DE10054585C2

DE10054585C2 - Spannungsregler

Info

Publication number: DE10054585C2
Application number: DE2000154585
Authority: DE
Inventors: Franz Wachter; Leo Aichriedler
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2000-11-03
Filing date: 2000-11-03
Publication date: 2003-07-24
Anticipated expiration: 2020-11-04
Also published as: DE10054585A1

Description

Die Erfindung betrifft einen linearen Spannungsregler zum Ver sorgen einer an seinen Ausgang anschließbaren Last, der ins besondere einen Operationsverstärker mit zwei Differenzein gängen und einem Ausgang sowie eine Referenzspannungsquelle, an die einer der beiden Differenzeingänge angeschlossen ist und die eine Referenzspannung erzeugt, aufweist. Des Weiteren sind ein Transistor, dessen Steueranschluss mit dem Ausgang des Operationsverstärkers gekoppelt ist und dessen gesteuerte Strecke zwischen einen Pol einer Versorgungsspannung und den Ausgang des Spannungsreglers geschaltet ist, und ein Rück kopplungsnetzwerk, das zwischen den Ausgang des Spannungsreg lers und den anderen Eingang des Operationsverstärkers ge schaltet ist, vorgesehen, wobei eine mit dem einen Eingang des Operationsverstärkers zuordenbaren Signalzweig und dem Ausgang des Spannungsreglers gekoppelte Einrichtung zum Sub trahieren eine der Last am Ausgang des Spannungsreglers ent sprechende Kompensationsspannung von der Referenzspannung subtrahiert.

Ein derartiger Spannungsregler ist beispielsweise aus der US 5,408,173 A bekannt. Aus der EP 0 990 967 A2 ist es zudem bekannt, den Laststrom durch eine Last über einen Hilfstran sistor zu bestimmen, welcher mit dem Laststrom einen gemein samen Steueranschluss besitzt.

Lineare Spannungsregler in BICDMOS-, Bipolar, CMOS- oder DMOS-Technologie werden in der Automobiltechnik beispielswei se zur Spannungsversorgung von CAN-Bus-Transceivern (CAN-Bus = Controller Area Network Bus) eingesetzt.

Bei variabler Eingangsspannung ist dabei die Ausgangsspannung mit einem maximal zulässigen Fehler von ±4% über Fertigung, Last und Temperatur auf eine Spannung von 5 V auszuregeln. Da der CAN-Bus-Tranceiver je nach Betriebszustand extreme Lastsprünge am Spannungsregler verursacht, wird die geregelte Spannung üblicherweise mit einem externen Kondensator im Ka pazitätsbereich von 1 µF bis 100 µF gestützt. Innerhalb dieses großen kapazitiven Lastbereiches ist für die Stabilität des Regelkreises zu garantieren. Dies gilt auch bei vollständigem Lastabfall.

Ein üblicher linearer Spannungsregler ist beispielsweise aus U. Tietze, Halbleiter-Schaltungstechnik, 9. Aufl. 1990, Abb. 18.11, S. 544 bekannt und in Fig. 1 der Zeichnung gezeigt.

Unter der Annahme eines idealen Operationsverstärkers OP er gibt sich die Ausgangsspannung V_out in Abhängigkeit von über einen MOS-Transistor T angesteuerten Rückkopplungswiderstän den R₁ und R₂ sowie einer am Eingang des Operationsverstär kers OP anliegenden Referenzspannung V_ref zu

Zur Untersuchung der Stabilität des Regelkreises sei nun die Übertragungsfunktion der offenen Schleife mit Hilfe des in Fig. 2 dargestellten Kleinsignalersatzschaltbildes betrach tet.

Unter der Annahme, das der Rückkopplungs-Widerstandsteiler mit den Rückkopplungswiderständen R₁ und R₂ hochohmig gegen über einem an dem Ausgang out angeschlossenen Lastwiderstand R_L ist (R₁ + R₂ << R_L||R₀), kann man den Regelkreis in der ge zeigten Weise aufschneiden. Zur Berechnung der Übertragungs funktion v_out/v_in gilt dann

und

Aus den Gleichungen 2.2 und 2.3 ergibt sich somit

wobei A die komplexe Spannungsverstärkung des Operationsver stärkers OP, g_m die Transkonduktanz des MOS-Transistors T, r_o der differentielle Ausgangswiderstand des MOS-Transistors T, k₁ eine Konstante und Z_L die komplexe Lastimpedanz (Wider stand R_L und Kondensator C_L) darstellen. Betrachtet man nur harmonische Vorgänge, gilt für die Last

Vernachlässigt man in der Spannungsverstärkung des Operati onsverstärkers OP die Pole und Nullstellen höherer Ordnung, dann gilt in Abhängigkeit von der Kreisfrequenz ω:

wobei ω_A für die Eckfrequenz des Operationsverstärkers OP steht.

Setzt man Gleichungen 2.6 und 2.7 in Gleichung 2.5 ein, er gibt sich für die Übertragungsfunktion des offenen Kreises mit V als Verstärkung und k₂ als Teilerfaktor des Wider standsteilers

Es entstehen zwei Pole ω_p1 und ω_p2, die bei einer realisti schen Dimensionierung sehr nahe aneinander zu liegen kommen. Erfüllt man die Forderungen an Regelgenauigkeit und Offset des linearen Spannungsrreglers, benötigt man eine hohe Span nungsverstärkung A₀ des Operationsverstärkers OP, wodurch die Phasenreserve sehr klein bzw. bei entsprechender Lage der Singularitäten höherer Ordnung sogar negativ wird. Damit neigt der Regelkreis zur Instabilität. Ein derartiger Span nungsregeler ist beispielsweise aus der DE 696 05 915 T2 be kannt.

Die zu einer Stabilisierung der Schaltung notwendige Bedin gung ω_A << ω_L lässt sich nicht umsetzen, da eine externe Fre quenzkompensation in der Regel nicht erwünscht ist. Integ rierte Kapazitäten können aber nur mit einem sehr hohem Flä chenaufwand realisiert werden, was einen nicht zu vernachläs sigenden zusätzlichen Aufwand darstellen würde.

Aus der US 5,408,173 A ist bekannt, die Referenzspannung in Abhängigkeit des Ausgangsstroms zu verändern, wobei hier ein Strommesswiderstand im Lastpfad angeordnet ist. Dieser Widerstand im Lastpfad ist jedoch aufgrund seines Leistungsverbrauchs von Nachteil.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, einen Spannungsregler anzugeben, der die Nachteile des Spannungsreglers nach Fig. 1 nicht aufweist und ohne Strommesswiderstand im Lastpfad auskommt.

Die Aufgabe wird gelöst durch einen Spannungsregler gemäß Patentanspruch 1. Ausgestaltungen und Weiterbildungen des Erfindungsgedankens sind Gegenstand von Unteransprüchen.

Durch die Lastabhängigkeit der Führungsgröße wird vorteil hafterweise eine Schleife im eigentlichen Regelkreis gebil det, deren Übertragungsfunktion eine Grenzfrequenz aufweist, die wesentlich höher als die Grenzfrequenz des innen nicht gegengekoppelten Verstärkers ist. Die Verschiebung der inne ren Grenzfrequenz bewirkt die Stabilität des äußeren Kreises. Bei gleichbleibender Bandbreite wird dabei nur die Verstär kung durch die innere Gegenkoppelung reduziert.

Erreicht wird dies bei einem Spannungsregler der eingangs ge nannten Art dadurch, dass ein weiterer Transistor vorgesehen ist, dessen Steueranschluss mit dem Steueranschluss des einen Transistors verbunden ist und dessen gesteuerte Strecke unter Zwischenschaltung eines Widerstands der Laststrecke des ande ren Transistors parallel geschaltet ist. Mit Hilfe des weite ren Transistors wird an dem Widerstand die lastabhängige Spannung abgebildet, die dann weiterverarbeitet werden kann. Die beiden Transistoren sind vorzugsweise aufeinander abge stimmt.

Bevorzugt wird dabei durch die Einrichtung zum Erzeugen der Kompensationsspannung der in die Last fließenden Strom ausge wertet.

Dabei kann als Transistor ein MOS-Feldeffekttransistor vorge sehen werden, der eine Schwellspannung aufweist und an dem eine Gate-Source-Spannung anliegt, wobei die Kompensations spannung gleich der Differenz von Gate-Source-Spannung und Schwellspannung multipliziert mit einer Konstanten ist.

Vorzugsweise ist die Konstante dabei möglichst hoch, d. h. so hoch, dass die gestellten Anforderungen an den Gleichstrom- Ausgangswiderstand gerade noch erfüllt werden.

Der Strom durch die gesteuerte Strecke des weiteren Transis tors kann mittels eines Stromspiegels abgenommen und dem Ein gangskreis des Operationsspiegel zugeführt werden derart, dass der Ausgangsstrom des Stromspiegels von einem der Refe renzspannung entsprechenden Strom im Eingangskreis subtra hiert wird.

Um eine Zentrierung der Ausgangsspannung auf einen mittleren Laststrom zu erreichen, kann der Operationsverstärker zu sei nem imanenten Offset einen zusätzlichen Offset erhalten.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den Figuren der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert, wobei gleiche Elemente mit gleichen Bezugszeichen versehen sind. Es zeigt:

Fig. 1 das Prinzipschaltbild eines Linearen Spannungsreg lers nach dem Stande der Technik,

Fig. 2 das Kleinsignal-Ersatzschaltbild des Spannungsreg lers nach Fig. 1,

Fig. 3 das Prinzipschaltbild des Linearen Spannungsreglers nach Fig. 1 bei Störgrößenaufschaltung,

Fig. 4 das Kleinsignal-Ersatzschaltbild des Spannungsreg lers nach Fig. 1 zur Berechnung des Ausgangswider standes,

Fig. 5 das Kleinsignal-Ersatzschaltbild des Linearen Span nungsreglers nach Fig. 1 bei Störgrößenaufschal tung

Fig. 6 ein Ausführungsbeispiel eines lastpolstabilisierten Linearreglers gemäß der Erfindung,

Fig. 7 den Verlauf der Ausgangsspannung eines erfindungs gemäßen Spannungsreglers über dem Laststrom,

Fig. 8 den Verlauf des Phasenrands in Abhängigkeit von der kapazitiven Last und

Fig. 9 die Bode Diagramme von kompensiertem und unkompen siertem Verstärker im Vergleich.

Neben ω_A << ω_L würde auch ω_A << ω_L eine stabile Regelung be wirken, wobei die Last den dominanten Pol bildet. Fig. 3 zeigt eine Störgrößenaufschaltung, die das Verlagern von ω_A zu größeren Frequenzen hin zum Ziel hat.

In dieser Schaltung wird erfindungsgemäß von der Referenz spannung V_ref eine kleine lastabhängige Spannung k₁(V_gs - V_tn) subtrahiert, wobei V_tn für die Schwellspannung eines MOS- Feldeffekttransistors vom n-Kanal-Typ steht. Das hat zur Fol ge, dass mit zunehmender Last die Regelspannung abnimmt, d. h. der Ausgangswiderstand des Reglers nimmt zu. Zur Berechnung des Ausgangswiderstandes wird im folgenden vom entsprechenden Kleinsignal-Ersatzschaltbild nach Fig. 4 ausgegangen:

ergibt durch Eliminierung der Gate-Source Spannung

Unter der Annahme eines idealen Operationsverstärkers OP mit sehr großer Verstärkung A₀, sehr großem r_o und sehr großem R₁ + R₂ wird aus Gleichung 2.11

Zugunsten der Stabilität des Regelkreises (siehe unten) ist dabei die Konstante k₁ möglichst groß zu wählen, so dass die Anforderungen an den Gleichstrom-Ausgangswiderstand des Span nungsreglers gerade noch erfüllt werden.

Zur Berechnung der Übertragungsfunktion des offenen Kreises wird von einem zu Figur. 2 analogen Kleinsignal-Ersatz schaltbild ausgeangen (Fig. 5):
Die Gleichung 2.3 ändert sich dann zu

Mit 2.4 und 2.5 ergibt sich die Übertragungsfunktion zu

Wie eingangs erläutert errechnet sich der offene Kreis bei einem Übergang zu harmonischen Schwingungen zu

wobei für die Verstärkung und die Pole gilt

Durch die Konstante k₁ wird die Verstärkung reduziert, und ω_p2 aus Gleichung 2.8 erfährt eine Verschiebung

zu hohen Frequenzen hin. Der Lastpol ω_p1' wird dominant, wo bei für eine hohe Phasenreserve eine minimale Lastkapazität vorauszusetzen ist.

Nun kann ohne Stabilitätsrisiko A₀ sehr groß gewählt werden, was die Regelabweichung der unbelasteten Stabilisierungs schaltung auf die Input-Offsetspannung des differentiellen Eingangspaares minimiert.

Der Ausgangswiderstand hängt dann entsprechend Gleichung 2.12 weitgehend von der Konstante k₁ ab und kann gezielt festge legt werden.

Die Lastabhängigkeit der Führungsgröße aus Fig. 3 bewirkt eine Schleife (Loop) im eigentlichen Regelkreis, dessen Über tragungsfunktion eine Grenzfrequenz aufweist, die wesentlich höher als die Grenzfrequenz des innen nicht gegengekoppelten Verstärkers ist (k₁ = 0, Fig. 1). Die Verschiebung der inneren Grenzfrequenz bewirkt die Stabilität des äußeren Kreises. Bei gleichbleibender Bandbreite wird die Verstärkung durch die innere Gegenkoppelung reduziert, was nur einen Einfluss auf den Ausgangswiderstand ausübt.

Fig. 6 zeigt dazu die schaltungstechnische Umsetzung eines erfindungsgemäßen linearen Spannungsreglers. Die Laststrecke (Source-Drain-Strecke) eines NMOS-Feldeffekttransistors T₁ ist dabei zwischen den Ausgang out des Spannungsreglers und das positive Versorgungspotential VDD geschaltet. Parallel dazu ist über einen Widerstand R₃ die Laststrecke (Source- Drain-Strecke) eines weiteren NMOS-Feldeffekttransistors T₂ geschaltet, der auf den Transistor T₁ abgestimmt ist. Zwi schen die Laststrecke (Source-Drain-Strecke) des Transistors T₂ und das Versorgungspotential VDD ist der durch einen Tran sistor T8 gebildete Eingangszweig eines Stromspiegels ge schaltet. Die Steueranschlüsse (Gates) der beiden Transisto ren T₁ und T₂ sind miteinander sowie mit dem Ausgang einer Treiberstufe DA verbunden.

Die Treiberstufe DA wird durch eine Differenzverstärkerstufe angesteuert, die ein über Emitterwiderstände R₄ und R₅ emit tergekoppeltes und aus einer emitterseitigen Stromquelle CS gespeistes bipolares Transistorpaar mit Transistoren T₄ und T₅ aufweist. In die Kollektorzweige des Transistorpaares (Transistoren T₄ und T₅) ist eine durch einen weiteren Strom spiegel (MOS-Feldeffekttransistoren T₅ und T₆) gebildete dif ferentielle Last geschaltet. An den Kollektor eines Transis tors (Transistor T₃) des Transistorpaares ist dabei der Ein gang der Treiberstufe DA angeschlossen. Dieser Transistor T₃ ist über seine Basis mit dem Abgriff eines zwischen den Aus gang out und ein Bezugspotential VSS geschalteten, Widerstän de R₁ und R₂ aufweisenden Spannungsteiler angeschlossen.

Der Emitter des anderen Transistors T₄ des Transistorpaares, dessen Basis mit der Referenzspannung V_ref beaufschlagt ist, ist mit dem Ausgangszweig (Transistor T₇) des einen Strom spiegels verbunden, dessen Eingangszweig durch den Transistor T₈ gebildet wird. Auf diese Weise wird von einem durch die Referenzspannung V_ref hervorgerufenen Emitterstrom ein lastab hängiger Strom abgezogen.

Der Transistor T₁ ist also das laststromführende Stellglied. Die Rückkoppelung an den invertierenden Eingang eines Miller- Verstärkers (T₃-T₆) führt über den Spannungsteiler R₁ und R₂. Die Emittergegenkoppelungswiderstände R₄, R₅ dienen zur Ein stellung der Verstärkung des offenen Kreises. Um den durch die hohe Gate-Kapazität des Stellgliedes verursachten zusätz lichen Pol zu hohen Frequenzen hin zu schieben, wird das Gate des Transistors T₁ über einen Buffer niederohmig angesteuert. Bei Bedarf kann die innere Schleife (Loop) durch einen Kon densator C₁ stabilisiert werden.

Mit Hilfe des auf den Transistor T₁ abgestimmten Transistors T₂ wird an R₃ die lastabhängige Spannung V_gs - V_tn abgebildet. Über den Stromspiegel T₇, T₈ wird lastabhängig die Emitterspannung von T₄ beeinflusst, was einer Änderung der Referenz spannung an dessen Basis äquivalent ist. Die oben angewendete Konstante k₁ berechnet sich somit zu

wobei w für die Weite und l für die Kanallänge des jeweiligen PMOS-Feldeffekttransistors steht. Vorteilhafterweise wird R₃ abgestimmt auf die Widerstände R₄ und R₅ am Layout plaziert.

Das Gleichstrom-Verhalten des linearen Spannungsreglers zeigt das Diagramm in Fig. 7. Die Konstante k₁ liegt in diesem Fall bei k₁ = 1/30. Der Regler ist mit einem systematischen Offset versehen, um eine Zentrierung der Ausgangsspannung auf einen mittleren Laststrom zu erreichen.

Die Wechselstrom-Stabilitätsanalyse bei offener Schleife (O pen Loop) liefert das aus Fig. 8 ersichtliche Bode-Diagramm. In Abhängigkeit von der Lastkapazität ist dabei die Phasenre serve aufgetragen.

Im Arbeitsbereich zwischen C_L = 1 µF bis 100 µF liegt die Pha senreserve immer über ϕ_R = 60°, womit ein annähernd aperiodi sches Einschwingverhalten im geschlossenen Kreis erreicht wird.

Größere Kapazitäten wirken stabilisierend, bei einem nach un ten erweiterten Kapazitätsbereich bis C_L = 1 nF ist die zu er wartende Phasenreserve immer noch größer als ϕ_R = 50°.

Eine Gegenüberstellung des kompensierten Reglers (k₁ = 1/30) mit einer äquivalenten nicht kompensierten Spannungsregelung (k₁ = 0) bei gleichen Lastverhältnissen ist der Fig. 9 zu entnehmen.

Die Verstärkung reduziert sich bei Kompensation von V = 72.6 dB auf V' = 22.3 dB, f_p1 = 3.8 kHz verschiebt sich durch die konstante Last nur minimal zum Lastpol f_p1' = 3.5 kHz. Der Verstärkerpol f_p2 erfährt eine Transformation von f_p2 = 181.6 Hz auf eine Frequenz von f_p2' = 59.4 kHz.

Damit kommt im Bodediagramm der kompensierten Stabilisie rungsschaltung der zweite Pol erst bei Frequenzen über dem Nulldurchgang des Amplitudenganges zu liegen, was Stabilität im geschlossenen Kreis garantiert.

Dieses Prinzip lässt sich auf alle Linearregler anwenden, bei denen eine direkte (I_out) oder indirekte Messung des Ausgangs stromes (V_gs, V_be des Stelltransistors) möglich ist, und die Referenzspannung mit steigendem Laststrom reduziert werden kann.

Claims

1. Spannungsregler zum Versorgen einer an seinen Ausgang anschließbaren Last (R_L, C_L) mit
einem Operationsverstärker (OP), der zwei Differenzein gänge und einen Ausgang aufweist,
einer Referenzspannungsquelle (Q), an die einer der bei den Differenzeingänge angeschlossen ist und die eine Refe renzspannung (V_ref) erzeugt,
einem Transistor (T, T₁), dessen Steueranschluss mit dem Ausgang des Operationsverstärkers (OP) gekoppelt ist und des sen gesteuerte Strecke zwischen einen Pol einer Versorgungs spannung (VDD) und den Ausgang (out) des Spannungsreglers ge schaltet ist,
einem Rückkopplungsnetzwerk (R₁, R₂), das zwischen den Ausgang (out) des Spannungsreglers und den anderen Eingang des Operationsverstärkers (OP) geschaltet ist, und
einer mit dem einem Eingang des Operationsverstärkers (OP) zuordenbaren Signalzweig und dem Ausgang (out) des Span nungsreglers gekoppelten Einrichtung zum Subtrahieren einer der Last am Ausgang (out) des Spannungsreglers entsprechenden Kompensationsspannung von der Referenzspannung (V_ref), da durch gekennzeichnet, dass in der Einrichtung zum Subtrahieren einer Kompensations spannung von der Referenzspannung
ein weiterer Transistor (T₂) vorgesehen ist, dessen Steueranschluss mit dem Steueranschluss des einen Transistors (T₁) verbunden ist und dessen gesteuerte Strecke unter Zwi schenschaltung eines Widerstands (R₃) der Laststrecke des an deren Transistors (T₁) parallel geschaltet ist.

2. Spannungsregler nach Anspruch 1, bei dem die Einrich tung zum Erzeugen der Kompensationsspannung den in die Last (R_L, C_L) fließenden Strom (i_out) auswertet.

3. Spannungsregler nach Anspruch 1 oder 2, bei dem als Transistor (T, T₁) ein MOS-Feldeffekttransistor vorgesehen ist, der eine Schwellspannung (v_tn) aufweist und an dem eine Gate-Source-Spannung (v_gs) anliegt, und die Kompensationsspannung gleich der Differenz von Gate- Source-Spannung (v_gs) und Schwellspannung, (v_tn) multipliziert mit einer bestimmten Konstanten ist.

4. Spannungsregler nach Anspruch 3, bei dem die Konstan te (k₁) möglichst hoch ist.

5. Spannungsregler nach einem der vorherigen Ansprüche, bei dem die beiden Transistoren (T₁, T₂) aufeinander abge stimmt sind.

6. Spannungsregler nach einem der vorherigen Ansprüche, bei dem der Strom durch die gesteuerte Strecke des weiteren Tran sistors (T₂) mittels eines Stromspiegels (T₇, T₈) abgenommen und dem Eingangskreis des Operationsverstärkers (OP) zuge führt wird derart, dass der Ausgangsstrom des Stromspiegels (T₇, T₈) von einem der Referenz Spannung (V_ref) ent sprechenden Strom im Eingangskreis subtrahiert wird.

7. Spannungsregler nach einem der vorherigen Ansprüche, bei dem der Operationsverstärker (OP) zu seinem imanenten Offset einen zusätzlichen Offset erhält.