【発明の詳細な説明】
併合トランスコンダクタンス増幅器発明の背景
８．予備補償電流源であって、
所望の電流を生成するように接続された電流源（４８）と、
前記電流源に接続され、前記所定のベース電流の和に等しい電流を前記所望の
電流から減じたものに等しい補償電流を生成するように構成されているベース電
流補数器（５０）と、
前記ベース電流補数器が生成する前記補償電流をミラーするように接続されて
いるカレント・ミラー（５２）であって、前記所定のベース電流を補償するよう
に接続されている、該カレント・ミラー（５２）と、
から成ることを特徴とする予備補償電流源。
９．請求項８記載の予備補償電流源であって、前記ベース電流補数器が、
前記電流源が生成する所望の電流から、それ自体のベース電流を減算し、得ら
れた電流をミラーするように接続されたカレント・ミラー（Ｑ９，Ｑ１０）と、
前記所望の電流を生成するように構成された第２の電流源（４９）と、
前記第２の電流源に接続され、前記ミラーされた電流からベース電流を得て、
前記所望の電流を前記バイポーラ・トランジスタの電流利得で除算したものに等
しい電流を減算するバイポーラ・トランジスタ（Ｑ１１）であって、前記ミラー
電流から、前記バイポーラ・トランジスタの電流利得で前記所望の電流を除算し
たものに等しい電流を減算したものを前記補償電流とする、該バイポーラ・トラ
ンジスタ（Ｑ１１）と、
を備えることを特徴とする予備補償電流源。
１０．併合演算トランスコンダクタンス増幅器であって、
第１および第２のバイポーラ差動対（２０，２８）であって、該対の制御端子
が差動入力（２２，３０）を与え、前記第１対の１組の電流導通端子が第１電流
源（２４）を介して電源端子（Ｖ−）に結合され、前記第２差動対の対応する１
組の電流導通端子が第２電流源（３２）を介して前記電源端子に結合され、前記
第１および第２対の他の１組の電流導通端子が別の電源端子（Ｖ＋）に結合され
ている、第１および第２の差動対と、
予備補償電流源と、
前記予備補償電流源が、
前記第１および第２の電流源の電流の半分に等しい電流を生成するように接続
されている第３の電流源（４８）と、
所定のベース電流の相補に等しい相補ベース電流を生成し、かつ前記相補ベー
ス電流を、前記第３の電流源が生成する電流と結合するように接続されているベ
ース電流補数器（５０）と、
前記ベース電流補数器が生成する結合電流をミラーし、これによて前記予備補
償出力電流を形成するように接続された出力カレント・ミラー（５２）と、
前記第１及び第２の差動対からの電流を高インピーダンスノード（１６）にお
いて前記第３の電流源にそれぞれミラーし、該ノードで電圧出力を形成するよう
に接続された第１及び第２のカレント・ミラー（２６、３４）と、
を備えることを特徴とする併合演算トランスコンダクタンス増幅器。発明の分野
本発明は、増幅器に関し、特に増幅器の組み合わせに関するものである。関連技術の説明
多くの多変数フィードバック制御システムでは、増幅器をその出力において結
合して、フィードバックを得ている。複数の増幅器を結合する手法の１つに、そ
の出力において「ダイオードＯＲ」接続を行い、これによって増幅器のいずれで
も接続ノードを駆動可能としたものがある。例えば、定電流／定電圧（ＣＣＣＶ
:constant current/constant voltage）電池充電器は、２つの増幅器をフィード
バック・ループ内に用いており、１つは電池電圧測定値を所望の値と比較し、１
つは電池充電電流を所望の値と比較し、これら増幅器の出力をダイオード「ＯＲ
」接続している。通常、ＣＣＣＶ充電器は、その定電流フェーズにおいて、所望
の電池電圧に達するまで、一定で比較的高いレベルの充電電流を、充電対象の電
池に供給する。達した時点で、充電器はその定電圧フェーズに入り、通常は低く
したレベルの電流を供給することにより、所望の電圧に電池を維持しようとする
。この電流は、例えば、電池負荷が変動すると、変動する可能性がある。一方の
増幅器は電流フィードバックを与え、他方は電圧フィードバックを与える。増幅
器の出力は、１対のダイオードの各陰極に接続され、ダイオードはその陽極で接
合されている。この接合部は制御端子を形成し、より低い電圧に駆動されたいず
れかの増幅器出力が、それ自体の電圧のダイオード電圧降下範囲内で制御端子を
引くことにより、これを「制御」する。一方、制御端子上の信号は、電流供給回
路を制御する。電流供給回路は、通常、このように制御端子によって供給される
フィードバック信号に応じて、充電される電池に電圧源からの電流を供給する電
圧レギュレータを含む。この制御信号を受け取るレギュレータは、スイッチング
・レギュレータまたは直列レギュレータとすればよく、これらは双方とも公知で
ある。直列レギュレータおよびスイッチング・レギュレータに関する更に詳細な
説明については、Paul Horowitz（ポール ホロヴィッツ）、Winfield Hill(ウ
インフィールド ヒル)のThe Art of electronics(電子回路の技術)(Cambridge
University Press，New York，1989)の３５５ないし３５７ページを参照のこと
。
電池によっては、特にリチウム・イオン電池では、電池に対する重大な損傷や
破壊的な故障をも防止するために、定電流から定電圧充電への急速な遷移を必要
とする場合がある。リチウム・イオン電池の充電に伴う問題に関する更に詳しい
説明は、Chester Simpson（チェスタ シンプソン）のRchargeable Lithium Cel ls:Power To Burn For Portables
（再充電可能リチウム・セル：携帯機器に使用
する電力）(Electronic Design)、１９９４年６月２７日に含まれている。必須
の急速遷移を達成するには、高利得増幅器を用いて電流および電圧フィードバッ
クを行えばよい。電圧フィードバック・ループは、非常に大きな容量を伴う充電
器出力に接続されており、更に電流フィードバック・ループは一般に電源の一方
と直列に配置された抵抗を通過する電流を測定するので、各ループにはそれ自体
の周波数補償回路が必要となる。フィードバック増幅器の周波数補償は公知であ
る。その更に詳細な説明については、Paul Horowitz（ポール ホロヴィッツ）
、Winfield Hill（ウインフィールド ヒル）のThe Art of Electronics（電子
回路の技術）(Cambridge University Press，New York，1989)の２４２ないし
２５０ページを参照のこと。
端的に言えば、増幅器内部のインピーダンスが、ロー・パス・フィルタと同様
に、位相遅延を生じ、比較的高い周波数において、閉ループ位相遅延は１８０°
を超過する。この周波数における増幅器の閉ループ利得が１以上であると、増幅
器の所望の負フィードバックは正フィードバックに変換され、増幅器は発振する
ことになる。ループ利得が１よりも大きい全ての周波数において増幅器の位相ず
れを１８０°未満に維持するためには、増幅器の優勢極(dominant pole)を生ず
る回路内の点に、十分な容量を追加し、この極の周波数を下方向にシフトするこ
とによって、その位相ずれが１８０°に等しい場合に、増幅器の利得が確実に１
未満となるようにすればよい。これは、優勢極補償として知られている。
あるいは、逆ゼロ補償(inverted zero compensation)として知られている技法
を用いてもよい。逆ゼロ補償は、ＣＣＣＶ電池充電器のような多変数フィードバ
ック・システムと共に広く用いられており、以下の形態の閉ループ伝達関数を得
る。
Ａ＝Ｇ（１＋ｓＴ）／ｓＴ
ここで、
Ａ＝閉ループ利得
Ｇ＝開ループ利得
Ｔ＝補償ネットワークの時定数（ＲＣ）
ｓ＝複素周波数
である。
低周波数においては、この伝達関数では積分器となり、高周波数、即ち、高い
方のループ・クロスオーバ周波数以上においては、定利得Ｇが得られる。この補
償方式は、したがって、低い方の周波数において高い利得を与え、クロスオーバ
周波数において位相遅延が付加されることはない。
従来の二増幅器デュアル・フィードバック・コントローラを集積回路で実施す
る場合、各増幅器出力からの補償点は、増幅器出力を集積回路パッケージ上のピ
ンに接続することによって、集積回路パッケージの「外側に引き出す」。増幅器
を用いる場合、これらのピン接続によって、ＲＣ回路を追加すれば増幅器を補償
することが可能となる。しかし、集積回路（ＩＣ）の設計者にとって、パッケー
ジの問題は非常に現実的な課題である。即ち、増幅器出力をこのようにＩＣパッ
ケージの外側に引き出すと、厳しい不利益を強いられることになる。標準的な集
積回路パッケージは、そのいずれにおいても使用可能なピン数が限られているた
め、小さなパッケージの使用が不可能となる。加えて、コスト削減、信頼性向上
、および空間の縮小に関して、増幅器を補償するために必要な外部構成部品の数
を少しでも減少することができれば、このような増幅器を使用する場合に大きな
利点となる。発明の概要
本発明は、増幅器のパッケージおよび周波数補償に必要なピン数の削減を図り
、集積回路として実施する併合増幅回路に関するものである。加えて、周波数補
償のために必要な構成部品数も、従来技術の多増幅器構成と比較すると、削減す
ることが可能である。
本発明は、電流源を共通に駆動することにより、出力において結合した演算ト
ランスコンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）から成る。（慣例通り、電流を発生する
回路または沈ませる回路を記述する場合にも、電流源ということばを用いること
にする。即ち、発生する電流は、正または負のいずれかとすればよい。電流の流
れの方向は、文脈から明らかとなろう。）電流源に多少の電流を供給することに
より、電流源の高インピーダンス・ノードにおける電圧は、所与の時点において
ＯＴＡがいかなる出力を制御することになろうとも、その出力によって変調され
る。電流源の高インピーダンス・ノードは、周波数補償に対して単一点を与える
。これはＩＣによる実施においてはチップ外部に移すことができるので、この設
計によりマルチ増幅器システムの周波数補償に必要なピン数が減少する。
併合増幅器（merged amplifier）は、特に、多数のフィードバック経路を用い
る用途に適している。例えば、定電流／低電圧（ＣＣＣＶ）電池充電器は、２つ
の増幅器で、１つを電流フィードバック、１つを電圧フィードバックに用いつつ
、電池を充電する。したがって、ＣＣＣＶ充電器は、新たな併合増幅器から特に
利点が得られよう。
好適な実施形態では、新たな併合増幅器は予備補償電流源を用いて、「共有」
カレント・ミラーおよび差動対からのベース電流の効果を補償する。ベース電流
のオフセットを除去することにより、予備補償電流源は、こうしなければ増幅器
の差動入力に現れるオフセット電圧を除去する。図面の簡単な説明
図１は、新たな併合出力演算トランスコンダクタンス増幅器の機能レベルのブ
ロック図である。
図２は、新たな併合増幅器の基本構成部品を示す、更に詳細なブロック図であ
る。
図３は、図１および図２の併合増幅器の概略図である。
図４は、新たな併合増幅器を用いることができる、多変数フィードバック制御
システムのブロック図である。
図５は、新たな併合増幅器を用いた、ＣＣＣＶ電池充電器のブロック図である
。
図６は、図４のフィードバック制御システムに関して記載したような、スイッ
チング・レギュレータ・コントローラの概略図である。
図７は、図３の併合増幅器と共に用いるための、好適な予備補償電流源の概略
図である。発明の詳細な説明
図１のブロック図は、新たな増幅器の組み合わせの主要構成部品を示す。ＣＣ
ＣＶ電池充電器に時々用いられる、ダイオードＯＲ型組み合わせのような従来の
高利得増幅器の組み合わせとは異なり、新たな併合増幅器は、単一点補償を可能
とし、これによって、集積回路パッケージのピンを解放し、他の使用に差し向け
ることができる。このピン削減により、これまで可能であったよりも小さなパッ
ケージに、多増幅器回路をパッケージすることが可能となる。例えば、ある多増
幅器回路は、９本のピンを使用し、その中には補償のための２本が含まれるとす
ると、回路は、１０ピンまたは１２ピンのパッケージが必要となる。一方、同一
の回路で補償のためのピンが１本で済めば、標準的な８ピン・パッケージにパッ
ケージすることができる。加えて、補償を行うために必要な外部構成部品の数も
、従来の増幅器の組み合わせに比較すると、削減することができる。
以下に示す例では、トランジスタ対は、整合されたＮＰＮトランジスタとし、
そのエミッタ同士を負電源端子Ｖ−に結合し、そのベース同士を互いに結合し、
そのコレクタ同士を正電源Ｖ＋に結合したものとすることができる。あるいは、
図示のＮＰＮトランジスタを、ｎ−チャネル電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）と
置換することも可能であり、更に、ＰＮＰバイポーラまたはｐ−チャネルＦＥＴ
を用い、これを正電源端子に接続して、負電源Ｖ−に結合されているプログラミ
ング電流源（シンク）および負荷双方に電流を供給することにより、前述の回路
を「反転」させることも可能である。本明細書において論ずる全ての回路は、こ
の種の置換および反転を可能とするものである。加えて、正および負電源端子Ｖ
＋、Ｖ−は、互いに対して正または負なのであり、いずれの一方も、例えば、「
接地」よりも低くても、高くても、あるいは等しくてもよい。
一次分析において、併合増幅器８は、図２に関して更に詳しく説明するように
、２つの演算トランスコンダクタンス増幅器１０，１２を含み、その出力におい
て結合されている。各ＯＴＡは、図においてそれぞれ（−）および（＋）で示す
、反転入力および非反転入力を有する。増幅器１０，１２は、高インピーダンス
・ノード１６における電流源１４を駆動する。電流源に向かう過剰電流が、高イ
ンピーダンス・ノードにおける電圧を上昇させ、他方の増幅器よりも多い電流を
供給することにより、一方の増幅器が他方の増幅器を「支配する(dominate)」こ
とができ、これによって、高インピーダンス・ノード１６における電圧を制御す
る。これは、電圧出力として用いることができる。また、このノードは、補償回
路１８の接続点としても機能する。補償回路１８は、図４に関して論ずるが、増
幅器が閉ループ・フィードバックの用途に用いられる場合に、その安定性を保証
する。加えて、図３および図５に関して論ずるが、これらの増幅器と連動するフ
ィードバック回路は、通常では、増幅器８のスイッチング点および出力１６にお
ける電圧に対して、最も重要な制御手段をなす。
図２のブロック図は、併合増幅器８の構成部品を更に詳しく示し、併合出力を
有する増幅器１０および１２を含む。増幅器１０は、差動対(differential pair
)２０として接続されたトランジスタを含み、これらのトランジスタ２０の制御
端子は、１つの差動入力ポート２２を形成する。差動対２０からの１対の電流導
通
端子は、電流源２４を介して、この例示実施形態では負電源端子Ｖ−である、南
源端子に結合されている。対２０の他方の電流導通端子は、他方の電源端子、こ
の例示実施形態では正電源端子Ｖ＋に結合されている。カレント・ミラー２６の
半分が、これら電流導通端子の一方と正電源端子Ｖ＋との間に介挿されている。
同様に、増幅器１２は、差動対２８として接続されたトランジスタを含む。ト
ランジスタ２８の制御端子は、他方の差動入力ポート３０を形成する。差動対２
８からの１対の電流導通端子は、電流源３２を介して、負電源端子Ｖ−に結合さ
れている。対２８の他方の電流導通端子は、正電源端子Ｖ＋に結合されており、
カレント・ミラー３４の半分が、これらの電流導通端子の一方と正電源端子Ｖ＋
との間に介挿されている。
カレント・ミラー２６および３４の残りの半分は、電流源１４を介して、負電
源端子に結合されている。増幅器１０は、テール電流源(tail current source)
２４によって給電される差動対を含む。増幅器１０は、その入力ポート２２間の
電圧差に応答して、差動出力電流を発生する。差動対２０の出力の一方は、カレ
ント・ミラー２６に接続されている。カレント・ミラー２６は、電流を１：１の
比率で折り返し(turn around)、併合増幅器の出力端子１６にそれを供給する。
差動対２０の他方の出力は、Ｖ＋電源端子に連結されている。同様に、増幅器１
２は、テール電流源３２によって給電される差動対２８から成る。増幅器１２は
、その入力ポート３０間の差動電圧に応答して、差動出力電流を発生する。差動
対２８の出力の一方は、カレント・ミラー３４に接続されている。カレント・ミ
ラー３４は１：１の比率で電流を折り返し、それを併合増幅器の出力端子１６に
供給する。差動対２８の他方の出力は、Ｖ＋電源端子に連結されている。
併合出力１６上において電流の均衡を取るためには、２つのミラー２６，２４
の電流の和が、電流源１４の電流に等しくなければならない。これは、増幅器の
一方が平衡状態にあり、Ｉｏテール電流の半分をその各カレント・ミラーを通じ
て供給している場合、他方の増幅器は非平衡状態にあり、その各ミラーを介して
電流を供給しないようにしなければならないことを暗示する。
実際の電池充電器の用途では、増幅器の一方が、充電電流（より正確には、充
電電流に比例する電圧）と、充電電流をプログラムする電圧との間の差を監視し
、他方の増幅器は、電池電圧と基準電圧との差を監視する。電池電圧が基準電圧
よりもかなり低い限り、併合出力は、充電電流を監視する増幅器によって完全に
制御され、電圧監視増幅器は非平衡状態となり、出力１６への電荷には寄与しな
い。
電池が徐々に充電され、その電圧が所望の電圧に近づくに連れて、電圧監視増
幅器（voltage-monitoring amplifier）は、出力１６への電流に寄与し始める。
平衡状態が維持されるのは、電流監視増幅器が寄与する電流を減少させた場合だ
けであり、この状態は、充電電流を減少させた場合にのみ生ずる。この充電器電
流の減少は、併合出力１６において上昇する電圧に応答して、併合増幅器外部の
充電制御回路によって行われる。電池電圧が更に目標値に近づくと、電圧監視増
幅器が供給する電流の割合が増加し、電流監視増幅器が供給する電流の割合は減
少する。その結果、充電電流は、電池がその目標、即ち、最大充電に近づくに連
れて徐々に減少する。電池電圧がその最大充電レベルに達した場合、電圧監視増
幅器は完全に平衡状態となり、電流源１４のＩｏ／２電流を全て供給することに
より、電流監視増幅器を完全に非平衡状態とすることにより、充電電流をオフに
する。
尚、実際の実施態様では、増幅器１０および１２は完全な平衡状態にはならず
、短期間の遷移時間を除いて、いずれの所与の時点においても制御しているのは
増幅器１０，１２の一方のみであることを注記しておく。どちらの増幅器がオン
になっても、全ての電流が電流源１４に供給され、これによって、端子１６にお
ける電圧を制御する。増幅器がオンおよびオフに切り替わる点は、外部回路（図
２には示さない）が決定する。例えば、図５に関して説明するが、ＣＣＣＶ電池
充電のような閉ループ用途では、併合増幅器８外部の電流検知、電圧検知および
比較回路が、フィードバック・ループを閉じ、遷移点および端子１６における電
圧双方を決定する。
図３の概略図は、図２の併合増幅器の好適な実施形態を示す。以下の分析では
、ベース電流の不平衡は無視する。実際の実施形態では、この不平衡には、公知
のベース電流補償技法を用いて対処することができる。差動対２０および２８は
、それぞれ、整合したＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２およびＱ３，Ｑ４を含み、
これらは、そのエミッタ同士が接続され、各エミッタからそれぞれの電流源２４
および３２を介して負電源端子Ｖ−に接続されている。トランジスタＱ１，Ｑ２
，Ｑ３，およびＱ４のベースは、各入力ポート２２および３０において、反転入
力および非反転入力を形成する。トランジスタＱ２およびＱ３のコレタタは、そ
れぞれ、ダイオード接続されたＰＮＰトランジスタＱ５およびＱ６のコレクタに
接続されている。トランジスタＱ５およびＱ６のエミッタは、正電源端子Ｖ＋に
接続されている。
ＰＮＰトランジスタＱ７およびＱ８のエミッタ・エリアは、トランジスタＱ５
およびＱ６のそれと一致し、これらのトランジスタを通過する電流をミラーする
(mirror)。即ち、トランジスタＱ５およびＱ７のベースが互いに連結されており
、トランジスタＱ６およびＱ８のベースも同様である。これらのトランジスタ全
てのエミッタが正電源端子Ｖ＋に接続されているので、トランジスタＱ５および
Ｑ７ならびにトランジスタＱ６およびＱ８のベース−エミッタ間電圧は等しくな
る。結果的に、トランジスタＱ７を通過する電流は、トランジスタＱ５を通過す
る電流と等しくなり、トランジスタＱ８を通過する電流は、トランジスタＱ６を
通過する電流と等しくなる。トランジスタＱ７およびＱ８を通過する電流は、電
流源１４に向かい、合計が規定値Ｉｏ／２よりも大きい場合、ノード１６におけ
る電圧は上昇する。逆に、合計が規定値未満の場合、ノード１６における電圧は
低下する。
一般的に、結合増幅器(combined amplifier)は、検知したパラメータが関係す
るフィードバック・ループにおいて動作する。図５に関して説明するが、例えば
、ＣＣＣＶ電池充電の用途では、充電対象の電池が規定した電圧に達したならば
、電流に関係する増幅器からはもはや電流を供給せず、電圧に関係する増幅器が
電流源１４に電流を供給し始め、先に述べた高インピーダンスノード１６におけ
る電圧を変調するように、電流および電圧の基準を定める。
このように、増幅器１０，１２は、トランジスタＱ７およびＱ８ならびに電流
源１４を含む出力段を共有する。補償回路１８は、出力ノード１６から抵抗Ｒｃ
を介して負電源端子Ｖ−に結合されたコンデンサＣｃを含む。集積回路の実施態
様では、ノード１６は、パッケージのピンを介して、「チップ」外に引き出され
ることになろう。加えて、各増幅器毎に別個の周波数補償回路を必要とする用途
では、補償回路１８は、ＲＣ回路の並列結合、即ち、増幅器毎に１つのＲｃおよ
び１つのＣｃを備え、コンデンサをノード１６に接続したものとして実施するこ
とができる。あるいは、図示のように、カレント・ミラーの一方と出力ノード１
６との間に抵抗Ｒ１を配してもよい。抵抗Ｒ１は、増幅器１０が出力ノード１６
を支配即ち制御するときはいつでも、補償ネットワークの時定数を増大させるが
、増幅器１２が制御するときはいつでも、影響を及ぼさない。このように、Ｃｃ
およびＲｃから成る単一の外部ＲＣ回路が、各増幅器１０，１２に対して別個に
補償を行う。
新たな併合増幅器は、図４にブロック図で示すものような、電子式多変数閉ル
ープ・フィードバック制御システムにおける用途に適している。便宜上、入力、
出力および制御信号は本例では電圧としているが、これらは一般に電流または電
圧の形態を取り得る。順方向ループ・コントローラ３６が、信号ＶＩＮを受け取
るように接続され、同じ名称を有する端子に出力信号ＯＵＴを生成する。順方向
ループ・コントローラの制御は、制御入力３８において与えられる。出力信号Ｏ
ＵＴの少なくとも２つの面を検知するために、測定および比較段４０が接続され
ている。基準４２および４４は、段４０の比較点を与え、基準４２および４４が
表す目標値に対する検知した値の比較を可能にする。これらの比較に基づいて、
測定および比較段４０は、順方向ループ・コントローラ３６の制御入力３８にフ
ィードバック制御信号を供給する。新たな併合増幅器８は、単体で、測定および
制御段４０として用いることができ、あるいは追加の回路と結合し、制御段４０
を形成することも可能である。検知接続部４３および４５は、例えば、電圧検知
のための単一点接続部として実施することができ、あるいは一方または双方のい
ずれかを電流−電圧変換器、例えば、順方向ループ・コントローラ３６と出力と
の間に直列に配する低値レジスタとして実施することも可能である。
先に背景の章で論じたように、ＣＣＣＶ電池充電器は、多値フィードバック制
御システムの一例である。図５のＣＣＣＶ充電器４６は、電流および電圧フィー
ドバック・ループ内に、図４の測定および比較段として作用するように新たな併
合増幅器８を用いている。この例では、順方向ループ・コントローラは、電池充
電回路であり、例えば、線形電圧レギュレータまたはスイッチング電圧レギュレ
ータに基づくものとすればよい。かかる充電回路は当技術分野では公知であり、
背景の章で簡単に論じた。加えて、好適な実施形態について更に詳細に図６に関
して論ずることにする。
端的に言うと、充電回路３６は、電源から信号ＶＩＮを受け取り、ＢＡＴＴと
称する電池に充電電流を、端子ＢＡＴＴ＋およびＢＡＴＴ−を介して生成するよ
うに接続されている。例えば、線形レギュレータの実施態様では、順方向ループ
・コントローラは、単純に、パワー・トランジスタとして実施することができる
。このパワー・トランジスタは、その電流導通端子の一方がＶＩＮを受け取るよ
うに接続され、他方がＢＡＴＴ＋端子に電流を供給するように接続され、その制
御端子３８が併合増幅器の出力１６からの制御信号を受け取るように接続されて
いる。制御信号は、ＢＡＴＴ＋およびＢＡＴＴ−端子間に接続される電池に送出
される電荷量を決定する。
この充電器の実施態様では、基準４２および４４は、入力ポート２２および３
０の反転入力にそれぞれ接続されている。これらのポートについて、図４に関し
て説明する。一方の基準は、他方から得ることができ、それらの範囲は、実質的
に増幅器８の入力範囲を含むように拡張することができる。電圧検知回路４８が
ＢＡＴＴ＋とＢＡＴＴ−との間に接続され、取り付けられた電池ＢＡＴＴの電圧
を示す信号を、入力ポート２２の非反転入力に供給する。同様に、電流検知回路
５０は、電池ＢＡＴＴに流れ込む電流の指示を、入力ポート３０の非反転入力に
与える。
背景の章で論じたように、充電器４６は、規定の電圧に達するまで、一定で比
較的高いレベルの電流を電池ＢＡＴＴに供給し、次いで規定の電池電圧を維持す
るのに丁度十分な電流を供給する。これが意味するのは、電池の充電電流を比較
するように接続されている併合対８の増幅器が、規定の電圧を達成するまで、図
３に関して述べた増幅器の出力ノード１６を制御し、規定の電圧を達成した時点
で、増幅器は役割を逆転し、電圧を比較するために接続されている増幅器が制御
を得るということである。
この制御動作は、例えば、電流に関係する増幅器に全電流を電流源に供給させ
ることにより、所望の高レベル定電流充電電流に基づいて、制御端子１６におけ
る電圧を決定することによって実施することができる。本例では、充電電流は、
制御電圧に反比例するので、規定より多い電流が電池に供給された場合、電流に
関係する増幅器は、電流源１４に供給する電流量を増大させ、こうして端子１６
における制御電圧を上昇させ、充電電流を減少させる。充電器は、規定の電池電
圧に達するまで、このように制御され、次いで電圧に関係する増幅器が電流源１
４に電流を供給し始め、更に制御電圧を上昇させると共に、電池に供給される充
電電流を減少させる。このように、電流に関係する増幅器は、電池電圧がその規
定値に達するような時点まで、充電電流を決定する。この例示の実施形態の多く
の置換(permutation)が、中間信号の方向、即ち、反転または非反転を変えるこ
とによって実施可能であるが、安定性を維持するためには、ループ全体を負フィ
ードバッタ・ループのままにしておかなければならない。
図４に関して注記したように、新たな併合増幅器８は、スイッチング・レギュ
レータと共に用いて、電池充電器を製作することも可能である。スイッチング・
レギュレータは従来からあり、例えば、Paul Horowitz（ポール ホロヴィッツ
）、Winfield Hill（ウインフィールド ヒル）のThe Art of Electronics（電
子回路の技術）(Cambridge University Press,New York,1989)の３５５ないし３
５９ページに示されるようにして実施することができる。図６は、順方向ループ
・コントローラ３６のスイッチング・レギュレータの実施態様の概略図を示す。
線形レギュレータを用いた充電器と、スイッチング・レギュレータに基づくもの
との間の本質的な相違は、線形レギュレータはパワー・トランジスタを通過する
実質的に連続な電流を供給するが、一方スイッチング・レギュレータはパワー・
トランジスタを流れる電荷流をオンおよびオフに切り替えることによって、これ
を規制することである。
図６の実施態様では、パワーＦＥＴ Ｍ１は、そのソースにおいて入力電圧Ｖ
ＩＮを受け取り、そのゲートにおいてゲート駆動回路５２からの制御信号を受け
取るように接続されている。一方、ゲート駆動回路は、パルス幅変調発振器５４
によって制御される。発振器５４は、併合増幅器の端子１６からの制御出力を受
け取るように接続されている。この制御出力は、検知された充電電流および電池
電圧に応答して、発振器５４の少なくとも１つのパルス特性（即ち、パルス幅ま
たはパルス周波数）を変化させる。発振器のパルス特性を変化させることにより
、増幅器８は、図５との関連で説明したＣＣＣＶ充電方式にしたがって、取付ら
れた電池に供給される電荷を変化させる。
即ち、電流はＦＥＴ Ｍ１を通過してインダクタＬ１に流れ込み、ＦＥＴ Ｍ
１が「オン」の場合コンデンサＣ１を充電する。ダイオードＤ１は、ＦＥＴ Ｍ
１がオフに切り替えられると、「フライホイール」として作用し、電流をインダ
クタＬ１に供給する。パルスを変化させることにより、フィルタ・コンデンサＣ
１に流れ込む電流が変化する。これは、ＢＡＴＴ＋およびＢＡＴＴ−端子間に取
り付けられている電池に流れ込む充電電流と同様であり、パルスの変化は、検知
した充電電流および電池電圧に応じて出力１６によって制御する。あるいは、順
方向ループ・コントローラは、Paul Horowitz(ポール ホロヴィッツ)、Winfiel
d Hill（ウインフィールド ヒル）のThe Art of Electronics（電子回路の技術
）(Cambridge University Press,New York,1989)の３７４ページにて論じられて
いるように、ビデオ・フライバック回路と同様のフライバック回路を用いて実施
することも可能である。
用途によっては、特にリチウム・イオン電池のＣＣＣＶ充電では、充電回路内
部のオフセットおよび誤差成分の厳しい制御は、充電器の安全性および成功には
重大である。新規な併合増幅器の図３の好適な実施形態では、電流源１４は、オ
フセット回路を含み、増幅器の入力２２，３０における入力オフセット電圧を最
少に抑える。
即ち、カレント・ミラー２６，３４は各々ベース電流を必要とし、そのベース
電流は、図３の好適な実施形態では、差動対２０，２８の各々の一方の脚部によ
って供給される。増幅器１０または１２のどちらが各時点において優勢かに応じ
て、トランジスタＱ２またはＱ３がそれと連動するミラーＱ５／Ｑ７またはＱ６
／Ｑ８にそれぞれベース電流を供給する。差動対内の各トランジスタのベース−
エミッタ電圧は、トランジスタのコレクタ電流の関数であるので、このベース電
流の差は、差動対のベース−エミッタ電圧に差を生じ、これは差動入力２２，３
０間の望ましくない入力オフセット電圧として反映される。
以下の説明は、増幅器１０または１２のいずれが所与の時点において優勢であ
っても、そのいずれにも適用される。したがって、明確化のために、以下の説明
では、増幅器１０が優勢であると仮定し、この増幅器の説明に止めることにする
。電流源１４がＩｏ／２の電流を生成すると仮定すると、トランジスタＱ２のエ
ミッタ電流はＩｏ／２＋Ｉｏ／２βｎ＋Ｉｏ／βｐに等しい。ここで、βｎおよ
びβｐは、それぞれ、ｎｐｎトランジスタおよびｐｎｐトランジスタの電流利得
である。Ｉｏ／２βｎ成分は、単純にトランジスタＱ２のベース電流であり、Ｉ
ｏ／βｐはＱ５，Ｑ７カレント・ミラーの全ベース電流である。差動対２０のテ
ール電流（tail current）、即ち、トランジスタＱ１およびＱ２のエミッタ電流
の合計はＩｏに等しいので、したがって、トランジスタＱ１のエミッタ電流は、
Ｉｏ／２−Ｉｏ／２βｎ−Ｉｏ／βｐに等しくなければならず、更に、トランジ
スタＱ１およびＱ２のエミッタ電流間の差は、Ｉｏ／βｎ＋２Ｉｏ／βｐに等し
い。この電流差は、差動入力２２において、望ましくない大きな電圧オフセット
を生ずる可能性がある。
この理由のために、好適な実施形態は、図７に示すような、予備補償電流源を
用いる。これは、Ｉｏ／２、−Ｉｏ／２βｎ−Ｉｏ／βｐに等しい出力電流を生
成する。二次効果を無視すると、この電流をその入力とした場合、カレント・ミ
ラー２６の出力、即ち、トランジスタＱ２のコレクタ電流は、以下の式で与えら
れる。
Ｉｏ／２−Ｉｏ／２βｎ−Ｉｏ／βｐ＋Ｉｏ／βｐ＝Ｉｏ／２−Ｉｏ／２βｎ
また、トランジスタＱ２のエミッタ電流は、以下の式で与えられる。
Ｉｏ／２−Ｉｏ／２βｎ＋Ｉｏ／２βｎ＝Ｉｏ／２
これから、入力オフセット電圧が無視し得る程度の平衡差動対が得られる。
図７の予備補償電流源(pre-compenstated current source)１４は、電流源４
８を含み、ベース電流補数器(base current complementor)５０からの所望の電
流、即ち、Ｉｏ／２に等しい電圧を沈めるように接続されている。ベース電流補
数器５０は、図３におけるトランジスタＱ２のエミッタ電流に寄与するベース電
流の相補(complement)に等しい電流を生成する。即ち、先に注記したように、ミ
ラー２６は、Ｉｏ／βｐに等しいベース電流成分を付加し、トランジスタＱ２は
Ｉｏ／１βｎに等しいベース電流成分を付加して、寄与するＩｏ／βｐ＋Ｉｏ／
２βｎ全量が生成される。ベース電流補数器は、等しい量の電流、即ち、Ｉｏ／
βｐ＋Ｉｏ／２βｎを、Ｉｏ／２電流源から減算し、Ｉｏ−Ｉｏ／βｐ−Ｉｏ／
２βｎに等しい、補償出力電流Ｉｃｏｍｐを与える。
相補生成器５０は、ｐｎｐトランジスタＱ９およびＱ１０を含むカレント・ミ
ラーを含む。これらのトランジスタは各々、ミラー２６および３４のトランジス
タと同じ電流利得を呈する。トランジスタＱ９は、ダイオード接続されており、
Ｉｏ／２を電流源４８に供給する。トランジスタＱ９およびＱ１０のベースは、
互いに接続されていると共に、トランジスタＱ９のコレクタに接続されている。
したがって、トランジスタＱ１０は、Ｉｏ／２−Ｉｏ／βｐに等しい電流をミラ
ー(mirror)する。差動対２０および２８のトランジスタと同じ電流利得を有する
ｎｐｎトランジスタＱ１１が、当該トランジスタ１１内にＩｏ／２のエミッタ電
流を確立する電流源４９に接続されている。トランジスタＱ１１のベースは、ト
ランジスタＱ１０のコレクタに接続され、これによって、トランジスタＱ１０の
コレクタ電流から、Ｉｏ／２βｎに等しい、そのベース電流を分流させ、ベース
電流を補償した出力電流Ｉｃｏｍｐを生成する。
図示のウイルソン・ミラーのように安定したカレント・ミラー５２が接続され
、補償電流Ｉｃｏｍｐをミラーする。整合されたｎｐｎトランジスタＱ１２およ
びＱ１３が、別のｎｐｎトランジスタＱ１４の導通端子を介して、トランジスタ
Ｑ１２のコレクタ電流Ｉｃｏｍｐをミラーするように接続されている。トランジ
スタＱ１４は、トランジスタＱ１２のコレクタを、負電源端子よりも２ダイオー
ド電圧降下だけ上に保持することにより、アーリー効果を避け、安定な出力電流
を与える。トランジスタＱ１４のコレクタ電流は、したがって、Ｉｃｏｍｐ（Ｉ
ｏ−Ｉｏ／βｐ−Ｉｏ／２βｎ）に等しく、図３の好適な実施形態では、トラン
ジスタＱ１４のコレクタは、高インピーダンス・ノード１６に接続されている。
前述の本発明の具体的な実施形態の説明は、例示および説明の目的のために提
示されたものである。開示した正確な形態は本発明の全てであること、即ち、本
発明をそれらに限定することを意図する訳ではなく、前述の教示を考慮すれば多
くの変更や変形が可能である。例えば、一方の型のバイポーラ・トランジスタを
他方の型に交換すること、例えばＮＰＮをＰＮＰに、またはその逆に交換するこ
とも、対応する電源の極性を適切に変更すれば可能であり、更に適正な極性のＦ
ＥＴを、図示のバイポーラ・トランジスタに交換することも可能である。図面で
は２つの増幅器のみを示したが、図示のようにして、追加の増幅器を結合し、出
力段の電流源を、各増幅器のテール電流の半分で動作させるようにすることも可
能である。前述の実施形態は、本発明の原理およびその実際の用途を最良に説明
することにより、当業者が本発明を最良に利用できるように選択され、記載され
たものである。本発明の範囲は、添付の請求の範囲によってのみ限定されること
を意図するものである。
【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項
【提出日】平成１０年４月３０日（１９９８．４．３０）
【補正内容】
請求の範囲
１．併合演算トランスコンダクタンス増幅器であって、
第１および第２のバイポーラ差動対（２０，２８）であって、該対の制御端子
が差動入力（２２，３０）を与え、前記第１対の１組の電流導通端子が第１電流
源を介して電源端子（Ｖ−）に結合され、前記第２差動対の対応する１組の電流
導通端子が第２電流源（３２）を介して前記電源端子に結合され、前記第１およ
び第２対の他の１組の電流導通端子が別の電源端子（Ｖ＋）に結合されている、
該第１および第２のバイポーラ差動対（２０、２８）と、
高インピーダンス・ノード（１６）を有する第３電流源（１４）と、
前記第１および第２の差動対からの電流を、それぞれ、前記高ピンピーダンス
・ノードにおいて前記第３電流源にミラーして、前記ノードにおいて電圧出力を
形成するように接続されている第１および第２のカレント・ミラー（２６，３４
）と、
から成ることを特徴とする併合演算トランスコンダクタンス増幅器。
２．請求項１記載の併合増幅器であって、更に、
前記高インピーダンス・ノードから電源端子に接続された補償ネットワークを
備えており、該ネットワークが、前記増幅器を接続可能なフィードバック・ルー
プに、適切な周波数で極およびゼロを生成することを特徴とする併合増幅器。
３．多値閉ループ電子制御システムであって、
入力信号および制御信号を受け取り、出力信号を与えるように接続されている
順方向ループ・コントローラ（３６）と、
前記出力信号のパラメータを測定し、それらの測定値を所望値と比較し、前記
測定値および比較に基づいて前記順方向ループ・コントローラに制御信号を供給
するように接続されている測定および比較段（４０）と、
から成り、前記測定および比較段が、
差動入力および電流出力を有する複数の併合トランスコンダクタンス増幅器（
８）であって、その出力が出力段を共有するように接続された該併合トランスコ
ンダクタンス増幅器（８）と、
前記出力段に結合され、これによって高インピーダンス・ノードにおいて前記
出力段による電圧の変調を受けることにより、電圧出力を生成する電流源（１４
）であって、前記電圧出力が、前記制御入力と、前記パラメータの１つを測定し
かつ比較する各トランスコンダクタンス増幅器の前記差動入力とに接続されてい
る、該電流源（１４）と、
を備えることを特徴とする多値閉ループ電子制御システム。
４．請求項３記載の制御システムにおいて、各トランスコンダクタンス増幅器が
、
各トランジスタの制御端子が前記入力端子の１つを形成する、差動トランジス
タ対（２０，２８）と、
前記差動対内の前記トランジスタの１つと電源端子（Ｖ＋）との間に結合され
たダイオード（Ｑ５，Ｑ６）と、
前記ダイオードを通過する電流をミラーし、これによって前記高インピーダン
ス・ノードを駆動するように接続されているカレント・ミラー・トランジスタ（
Ｑ７，Ｑ８）と、
を備えることを特徴とする制御システム。
５．定電流／定電圧電池充電器であって、
電圧源端子に接続するための入力端子と、電池に接続することにより、制御さ
れた充電電流を前記電池に供給するための充電出力端子と、測定および比較シス
テム（８）に接続するための制御入力端子（３８）とを有する電池充電コントロ
ーラ（３６）であって、前記制御入力端子が前記充電コントローラにフィードバ
ックを与える、該電池充電コントローラ（３６）と、
１対の併合演算トランスコンダクタンス増幅器を含む測定および比較回路（８
）であって、前記増幅器の出力が出力段を共有するように接続
され、充電下の電池の電圧および前記電池に供給される充電電流を測定し、これ
らの値を所望値と比較し、これらの測定および比較に基づいて制御信号を生成し
、該制御信号を前記制御入力端子に供給するように接続されている、該測定およ
び比較回路（８）と、
から成ることを特徴とする定電流／定電圧電池充電器。
６．請求項５記載の充電器において、前記コントローラが、
制御入力と、２つの電流導通端子とを有する直列素子を含む線形電圧レギュレ
ータ・コントローラを備え、前記導通端子の一方が前記電圧入力に接続可能であ
り、前記導通端子の他方が前記充電出力端子に接続可能であり、前記制御入力が
、前記測定および比較回路からの前記フィードバック制御信号を受け取り、これ
によって前記制御入力に応じて充電電流を供給するように接続されていることを
特徴とする充電器。
７．請求項５記載の充電器において、前記コントローラが、
スイッチング素子制御端子を含むスイッチング電圧レギュレータ・コントロー
ラと、
前記測定および比較回路からのフィードバッタ制御信号を受け取り、発振制御
信号を前記スイッチング素子（Ｍ１）に供給するように接続された発振器（５４
）であって、その発振特性が前記フィードバック制御信号に応答する、該発振器
（５４）と、
を備えることを特徴とする充電器。
８．予備補償電流源であって、
所望の電流を生成するように接続された電流源（４８）と、
前記電流源に接続され、前記所定のベース電流の和に等しい電流を前記所望の
電流から減じたものに等しい補償電流を生成するように構成されているベース電
流補数器（５０）と、
前記ベース電流補数器が生成する前記補償電流をミラーするように接続されて
いるカレント・ミラー（５２）であって、前記所定のベース電流を補償するよう
に接続されている、該カレント・ミラー（５２）と、から成ることを特徴とする
予備補償電流源。
【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項
【提出日】平成１０年８月３日（１９９８．８．３）
【補正内容】
特許請求の範囲
８．予備補償電流源であって、
所望の電流を生成するように接続された電流源（４８）と、
前記電流源に接続され、前記所定のベース電流の和に等しい電流を前記所望の
電流から減じたものに等しい補償電流を生成するように構成されているベース電
流補数器（５０）と、
前記ベース電流補数器が生成する前記補償電流をミラーするように接続されて
いるカレント・ミラー（５２）であって、前記所定のベース電流を補償するよう
に接続されている、該カレント・ミラー（５２）と、
から成ることを特徴とする予備補償電流源。
９．請求項８記載の予備補償電流源であって、前記ベース電流補数器が、
前記電流源が生成する所望の電流から、それ自体のベース電流を減算し、得ら
れた電流をミラーするように接続されたカレント・ミラー（Ｑ９，Ｑ１０）と、
前記所望の電流を生成するように構成された第２の電流源（４９）と、
前記第２の電流源に接続され、前記ミラーされた電流からベース電流を得て、
前記所望の電流を前記バイポーラ・トランジスタの電流利得で除算したものに等
しい電流を減算するバイポーラ・トランジスタ（Ｑ１１）であって、前記ミラー
電流から、前記バイポーラ・トランジスタの電流利得で前記所望の電流を除算し
たものに等しい電流を減算したものを前記補償電流とする、該バイポーラ・トラ
ンジスタ（Ｑ１１）と、
を備えることを特徴とする予備補償電流源。
１０．併合演算トランスコンダクタンス増幅器であって、
第１および第２のバイポーラ差動対（２０，２８）であって、該対の制御端子
が差動入力（２２，３０）を与え、前記第１対の１組の電流導通端子が第１電流
源（２４）を介して電源端子（Ｖ−）に結合され、前記第２差動対の対応する１
組の電流導通端子が第２電流源（３２）を介して前記電源端子に結合され、前記
第１および第２対の他の１組の電流導通端子が別の電源端子（Ｖ＋）に結合され
ている、第１および第２の差動対と、
予備補償電流源と、
前記予備補償電流源が、
前記第１および第２の電流源の電流の半分に等しい電流を生成するように接続
されている第３の電流源（４８）と、
所定のベース電流の相補に等しい相補ベース電流を生成し、かつ前記相補ベー
ス電流を、前記第３の電流源が生成する電流と結合するように接続されているベ
ース電流補数器（５０）と、
前記ベース電流補数器が生成する結合電流をミラーし、これによて前記予備補
償出力電流を形成するように接続された出力カレント・ミラー（５２）と、
前記第１及び第２の差動対からの電流を高インピーダンスノード（１６）にお
いて前記第３の電流源にそれぞれミラーし、該ノードで電圧出力を形成するよう
に接続された第１及び第２のカレント・ミラー（２６、３４）と、
を備えることを特徴とする併合演算トランスコンダクタンス増幅器。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考）
Ｈ０２Ｍ 3/155 Ｈ０２Ｍ 3/155 Ｈ
(81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，
ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ
Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ
，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，
ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，Ｓ
Ｄ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ
，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ
，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，
ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，Ｆ
Ｉ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ
，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，
ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，Ｎ
Ｏ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ
，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，
ＵＺ，ＶＮ
(72)発明者 ザンスキ，ゾルトン
アメリカ合衆国カリフォルニア州94070,
サン・カルロス，ピー・オー・ボックス
6837
(72)発明者 バウァーズ，デレク・エフ
アメリカ合衆国カリフォルニア州94087,
サニーベイル，ハリサン・コート 1502