JP2001352274A - Ｄｓ−ｃｄｍａシステムにおける受信パスタイミング検出回路 - Google Patents
Ｄｓ−ｃｄｍａシステムにおける受信パスタイミング検出回路Info
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- H04B1/7117—Selection, re-selection, allocation or re-allocation of paths to fingers, e.g. timing offset control of allocated fingers
Abstract
(57)【要約】
【課題】直接拡散符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）
方式を用いた受信機において、雑音および干渉電力が非
常に大きい環境でもマルチパス伝播路のパスタイミング
を検出することができる受信パスタイミング検出回路を
提供する。 【解決手段】受信パスタイミング検出回路を、予め定め
られた周期で受信信号と参照信号との相互相関係数を計
算する相互相関係数計算部（１０４）と、相互相関計算
部から出力される相互相関係数（｛RN,m｝）の各要素と
１周期前の相互相関係数の各要素の複素共役数との掛け
算を行い、その実数部を差動検出相互相関係数（｛PN,
m｝）を出力する差動検出手段（１０５）と、差動検出
相互相関係数を予め定められた時間に渡って平均化する
平均化手段（１０６）と、平均化された相互相関係数
（｛PAN,m ｝）から１つあるいは複数のピークを検出
し、これを受信パスタイミングとして出力するピーク検
出部（１０７）とにより構成する。
方式を用いた受信機において、雑音および干渉電力が非
常に大きい環境でもマルチパス伝播路のパスタイミング
を検出することができる受信パスタイミング検出回路を
提供する。 【解決手段】受信パスタイミング検出回路を、予め定め
られた周期で受信信号と参照信号との相互相関係数を計
算する相互相関係数計算部（１０４）と、相互相関計算
部から出力される相互相関係数（｛RN,m｝）の各要素と
１周期前の相互相関係数の各要素の複素共役数との掛け
算を行い、その実数部を差動検出相互相関係数（｛PN,
m｝）を出力する差動検出手段（１０５）と、差動検出
相互相関係数を予め定められた時間に渡って平均化する
平均化手段（１０６）と、平均化された相互相関係数
（｛PAN,m ｝）から１つあるいは複数のピークを検出
し、これを受信パスタイミングとして出力するピーク検
出部（１０７）とにより構成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は直接拡散符号分割多
元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）方式を用いた自動車電話・携
帯電話システム（セルラシステム）に関し、特に基地局
無線装置における受信パスタイミング検出回路に関す
る。
元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）方式を用いた自動車電話・携
帯電話システム（セルラシステム）に関し、特に基地局
無線装置における受信パスタイミング検出回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】本発明に関連深い公知技術としては、cd
maOne (TIA/EIA IS95) 、あるいは、まだ実用化されて
いないが現在3rd Generation Partnership Project (3G
PP) で規格化が進められている第３世代移動通信システ
ムの、Wideband Code DivisionMultiple Access (W-CDM
A) 方式が挙げられる。
maOne (TIA/EIA IS95) 、あるいは、まだ実用化されて
いないが現在3rd Generation Partnership Project (3G
PP) で規格化が進められている第３世代移動通信システ
ムの、Wideband Code DivisionMultiple Access (W-CDM
A) 方式が挙げられる。
【０００３】cdmaOne （IS-95 ）システムでは、下りリ
ンク（基地局→移動機）用の拡散符号として26.6ms(=80
ms/3, 32768chip)周期の比較的長いPN符号と符号長64の
Walsh 符号を掛け合わせて拡散符号として使用してい
る。PN符号は基地局毎および同じ基地局内でもセクタア
ンテナ毎に異なる符号（正確には同じ拡散符号を一定回
数シフトしたもの）が使用されている。符号長64のWals
h 符号は１つのセクタアンテナから送信される複数のチ
ャネル（ＣＤＭＡのため複数のチャネルで同一キャリア
を共有し、拡散符号でチャネルが区別される）を区別す
るために用いられている。
ンク（基地局→移動機）用の拡散符号として26.6ms(=80
ms/3, 32768chip)周期の比較的長いPN符号と符号長64の
Walsh 符号を掛け合わせて拡散符号として使用してい
る。PN符号は基地局毎および同じ基地局内でもセクタア
ンテナ毎に異なる符号（正確には同じ拡散符号を一定回
数シフトしたもの）が使用されている。符号長64のWals
h 符号は１つのセクタアンテナから送信される複数のチ
ャネル（ＣＤＭＡのため複数のチャネルで同一キャリア
を共有し、拡散符号でチャネルが区別される）を区別す
るために用いられている。
【０００４】セクタ毎にデータ変調されていないパイロ
ットチャネルが比較的強い電力で送信されており、パイ
ロットチャネルで用いられるWalsh 符号は０番、すなわ
ちすべて“０”の符号が用いられている。すなわちパイ
ロットチャネルで送信される信号は26.6ms周期の予め定
められた符号系列となっている。したがって、ｃｄｍａ
Ｏｎｅ （登録商標）の移動機はパイロットチャネルを
用いて、予め定められたパイロットチャネルの符号系列
と受信信号の相互相関のピークを検出することによりパ
スタイミングを検出している。
ットチャネルが比較的強い電力で送信されており、パイ
ロットチャネルで用いられるWalsh 符号は０番、すなわ
ちすべて“０”の符号が用いられている。すなわちパイ
ロットチャネルで送信される信号は26.6ms周期の予め定
められた符号系列となっている。したがって、ｃｄｍａ
Ｏｎｅ （登録商標）の移動機はパイロットチャネルを
用いて、予め定められたパイロットチャネルの符号系列
と受信信号の相互相関のピークを検出することによりパ
スタイミングを検出している。
【０００５】拡散符号の周期は32768chip であり一度に
相互相関係数を求めるには長すぎるため、スライディン
グ相関器により、受信信号と参照信号（予め定められた
パイロットチャネルの拡散符号）を時間的にずらせなが
ら相関係数を順次求めている。
相互相関係数を求めるには長すぎるため、スライディン
グ相関器により、受信信号と参照信号（予め定められた
パイロットチャネルの拡散符号）を時間的にずらせなが
ら相関係数を順次求めている。
【０００６】例えば、従来の受信タイミング検出方式
（チップ同期）は、例えば、参考文献１；（アンドリュ
ー Ｊ ビタビ、Andrew J. Viterbi 著、Principle of
Spread Spectrum Communication；発行年月日１９９５
年４月）に記載されている。疑似ランダム符号である拡
散符号で拡散された信号のタイミングの捕捉は２段階で
行われる。すなわち、初期同期捕捉（サーチ）と同期追
尾（トラッキング）の２段階に分けられる。
（チップ同期）は、例えば、参考文献１；（アンドリュ
ー Ｊ ビタビ、Andrew J. Viterbi 著、Principle of
Spread Spectrum Communication；発行年月日１９９５
年４月）に記載されている。疑似ランダム符号である拡
散符号で拡散された信号のタイミングの捕捉は２段階で
行われる。すなわち、初期同期捕捉（サーチ）と同期追
尾（トラッキング）の２段階に分けられる。
【０００７】初期同期捕捉（サーチ）方法は、上記参考
文献１の３章４節に説明されているように、相関電力が
ある閾値を越えるまで、受信タイミングを１／２チップ
間隔でずらせながら、シリアルにサーチする方式であ
る。同期追尾（トラッキング）はアーリー・レイト・ゲ
ート（early-late gate ）あるいはディレイ・ロック・
ループ（ＤＬＬ）と呼ばれる方法で、受信すべき遅延時
間のΔｔだけ速いタイミングでの相関電力とΔｔだけ遅
いタイミングでの相関電力を求め、両者の差が０となる
ように、タイミングを微調整するという方式である。
文献１の３章４節に説明されているように、相関電力が
ある閾値を越えるまで、受信タイミングを１／２チップ
間隔でずらせながら、シリアルにサーチする方式であ
る。同期追尾（トラッキング）はアーリー・レイト・ゲ
ート（early-late gate ）あるいはディレイ・ロック・
ループ（ＤＬＬ）と呼ばれる方法で、受信すべき遅延時
間のΔｔだけ速いタイミングでの相関電力とΔｔだけ遅
いタイミングでの相関電力を求め、両者の差が０となる
ように、タイミングを微調整するという方式である。
【０００８】一旦パスタイミングを検出した後は、パス
タイミングの変動は移動機が移動することにより生じる
基地局−移動局間伝播時間の変化、および、マルチパス
伝播路における反射物との位置関係による伝播時間の変
化に同期追尾（トラッキング）できればよいので、相互
相関係数（これは伝搬路の遅延プロファイルをあらわす
ものである）は現在のタイミングに対し前後数マイクロ
秒〜数１０マイクロ秒の範囲で求めればよい。
タイミングの変動は移動機が移動することにより生じる
基地局−移動局間伝播時間の変化、および、マルチパス
伝播路における反射物との位置関係による伝播時間の変
化に同期追尾（トラッキング）できればよいので、相互
相関係数（これは伝搬路の遅延プロファイルをあらわす
ものである）は現在のタイミングに対し前後数マイクロ
秒〜数１０マイクロ秒の範囲で求めればよい。
【０００９】W-CDMAシステムでは、拡散符号として10ms
周期のGold符号と、１シンボル周期のWalsh 符号（シン
ボルレートによって符号長は異なる）が用いられてい
る。下りリンク（基地局→移動機）では、基地局毎、同
一基地局内の複数のセクタ毎に異なるGold符号が用いら
れている。上りリンク（移動局→基地局）では、移動機
毎に異なるGold符号が用いられ、同一移動機内の異なる
物理チャネル毎に異なるWalsh 符号が割り当てられてい
る。上りリンク、下りリンク共に、予め定められた符号
系列で変調されたパイロットシンボルが多重化（符号多
重および時間多重）されている。
周期のGold符号と、１シンボル周期のWalsh 符号（シン
ボルレートによって符号長は異なる）が用いられてい
る。下りリンク（基地局→移動機）では、基地局毎、同
一基地局内の複数のセクタ毎に異なるGold符号が用いら
れている。上りリンク（移動局→基地局）では、移動機
毎に異なるGold符号が用いられ、同一移動機内の異なる
物理チャネル毎に異なるWalsh 符号が割り当てられてい
る。上りリンク、下りリンク共に、予め定められた符号
系列で変調されたパイロットシンボルが多重化（符号多
重および時間多重）されている。
【００１０】これら技術については、参考文献２；（3r
d Generation Partnership Project; Technical Specif
ication Group Radio Access Network; Spreading and
modulation (FDD), 3G TS 25.213 version 3.1.0）にて
も記載されている。
d Generation Partnership Project; Technical Specif
ication Group Radio Access Network; Spreading and
modulation (FDD), 3G TS 25.213 version 3.1.0）にて
も記載されている。
【００１１】IS95方式下りリンクの場合と異なり、W-CD
MAシステムのパイロットシンボルはすべての基地局ある
いは移動局で同一の拡散符号（シフトを含む）で拡散さ
れているわけではないが、拡散符号がわかっていればパ
イロットシンボルの符号系列は完全に既知の符号系列と
考えることができる。したがって、W-CDMAでは、このパ
イロットシンボルを用いて予め定められたパイロットシ
ンボルの符号系列と受信信号の相互相関のピークを検出
することによりパスタイミングを検出することができ
る。
MAシステムのパイロットシンボルはすべての基地局ある
いは移動局で同一の拡散符号（シフトを含む）で拡散さ
れているわけではないが、拡散符号がわかっていればパ
イロットシンボルの符号系列は完全に既知の符号系列と
考えることができる。したがって、W-CDMAでは、このパ
イロットシンボルを用いて予め定められたパイロットシ
ンボルの符号系列と受信信号の相互相関のピークを検出
することによりパスタイミングを検出することができ
る。
【００１２】W-CDMAシステムではIS95システムと比べて
チップレートが速いため、マルチパス経路が変化した場
合、1chip 以上（1chip は260ns のため約78m の伝搬経
路差に相当する）不連続にパスタイミングが変化する場
合が頻繁に発生する。したがって従来IS95等で同期追尾
（トラッキング）に使われていたDLL 等では十分なパス
トラッキングを実現することができない。
チップレートが速いため、マルチパス経路が変化した場
合、1chip 以上（1chip は260ns のため約78m の伝搬経
路差に相当する）不連続にパスタイミングが変化する場
合が頻繁に発生する。したがって従来IS95等で同期追尾
（トラッキング）に使われていたDLL 等では十分なパス
トラッキングを実現することができない。
【００１３】このようなW-CDMAにおけるパスタイミング
検出方法の従来例として、例えば特許第２７５１９５９
号（「ＣＤＭＡ受信装置の受信タイミング検出回路」；
特開平１０−３２５２３号）が挙げられる。この特許で
は、一定周期毎に受信信号と既知の信号系列との相互相
関をあらかじめ定められた期間内で求め、求められた相
互相関を表す相互相関信号を出力する系列相関器と、前
記相互相関信号をそのサンプリング周波数より速い周波
数でサンプリングし直し、サンプリングし直された相互
相関信号を出力するインタポレーションフィルタと、前
記サンプリングし直された相互相関信号の電力を計算
し、計算された相互相関信号電力を出力する電力計算手
段と、前記計算された相互相関信号電力を複数の周期に
わたって平均化し、平均化された相互相関信号電力を出
力する平均化手段と、前記平均化された相互相関信号電
力のピークを検出し、ピークを検出した時のタイミング
を前記ＣＤＭＡ受信装置の受信タイミングとして決定す
るピーク検出手段とを主要構成とする、ＣＤＭＡ受信装
置の受信タイミング検出回路が提案されている。
検出方法の従来例として、例えば特許第２７５１９５９
号（「ＣＤＭＡ受信装置の受信タイミング検出回路」；
特開平１０−３２５２３号）が挙げられる。この特許で
は、一定周期毎に受信信号と既知の信号系列との相互相
関をあらかじめ定められた期間内で求め、求められた相
互相関を表す相互相関信号を出力する系列相関器と、前
記相互相関信号をそのサンプリング周波数より速い周波
数でサンプリングし直し、サンプリングし直された相互
相関信号を出力するインタポレーションフィルタと、前
記サンプリングし直された相互相関信号の電力を計算
し、計算された相互相関信号電力を出力する電力計算手
段と、前記計算された相互相関信号電力を複数の周期に
わたって平均化し、平均化された相互相関信号電力を出
力する平均化手段と、前記平均化された相互相関信号電
力のピークを検出し、ピークを検出した時のタイミング
を前記ＣＤＭＡ受信装置の受信タイミングとして決定す
るピーク検出手段とを主要構成とする、ＣＤＭＡ受信装
置の受信タイミング検出回路が提案されている。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】従来のＣＤＭＡシステ
ムにおける問題点の一つは、従来のように相互相関係数
の電力平均を計算する場合、受信しようとする信号（希
望波）に雑音および干渉波の電力が重畳した値が求まる
ため、雑音および干渉波の電力が大きい場合に真のピー
ク（希望波の受信タイミング）の検出が難しいことであ
る。この点を解消すべく、本発明の第１の課題はパスタ
イミング検出精度を向上させることである。
ムにおける問題点の一つは、従来のように相互相関係数
の電力平均を計算する場合、受信しようとする信号（希
望波）に雑音および干渉波の電力が重畳した値が求まる
ため、雑音および干渉波の電力が大きい場合に真のピー
ク（希望波の受信タイミング）の検出が難しいことであ
る。この点を解消すべく、本発明の第１の課題はパスタ
イミング検出精度を向上させることである。
【００１５】第２の課題は、干渉キャンセラあるいはス
マートアンテナ（アダプティブアレイアンテナ）のよう
に干渉電力が非常に大きい環境でパスタイミングを検出
することである。干渉キャンセラあるいはスマートアン
テナ（アダプティブアレイアンテナ）を用いて干渉を除
去できる受信機でも、まず最初にパスタイミングの検出
が必要となるため、初期パスタイミング検出は干渉電力
が非常に大きい環境で行わなければならない。
マートアンテナ（アダプティブアレイアンテナ）のよう
に干渉電力が非常に大きい環境でパスタイミングを検出
することである。干渉キャンセラあるいはスマートアン
テナ（アダプティブアレイアンテナ）を用いて干渉を除
去できる受信機でも、まず最初にパスタイミングの検出
が必要となるため、初期パスタイミング検出は干渉電力
が非常に大きい環境で行わなければならない。
【００１６】本発明の目的は、ＤＳ−ＣＤＭＡ 方式に
よる移動通信システム（セルラシステム）において、雑
音および干渉の多い環境でパスサーチおよびパストラッ
キングを精度良く行うことである。
よる移動通信システム（セルラシステム）において、雑
音および干渉の多い環境でパスサーチおよびパストラッ
キングを精度良く行うことである。
【００１７】特に、干渉キャンセラあるいはスマートア
ンテナ（アダプティブアレイアンテナ）を用いた受信機
において干渉電力が非常に大きい環境下でパスサーチお
よびパストラッキングを行うことである。
ンテナ（アダプティブアレイアンテナ）を用いた受信機
において干渉電力が非常に大きい環境下でパスサーチお
よびパストラッキングを行うことである。
【００１８】なお、上記目的を達成するにあたり、必要
となる回路・装置についても小形化・軽量化に適するよ
うに極力簡易な構成をとるよう留意する。
となる回路・装置についても小形化・軽量化に適するよ
うに極力簡易な構成をとるよう留意する。
【００１９】
【課題を解決するための手段】本発明の受信パスタイミ
ング検出回路は、予め定められた周期で受信信号と参照
信号との相互相関係数を計算する相互相関係数計算部
（図２の１０４）と、相互相関計算部から出力される相
互相関係数（図２の｛RN,m｝）の各要素と１周期前の相
互相関係数の各要素の複素共役数との掛け算を行い、そ
の実数部を差動検出相互相関係数（図２の｛PN,m｝）を
出力する差動検出手段（図２の１０５）と、差動検出相
互相関係数を予め定められた時間に渡って平均化する平
均化手段（図２の１０６）と、平均化された相互相関係
数（図２の｛PAN,m ｝）から１つあるいは複数のピーク
を検出し、これを受信パスタイミングとして出力するピ
ーク検出部（図２の１０７）とにより構成される。
ング検出回路は、予め定められた周期で受信信号と参照
信号との相互相関係数を計算する相互相関係数計算部
（図２の１０４）と、相互相関計算部から出力される相
互相関係数（図２の｛RN,m｝）の各要素と１周期前の相
互相関係数の各要素の複素共役数との掛け算を行い、そ
の実数部を差動検出相互相関係数（図２の｛PN,m｝）を
出力する差動検出手段（図２の１０５）と、差動検出相
互相関係数を予め定められた時間に渡って平均化する平
均化手段（図２の１０６）と、平均化された相互相関係
数（図２の｛PAN,m ｝）から１つあるいは複数のピーク
を検出し、これを受信パスタイミングとして出力するピ
ーク検出部（図２の１０７）とにより構成される。
【００２０】複数のパスタイミングを検出する場合、誤
って雑音によるピークを検出してしまわないようにしな
ければならない。このような場合は、更に閾値手段（図
２の２０１）を備えてこの閾値手段で平均化された相互
相関係数のうち検出されたピークを除いた要素の標準偏
差を求め、この標準偏差に予め定められた係数を掛けた
値を閾値として閾値を越えるピークのみ有効な受信パス
タイミングとして出力する。
って雑音によるピークを検出してしまわないようにしな
ければならない。このような場合は、更に閾値手段（図
２の２０１）を備えてこの閾値手段で平均化された相互
相関係数のうち検出されたピークを除いた要素の標準偏
差を求め、この標準偏差に予め定められた係数を掛けた
値を閾値として閾値を越えるピークのみ有効な受信パス
タイミングとして出力する。
【００２１】
【作用】従来の受信パスタイミング検出回路では、相互
相関係数の電力を求め、この電力値を複数回平均化を行
った後、ピークを検出していた。すなわち、平均回数を
N とすると、 PA’N,m ＝Σn ｜Rn,m｜2 ／N …〔式１〕
相関係数の電力を求め、この電力値を複数回平均化を行
った後、ピークを検出していた。すなわち、平均回数を
N とすると、 PA’N,m ＝Σn ｜Rn,m｜2 ／N …〔式１〕
【００２２】一方、本発明の受信パスタイミング検出回
路では、１周期前の相関値の複素共役数との積の実数部
を求めるので、 PAN,m ＝Σnreal （Rn,m×Rn-1,m＊）／N …〔式２〕 ただし”＊”は複素共役数を意味する。
路では、１周期前の相関値の複素共役数との積の実数部
を求めるので、 PAN,m ＝Σnreal （Rn,m×Rn-1,m＊）／N …〔式２〕 ただし”＊”は複素共役数を意味する。
【００２３】相互相関係数｛Rn,m｝は受信したい信号成
分（希望波成分）と、受信したくない雑音および干渉成
分とを含んでいる。これをそれぞれ、Sn,m、Nn,mとする
と、 Rn,m＝ Sn,m＋Nn,m PA’N,m ＝Σn ｜Sn,m＋Nn,m｜2 ／N ＝Σn （｜Sn,m｜2 ＋｜Nn,m｜2 ＋Sn,m Nn,m*＋Sn,m Nn,m*）／N …〔式３〕
分（希望波成分）と、受信したくない雑音および干渉成
分とを含んでいる。これをそれぞれ、Sn,m、Nn,mとする
と、 Rn,m＝ Sn,m＋Nn,m PA’N,m ＝Σn ｜Sn,m＋Nn,m｜2 ／N ＝Σn （｜Sn,m｜2 ＋｜Nn,m｜2 ＋Sn,m Nn,m*＋Sn,m Nn,m*）／N …〔式３〕
【００２４】ここで、信号成分と雑音＋干渉成分は無相
関であるから平均回数が十分大きい場合には、Σn （S
n,m Nn,m*＋Sn,m Nn,m*）／N → ０ とみなせるた
め、 PA’N,m → Σn （｜Sn,m｜2 ＋｜Nn,m｜2 ）／N …〔式４〕 となり、平均回数を増やしても、雑音＋干渉成分の電力
が加算されたまま残ってしまう。
関であるから平均回数が十分大きい場合には、Σn （S
n,m Nn,m*＋Sn,m Nn,m*）／N → ０ とみなせるた
め、 PA’N,m → Σn （｜Sn,m｜2 ＋｜Nn,m｜2 ）／N …〔式４〕 となり、平均回数を増やしても、雑音＋干渉成分の電力
が加算されたまま残ってしまう。
【００２５】一方本発明の場合は、 PAN,m ＝Σnreal （（Sn,m＋Nn,m）×（Sn-1,m＋Nn-1,m）＊）／N ＝Σnreal （Sn,m Sn-1,m ＊＋Nn,m Nn-1,m ＊＋Sn,m Nn-1,m ＊＋Nn,m Sn-1,m ＊）／N …〔式５〕
【００２６】ここで、信号成分と雑音＋干渉成分は無相
関であると同時に、時間のずれた雑音成分および干渉成
分は無相関である。第ｎ-1周期と第ｎ周期では異なる拡
散符号系列となっており（正確には相互相関係数を求め
る周期より長い周期の拡散符号が使われていると隣接し
た相関係数演算区間における部分系列は異なったものと
なる）無相関とみなすことができるため、干渉成分も無
相関とみなすことができる。したがって、上式の第１項
以外は平均回数が十分多いと０とみなすことができる。
関であると同時に、時間のずれた雑音成分および干渉成
分は無相関である。第ｎ-1周期と第ｎ周期では異なる拡
散符号系列となっており（正確には相互相関係数を求め
る周期より長い周期の拡散符号が使われていると隣接し
た相関係数演算区間における部分系列は異なったものと
なる）無相関とみなすことができるため、干渉成分も無
相関とみなすことができる。したがって、上式の第１項
以外は平均回数が十分多いと０とみなすことができる。
【００２７】また、信号成分は時間的に位相および振幅
が変動するが、隣接した周期では変化が小さい（相関≒
１）とみなせる。すなわち、 PAN,m → Σnreal （Sn,m Sn-1,m ＊）／N →Σn ｜Sn,m｜2 ／N …〔式６〕 となり、平均回数が十分大きい場合には雑音＋干渉成分
の影響が残らないことがわかる。
が変動するが、隣接した周期では変化が小さい（相関≒
１）とみなせる。すなわち、 PAN,m → Σnreal （Sn,m Sn-1,m ＊）／N →Σn ｜Sn,m｜2 ／N …〔式６〕 となり、平均回数が十分大きい場合には雑音＋干渉成分
の影響が残らないことがわかる。
【００２８】従って、例えば、干渉キャンセラあるいは
スマートアンテナ（アダプティブアレイアンテナ）を用
いた受信機における初期パスタイミング検出のように干
渉電力が非常に大きい状態でも平均時間を長くさえすれ
ば干渉波の影響を除去することができ、正しいパスタイ
ミングを検出できることがわかる。
スマートアンテナ（アダプティブアレイアンテナ）を用
いた受信機における初期パスタイミング検出のように干
渉電力が非常に大きい状態でも平均時間を長くさえすれ
ば干渉波の影響を除去することができ、正しいパスタイ
ミングを検出できることがわかる。
【００２９】
【発明の実施の形態】〔実施例〕図１に本発明の受信パ
スタイミング検出回路を用いたＣＤＭＡ無線装置の構成
の一例をブロック図で示す。図２に本発明の受信パスタ
イミング検出回路の一実施例の構成をブロック図で示
す。
スタイミング検出回路を用いたＣＤＭＡ無線装置の構成
の一例をブロック図で示す。図２に本発明の受信パスタ
イミング検出回路の一実施例の構成をブロック図で示
す。
【００３０】図１を参照すると、例示ＣＤＭＡ無線装置
では、アンテナ（１０１）で受信された信号は無線受信
部（１０２）で送信信号に整合した帯域幅でフィルタリ
ングされ、ベースバンドに周波数変換された後、Ａ／Ｄ
変換部（１０３）でデジタルベースバンド信号（ｒｘ
ｄ、同相成分を実数部、直交成分を虚数部とする複素数
で表される）に変換される。受信ベースバンド信号（rx
d ）はパスサーチを行うために受信パスタイミング検出
回路の相互相関係数計算手段（１０４）に供給され、ま
た、逆拡散および復調を行うため逆拡散部（１０８）に
供給される。
では、アンテナ（１０１）で受信された信号は無線受信
部（１０２）で送信信号に整合した帯域幅でフィルタリ
ングされ、ベースバンドに周波数変換された後、Ａ／Ｄ
変換部（１０３）でデジタルベースバンド信号（ｒｘ
ｄ、同相成分を実数部、直交成分を虚数部とする複素数
で表される）に変換される。受信ベースバンド信号（rx
d ）はパスサーチを行うために受信パスタイミング検出
回路の相互相関係数計算手段（１０４）に供給され、ま
た、逆拡散および復調を行うため逆拡散部（１０８）に
供給される。
【００３１】続いて、実施例の受信パスタイミング検出
回路について図面を参照して詳細に説明する。図２を参
照すると、実施例の受信パスタイミング検出回路は、予
め定められた周期で受信信号と参照信号との相互相関係
数を計算する相互相関係数計算部（図２の１０４）と、
相互相関計算部から出力される相互相関係数（図２の
｛RN,m｝）の各要素と１周期前の相互相関係数の各要素
の複素共役数との掛け算を行い、その実数部を差動検出
相互相関係数（図２の｛PN,m｝）を出力する差動検出手
段（図２の１０５）と、差動検出相互相関係数を予め定
められた時間に渡って平均化する平均化手段（図２の１
０６）と、平均化された相互相関係数（図２の｛PAN,m
｝）から１つあるいは複数のピークを検出し、これを
受信パスタイミングとして出力するピーク検出部（図２
の１０７）とにより構成されている。ここでは、受信信
号、参照信号、相互相関係数は同相成分を実数部、直交
成分を虚数部とする複素数で表現されている。
回路について図面を参照して詳細に説明する。図２を参
照すると、実施例の受信パスタイミング検出回路は、予
め定められた周期で受信信号と参照信号との相互相関係
数を計算する相互相関係数計算部（図２の１０４）と、
相互相関計算部から出力される相互相関係数（図２の
｛RN,m｝）の各要素と１周期前の相互相関係数の各要素
の複素共役数との掛け算を行い、その実数部を差動検出
相互相関係数（図２の｛PN,m｝）を出力する差動検出手
段（図２の１０５）と、差動検出相互相関係数を予め定
められた時間に渡って平均化する平均化手段（図２の１
０６）と、平均化された相互相関係数（図２の｛PAN,m
｝）から１つあるいは複数のピークを検出し、これを
受信パスタイミングとして出力するピーク検出部（図２
の１０７）とにより構成されている。ここでは、受信信
号、参照信号、相互相関係数は同相成分を実数部、直交
成分を虚数部とする複素数で表現されている。
【００３２】複数のパスタイミングを検出する場合、誤
って雑音によるピークを検出してしまわないようにしな
ければならない。このような場合に対応すべく実施例で
は閾値手段（図２の２０１）を設けてあり、平均化され
た相互相関係数のうち検出されたピークを除いて標準偏
差を求め、この標準偏差に予め定められた係数を掛けた
値を閾値として閾値を越えるピークのみ有効な受信パス
タイミングとして出力するようになっている。
って雑音によるピークを検出してしまわないようにしな
ければならない。このような場合に対応すべく実施例で
は閾値手段（図２の２０１）を設けてあり、平均化され
た相互相関係数のうち検出されたピークを除いて標準偏
差を求め、この標準偏差に予め定められた係数を掛けた
値を閾値として閾値を越えるピークのみ有効な受信パス
タイミングとして出力するようになっている。
【００３３】パスサーチはまず、相互相関係数計算手段
（１０４）にて、受信信号（ｒｘｄ）と自チャネルの受
信用拡散符号（ｒｘｃｄ）で拡散されたパイロット信号
との相互相関係数｛Rn,m｝を予め定められた遅延時間の
範囲で計算することにより始められる。
（１０４）にて、受信信号（ｒｘｄ）と自チャネルの受
信用拡散符号（ｒｘｃｄ）で拡散されたパイロット信号
との相互相関係数｛Rn,m｝を予め定められた遅延時間の
範囲で計算することにより始められる。
【００３４】セルラシステムでは、ひとつの基地局のカ
バーするセルの半径が決められているため、そのセル内
で移動機が移動した際の基地局と移動局間の電波の伝播
遅延の範囲でパスサーチを行えば良い。したがって相互
相関係数を求める遅延範囲はセル半径に応じて予め定め
ることが可能である。
バーするセルの半径が決められているため、そのセル内
で移動機が移動した際の基地局と移動局間の電波の伝播
遅延の範囲でパスサーチを行えば良い。したがって相互
相関係数を求める遅延範囲はセル半径に応じて予め定め
ることが可能である。
【００３５】差動検出手段（１０５）で相互相関係数
｛Rn,m｝は直前の周期で計算された相互相関係数｛Rn-
1,m｝の複素共役数との積の実数部が求められる。｛Pn,
m｝ 1回の相互相関演算では雑音および干渉波成分が多
く含まれるため正しいピーク（すなわちパスタイミン
グ）を検出することができないため、一定時間に渡って
平均化を行う必要がある。（１０６）平均化時間はパス
タイミングがほぼ変動しないとみなす事ができる程度に
短く、かつ、十分雑音および干渉波の影響を除去できる
程度に長くなければならない。通常のW-CDMAセルラシス
テムの場合平均化時間50ms〜100ms 程度が適当である。
｛Rn,m｝は直前の周期で計算された相互相関係数｛Rn-
1,m｝の複素共役数との積の実数部が求められる。｛Pn,
m｝ 1回の相互相関演算では雑音および干渉波成分が多
く含まれるため正しいピーク（すなわちパスタイミン
グ）を検出することができないため、一定時間に渡って
平均化を行う必要がある。（１０６）平均化時間はパス
タイミングがほぼ変動しないとみなす事ができる程度に
短く、かつ、十分雑音および干渉波の影響を除去できる
程度に長くなければならない。通常のW-CDMAセルラシス
テムの場合平均化時間50ms〜100ms 程度が適当である。
【００３６】このようにして平均化を行った相互相関係
数はマルチパス伝播路の遅延プロファイルを表すもので
あるから、相互相関係数（電力値）の１つあるいは複数
のピークを求めることにより（１０７）、マルチパス伝
播路のパスタイミング（ｔｍｇ）を検出することができ
る。
数はマルチパス伝播路の遅延プロファイルを表すもので
あるから、相互相関係数（電力値）の１つあるいは複数
のピークを求めることにより（１０７）、マルチパス伝
播路のパスタイミング（ｔｍｇ）を検出することができ
る。
【００３７】〔動作の説明〕以下、更に詳細に図２で示
される受信パスタイミング検出回路の動作について説明
する。図３は、信号フォーマットを示すタイミングチャ
ートである。送受信信号としてW-CDMAの上り（移動機→
基地局）の信号を想定すると、図３で示すように送受信
信号は10msのフレームを１５分割したスロットで構成さ
れ、各スロットにはデータ信号とパイロット信号＋制御
信号の２つの信号が符号多重化されている。パイロット
信号は予め定められた符号系列であり、データ部の同期
検波およびパスタイミング検出等に利用することができ
る。
される受信パスタイミング検出回路の動作について説明
する。図３は、信号フォーマットを示すタイミングチャ
ートである。送受信信号としてW-CDMAの上り（移動機→
基地局）の信号を想定すると、図３で示すように送受信
信号は10msのフレームを１５分割したスロットで構成さ
れ、各スロットにはデータ信号とパイロット信号＋制御
信号の２つの信号が符号多重化されている。パイロット
信号は予め定められた符号系列であり、データ部の同期
検波およびパスタイミング検出等に利用することができ
る。
【００３８】受信信号を｛ｒｔ｝、参照信号（パイロッ
ト信号）を｛plｔ｝とすると、相互相関係数計算手段１
０４では毎スロット、下記の相関演算を行う。スロット
番号をｎ、遅延をｍ（m=0 〜M-1 ）とすると Rn,m＝Σｔ（ｒｔ+m×plｔ＊） …〔式７〕
ト信号）を｛plｔ｝とすると、相互相関係数計算手段１
０４では毎スロット、下記の相関演算を行う。スロット
番号をｎ、遅延をｍ（m=0 〜M-1 ）とすると Rn,m＝Σｔ（ｒｔ+m×plｔ＊） …〔式７〕
【００３９】セルラシステムでは基地局からの信号を移
動局が受けたタイミングで移動局が送信を行うため、基
地局は自分がサービスを提供するセルエリア内を電波が
往復する伝搬遅延の範囲でパスタイミングをサーチすれ
ばよい。したがって、上記相互相関係数を求める範囲
（M ）は最大伝搬遅延の値までで良い。
動局が受けたタイミングで移動局が送信を行うため、基
地局は自分がサービスを提供するセルエリア内を電波が
往復する伝搬遅延の範囲でパスタイミングをサーチすれ
ばよい。したがって、上記相互相関係数を求める範囲
（M ）は最大伝搬遅延の値までで良い。
【００４０】差動検出手段１０５は、下記〔式８〕に示
すように、スロット毎に出力される相互相関係数｛Rn,
m｝とメモリに記憶させておいた前スロット（ｎ−１ス
ロット）の相互相関係数｛Rn-1,m｝の複素共役数との掛
け算を行い、その実数部のみを出力する。スロット間で
信号成分（希望波成分）の変動が十分小さいと仮定する
と、虚数部には干渉成分しか含まれないので破棄してし
まっても良い。 Pn,m＝real（Rn,m×Rn-1,m＊） …〔式８〕
すように、スロット毎に出力される相互相関係数｛Rn,
m｝とメモリに記憶させておいた前スロット（ｎ−１ス
ロット）の相互相関係数｛Rn-1,m｝の複素共役数との掛
け算を行い、その実数部のみを出力する。スロット間で
信号成分（希望波成分）の変動が十分小さいと仮定する
と、虚数部には干渉成分しか含まれないので破棄してし
まっても良い。 Pn,m＝real（Rn,m×Rn-1,m＊） …〔式８〕
【００４１】平均化手段１０６では、Ｎスロット間に渡
って差動検出された相互相関係数｛PN,m｝の平均化を行
う。すなわち、次式により平均値PAN,m を求める。 PAN,m ＝Σn （Pn,m）／N …〔式９〕
って差動検出された相互相関係数｛PN,m｝の平均化を行
う。すなわち、次式により平均値PAN,m を求める。 PAN,m ＝Σn （Pn,m）／N …〔式９〕
【００４２】このようにＮスロット毎に平均値を求める
場合は、まず平均化手段内のメモリをクリアした後、Ｎ
スロットに渡って差動検出された相互相関係数を加算し
ていく。なお、次段のピーク検出回路１０７では相互相
関係数の相対値のみが用いられるため、上式のように平
均回数N で割る必要はない。したがって実際の装置では
N で割らず、累積値をそのまま出力すれば足り、次式に
対応する信号を出力する。 PAN,m ＝Σn （Pn,m） …〔式10〕
場合は、まず平均化手段内のメモリをクリアした後、Ｎ
スロットに渡って差動検出された相互相関係数を加算し
ていく。なお、次段のピーク検出回路１０７では相互相
関係数の相対値のみが用いられるため、上式のように平
均回数N で割る必要はない。したがって実際の装置では
N で割らず、累積値をそのまま出力すれば足り、次式に
対応する信号を出力する。 PAN,m ＝Σn （Pn,m） …〔式10〕
【００４３】以上説明した平均化方法の場合、N スロッ
トに１回しか結果を出力できないため、パスタイミング
の検出に平均Ｎスロットの遅延が発生する。この遅延を
小さくし、かつ等価的な平均化スロット数は減らしたく
ない場合には移動平均を行うか、あるいは指数重み付け
平均を行えばよい。
トに１回しか結果を出力できないため、パスタイミング
の検出に平均Ｎスロットの遅延が発生する。この遅延を
小さくし、かつ等価的な平均化スロット数は減らしたく
ない場合には移動平均を行うか、あるいは指数重み付け
平均を行えばよい。
【００４４】移動平均を行う場合は、過去Ｎスロット分
の差動検出相互相関係数をメモリに記憶しておき、ピー
ク検出を行うタイミングでＮスロット分の累積値を出力
すればよい。ピーク検出は任意のスロット間隔で行うこ
とができる。毎スロットピーク検出を行う場合、パスタ
イミングの検出遅延は平均Ｎ／２スロットに半減でき
る。しかしながらメモリ量および計算量が大幅に増えて
しまう。
の差動検出相互相関係数をメモリに記憶しておき、ピー
ク検出を行うタイミングでＮスロット分の累積値を出力
すればよい。ピーク検出は任意のスロット間隔で行うこ
とができる。毎スロットピーク検出を行う場合、パスタ
イミングの検出遅延は平均Ｎ／２スロットに半減でき
る。しかしながらメモリ量および計算量が大幅に増えて
しまう。
【００４５】指数重み付け平均化方法の場合は、メモリ
量および計算量を抑えつつ平均値の検出間隔を短くする
ことが可能である。すなわち忘却係数をλとすると、 PAn,m ＝λPAn-1,m ＋（１−λ）Pn,m …〔式11〕 で求めることができる。
量および計算量を抑えつつ平均値の検出間隔を短くする
ことが可能である。すなわち忘却係数をλとすると、 PAn,m ＝λPAn-1,m ＋（１−λ）Pn,m …〔式11〕 で求めることができる。
【００４６】ピーク検出手段では、平均化された相互相
関係数の最大値を求め、このときの遅延をパスタイミン
グとすればよい。伝搬路がマルチパス伝搬路でRAKE合成
受信を行う場合、複数のピークを検出する必要がある。
ピークの前後は送受信フィルタの特性できまるサイドロ
ーブがあるため、このサイドローブを除いて次に大きな
相互相関値を見つけ、その遅延を２パスめのタイミング
とすればよい。この操作をすべてのパスに対して繰り返
せばよい。
関係数の最大値を求め、このときの遅延をパスタイミン
グとすればよい。伝搬路がマルチパス伝搬路でRAKE合成
受信を行う場合、複数のピークを検出する必要がある。
ピークの前後は送受信フィルタの特性できまるサイドロ
ーブがあるため、このサイドローブを除いて次に大きな
相互相関値を見つけ、その遅延を２パスめのタイミング
とすればよい。この操作をすべてのパスに対して繰り返
せばよい。
【００４７】続いて、例示ＣＤＭＡ無線装置の他の部分
について説明する。逆拡散部（１０８）では、上記で求
めた１つあるいは複数のパスタイミングで受信信号（ｒ
ｘｄ）を自チャネルに割り当てられた受信用拡散符号
（ｒｘｃｄ）で逆拡散を行う。復調部（１０９）は、逆
拡散された受信信号を例えばパイロット信号を参照信号
として同期検波を行うことにより受信情報（ｒｘｉｎ
ｆ）を検出する。マルチパス伝播路の場合は各マルチパ
ス毎に逆拡散、同期検波された信号を最大比合成を行う
ＲＡＫＥ合成も、この復調部（１０９）で行われる。
について説明する。逆拡散部（１０８）では、上記で求
めた１つあるいは複数のパスタイミングで受信信号（ｒ
ｘｄ）を自チャネルに割り当てられた受信用拡散符号
（ｒｘｃｄ）で逆拡散を行う。復調部（１０９）は、逆
拡散された受信信号を例えばパイロット信号を参照信号
として同期検波を行うことにより受信情報（ｒｘｉｎ
ｆ）を検出する。マルチパス伝播路の場合は各マルチパ
ス毎に逆拡散、同期検波された信号を最大比合成を行う
ＲＡＫＥ合成も、この復調部（１０９）で行われる。
【００４８】また、ＤＳ−ＣＤＭＡで必須とされる送信
電力制御を行う際は、受信信号の信号対干渉電力比〔Ｓ
ＩＲ〕の推定および推定されたＳＩＲと予め定められた
受信品質を達成するために必要な目標ＳＩＲとを比較
し、相手（移動機）の送信電力を増減させる上り送信電
力制御コマンド（Ｔｐｃ＿ＵＬ）を復調部１０９で計算
する必要がある。また、自送信機の送信電力を制御する
ために相手（移動機）から送られてきた下り送信電力制
御コマンド（Ｔｐｃ＿ＤＬ）を復調する機能も有してい
る。
電力制御を行う際は、受信信号の信号対干渉電力比〔Ｓ
ＩＲ〕の推定および推定されたＳＩＲと予め定められた
受信品質を達成するために必要な目標ＳＩＲとを比較
し、相手（移動機）の送信電力を増減させる上り送信電
力制御コマンド（Ｔｐｃ＿ＵＬ）を復調部１０９で計算
する必要がある。また、自送信機の送信電力を制御する
ために相手（移動機）から送られてきた下り送信電力制
御コマンド（Ｔｐｃ＿ＤＬ）を復調する機能も有してい
る。
【００４９】このような送信電力制御はＤＳ−ＣＤＭＡ
に必須に技術であるが、本特許のパスタイミング検出回
路とは直接関係しない従来技術であるため、更なる説明
は省略する。
に必須に技術であるが、本特許のパスタイミング検出回
路とは直接関係しない従来技術であるため、更なる説明
は省略する。
【００５０】送信系は、変調部（１１３）、拡散部（１
１２）、Ｄ／Ａ変換部（１１１）および無線送信部（１
１０）で構成される。送信情報（ｔｘｉｎｆ）と上り送
信電力制御コマンド（Ｔｐｃ＿ＵＬ）は変調部（１１
３）で多重化され、例えばＱＰＳＫ変調された後、拡散
部（１１２）で送信用拡散符号（ｔｘｃｄ）で拡散され
る。
１２）、Ｄ／Ａ変換部（１１１）および無線送信部（１
１０）で構成される。送信情報（ｔｘｉｎｆ）と上り送
信電力制御コマンド（Ｔｐｃ＿ＵＬ）は変調部（１１
３）で多重化され、例えばＱＰＳＫ変調された後、拡散
部（１１２）で送信用拡散符号（ｔｘｃｄ）で拡散され
る。
【００５１】拡散された送信信号（ｔｘｄ）はＤ／Ａ変
換部（１１１）でアナログ信号に変換された後、無線送
信部（１１０）にてロールオフフィルタで帯域制限さ
れ、無線周波数に周波数変換され、増幅されて、アンテ
ナ（１０１）より送信される。下り送信電力制御コマン
ドの指示に従って、送信電力は増減される。
換部（１１１）でアナログ信号に変換された後、無線送
信部（１１０）にてロールオフフィルタで帯域制限さ
れ、無線周波数に周波数変換され、増幅されて、アンテ
ナ（１０１）より送信される。下り送信電力制御コマン
ドの指示に従って、送信電力は増減される。
【００５２】このような送信系については、本発明のパ
スサーチ回路とは直接関係なく、既知技術であるため、
これ以上の説明は省略する。
スサーチ回路とは直接関係なく、既知技術であるため、
これ以上の説明は省略する。
【００５３】
【発明の効果】本発明の第１の効果は、遅延プロファイ
ル（相互相関係数）の平均化を行う際、雑音および干渉
波の電力が重畳されないため受信パスタイミングの検出
精度を向上できることである。
ル（相互相関係数）の平均化を行う際、雑音および干渉
波の電力が重畳されないため受信パスタイミングの検出
精度を向上できることである。
【００５４】第２の効果は干渉キャンセラあるいはスマ
ートアンテナ（アダプティブアレイアンテナ）を用いる
システムにおいて、干渉電力が大きい初期状態でもパス
タイミングを検出できるという点である。
ートアンテナ（アダプティブアレイアンテナ）を用いる
システムにおいて、干渉電力が大きい初期状態でもパス
タイミングを検出できるという点である。
【図１】 本発明を用いた第１の実施例の送受信機の構
成を説明するブロック図である。
成を説明するブロック図である。
【図２】 本発明の第１の実施の形態を示すブロック図
である。
である。
【図３】 信号フォーマットを示すタイミングチャート
である。
である。
101 …アンテナ 102 …無線受信部 103 …Ａ／Ｄ変換部 104 …相互相関係数計算手段 105 …差動検出手段 106 …平均化手段 107 …ピーク検出手段 108 …逆拡散部 109 …復調部 110 …無線送信部 111 …Ｄ／Ａ変換部 112 …拡散部 113 …変調部 201 …閾値手段
Claims (4)
- 【請求項１】 直接拡散符号分割多元接続( ＤＳ−ＣＤ
ＭＡ) 方式を用いた受信機において、 予め定められた周期で受信信号と参照信号の相互相関係
数を計算する相互相関係数計算手段と、 第Ｎ−１周期（N は任意の整数）で計算された前記相互
相関係数｛ＲN-1,0 、ＲN-1,1 、ＲN-1,2 、…、ＲN-1,
M ｝の各要素の複素共役数と第Ｎ周期で計算された前記
相互相関係数｛ＲN,0 、ＲN,1 、ＲN,2 、…、ＲN,M ｝
の各要素の積の実数部を求め、これを差動検出相互相関
係数｛PN,0、PN,1、PN,2、…、PN,M｝として出力する差
動検出手段と、 前記差動検出手段から出力される差動検出相互相関係数
を予め定められた時間で平均化を行う平均化手段と、平
均化された相互相関関数から１つあるいは複数のピーク
を検出し、これを受信パスタイミングとして出力するピ
ーク検出手段、とを備えることを特徴とするＤＳ−ＣＤ
ＭＡシステムにおける受信パスタイミング検出回路。 - 【請求項２】 請求項１に記載のＤＳ−ＣＤＭＡシステ
ムにおける受信パスタイミング検出回路において、 前記相互相関係数計算手段は、同期検波を行うために送
信信号に挿入されたパイロット符号を自受信機に割り当
てられた拡散符号で拡散した信号を参照信号とするこ
と、 を特徴とするＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける受信パス
タイミング検出回路。 - 【請求項３】請求項１に記載のＤＳ−ＣＤＭＡシステム
における受信パスタイミング検出回路において、 前記平均化手段は、予め定められた時定数を用いて前記
差動検出相互相関係数の指数重み付け平均化あるいは移
動平均を行うこと、を特徴とするＤＳ−ＣＤＭＡシステ
ムにおける受信パスタイミング検出回路。 - 【請求項４】 請求項１に記載のＤＳ−ＣＤＭＡシステ
ムにおける受信パスタイミング検出回路において、 前記平均化手段で平均化された平均化相互相関係数のう
ちピーク以外の要素の標準偏差を求め、前記ピーク検出
手段で検出した複数のピーク位置の相関値と、前記標準
偏差に予め定められた係数を掛けて求められる閾値とを
比較し、相関値が閾値を越える場合に有効な受信パスタ
イミングとして出力する閾値回路を更に備えること、を
特徴とする受信パスタイミング検出回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000173580A JP3438701B2 (ja) | 2000-06-09 | 2000-06-09 | Ｄｓ−ｃｄｍａシステムにおける受信パスタイミング検出回路 |
| US09/875,151 US7142587B2 (en) | 2000-06-09 | 2001-06-07 | Received path timing detecting circuit at DS-CDMA system |
| DE60135412T DE60135412D1 (de) | 2000-06-09 | 2001-06-08 | Schaltung zur zeitlichen Detektion von empfangenen Pfaden in Direktsequenz-CDMA-System |
| EP20010113986 EP1162757B1 (en) | 2000-06-09 | 2001-06-08 | Received path timing detecting circuit in DS-CDMA system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000173580A JP3438701B2 (ja) | 2000-06-09 | 2000-06-09 | Ｄｓ−ｃｄｍａシステムにおける受信パスタイミング検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001352274A true JP2001352274A (ja) | 2001-12-21 |
| JP3438701B2 JP3438701B2 (ja) | 2003-08-18 |
Family
ID=18675783
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000173580A Expired - Fee Related JP3438701B2 (ja) | 2000-06-09 | 2000-06-09 | Ｄｓ−ｃｄｍａシステムにおける受信パスタイミング検出回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7142587B2 (ja) |
| EP (1) | EP1162757B1 (ja) |
| JP (1) | JP3438701B2 (ja) |
| DE (1) | DE60135412D1 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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