JP2001502478A - データ送信 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 送信機（２０）は入力信号をエンコードしてコード化データを形成する手段（２０６，２０７）を有し、コード化データの各要素は少なくとも２つの離散信号振幅レベルの１つを持ち、エンコード手段はコード化データ中にデータの周期的なトレーニングシーケンス（Ｔ）を含め、受信機（３０）はコード化データを受信し、受信したトレーニングシーケンスに基づいてしきい値を適応させて、離散レベルが相互に識別可能なようにする。トレーニングシーケンスＴは複数の要素を含んでいてもよく、その少なくとも１つは順次離散信号レベルのそれぞれ１つを表している。受信機はルックアップテーブルを発生させて、適応されたしきい値を記憶する。

Description

【発明の詳細な説明】 データ送信 この発明はデータ送信に関し、特に複数レベル表示のデジタル信号を送信する データ送信に関する。 デジタルデータは、時間と振幅の両者において量子化されている信号を表して いる。したがってデジタルデータはアナログ信号の実際の値を近似している。ア ナログ信号がデジタル化される場合、アナログ信号の範囲は多数のレベルに例え ば１６のレベルに分割され、アナログ信号は設定された間隔でサンプリングされ 、その瞬間における適切なレベルが決定される。１６レベルのみが使用されるこ とから、実際のレベルに最も近いレベルが選択される。このデジタルデータから 再構成された信号は似ているが、元のアナログ信号と正確に同一ではない。 バイナリデジタルデータでは、信号は０または１により表され、例えば０は０ Ｖパルスであり、１は５Ｖパルスである。入力信号のサンプルが最大範囲の半分 よりも大きな振幅を持っている場合には、信号サンプルは１により表される。０ は、半分よりも小さい振幅を持つサンプルから結果的に生じる。このようにして 一連の０と１が生成される。 元の信号を再生ずるために、受信機は２つのレベル間のしきい値を知る必要が ある。これは通常送信機が受信機に対して信号の最大範囲、レベルの数、例えば レベルのスペース間隔が線形に空けられている場合にはレベルのスペースなどを 信号送信することによりなされる。その後受信機はしきい値を決定し、入来信号 をデコードする。実際には、複数レベルのシステムでは、ネットワークのレスポ ンスにより信号に歪み、すなわちオーバーシュートやリンギングがある。任意の 受信サンプルの瞬間レベルは送信されたサンプルに依存するだけでなく、最近の 前に送信されたサンプルやあるいはその後に送信されたサンプルにも依存する。 本発明にしたがうとデータ送信システムが提供され、このデータ送信システム は、 入力信号をエンコードして、その各要素が少なくとも２つの離散信号振幅レベ ルの１つを持つコード化データを形成し、コード化データ中にデータの周期的な トレーニングシーケンスを含める手段を有する送信機と、 コード化データを受信し、受信したトレーニングシーケンスに基づいてしきい 値を適応させて、離散レベルが相互に識別可能なようにする受信機とを具備する 。 このようなシステムにより、送信機と受信機との間の通信リンクのダイナミッ クな条件に基づいて、受信機がしきい値を連続的に適応させることができる。 トレーニングシーケンスが少なくとも２つの要素を含み、受信機が、トレーニ ングシーケンスの要素の他のものにおける、トレーニングシーケンスの要素の少 なくとも１つの影響を監視し、それにしたがってしきい値を適応させる手段を含 むことが好ましい。 したがって、送信リンクの要素のグループにおける影響が考慮される。 本発明は送信機と受信機にも関係する。 添付した図面を参照し、例示することによりこれから本発明を説明する。 図１は、本発明にしたがったデータ送信システムを示している。 図２は、図１のデータ送信システムにより送信されるコード化ビデオデータの ラインフォーマットの例を示している。 図３は、本発明にしたがった送信機を示している。 図４は、本発明にしたがった受信機を示している。 図５は、トレーニングシーケンスの１１ラインが受信された後のバッファの内 容の例を示している。 図６は、図５に示されているようなバッファの内容から生成された１組のしき い値の例を示している。 図７は、図６のしきい値から生成されたルックアップテーブルの例を示してい る。 図１に示されているように、デジタルデータ送信システムは、送信機２０、受 信機３０、通信リンク４０を備えている。データは送信機２０から通信リンク４ ０を通して受信機３０に送信され、通信リンク４０は任意の適切な形態をとるこ とができる。例えば、通信リンク４０は公衆電話交換網（ＰＳＴＮ）の一部や、 統合サービスデジタル網（ＩＳＤＮ）や、無線リンクや、同軸ケーブルや、光フ ァイバなどにより提供されるような専用ラインであってもよい。 例示目的のために、説明しているデータ送信システムはビデオ画像を表すデー タの送信に関係している。しかしながらこの発明は、特に例えばケーブルモデム やより高いビットレートのテレテキストサービスのようなアナログ送信リンクを 通して通信するための複数レベルのデジタルデータを送信する任意のシステムに 対して適用可能である。 説明するデータ送信システムは、アナログハイブリッドファイバ同軸ケーブル 網を通して顧客にデジタルテレビジョン信号を配信するのに適している。既存の アナログ網インフラストラクチャを使用するために、デジタル信号は、通常のＴ Ｖチャネルと同じ方法で既存の網を通して送信できるものでなければならない。 したがって、デジタル信号は通常のＴＶチャネル（６−７ＭＨｚ）と同様な帯 域幅を使用しなければならない。また、デジタル信号は振幅に関してＴＶ信号の ように‘見え’なければならず、１５．６２５ＫＨｚの規則的な‘ライン’同期 パルスを持たなければならない。その理由は網における何らかのＤＣ再生はこれ に基づくからである。信号対雑音比は約５０ｄＢであり、差動利得誤差のような 非線形性や克服するための同期パルスクリッピングがある。 アナログに対して合理的な容量の改善を行うために、許容可能な品質を持つ４ つの多重化ＭＰＥＧビデオストリームを伝えるのに十分なデジタル容量が望まれ ていた。 本発明は複数レベルのコード化を使用し、それによりシリアルデジタルデータ がｎビットのシンボルに分割される。その後各シンボルはアクティブビデオ領域 内の２ⁿ個の離散レベルの１つとしてコード化される。 シンボルレートを６．７５ＭＨｚに選択することにより、対する最小パルス幅 は１／６．７５×１０⁶すなわち１４８ｎｓである。これは過度に劣化せずにシ ステムの帯域幅を通り抜けなければならない。システムの信号対雑音比を仮定す ると、８つの離散レベルを再生できることを予測するのが合理的であり、これは シンボル毎に３ビット（すなわちｎ＝３）である。 システムにおけるすべてのクランプおよびＤＣ再生はライン同期レベルおよび 黒レベルのみを使用することから、何らかのフレームタイミングを保持すること は実際必要ないことが実験で示された。これは、フレームタイミングを省略して 、 アクティブ‘ライン’の連続ストリームを使用することができることを意味して いる。これはデータスループットを増加させ、送信機と受信機の設計を簡単にす る。 ２７ＭＨｚのマスタクロックレートを選択することにより、容易に入手可能な ＴＶサンプリングクロック再生チップを使用して、適度に低いジッタラインロッ ククロックを受信機において提供することができる。このレートにおいてこの信 号をオーバーサンプリングして、最高のサンプリング位置を決定することができ る。適度なスピード論理回路とともに、容易に入手可能なビデオアナログデジタ ルコンバータ（ＡＤＣ）を使用することができる。 送信されるべき波形図が図２に示されている。これは、１５．６２５ＫＨｚで 反復している標準の幅および振幅を有する同期（ｓｙｎｃ．）パルス２から構成 されている。これにはそれぞれフロントポーチ４とバックポーチ６が先行および 後続しており、容易に入手可能なＴＶ同期パルス分離器とアナログデジタルコン バータを使用できるようにしている。 バックポーチ６の後のものはスタートパルス（Ｓ）であり、最高のサンプリン グ位置を決めるために受信機により使用される。そして８つのシンボルが続き、 その内の５つがトレーニングシーケンス（Ｔ）を形成し、この５つのシンボルは 多数のラインに渡る設定シーケンスを通して段階状に変化する。これらのシンボ ルの最初のもの（Ｍ）はマーカであり、トレーニングシーケンスの開始を決定で きるようにする。トレーニングシーケンスの正確な性質や機能は後に説明する。 そして多数の有効データシンボルＤが続く。それぞれ公称１４８ｎｓ幅であり 、公称０．１Ｖ離れている８つの離散レベルの１つで表されている。有効データ をブロックに分割して、ブロックベースのフォワードエラー訂正（ＦＥＣ）を付 加することができる。ブロックベースのＦＥＣを使用するシステムにおける１つ のオーバーヘッドは、フレーミングビットを付加してブロック境界を規定する必 要性であり、フレーミングをサーチしてこれにロックするための受信機における ハードウェアである。さらにブロックに再分割することができる‘ライン’にデ ータが既に分割されていることから、この方式ではこれは必要なことではない。 エラー訂正ブロックサイズやライン毎のシンボルの総数の選択は、要求される ビットレートやＦＥＣの訂正能力に依存する。 提案したシステムはＢＣＨ（ボーズ−チャウドゥーリー・ホックエンゲム）フ ォワードエラー訂正を使用し、ラインを６３ビットの１７ブロックに分割する。 各６３ビットブロックには２１個の３ビットシンボルが含まれており、これらは １９個のデータシンボル（５７ビット）と２個のチェックビットシンボル（６ビ ット）から構成されており、５７×１７×１５６２５＝１５．１４０６２５Ｍビ ット／秒のペイロードビットレートを提供する。 ‘丸め’ビットレートを持つために、最後のブロックは３つのシンボルを持ち 、これらはデータで満たされず、（（５７×１７）−９）×１５６２５＝１５． ００ＭＨｚを提供する。これは、４つのＭＰＥＧエンコードＴＶチャネルを多重 化することができる適度なレートであり、チャネル当りに要求される品質を提供 するものと考えられる。 ＦＥＣは、各ブロック中のエラーのある１ビットを訂正することができる。複 数ビットエラーの確度を減少させるためにシンボルはグレーコード化されている ので、隣接レベルは１ビットだけ異なるビットパターンを表している。 送信機２０の例は図３に示されている。送信機２０はＭＰＥＧマルチプレクサ クロックに対するスレーブか、マスタクロックプロバイダのいずれであってもよ い。位相ロックループ（ＰＬＬ）およびクロック発生器２０１は、１５ＭＨｚデ ータビットクロックにロックされた６．７５ＭＨｚシンボルクロックを発生させ る。 入来バイナリデジタルデータは、シリアルイン−パラレルアウト（ＳＩＰＯ） シフトレジスタ２０２により３ビットシンボルに分割され、ファーストイン−フ ァーストアウト（ＦＩＦＯ）バッファ２０４に記憶される。ＦＩＦＯ２０４は、 連続した入力データレートと‘バースト’ラインおよびブロック構造との間のシ ンボルをバッファする。シンボルはＦＩＦＯ２０４から読み出され、ＢＣＨＦＥ ＣチェックビットがＦＥＣエンコーダ２０６により付加される。各ラインの開始 において、同期パルス、黒レベル（すなわちフロントポーチおよびバックポーチ ）、スタートパルス（Ｓ）およびトレーニングシーケンスが制御ブロック２０８ の制御のもとユニット２０７により付加される。その後データはグレーコー ド化され、デジタルアナログコンバータＤＡＣ２１２に提供される前に８ビット 表現２１０に変換される。この段階である量の前補償を付加して、網中のオーバ ーシュートの減少を促進することができる。これは信号内のエッジの立上り時間 を有効に減少させる。その後、網を通して通常のＴＶチャネルと同じ方法でＤＡ Ｃ２１２のアナログ出力を送信することができる。網に適するように信号を帯域 制限する必要があるならば、アナログ後置フィルタを追加することができる。 受信機３０のブロック図が図４に示されている。同期パルス分離器３０１が入 来信号から同期パルスと黒レベルパルスを抽出する。ＰＬＬおよび電圧制御水晶 発振器（ＶＣＸＯ）３０２は、ラインロック２７ＭＨｚクロックを発生させる。 ８ビットＡＤＣ３０３は入来信号を８ビット信号にデジタル化する。ＡＤＣ３ ０３はオンチップクランプおよび自動利得制御（ＡＧＣ）を持っており、これは 同期パルスと黒レベルパルスを使用する。ＡＧＣの効果は、同期パルス２のベー スにおけるデジタル出力を０に設定し、黒レベル（すなわちフロントポーチ４と バックポーチ６のレベル）を６３に設定することである。例えば０．７Ｖの公称 最大レベルビデオ入力には２１３のレベルが与えられる。同期パルスの高さを使 用してＡＧＣ利得が計算されるので、送信網による同期パルスのクリッピングは この公称最大高を変える。ＡＤＣは２７ＭＨｚでクロックされる。 ＡＤＣ３０３に続く論理回路３０４は状態マシーンを含んでおり、これは各ラ イン同期パルス２の後のスタートパルス（Ｓ）をサーチする。スタートパルスＳ は網を通った後に丸められ、最高のサンプリング位置はそのピークに最も近いサ ンプルとしてとられる。より良いサンプル位置を提供するのであれば、クロック を反転したものを使用することができる。 次にトレーニングシーケンスを説明する。トレーニングシーケンスは１０２４ ラインの長さであり、スタートパルスＳと有効データシンボルＤとの間の各ライ ンの開始において５つのシンボルを使用する。シーケンス中の最初のシンボル（ Ｍ）は、トレーニングシーケンスの開始を示している。これはシーケンスの最初 のラインにおいてハイ（レベル７）であり、他のすべてのラインにおいてロー（ レベル０）である。次の３つのシンボル、Ｔ₁、Ｔ₂、Ｔ₃シンボルは、３つのシ ンボルに対する８つのレベルの可能性あるすべての組み合わせ（８³の組み合 わせ）をシーケンスを通してライン毎にカウントし、最後のシンボルＴ₄がロー （レベル０）またはハイ（レベル７）であると、２×８³すなわち１０２４の組 み合わせとなり、１０２４ラインを使用する（約６５ｍ秒）。 受信機において、各ラインのトレーニングシーケンスにおける第４のシンボル Ｔ₃のレベルがサンプルされ、ＦＩＦＯ３０６において記憶される。したがって １０２４ライン後に、ＦＩＦＯ３０６は２つの先行するシンボルＴ₁、Ｔ₂とロー またはハイである後続するシンボルＴ₄のすべての組み合わせに対する、第４の シンボルのすべてのレベルの例を含む。第５図は、１１ラインのデータ後におけ るＦＩＦＯ３０６の内容の例を示している。マイクロプロセッサ３０８は、先行 するレベルと後続するレベルの組み合わせのそれぞれに対して７つからなる１組 の判定しきい値を計算し、ＳＲＡＭ３１２に記憶されるルックアップテーブル（ ＬＵＴ）を発生させる。例えば、ＦＩＦＯ３０６中のサンプル１−８は、先行す るシンボルＴ₁、Ｔ₂と後続するシンボルＴ₄の両者がレベル０にある場合の、ト レーニングデータの第４のシンボルのレベルを表している。したがってマイクロ プロセッサ３０８は、先行する２つのシンボルが０で後続するシンボルが０の時 に適用される７つの判定しきい値を計算する。これは一般的に、２つの受信され たトレーニングレベルの間の中間点にＴ₃に対する各しきい値を設定することに より達成される。すなわち、しきい値＝Ｌ₁＋［（Ｌ₂−Ｌ₁）／２］であり、こ こでＬ₁とＬ₂は連続したＴ₃シンボルに対する受信レベルである。図６は、マイ クロプロセッサのＲＡＭ３１０に記憶されるようなこの例のケースに対するしき い値の例を示している。そしてマイクロプロセッサはこの１組のしきい値を使用 して図７に示されているようなＬＵＴを計算し、それをＳＲＡＭ３１２に記憶さ せる。 その後、ＬＵＴを使用してリアルタイムで有効データＤのしきい値処理を実行 する。８ビットの入力データは入力ａを通してＬＵＴ３１２に加えられる。入力 データの前の２つのサンプルはそれぞれ入力ｂとｃに入力される。入力データの 後続サンプルのレベルは入力ｄを通して入力される。この入力ｄは、比較器３１ ２の入力ａに供給されたものの前のサンプルから得られた単純なハイ／ロー表示 である。有効データに対して、後続サンプルは最大値と最小値（この実施形態で はそれぞれ２１３と０）との間の任意の値を持つ。概念的なしきい値は最大値と 最小値との中間点に設定される。後続サンプルの値がこのしきい値より上である 場合には、後続サンプルの値はハイと見なされる。後続サンプルの値がこのしき い値より下である場合には、後続サンプルの値はローと見なされる。入力ｂとｃ は、既に量子化されており、それぞれ３ビットにすぎないことから、ＬＵＴ３１ ２からのラッチ出力として取ることができ、必要とされるＬＵＴのサイズを減少 させることができる。 実際には、ＬＵＴはＳＲＡＭの２つのバンクから構成されている。いったんマ イクロプロセッサがＬＵＴを計算して、これをＳＲＡＭに書き込むと、そのＬＵ Ｔをリアルタイムデータパスに‘ページ’する。その後マイクロプロセッサは再 度全サイクルを実行し、トレーニングデータで満たされた新しいＦＩＦＯを獲得 し、１組のしきい値を再計算する。これらを前の組と平均化してランダム雑音の 影響を減少させ、新しいＬＵＴを訃算することができる。その後、これは前のＬ ＵＴの代わりにページインされる。できるだけ早くプロセッサがこのタスクを実 行できるように、プロセスはこのように反復される。したがって、システムは通 信リンク４０の応答に適応し、応答における長期の変化を追跡する。 さらに強化したものとして、マイクロプロセッサはＦＩＦＯ３０６に記憶され ているサンプルを使用してリンクのパルス応答を測定することができる。パルス 応答は、任意のサンプルのレベルが２つ前のサンプル以外の後続サンプルにさら に依存することを示し、これは通信リンクの帯域幅が狭い場合に起こり得る。そ の後、トレーニングシーケンスはその第４のシンボルではなくその第３のサンプ ルでサンプリングすることができ、ＬＵＴへの入力は２つ前のサンプル以外の後 続サンプルのより多くのビットを入力するように変更することができる。その後 プロセッサは先行サンプルおよび後続サンプルのすべての組み合わせのサンプル を持ち、同様な方法でＬＵＴを発生させることができる。 その後、しきい値処理された３ビットサンプルは逆グレーコード化され、ＢＣ Ｈ ＦＥＣ検出／訂正器３１４に送られ、このＢＣＨ ＦＥＣ検出／訂正器３１ ４は、各６４ビットブロックにおける何らかの単一ビットエラーを訂正する。そ の後このデータはレート変換ＦＩＦＯ３１６に送られ、連続的な１５．０ＭＨｚ で制御回路３１８により再クロックアウトされる。これは、通常の方法でデコー ドするためにＭＰＥＧデマルチプレクサ／デコーダに送られる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，Ｓ Ｄ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ， ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，Ｆ Ｉ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ， ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，Ｍ Ｘ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ， ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．入力信号をエンコードして、その各要素が少なくとも２つの離散信号振幅レ ベルの１つを持つコード化データを形成し、前記コード化データ中にデータの周 期的なトレーニングシーケンスを含める手段を有する送信機と、 前記コード化データを受信し、受信したトレーニングシーケンスに基づいてし きい値を適応させて、前記離散レベルが相互に識別可能なようにする受信機とを 具備するデータ送信システム。 ２．前記トレーニングシーケンスは少なくとも２つの要素を含み、前記受信機は 、前記トレーニングシーケンスの要素の他のものにおける、前記トレーニングシ ーケンスの要素の少なくとも１つの影響を監視し、それにしたがってしきい値を 適応させる手段を含む請求項１記載のデータ送信システム。 ３．受信されたトレーニングシーケンスの要素のレベルと関連する適応されたし きい値とにしたがってルックアップテーブルを発生させる手段を含む請求項１ま たは請求項２記載のデータ送信システム。 ４．その各要素が少なくとも２つの離散信号振幅レベルの１つを表しており、既 知のトレーニングシーケンスを含む入力データを受信する入力と、 しきい値を適応させて、前記離散レベルが相互に識別可能なようにする手段と を具備するデータ受信機。 ５．前記トレーニングシーケンスは少なくとも２つの要素を含み、前記適応しき い値手段は、前記トレーニングシーケンスの要素の他のものにおける、前記トレ ーニングシーケンスの要素の少なくとも１つの影響を監視し、それにしたがって しきい値を適応させる手段を含む請求項１記載のデータ受信機。 ６．受信されたトレーニングシーケンスの要素のレベルと関連する適応されたし きい値とにしたがってルックアップテーブルを発生させる手段を含む請求項４ま たは請求項５記載のデータ受信機。 ７．入力信号をエンコードして、その各要素が少なくとも２つの離散信号振幅レ ベルの１つを持つコード化データを形成し、前記コード化データ中にデータの周 期的なトレーニングシーケンスを含める手段を有するデータ送信機。 ８．前記周期的なトレーニングシーケンスの少なくとも１つの要素が、順次、前 記離散信号振幅レベルのそれぞれを表す請求項７記載のデータ送信機。 ９．前記周期的なトレーニングシーケンスが少なくとも２つの要素を含み、その それぞれが、順次、前記離散信号振幅レベルのそれぞれ１つを表す請求項８記載 のデータ送信機。