JP2001502868A

JP2001502868A - 糸巻ひずみ制御回路

Info

Publication number: JP2001502868A
Application number: JP10519574A
Authority: JP
Inventors: アルバートウイルバー，ジエームズ
Original assignee: Thomson Consumer Electronics Inc
Current assignee: Technicolor USA Inc
Priority date: 1996-10-21
Filing date: 1997-10-10
Publication date: 2001-02-27
Also published as: TW358301B; KR100473916B1; US5883477A; WO1998018254A1; AU4992297A; EP0934650B1; EP0934650A1; CN1234162A; KR20000049218A; DE69715232T2; MY116157A; DE69715232D1; ES2183151T3

Abstract

(57)【要約】糸巻ひずみ変調回路に出力電圧（Ｖ_p）を供給する糸巻ひずみ制御回路（４１０）。制御回路は入力信号（Ｖ_i）を受け取る入力を備える増幅器（５１０）を含む。増幅器は入力信号を増幅して、糸巻ひずみ変調回路の入力（５２０）に結合される増幅器の出力において出力電圧を発生する。補償路（Ｃ_f）は、増幅器と糸巻ひずみ変調回路との相互作用より生じる第１の周波数よりも高い周波数における不安定性を除去する。

Description

【発明の詳細な説明】糸巻ひずみ制御回路産業上の利用分野本発明は、陰極線管に関し、特に、糸巻ひずみを減少させる回路に関する。発明の背景陰極線管（ＣＲＴ）は、典型的に、水平および垂直偏向コイルを備えるヨークで電子ビームを偏向させることによりビデオ画像を表示する。電子ビームはＣＲＴの蛍光面すなわちスクリーンを横切って掃引され、ＣＲＴの水平偏向ヨークのコイルに加えられる水平偏向電流（典型的に、のこぎり波形を有する）を使用して水平走査線を蛍光面に表示する。ＣＲＴの蛍光面は球面ではなく、ほぼ平面で且つ矩形である。従って、垂直走査線の位置が異なれば、ＣＲＴスクリーン横幅の端から端まで走査線を掃引するのに異なる偏向角度の範囲が要求される。従って、このような非球面のＣＲＴを使用すると、糸巻ひずみとして知られる表示アーティファクト（ａｒｔｉｆａｃｔ）を生じる。第１図に、このような糸巻ひずみを説明するＣＲＴスクリーン１００を示す。電子ビームをＣＲＴスクリーンを横切って掃引させる水平偏向電流の一定のピーク・ピーク値において、スクリーン１００の上縁部と下縁部付近の走査線１２１と１２３は、それぞれ、縦方向の中心に近い走査線（例えば、中央の走査線１２２）と長さが異なる。これは、一部、異なる走査線に対して要求される偏向角度の範囲が異なることによる。このため、スクリーン１００に表示される矩形の縦方向の縁が内側に圧縮されるようなひずみを生じ、図に曲線１１２で示すように、スクリーン縦方向の中央付近で最も狭くなる。このような糸巻ひずみは、典型的に、水平偏向ヨークのコイルを駆動する偏向電流を変調する糸巻ひずみ変調回路で処理され、偏向電流は走査線が縦の中心から遠ざかるにつれて減らされ、縦の中心に近づくにつれて増やされる。糸巻ひずみ変調回路（ピン変調回路またはダイード変調回路と呼ばれることもある）は、典型的に、糸巻ひずみ制御回路から供給されるパラボラ波形の変調電圧に従って、入力のこぎり波電流を変調する。糸巻ひずみ、糸巻ひずみ変調回路、および関連するＣＲＴシステムおよび糸巻ひずみの補正については、ケイ．ブレアー・ベンソン（Ｋ．ＢｌａｉｒＢｅｎｓｏｎ）、ＴｅｌｅｖｉｓｉｏｎＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇＨａｎｄｂｏｏｋ（ニューヨーク：マグローヒル出版社、１９８６）１３．１７５〜１３．１８１頁、に記載されている。ＣＲＴが異なると、水平偏向ヨークのコイルを駆動するために、大きさの範囲が異なる偏向電流を必要とする。従って、ある一定の糸巻ひずみ制御回路の場合、ＣＲＴが変わると、回路で発生されるピーク・ピーク値の異なるパラボラ波形を有する変調電圧が必要となる。例えば、一定の糸巻ひずみ制御回路では、ＣＲＴ画面の形状を変えると、より大きな偏向電流が必要となり、従って、より大きなピーク・ピーク値を持つパラボラ波形を有する変調電圧が必要となる。このような糸巻ひずみ補正システムについての１つの問題は、パラボラ電圧の波形は、制御回路の最大出力変調電圧よりも大きな値を必要とすることである。例えば、内部的に補償される演算増幅器を制御回路の出力段の一部として使用するならば、制御回路の出力電圧は演算増幅器の電源電圧に制限される（演算増幅器の電源電圧のレール（ｒａｉｌ）と呼ばれることもある）。このため、例えば、より大きな電源電圧を有する演算増幅器を利用するために、回路を変更する必要性が生じることもある。発明の概要糸巻ひずみ変調回路に出力電圧を供給する回路。この回路は、入力信号を受け取る入力を備える増幅器を含んでいる。この増幅器は、入力信号を増幅して、糸巻ひずみ変調回路の入力に結合されるこの増幅器の出力において出力電圧を発生する。この回路は更に、増幅器と糸巻ひずみ変調回路間の相互作用で生じる第１の周波数よりも高い周波数において回路を安定化させる手段を含んでいる。ここで述べる発明的構成による糸巻ひずみ補正回路は、糸巻ひずみ変調回路；糸巻ひずみ変調回路に供給される入力信号のための増幅器（糸巻ひずみ変調回路と増幅器は第１の周波数よりも高い周波数において特有の不安定性をもって相互に作用する）；および第１の周波数よりも高い周波数において糸巻ひずみ変調回路と増幅器との相互作用を安定化させる手段とから成る。この安定化手段は、第１の周波数よりも高い周波数において回路の主ループ路を上回る利得を有する補償路を含むこともある。安定化手段は、第１の周波数と等しいかまたはそれ以下のクロスオーバ周波数よりも高い周波数において主ループ路を上回る（利得を有する）補償路を含むこともある。この補償路は増幅器のための帰還路を含むこともある。クロスオーバ周波数は約２ＫＨｚであり、第１の周波数は約２０ＫＨｚである。電圧はパラボラ波形を有し、入力信号はパラボラ電圧の波形を有する。増幅回路は、入力信号を受け取る入力および出力を備える演算増幅器；および演算増幅器の出力と糸巻ひずみ変調回路の入力との間に結合される能動要素から成り、演算増幅器は能動要素を制御する。能動要素はベース、コレクタ、およびエミッタ端子を備えるトランジスタから成り、このトランジスタのコレクタ端子は、帰還抵抗を介して演算増幅器の入力と糸巻ひずみ変調回路の入力に結合され、ベース端子は演算増幅器の出力に結合される。演算増幅器は入力信号を受け取る非反転入力、および反転入力を備える。安定化手段は、演算増幅器の出力と演算増幅器の反転入力との間に結合されるコンデンサを含む。安定化手段は更に、電源と演算増幅器の反転入力と間に結合される第１の抵抗、および演算増幅器の反転入力と大地間に結合される第２の抵抗を含む。この回路は更に、演算増幅器の非反転入力と入力信号との間に結合される入力抵抗；演算増幅器の出力とトランジスタのベース端子間に結合される第３の抵抗；およびトランジスタのエミッタと大地間に結合される第４の抵抗を含む。ここで述べる発明的構成の特徴によれば、糸巻ひずみ変調回路に電圧を供給する回路は、入力信号を受け取る入力および出力を備える演算増幅器；演算増幅器の出力に結合されて、演算増幅器に印加される電源電圧のレール（ｒａｉｌ）を超えるピーク値を有する電圧を供給する能動要素を備える。能動要素はバイポーラ接合トランジスタまたは電界効果トランジスタから成る。バイポーラ接合トランジスタのコレクタは、糸巻ひずみ変調回路の入力と演算増幅器の入力に結合され、ベースは演算増幅器の出力に結合され、演算増幅器は能動要素を制御する。電界効果トランジスタのドレインは糸巻ひずみ変調回路の入力と演算増幅器の入力に結合され、ゲートは演算増幅器の出力に結合され、演算増幅器は能動要素を制御する。この回路は更に、演算増幅器の出力から演算増幅器の反転入力に結合されるコンデンサを含み、コンデンサは、第１の周波数よりも高い周波数において回路の主ループ路を上回る利得を有する補償路を構成する。コンデンサは、第１の周波数と等しいかまたはそれ以下のクロスオーバ周波数よりも高い周波数において主ループ路を上回る補償路を構成する。クロスオーバ周波数は約２ＫＨｚであり、第１の周波数は約２０ＫＨｚである。コンデンサは、演算増幅器と、糸巻ひずみ変調回路の“Ｓ”字成形コンデンサとの間の相互作用で生じる第１の周波数よりも高い周波数において回路を安定化させる。本発明についての上述の、そして他の特徴と利点は、添付されている図面と共に読まれる以下の説明から明らかとなる。図面において同じような参照番号は同じ要素を示す。図面の簡単な説明第１図は、糸巻ひずみの効果を説明するＣＲＴスクリーンを示す。第２図は、第１図に示すスクリーンを有するＣＲＴの走査線に対するのこぎり波電流のランプ波（傾斜）を示す。第３図は、糸巻ひずみを減少させるために、第２図に示すのこぎり波電流の波形を、ここで述べる発明的構成により変調したものである。第４図は、ここで述べる発明的構成による糸巻ひずみ補正システムのブロック図である。第５図は、第４図に示す糸巻ひずみ制御回路の概略図である。第６図は、第５図の糸巻ひずみ制御回路の利得対周波数特性を示すグラフである。第７図は、第５図の糸巻ひずみ制御回路によるパラボラ電圧出力を示すグラフである。発明の詳細な説明第４図で、ＣＲＴの水平偏向ヨーク・コイル４３０は、各走査線についてほぼ直線的に増加する（すなわち傾斜する）水平偏向電流を受け取り、第１図に示すように、ＣＲＴのスクリーン１００を横切って電子ビームを掃引する。第２図に、第４図の水平偏向ヨーク・コイル４３０に加えられる水平偏向電流ののこぎり波形２００を示す。のこぎり波形２００は、ＣＲＴスクリーン１００から選択された走査線１２１、１２２、１２３にそれぞれ関連するランプ（ｒａｍｐ：傾斜）波を持っている。例えば、１フィールド当たりの走査線数が５２５本のシステムの場合、水平偏向ヨーク・コイル４３０は、５２５個ののこぎり波電流のピーク、１走査線当たり１つのランプ波、を受け取る。各走査線は周期Ｔ_pを有する。従って、例えば、のこぎり波電流２００のランプ波電流２２１はｔ＝０からｔ＝Ｔ_pまでの期間に−Ｉ１から＋Ｉ１まで上昇し、走査線１２１をスクリーン１００に表示させる。ランプ波２２２と２２３も同様に、走査線１２２と１２３の表示を制御する。しかしながら、前述したように、のこぎり波形２００の各ランプ波電流の相対的なピーク・ピーク値が一定であれば、第１図の曲線１１２で示す糸巻ひずみが生じる。このひずみは、ひずみを受ける走査線に対してランプ波電流のピーク・ピーク値を増加させることにより、最小限度に抑えられる。従って、のこぎり波電流２００は糸巻ひずみを補正するために変調される。第３図に、変調されたのこぎり波電流３００を発生するために、第２図に示すのこぎり波電流２００が、発明的構成により変調されたのこぎり波電流３００を示す。１フィールド全体を表示する時間はＴ_fに等しい。第３図に示すように、変調されたのこぎり波電流３００は１フィールドの走査線に対して複数のランプ波、各走査線に対して１つのランプ波、を含んでいる。図から分かるように、各ランプ波電流のピーク・ピーク振幅は、パラボラ状の包絡線３１０に従って、スクリーン１００の縦方向の中央に近い走査線に対して増加する。走査線を表示する周波数（およびそれに対応する時間Ｔ_p）は、種々の要素、例えば、１フィールドの走査線を表示する垂直周波数（典型的には、毎秒約５９．９４フィールド）およびフィールド当たりの走査線数に依存する。例えば、１フィールド当たり２６２．５本の走査線、１フレーム当たり２フィールド、毎秒約５９．９４フィールドを有するシステムの場合、約１５，７３４Ｈｚの水平走査周波数“１Ｈ”が使用される。毎秒約５９．９４フィールドでフィールド当たり５２５本の走査線（１フレームに等しい１フィールドの場合）については約３１，４６８Ｈｚの走査周波数“２Ｈ”が使用される。第４図に、発明的な構成による糸巻ひずみ補正システム４００のブロック図を示す。システム４００は、糸巻ひずみ制御回路４１０と、線形タイプ糸巻ひずみ変調回路４２０と、水平偏向ヨーク・コイル４３０と、パラボラ電圧発生回路４０５とから成る。コンデンサＣｓは、糸巻ひずみ変調回路４２０のために“Ｓ” 字成形を行う。コンデンサＣｓは、典型的には、糸巻ひずみ変調回路４２０の一部としてその中に含まれるが、糸巻ひずみ補正システム４００の理解を容易にするために別個に図示されている。パラボラ電圧発生回路４０５は、パラボラ電圧Ｖ_iを期間Ｔ_fにわたり糸巻ひずみ制御回路４１０に供給する。パラボラ電圧発生回路４０５はまた、走査線の１フィールドの始めにパラボラ電圧Ｖ_iを発生するのに使用される垂直同期信号を受け取る。パラボラ電圧Ｖ_iは、１つの実施例では、最大電圧２．８Ｖおよび最小電圧１．６Ｖを有し、従って、１．２Ｖのピーク・ピーク電圧の範囲を有する。パラボラ電圧Ｖ_iは、糸巻ひずみ制御回路４１０により発生されるパラボラ電圧に対し逆の形状を有するので、パラボラ電圧Ｖ_iは、糸巻ひずみ制御回路４１０のパラボラ電圧が最小値にあるとき最大値となり、制御回路４１０のパラボラ電圧値が最小のとき最大となる。糸巻ひずみ変調回路４２０は、複数の水平ドライブ・パルス（水平偏向ヨーク・コイル４３０で発生される各水平走査線に対し１個のパルス）を受け取る。糸巻ひずみ変調回路４２０はまた、糸巻ひずみ制御回路４１０からパラボラ電圧出力を受け取り、これらの入力を利用して、第３図に、変調されたのこぎり波電流３００として描かれた形の、被変調のこぎり波電流を発生し、水平偏向ヨーク・コイル４３０を駆動する。パラボラ変調包絡線３１０は、糸巻ひずみ制御回路４１０からのパラボラ出力電圧を使用して得られる。第３図と第４図を比較すると、糸巻ひずみ制御回路４１０からのパラボラ出力電圧が最大値にあるときパラボラ変調包絡線３１０は最小値にあり、パラボラ出力電圧が最小値にあるとき包絡線３１０は最大値にある、ことが分かる。第５図に、第４図の糸巻ひずみ制御回路４１０概略図を示す。糸巻ひずみ制御回路４１０は、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，帰還抵抗Ｒ_f，内部で補正される演算増幅器５１０、トランジスタＱ、および帰還コンデンサＣ_fから成る。演算増幅器５１０の非反転入力は抵抗Ｒ１とＲ_fの接合部に結合され、反転入力は抵抗Ｒ３とＲ２とコンデンサＣ_fの接合部に結合される。抵抗Ｒ３の他方の端子は第１の電源に結合され、第１の電源は、例えば、約７．６Ｖの直流電圧を供給する。抵抗Ｒ２の他方の端子は接地される。演算増幅器５１０の出力は抵抗Ｒ４を介してトランジスタＱのベースに結合される。コンデンサＣ_fの他方の端子は演算増幅器５１０の出力に結合される。抵抗Ｒ_fは演算増幅器５１０の非反転入力とトランジスタＱのコレクタとの間に結合される。トランジスタＱのエミッタは抵抗Ｒ５を介して接地される。演算増幅器５１０の非反転入力はまた、抵抗Ｒ１を介して、パラボラ電圧発生回路４０５から信号源Ｖ_iにも結合される。演算増幅器５１０の電源入力は、第２の電源（例えば、約２６Ｖの直流電圧を供給する）と大地間に結合される。動作中、電流Ｉ_pは節点５２０において糸巻ひずみ変調回路４２０から糸巻ひずみ制御回路４１０の中に流れ込む。１つの実施例において、糸巻ひずみ制御回路４１０の構成部品は以下の値を有する：Ｒ１＝１０ＫΩ；Ｒ２＝４０．２ＫΩ；Ｒ３＝２８ＫΩ；Ｒ４＝１ＫΩ；Ｒ５＝１Ω（１Ｗ）；Ｒ_f＝１２０ＫΩ；Ｃ_f＝０．２７μＦ．トランジスタＱはＴＩＰ１２２型ダーリントン・ｎｐｎパワー・トランジスタが好ましい。演算増幅器５１０はＬＭ３５８型が好ましい。抵抗Ｒ１とＲ_fは制御回路４１０の閉ループ電圧利得を決定する。抵抗Ｒ４は演算増幅器５１０とトランジスタＱの両方の電流保護を行う。抵抗Ｒ５はトランジスタＱ段の利得を設定する。抵抗Ｒ２とＲ３は、抵抗Ｒ３に印加される＋７．６Ｖの電圧と協働して、演算増幅器の非反転入力における電圧と比較される直流オフセット電圧を演算増幅器５１０の反転入力に供給することにより、出力電圧Ｖ_pの望ましい直流動作点を設定するように構成される。糸巻ひずみ制御回路４１０は以下のように動作する。パラボラ電圧発生回路４０５から受け取られる、１フィールド内の第１の走査線１２１から最後の走査線１２３までの期間Ｔ_fにわたるパラボラ電圧は、抵抗Ｒ１を介して演算増幅器５１０の非反転入力に供給される。通常の動作において、パラボラ電圧発生回路４０５からのパラボラ電圧に対応する、反対極性のパラボラ電圧Ｖ_pが節点５２０において発生される。節点５２０における出力電圧Ｖ_pはパラボラ波形を有し、糸巻ひずみ変調回路４２０はそれを使用して、先に述べたように、ヨーク・コイル４３０へ出力されるのこぎり波形の電流を変調する。節点５２０における電圧Ｖ_pの大きさは、抵抗Ｒ４を通ってトランジスタＱのベースに流れ込む電流に従って、変化し、演算増幅器５１０からの出力電圧の関数である。演算増幅器５１０はトランジスタＱを駆動する誤差信号を発生するのでＶ_pは、パラボラ電圧発生回路４０５により供給される基準パラボラ電圧の波形（それに、７．６Ｖ電源と抵抗Ｒ３とＲ２より供給される直流オフセット電圧を加えて）を追従する。従って、演算増幅器５１０は、トランジスタＱおよび関連する構成要素と組み合わされて、入力信号Ｖ_iを受け取る入力を備える増幅回路を提供し、この増幅回路は入力信号Ｖ_iを増幅し、その増幅回路の出力（例えば、“Ｓ”字成形コンデンサＣｓに結合されるトランジスタＱのコレクタ電極における節点５２０）において出力電圧Ｖ_pを発生する。出力電圧Ｖ_pは、トランジスタＱの破壊特性によってのみ制限される。１つの実施例では、演算増幅器５１０の電源電圧が２６Ｖであっても、Ｖ_pは破壊が起こる前に１００Ｖ程度の電圧にまで上昇する。第７図に、発明的構成による糸巻ひずみ制御回路４１０より出力されるパラボラ電圧７１０を示す。図に示すように、パラボラ電圧７１０はピーク・ピーク値１４Ｖおよび最大電圧３２Ｖを有する。従って、糸巻ひずみ制御回路４１０は、演算増幅器５１０の電源電圧が２６Ｖであっても、パラボラ電圧７１０に対して最大出力電圧３２Ｖを供給する。第５図に関して、糸巻ひずみ制御回路４１０の動作を説明するために幾つかの信号路を定義する。制御回路４１０の主帰還路は、演算増幅器５１０の出力から抵抗Ｒ４，トランジスタＱおよび抵抗Ｒ_fを通り演算増幅器の非反転入力に至る帰還路（演算増幅器５１０自体を除く）である。制御回路４１０の主ループ路は、主帰還路に演算増幅器５１０を加えたものである。主ループ路は入力パラボラ電圧（Ｖ_i）を増幅し、増幅された出力パラボラ電圧（Ｖ_p）を発生できるようにする。制御回路４１０の補償路は、演算増幅器５１０の出力からコンデンサＣ_f を通り演算増幅器の反転入力に至る経路（演算増幅器５１０自体を除く）である。補償ループ路は、補償路に演算増幅器５１０を加えたものである。第６図に、発明的構成による糸巻ひずみ制御回路４１０の信号路の利得対周波数特性６１１、６１２、６１３、６１４、６１５を示すグラフ６００を示す。利得曲線６１１は、制御回路４１０の主帰還路の利得対周波数をプロットし、利得曲線６１３は、制御回路４１０の主ループ路の利得対周波数をプロットしている。利得曲線６１２は制御回路４１０の補償路の利得をプロットし、利得曲線６１５は制御回路４１０の補償ループ路の利得をプロットしている。利得曲線６１４は演算増幅器５１０の利得を周波数の関数としてプロットしている。図に示すような構成の演算増幅器５１０は典型的に、内部の極（ｉｎｔｅｒｎａｌｐｏｌｅ）を持っている。例えば、ＬＭ３５８型のような演算増幅器は約３Ｈｚにおいて極を持つ。従って、演算増幅器５１０の利得曲線６１４で示すように、この演算増幅器の極のために、利得曲線は約８００ＫＨｚにおいて０ｄＢを横切る。しかしながら、“Ｓ”字成形コンデンサＣｓに関連する第２の極は、制御回路４１０の主ループ路に影響を及ぼし、不安定性周波数である約２０ＫＨｚにおいて不安定性、すなわち発振、を起こす。演算増幅器の極と“Ｓ”字成形コンデンサＣｓの第２の極が合成されて、主ループ路の利得曲線６１３の勾配は、主帰還路の利得曲線６１１の勾配の２倍急になる。利得曲線６１３が比較的急勾配なので利得曲線６１３は不安定性周波数２０ＫＨｚにおいて０ｄＢの軸を横切る。従って、主ループ路の利得が１（０ｄＢ）になる２０ＫＨｚにおいて、発振という形の不安定性が主ループ路に導入される。しかしながら、この不安定性は、この周波数において主ループ路の利得が支配的である場合にのみ生じる。従って、以下に述べるように、コンデンサＣ_fは、糸巻ひずみ制御回路４１０の第２の極の効果を打ち消し、従って、この不安定性を補う補償路を提供する。この補償路の利得は、少なくとも２０ＫＨｚ以上の周波数について主ループ路の利得を上回り、支配的利得が不安定性周波数において０ｄＢ以下に低下するのを防止する。図に示すように、主帰還路の利得曲線６１１は約２ＫＨｚにおいて０ｄＢを横切る。補償路の利得曲線６１２は、図に示すように、４００Ｈｚにおいて極を有し、２ＫＨｚ以上の周波数において補償路の利得曲線６１２は主帰還路の利得曲線６１１を上回る。コンデンサＣ_fと連携して、抵抗Ｒ２とＲ３（ＡＣ信号に対して並列である）は、利得曲線６１２に対して（利得曲線６１５に対しても）４００ｚの極を設定する。この極は、４００Ｈｚの軸において利得曲線６１２と６１５の曲がりで示されている。補償コンデンサＣ_fを通る補償路の利得の優位は、補償ループ路と主ループ路の利得をそれぞれプロットする利得曲線６１５と６１３についても説明される。図に示すように、４００Ｈｚにおける極の前で、補償ループ路の利得曲線６１５は水平である。４００Ｈｚの後で、補償ループ路の利得曲線６１５は、演算増幅器の利得曲線６１４および主帰還路の利得６１１と等しい勾配で下向きに傾斜する。従って、第６図に示すように、主ループ路の利得曲線６１３は２ＫＨｚにおいて補償ループ路の利得曲線６１５と交差し、その結果、利得曲線６１５は２ＫＨｚ以上の周波数において利得曲線６１３を上回る。２ＫＨｚから始まるこの補償路の優位は、不安定性が始まる２０ＫＨｚ前に補償路の利得が優位になり始めるので、主ループ路の安定性が十分に確保される。従って、コンデンサＣ_fはより高い周波数において優位な帰還路を提供し、演算増幅器５１０の極と組み合わされると発振を起こす“Ｓ”字成形コンデンサＣｓの作用を除去する。従って、コンデンサＣ_fによって与えられる補償路は、演算増幅器５１０と“Ｓ”字成形コンデンサＣｓとの相互作用により生じる、第１の周波数（例えば、２０ＫＨｚ）以上の周波数における不安定性を減少させる手段を構成する。別の実施例では、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）のような、ｎｐｎパワートランジスタ以外の適当な能動要素がこの発明的構成に使用できることが理解されるであろう。請求項に記載された本発明の原理と範囲から離れずに、本発明の性質を明らかにするためにこれまで述べた詳細な説明、材料、および部品の構成に種々の変更が当業者によってなされることが理解されるであろう。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項【提出日】平成１０年１０月１６日（１９９８．１０．１６）【補正内容】請求の範囲１．糸巻ひずみ変調回路と、糸巻ひずみ変調回路に印加される糸巻ひずみ補正信号（Ｖ_i）のための増幅回路であって、糸巻ひずみ変調回路に結合される反転出力を備えるトランジスタ（Ｑ）から成る増幅回路（５１０、Ｑ）と、糸巻ひずみ変調回路と増幅回路との相互作用により定められる第１の周波数よりも高い周波数において増幅回路を安定化させる手段とから成る、糸巻ひずみ補正回路。２．糸巻ひずみ変調回路が線形タイプである、請求項１記載の糸巻ひずみ補正回路。３．安定化手段が、第１の周波数よりも高い周波数におい糸巻きひずみ補正回路の主帰還ループ路（Ｒ_f）を上回る利得を有する増幅器の帰還補償路（Ｃ_f）から成る、請求項１記載の糸巻ひずみ補正回路。４．安定化手段が、第１の周波数に等しいかそれ以下であるクロスオーバ周波数よりも高い周波数において主帰還ループ路（Ｒ_f）を上回る（利得を有する）帰還補償路（Ｃ_f）から成る、請求項１記載の糸巻ひずみ補正回路。５．クロスオーバ周波数が約２ＫＨｚであり、第１の周波数が約２０ＫＨｚである、請求項４記載の糸巻きひずみ補正回路。６．糸巻ひずみ補正信号（Ｖ_i）がパラボラ電圧波形を有する、請求項１記載の糸巻ひずみ補正回路。７．糸巻ひずみ変調回路と、第１と第２の入力端子、および糸巻ひずみ変調回路に結合される出力端子を備える増幅回路（５１０）と、糸巻ひずみ変調回路から増幅回路の第１の入力端子に結合される主帰還ループ路（Ｒ_f）と、増幅回路の出力から増幅回路の第２の入力端子に結合される帰還補償路（Ｃ_f ）とから成り、前記帰還補償路の利得が前記主帰還ループ路の利得を上回り、前記糸巻ひずみ変調回路と前記増幅回路との相互作用により定められる所定の周波数において前記増幅回路の利得が１以下に低下するのを防止する、糸巻ひずみ補正回路。８．糸巻ひずみ変調回路と増幅回路との相互作用により、前記所定の周波数よりも低くない周波数において増幅回路（５１０）が不安定になる傾向を生じる、請求項７記載の糸巻ひずみ補正回路。９．帰還補償路（Ｃ_f）が増幅回路（５１０）の不安定性を除去するのに役立つ、請求項８記載の糸巻ひずみ補正回路。１０．帰還補償路（Ｃ_f）が、所定の周波数に等しいかそれ以下のクロスオーバ周波数よりも高い周波数において主帰還ループ路（Ｒ_f）を上回る利得を有する、請求項９記載の糸巻ひずみ補正回路。１１．増幅回路が内部の極（ｉｎｔｅｒｎａｌｐｏｌｅ）を有する演算増幅器から成り、糸巻ひずみ補正回路が更に、演算増幅器の出力に結合される入力電極を備えるトランジスタと、糸巻ひずみ変調回路と関連し且つトランジスタの出力電極に結合され、特有の極を持つ“Ｓ”字成形コンデンサとを含み、演算増幅器の内部の極と“Ｓ”字成形コンデンサの特有の極との相互作用から不安定性の傾向を生じる、請求項１０記載の糸巻ひずみ補正回路。１２．糸巻ひずみ変調回路に電圧を供給する回路であって、パラボラ信号（Ｖ_i）を受け取る第１の入力端子、第２の入力端子、および出力端子を備える演算増幅器（５１０）と、制御端子と出力端子を備え、その出力端子が糸巻ひずみ変調回路の入力と演算増幅器の第１の入力に結合され、その制御端子が演算増幅器の出力端子に結合され、演算増幅器に供給される電源電圧のレール（ｒａｉｌ）を超えるピーク値を有するパラボラ電圧を供給するトランジスタ増幅器（Ｑ）と、演算増幅器の出力端子を第２の入力に結合させ、前記演算増幅器と前記糸巻ひずみ変調回路との相互作用により定められる所定の周波数よりも高い周波数において優位な帰還路を提供する帰還補償路（Ｃ_f）とから成る、前記電圧供給回路。１３．前記トランジスタ増幅器がバイポーラ接合トランジスタである、請求項１２記載の糸巻ひずみ変調回路。１４．前記トランジスタ増幅器が電界効果トランジスタから成る、請求項１２記載の回路。１５．帰還補償路が、前記所定の周波数よりも高い周波数において主帰還ループ路を上回る利得を有し、前記主帰還ループ路がトランジスタ増幅器の出力端子から演算増幅器の第１の入力端子に結合される、請求項１２記載の回路。１６．所定の周波数に等しいかそれ以下のクロスオーバ周波数よりも高い周波数において帰還補償路が主帰還ループ路を上回る、請求項１５記載の回路。１７．演算増幅器に関連する極と、糸巻ひずみ変調回路の“Ｓ”字成形コンデンサに関連する極との相互作用により定められる第１の周波数よりも高い周波数において帰還補償路が前記演算増幅器に対して優位な帰還を提供する、請求項１２記載の回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ

Claims

【特許請求の範囲】１．糸巻ひずみ変調回路と、糸巻ひずみ変調回路に印加される入力信号（Ｖ_i）のための増幅器（５１０、Ｑ）であって、糸巻ひずみ変調回路に結合されるコレクタ電極を備えるトランジスタ（Ｑ）から成り、糸巻ひずみ変調回路と増幅器は第１の周波数よりも高い周波数において特有の不安定性をもって相互作用する、前記増幅器と、第１の周波数よりも高い周波数において糸巻ひずみ変調回路と増幅器の相互作用を安定化させる手段（Ｃ_f）とから成る、糸巻ひずみ補正回路。２．糸巻ひずみ変調回路が線形タイプである、請求項１記載の糸巻ひずみ補正回路。３．安定化手段が、第１の周波数よりも高い周波数におい糸巻きひずみ補正回路の主帰還ループ路（Ｒ_f）を上回る利得を有する増幅器の帰還補償路（Ｃ_f）から成る、請求項１記載の糸巻ひずみ補正回路。４．安定化手段が、第１の周波数に等しいかそれ以下であるクロスオーバ周波数よりも高い周波数において主帰還ループ路（Ｒ_f）を上回る（利得を有する）帰還補償路（Ｃ_f）から成る、請求項１記載の糸巻ひずみ補正回路。５．クロスオーバ周波数が約２ＫＨｚであり、第１の周波数が約２０ＫＨｚである、請求項４記載の糸巻きひずみ補正回路。６．入力信号（Ｖ_i）がパラボラ電圧波形を有する、請求項１記載の糸巻きひずみ補正回路。７．糸巻ひずみ変調回路と、糸巻ひずみ変調回路に印加される入力信号（Ｖ_i）のための、反転入力と非反転入力を備える増幅器（５１０）と、糸巻ひずみ変調回路から増幅器の非反転入力に結合される主帰還ループ路（Ｒ_f ）と、増幅器の出力から増幅器の反転入力に結合される帰還補償路（Ｃ_f）とから成る、糸巻ひずみ補正回路。８．第１の周波数よりも高い周波数において、糸巻ひずみ変調回路と増幅器（５１０）の相互作用が糸巻ひずみ補正回路に不安定性の傾向を生じる、請求項７記載の糸巻ひずみ補正回路。９．帰還補償路（Ｃ_f）が糸巻ひずみ補正回路の不安定性を除去するのに役立つ、請求項８記載の糸巻ひずみ補正回路。１０．帰還補償路（Ｃ_f）が、第１の周波数に等しいかそれ以下であるクロスオーバ周波数において主帰還ループ路（Ｒ_f）を上回る利得を有する、請求項９記載の糸巻ひずみ補正回路。１１．前記増幅器が内部の極（ｉｎｔｅｒｎａｌｐｏｌｅ）を有する演算増幅器（５１０）から成り、糸巻ひずみ補正回路が更に、演算増幅器の出力に結合される入力電極を備えるトランジスタ（Ｑ）と、トランジスタの出力電極に結合され、特有の極（ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｐｏｌｅ）を有する“Ｓ”字成形コンデンサとを含み、演算増幅器の内部の極と“Ｓ”字成形コンデンサの特有の極との相互作用から不安定性の傾向を生じる、請求項１０記載の糸巻ひずみ補正回路。１２．糸巻ひずみ変調回路に電圧を供給する回路であって、入力電圧（Ｖ_i）を受け取る入力および出力を備える演算増幅器（５１０）と、ベースとコレクタとエミッタ端子を備え、コレクタ端子が糸巻ひずみ変調回路の入力と演算増幅器の入力に結合され、ベース端子が演算増幅器の出力に結合されるトランジスタ（Ｑ）とから成り、演算増幅器がトランジタを制御して、演算増幅器に印加される電源電圧レール（ｒａｉｌ）の大きさを超えるピーク値を有する電圧を供給する、前記電圧供給回路。１３．演算増幅器（５１０）の出力から演算増幅器の反転入力に結合されるコンデンサ（Ｃ_f）を更に含む、請求項１２記載の回路。１４．コンデンサ（Ｃ_f）が、第１の周波数よりも高い周波数において回路の主帰還ループ路（Ｒ_f）を上回る利得を有する帰還補償路を提供する、請求項１３記載の回路。１５．コンデンサ（Ｃ_f）が、第１の周波数に等しいかそれ以下であるクロスオーバ周波数よりも高い周波数において主帰還ループ路（Ｒ_f）を上回る帰還補償路を構成する、請求項１３記載の回路。１６．クロスオーバ周波数が約２ＫＨｚであり、第１の周波数が約２０ＫＨｚである、請求項１５記載の回路。１７．演算増幅器（５１０）と糸巻ひずみ変調回路の“Ｓ”字成形コンデンサとの相互作用により定められる第１の周波数よりも高い周波数においてコンデンサ（Ｃ_f）が回路を安定化させる、請求項１３記載の回路。