０．前記バッファが、前記第１のトランジスタに接続された制御部と前記第２のトランジスタに接続された出力とを有するダーリントン・フォロワ・トランジスタ対を含む請求項９記載の調整器。１１．前記第１および第２のトランジスタの制御部と前記バッファの出力との間に接続された第２の抵抗を更に含む請求項９記載の調整器。１２．調整された出力信号を出力に与える低ドロップアウト電圧調整器において、調整された出力電圧から入力信号を生じる手段と、入力電圧と基準電圧とを比較して、前記入力電圧と入力段出力における基準電圧との間の差に基くエラー信号を入力段出力において与える第１の給電レール手段と、前記エラー信号を反転させる手段と、前記反転信号を受取り前記調整された出力信号を与える第２の給電レール手段と、前記入力段出力と前記調整された出力信号とに接続されて調整器を補償するコンデンサとを備える電圧調整器。１３．前記反転手段が単位利得で反転する請求項１２記載の調整器。１４．前記反転手段が、前記エラー信号を受取る制御入力を持つトランジスタを含む請求項１２記載の調整器。１５．前記入力信号を生じる手段が分圧器を含む請求項１２記載の調整器。１６．前記反転手段が、負荷感応電流源と、前記エラー信号をバッファするバッファと含み、前記負荷感応電流源が前記バッファに接続された請求項１２記載の調整器。１７．前記反転手段が、エラー信号を反転する第１のトランジスタを含み、前記負荷感応電流源が第２のトランジスタを含み、前記第１および第２のトランジスタの制御部が一緒に第１の抵抗を介してエラー信号を受取るように接続された請求項１６記載の調整器。１８．前記バッファが、制御部が前記第１のトランジスタに接続され出力が前記第２のトランジスタに接続されたダーリントン・フォロワ・トランジスタ対を含む請求項１７記載の調整器。１９．前記第１および第２のトランジスタの制御部と前記バッファの出力との間に接続された第２の抵抗を更に備える請求項１６記載の調整器。