JP2001337121A - 位相雑音波形の品質尺度測定装置及びその測定方法 - Google Patents
位相雑音波形の品質尺度測定装置及びその測定方法Info
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- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measuring Phase Differences (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 クロック信号の周期ジッタやタイミングジッ
タの各２乗平均より、クロック発生回路が理論限界に近
い性能を有するか否か確認できる。 【解決手段】 デジタル信号とされたクロック信号ｘc
（ｔ）を複素数の解析信号ｚc（ｔ）に変換し（１
３）、ｚc（ｔ）の瞬時位相Θを推定し、Θからリニア
位相を除去して位相雑音波形Δφ（ｔ）を求め（１
７）、そのΔφ（ｔ）からｘ c（ｔ）のゼロクロスタイ
ミングに近いものを取出し（３３）、その２乗平均値σ
t を求め（３５）、また前記取出したΔφ（ｔ）の差分
波形を求めて周期ジッタＪp を求め（３６）、そのＪp
の２乗平均値σp を求め（３７）、相関係数ρ tt＝１−
（σp 2／（２σt 2））を演算し（３９）、必要に応じて
ＳＮＲt ＝ρtt 2／（１−ρtt 2）を求める（４１）。ρ
tt又は／及びＳＮＲt をクロック信号の品質尺度とす
る。
タの各２乗平均より、クロック発生回路が理論限界に近
い性能を有するか否か確認できる。 【解決手段】 デジタル信号とされたクロック信号ｘc
（ｔ）を複素数の解析信号ｚc（ｔ）に変換し（１
３）、ｚc（ｔ）の瞬時位相Θを推定し、Θからリニア
位相を除去して位相雑音波形Δφ（ｔ）を求め（１
７）、そのΔφ（ｔ）からｘ c（ｔ）のゼロクロスタイ
ミングに近いものを取出し（３３）、その２乗平均値σ
t を求め（３５）、また前記取出したΔφ（ｔ）の差分
波形を求めて周期ジッタＪp を求め（３６）、そのＪp
の２乗平均値σp を求め（３７）、相関係数ρ tt＝１−
（σp 2／（２σt 2））を演算し（３９）、必要に応じて
ＳＮＲt ＝ρtt 2／（１−ρtt 2）を求める（４１）。ρ
tt又は／及びＳＮＲt をクロック信号の品質尺度とす
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は例えばマイクロプ
ロセッサを動作させるクロック信号の品質尺度を測定す
る装置及び方法に関する。従来においてマイクロプロセ
ッサのクロック信号の品質を推定する尺度としてジッタ
が用いられていた。所でジッタには周期ジッタとタイミ
ングジッタとがある。図１Ａに示すようにジッタのない
理想クロック信号は点線波形のように例えばその隣接立
上り点間の間隔Ｔintは一定であり、周期ジッタはゼロ
である。実際のクロック信号は、立上りが矢印に対し、
前後して隣接立上りの間隔Ｔintがゆらぎ、この間隔の
ゆらぎが周期ジッタである。クロック信号のような矩形
波でない、例えば正弦波の場合にもゼロクロス点間の間
隔Ｔint のゆらぎが周期ジッタである。
ロセッサを動作させるクロック信号の品質尺度を測定す
る装置及び方法に関する。従来においてマイクロプロセ
ッサのクロック信号の品質を推定する尺度としてジッタ
が用いられていた。所でジッタには周期ジッタとタイミ
ングジッタとがある。図１Ａに示すようにジッタのない
理想クロック信号は点線波形のように例えばその隣接立
上り点間の間隔Ｔintは一定であり、周期ジッタはゼロ
である。実際のクロック信号は、立上りが矢印に対し、
前後して隣接立上りの間隔Ｔintがゆらぎ、この間隔の
ゆらぎが周期ジッタである。クロック信号のような矩形
波でない、例えば正弦波の場合にもゼロクロス点間の間
隔Ｔint のゆらぎが周期ジッタである。
【０００２】図１Ｂに示すようにジッタのない方形波信
号が破線波形の場合、ジッタがある場合、正規の立上り
点（破線）に対する実際の立上り点（実線）のずれ幅Δ
φがタイミングジッタである。従来の周期ジッタの測定
はタイムインターバルアナライザにより行っていた（以
下この測定法をタイムインターバル法又はＴＩＡ法と呼
ぶ）、これはDavid Chu.“Phase Digitizing Sharpens
Timing Measurements ”，IEEE Spectrum, pp.28-32, 1
988, Lee D. Cosart.等、“Time Domain Analysis and
Its PracticalApplication to the Measurement of Pha
se Noise and Jitter ”，IEEE Trans.Instrum. Meas.,
vol.46,pp.1016-1019,1997に示されている。このタイ
ムインターバル法は被測定信号のゼロクロス点を計数す
ると共に、経過時間を測定し、各隣接ゼロクロス点間の
時間変動を求めることにより周期ジッタを求めるもので
ある。またこの周期ジッタの２乗平均値を求めていた。
号が破線波形の場合、ジッタがある場合、正規の立上り
点（破線）に対する実際の立上り点（実線）のずれ幅Δ
φがタイミングジッタである。従来の周期ジッタの測定
はタイムインターバルアナライザにより行っていた（以
下この測定法をタイムインターバル法又はＴＩＡ法と呼
ぶ）、これはDavid Chu.“Phase Digitizing Sharpens
Timing Measurements ”，IEEE Spectrum, pp.28-32, 1
988, Lee D. Cosart.等、“Time Domain Analysis and
Its PracticalApplication to the Measurement of Pha
se Noise and Jitter ”，IEEE Trans.Instrum. Meas.,
vol.46,pp.1016-1019,1997に示されている。このタイ
ムインターバル法は被測定信号のゼロクロス点を計数す
ると共に、経過時間を測定し、各隣接ゼロクロス点間の
時間変動を求めることにより周期ジッタを求めるもので
ある。またこの周期ジッタの２乗平均値を求めていた。
【０００３】従来のタイミングジッタの測定としてはス
ペクトラムアナライザを用いて周波数領域で位相雑音ス
ペクトルを測定し、その和からタイミングジッタの２乗
平均値を推定するものがある。この発明者らは、株式会
社アドバンテストProbo 編集室、１９９９年１１月１２
日発行技術レポート「Probo 」９〜１６頁「瞬時位相推
定法のジッタ測定への応用」で以下に述べるジッタ測定
方法を提案した。即ち図２に示すように、被試験ＰＬＬ
（Phase locked loop）回路１１からのアナログのクロ
ック波形がアナログデジタル変換器１２でデジタルのク
ロック信号ｘc(ｔ）に変換され、解析信号変換手段１３
としてのヒルベルト変換対発生器１４へ供給されて解析
信号ｚc(ｔ）に変換される。
ペクトラムアナライザを用いて周波数領域で位相雑音ス
ペクトルを測定し、その和からタイミングジッタの２乗
平均値を推定するものがある。この発明者らは、株式会
社アドバンテストProbo 編集室、１９９９年１１月１２
日発行技術レポート「Probo 」９〜１６頁「瞬時位相推
定法のジッタ測定への応用」で以下に述べるジッタ測定
方法を提案した。即ち図２に示すように、被試験ＰＬＬ
（Phase locked loop）回路１１からのアナログのクロ
ック波形がアナログデジタル変換器１２でデジタルのク
ロック信号ｘc(ｔ）に変換され、解析信号変換手段１３
としてのヒルベルト変換対発生器１４へ供給されて解析
信号ｚc(ｔ）に変換される。
【０００４】いまクロック信号ｘc(ｔ）を ｘc(ｔ）＝Ａc cos(２πｆcｔ＋θc＋Δφ（ｔ）) とする。Ａc とｆc はそれぞれクロック信号の振幅と周
波数の公称値、θc は初期位相角であり、Δφ（ｔ）は
位相のゆらぎであり、位相雑音と呼ばれる。ヒルベルト
変換対発生器１４内において、クロック信号ｘc(ｔ）は
ヒルベルト変換器１５によりヒルベルト変換され、
波数の公称値、θc は初期位相角であり、Δφ（ｔ）は
位相のゆらぎであり、位相雑音と呼ばれる。ヒルベルト
変換対発生器１４内において、クロック信号ｘc(ｔ）は
ヒルベルト変換器１５によりヒルベルト変換され、
【０００５】
【数１】
【０００６】となり、ｘc(ｔ）とｘ＾c（ｔ）をそれぞ
れ複素数の実数部と虚数部とする解析信号
れ複素数の実数部と虚数部とする解析信号
【０００７】
【数２】
【０００８】が得られる。この解析信号ｚc(ｔ）から瞬
時位相推定器１６でクロック信号ｘc(ｔ）の瞬時位相Θ
（ｔ） Θ（ｔ）＝［２πｆcｔ＋θc＋Δφ（ｔ）］mod ２π が推定される。この瞬時位相Θ（ｔ）はリニア位相除去
器１７でリニア位相が除去されて位相雑音波形Δφ
（ｔ）が得られる。つまりリニア位相除去器１７におい
ては、瞬時位相Θに対し連続位相変換部１８で位相アン
ラップ法を適用して連続位相θ（ｔ） θ（ｔ）＝２πｆcｔ＋θc＋Δφ（ｔ） に変換される。位相アンラップ法はJose M. Tribolet,
“A New Phase Unwrapping Algorithm”，IEEE Trans.
Acoust., Speech, Signal Processing”，vol.ASSP-25,
pp.170-177,1977. Kuno P.Zimmermann，“On Frequency
-Domain and Time-Domain Phase Unwrapping,“Proc. I
EE. vol.75, pp.519-520, 1987に示されている。
時位相推定器１６でクロック信号ｘc(ｔ）の瞬時位相Θ
（ｔ） Θ（ｔ）＝［２πｆcｔ＋θc＋Δφ（ｔ）］mod ２π が推定される。この瞬時位相Θ（ｔ）はリニア位相除去
器１７でリニア位相が除去されて位相雑音波形Δφ
（ｔ）が得られる。つまりリニア位相除去器１７におい
ては、瞬時位相Θに対し連続位相変換部１８で位相アン
ラップ法を適用して連続位相θ（ｔ） θ（ｔ）＝２πｆcｔ＋θc＋Δφ（ｔ） に変換される。位相アンラップ法はJose M. Tribolet,
“A New Phase Unwrapping Algorithm”，IEEE Trans.
Acoust., Speech, Signal Processing”，vol.ASSP-25,
pp.170-177,1977. Kuno P.Zimmermann，“On Frequency
-Domain and Time-Domain Phase Unwrapping,“Proc. I
EE. vol.75, pp.519-520, 1987に示されている。
【０００９】連続位相θ（ｔ）のリニア位相［２πｆc
ｔ＋θc］が、リニア位相評価器１９で線形トレンド推
定法を用いて推定される。この推定されたリニア位相
［２πｆ cｔ＋θc］が、連続位相θ（ｔ）から引算部２
１で除去され、瞬時位相Θ（ｔ）の変動項Δφ（ｔ）、
即ち位相雑音波形 θ（ｔ）＝Δφ（ｔ） が得られる。このようにして得られた位相雑音波形Δφ
（ｔ）がピークツウピーク検出器２２に入力され、Δφ
（ｔ）の最大ピーク値 max（Δφ(k))と、最小ピーク値
min（Δφ(l))との差をとることによりタイミングジッ
タのピーク値Δφ ppを求める。
ｔ＋θc］が、リニア位相評価器１９で線形トレンド推
定法を用いて推定される。この推定されたリニア位相
［２πｆ cｔ＋θc］が、連続位相θ（ｔ）から引算部２
１で除去され、瞬時位相Θ（ｔ）の変動項Δφ（ｔ）、
即ち位相雑音波形 θ（ｔ）＝Δφ（ｔ） が得られる。このようにして得られた位相雑音波形Δφ
（ｔ）がピークツウピーク検出器２２に入力され、Δφ
（ｔ）の最大ピーク値 max（Δφ(k))と、最小ピーク値
min（Δφ(l))との差をとることによりタイミングジッ
タのピーク値Δφ ppを求める。
【００１０】
【数３】
【００１１】また位相雑音波形Δφ（ｔ）は２乗平均検
出器２３に入力され、次式の２乗平均
出器２３に入力され、次式の２乗平均
【００１２】
【数４】
【００１３】が演算され、タイミングジッタの２乗平均
値ΔφRMS が求まる。このようにしてタイミングジッタ
のピーク値、タイミングジッタの２乗平均値を、位相雑
音波形Δφ（ｔ）から求める方法をΔφ法と呼ぶ。この
Δφ法によれば、測定ポイントがゼロクロス点に限定さ
れないため、１００ミリ秒のオーダの試験時間でジッタ
の測定を行うことができる。なお図２中解析信号変換手
段１３、瞬時位相推定器１６、リニア位相除去器１７は
位相雑音検出手段２５を構成する。
値ΔφRMS が求まる。このようにしてタイミングジッタ
のピーク値、タイミングジッタの２乗平均値を、位相雑
音波形Δφ（ｔ）から求める方法をΔφ法と呼ぶ。この
Δφ法によれば、測定ポイントがゼロクロス点に限定さ
れないため、１００ミリ秒のオーダの試験時間でジッタ
の測定を行うことができる。なお図２中解析信号変換手
段１３、瞬時位相推定器１６、リニア位相除去器１７は
位相雑音検出手段２５を構成する。
【００１４】クロック信号の各立上りエッジが同一方向
にほぼ同一量ゆらぐようなジッタの場合は、このクロッ
ク信号により動作するマイクロプロセッサはそれ程影響
を受けない。クロック信号を発生するＰＬＬ回路の設計
においてはクロック信号の立上りエッジ間の相関係数が
重要である。この相関係数は−１〜＋１の値をとるが、
この値が例えば０．６であれば、そのＰＬＬ回路は相関
係数で０．４だけ改良の余地があることがわかる。隣接
するクロック信号の立上りエッジの間隔変動は、後の立
上りエッジの変動はその直前の立上りエッジの変動に基
づく線形的な変動（信号）と、直前の立上りエッジの変
動に無関係な変動（雑音）とよりなると見なすことがで
き、これにより立上りエッジの変動の信号対雑音比を定
義できる。
にほぼ同一量ゆらぐようなジッタの場合は、このクロッ
ク信号により動作するマイクロプロセッサはそれ程影響
を受けない。クロック信号を発生するＰＬＬ回路の設計
においてはクロック信号の立上りエッジ間の相関係数が
重要である。この相関係数は−１〜＋１の値をとるが、
この値が例えば０．６であれば、そのＰＬＬ回路は相関
係数で０．４だけ改良の余地があることがわかる。隣接
するクロック信号の立上りエッジの間隔変動は、後の立
上りエッジの変動はその直前の立上りエッジの変動に基
づく線形的な変動（信号）と、直前の立上りエッジの変
動に無関係な変動（雑音）とよりなると見なすことがで
き、これにより立上りエッジの変動の信号対雑音比を定
義できる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】このような立上りエッ
ジ間の相関係数や信号対雑音比の方が、周期ジッタの２
乗平均値やタイミングジッタの２乗平均値より、例えば
ＰＬＬ回路が理論限界に近い性能を実現しているかどう
かをより正しく明らかにすることができる。またこのよ
うな相関係数や信号対雑音比を測定できれば、ＰＬＬ回
路などの試験にも有効である。しかし従来においてはこ
のような信号のゼロクロス点間の相関係数や信号対雑音
比、つまり位相雑音波形の品質尺度を測定する方法が提
案されていない。
ジ間の相関係数や信号対雑音比の方が、周期ジッタの２
乗平均値やタイミングジッタの２乗平均値より、例えば
ＰＬＬ回路が理論限界に近い性能を実現しているかどう
かをより正しく明らかにすることができる。またこのよ
うな相関係数や信号対雑音比を測定できれば、ＰＬＬ回
路などの試験にも有効である。しかし従来においてはこ
のような信号のゼロクロス点間の相関係数や信号対雑音
比、つまり位相雑音波形の品質尺度を測定する方法が提
案されていない。
【００１６】この発明の目的は位相雑音波形の品質尺度
を測定することができる装置及び方法を提供することに
ある。
を測定することができる装置及び方法を提供することに
ある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】この発明の方法によれ
ば、入力信号を複素数の解析信号に変換し、その解析信
号の瞬時位相をもとめ、その瞬時位相からリニア位相を
除去して位相雑音波形を求め、この位相雑音波形から、
その位相雑音波形の相関係数又は／及び信号対雑音比つ
まり品質尺度を求める。つまりこの発明によれば前述し
たΔφ法により品質尺度を求める。信号対雑音比は相関
係数より求める。以下にこの相関係数を求め、かつその
相関係数により信号対雑音比を求める原理を説明する。
ば、入力信号を複素数の解析信号に変換し、その解析信
号の瞬時位相をもとめ、その瞬時位相からリニア位相を
除去して位相雑音波形を求め、この位相雑音波形から、
その位相雑音波形の相関係数又は／及び信号対雑音比つ
まり品質尺度を求める。つまりこの発明によれば前述し
たΔφ法により品質尺度を求める。信号対雑音比は相関
係数より求める。以下にこの相関係数を求め、かつその
相関係数により信号対雑音比を求める原理を説明する。
【００１８】瞬時タイミングジッタ｛Δφ（ｎＴ）｝
（Ｔはクロック信号の周期）、の隣り合う立上りゼロク
ロス点ｎＴと（ｎ＋１）Ｔ間の相関係数ρtt（Ｔ）は以
下のように求められる。入力信号の周期Ｔだけ離れた二
つのタイミングジッタΔφ（ｎＴ）とΔφ（（ｎ＋１）
Ｔ）との差から周期ジッタＪp が求まり、この周期ジッ
タＪp の分散σ p 2（Ｔ）は周期ジッタＪpの期待値とし
て次式で求まる。
（Ｔはクロック信号の周期）、の隣り合う立上りゼロク
ロス点ｎＴと（ｎ＋１）Ｔ間の相関係数ρtt（Ｔ）は以
下のように求められる。入力信号の周期Ｔだけ離れた二
つのタイミングジッタΔφ（ｎＴ）とΔφ（（ｎ＋１）
Ｔ）との差から周期ジッタＪp が求まり、この周期ジッ
タＪp の分散σ p 2（Ｔ）は周期ジッタＪpの期待値とし
て次式で求まる。
【００１９】
【数５】
【００２０】σt はタイミングジッタΔφ（Ｔ）の分散
であるA.Papoulis“Probability, Random Variables, a
nd Stochastic Processes”２nd Edition, McGraw-Hill
Book Company. １５０頁の式（７−６）と式（７−
８）とから、またΔφ（ｎＴ）、Δφ（（ｎ＋１）Ｔ）
はそれぞれ平均値からのずれであることから、
であるA.Papoulis“Probability, Random Variables, a
nd Stochastic Processes”２nd Edition, McGraw-Hill
Book Company. １５０頁の式（７−６）と式（７−
８）とから、またΔφ（ｎＴ）、Δφ（（ｎ＋１）Ｔ）
はそれぞれ平均値からのずれであることから、
【００２１】
【数６】
【００２２】はΔφ（ｎＴ）とΔφ（（ｎ＋１）Ｔ）と
の相関係数ρttとなる。よって σp 2（Ｔ）＝２（１−ρtt(T)）σt 2（Ｔ） （１） となる。これを書きかえると次式となる。
の相関係数ρttとなる。よって σp 2（Ｔ）＝２（１−ρtt(T)）σt 2（Ｔ） （１） となる。これを書きかえると次式となる。
【００２３】
【数７】
【００２４】σp（Ｔ）は周期ジッタＪp の２乗平均
値、σt（Ｔ）はタイミングジッタΔφ（Ｔ）の２乗平
均値である。あるいは相関係数の定義から、相関係数ρ
tt（Ｔ）はタイミングジッタ｛Δφ（ｎＴ）｝を用いて
次式より求めることができる。
値、σt（Ｔ）はタイミングジッタΔφ（Ｔ）の２乗平
均値である。あるいは相関係数の定義から、相関係数ρ
tt（Ｔ）はタイミングジッタ｛Δφ（ｎＴ）｝を用いて
次式より求めることができる。
【００２５】
【数８】
【００２６】Δφ′はΔφ（ｎＴ）の平均値である。な
おタイミングジッタの定義からΔφ（ｉＴ）自身が直線
性からのずれとなっているからΔφ′はゼロであり、こ
れを式（３）、式（４）から省略してよい。また実験か
らΔφ′／σt ≒６／１０００程度であるように小さい
値であるから式（３）、式（４）からΔφ′を省略して
よい。タイミングジッタΔφ（ｎＴ）に対し、その変動
と線形的な関係のみに因り変動するΔφ（（ｎ＋1）
Ｔ）のタイミングジッタ分散σtt 2 は σtt 2 ＝ρtt 2 σt(n+1) 2 （５） と表わせる。Δφ（ｎＴ）に対し、その変動と非線形な
関係を含めた、ほかの雑音に因り変動するΔφ（（ｎ＋
１）Ｔ）のタイミングジッタ分散σt,n 2は σt,n 2＝（１−ρtt 2）σt(n+1) 2 （６） となる。式（５）、式（６）はJ.S.Bendat & A.G. Pier
sol，“Engineering Applications of Correlation and
Spectral Analysis John Wiley & Sons, 1980のＰ．４
３〜４７、式（３．１０）、式（３．１１）に示されて
いる。
おタイミングジッタの定義からΔφ（ｉＴ）自身が直線
性からのずれとなっているからΔφ′はゼロであり、こ
れを式（３）、式（４）から省略してよい。また実験か
らΔφ′／σt ≒６／１０００程度であるように小さい
値であるから式（３）、式（４）からΔφ′を省略して
よい。タイミングジッタΔφ（ｎＴ）に対し、その変動
と線形的な関係のみに因り変動するΔφ（（ｎ＋1）
Ｔ）のタイミングジッタ分散σtt 2 は σtt 2 ＝ρtt 2 σt(n+1) 2 （５） と表わせる。Δφ（ｎＴ）に対し、その変動と非線形な
関係を含めた、ほかの雑音に因り変動するΔφ（（ｎ＋
１）Ｔ）のタイミングジッタ分散σt,n 2は σt,n 2＝（１−ρtt 2）σt(n+1) 2 （６） となる。式（５）、式（６）はJ.S.Bendat & A.G. Pier
sol，“Engineering Applications of Correlation and
Spectral Analysis John Wiley & Sons, 1980のＰ．４
３〜４７、式（３．１０）、式（３．１１）に示されて
いる。
【００２７】式（５）及び式（６）からタイミングジッ
タ｛Δφ（（ｎ＋１）Ｔ）｝のΔφ（ｎＴ）の変動に基
づく線形的変動（信号成分）とΔφ（ｎＴ）の変動に無
関係な変動（雑音）との比、つまり信号対雑音比ＳＮＲ
t を次式より求めることができる。
タ｛Δφ（（ｎ＋１）Ｔ）｝のΔφ（ｎＴ）の変動に基
づく線形的変動（信号成分）とΔφ（ｎＴ）の変動に無
関係な変動（雑音）との比、つまり信号対雑音比ＳＮＲ
t を次式より求めることができる。
【００２８】
【数９】
【００２９】所でタイミングジッタ分散σt が大きけれ
ば１／ＳＮＲt も大きく、σt が小さければ１／ＳＮＲ
t も小さい、つまりσt は１／ＳＮＲt と比例する。よ
って式（１）の右辺のσt 2に比例係数として１／ＳＮＲ
tを乗算して、両辺を開平し、かつ両辺をＴで割算する
と
ば１／ＳＮＲt も大きく、σt が小さければ１／ＳＮＲ
t も小さい、つまりσt は１／ＳＮＲt と比例する。よ
って式（１）の右辺のσt 2に比例係数として１／ＳＮＲ
tを乗算して、両辺を開平し、かつ両辺をＴで割算する
と
【００３０】
【数１０】
【００３１】となる。以上のように式（２）から周期ジ
ッタ分散σp とタイミングジッタ分散σt を求めること
によりタイミングジッタ、つまり位相雑音波形Δφ
（ｔ）の相関係数ρttを求めることができる。また式
（３）又は式（４）からタイミングジッタΔφ（ｎＴ）
を用いて相関係数ρttを求めることができる。更に相関
係数ρttを用いて式（７）から位相雑音波形Δφ（ｔ）
の信号対雑音比ＳＮＲt を求めることができる。
ッタ分散σp とタイミングジッタ分散σt を求めること
によりタイミングジッタ、つまり位相雑音波形Δφ
（ｔ）の相関係数ρttを求めることができる。また式
（３）又は式（４）からタイミングジッタΔφ（ｎＴ）
を用いて相関係数ρttを求めることができる。更に相関
係数ρttを用いて式（７）から位相雑音波形Δφ（ｔ）
の信号対雑音比ＳＮＲt を求めることができる。
【００３２】この発明はこのような方法によりΔφ
（ｔ）を用いて相関係数ρttや信号対雑音比ＳＮＲt な
どの品質尺度を求める。
（ｔ）を用いて相関係数ρttや信号対雑音比ＳＮＲt な
どの品質尺度を求める。
【００３３】
【発明の実施の形態】図３にこの発明の実施例を示し、
図２と対応する部分に同一番号を付けてある。この発明
においては、図２に示した場合と同様に、被試験ＰＬＬ
回路１１などからの入力信号がＡＤ変換器１２でデジタ
ル信号に変換され、このデジタル信号が位相雑音検出手
段２５に入力され、位相雑音波形Δφ（ｔ）が取出され
る。この位相雑音波形Δφ（ｔ）はタイミングジッタ２
乗平均値検出手段３１及び周期ジッタ２乗平均値検出手
段３２へ供給される。タイミングジッタ２乗平均値検出
手段３１では入力された位相雑音波形Δφ（ｔ）の２乗
平均値ΔφRMS が演算され、周期ジッタ２乗平均値検出
手段３２では入力された位相雑音波形Δφ（ｔ）から周
期ジッタＪp の２乗平均値ＪRMS が演算される。
図２と対応する部分に同一番号を付けてある。この発明
においては、図２に示した場合と同様に、被試験ＰＬＬ
回路１１などからの入力信号がＡＤ変換器１２でデジタ
ル信号に変換され、このデジタル信号が位相雑音検出手
段２５に入力され、位相雑音波形Δφ（ｔ）が取出され
る。この位相雑音波形Δφ（ｔ）はタイミングジッタ２
乗平均値検出手段３１及び周期ジッタ２乗平均値検出手
段３２へ供給される。タイミングジッタ２乗平均値検出
手段３１では入力された位相雑音波形Δφ（ｔ）の２乗
平均値ΔφRMS が演算され、周期ジッタ２乗平均値検出
手段３２では入力された位相雑音波形Δφ（ｔ）から周
期ジッタＪp の２乗平均値ＪRMS が演算される。
【００３４】この例ではタイミングジッタ２乗平均値検
出手段３１及び周期ジッタ２乗平均値検出手段３２にお
いて、位相雑音波形Δφ（ｔ）はゼロクロスサンプラ３
３において、解析信号ｚc(t)の実数部ｘc(t)のゼロクロ
ス点に最も近いタイミングでサンプリングされる。つま
り解析信号の実数部ｘc（ｔ）の波形が図４Ａに示さ
れ、その立上り（又は立下り）のゼロクロス点に最も近
いサンプル点（演算処理時点）がゼロクロス点検出部３
４で検出される。図４Ａ中に、検出したゼロクロス点に
最も近い点を○印で示す。この点を近似ゼロクロス点と
呼ぶ。図４Ｂに示すように位相雑音波形Δφ（ｔ）にお
ける○印で示す値が、近似ゼロクロス点でのサンリング
値としてゼロクロスサンプラ３３で取出される。この取
出された各サンプリング値（リサンプル位相雑音波形）
は、ジッタがない解析信号の実数部ｘc（ｔ）の理想タ
イミング（ゼロクロス点）からのずれ量である。このΔ
φ（ｔ）の各サンプル値についてその直前のサンプル値
との差を求めればゼロクロス間のゆらぎ、つまり周期ジ
ッタＪp となる。図４Ｂ中のΔφ（ｔ）のｎ番目のサン
プル値Δφn と（ｎ＋１）番目のサンプル値Δφn+1 と
よりＪp ＝Δφn+1 −Δφn として求まる。このように
して求めたＪp を図４Ｃに示す。
出手段３１及び周期ジッタ２乗平均値検出手段３２にお
いて、位相雑音波形Δφ（ｔ）はゼロクロスサンプラ３
３において、解析信号ｚc(t)の実数部ｘc(t)のゼロクロ
ス点に最も近いタイミングでサンプリングされる。つま
り解析信号の実数部ｘc（ｔ）の波形が図４Ａに示さ
れ、その立上り（又は立下り）のゼロクロス点に最も近
いサンプル点（演算処理時点）がゼロクロス点検出部３
４で検出される。図４Ａ中に、検出したゼロクロス点に
最も近い点を○印で示す。この点を近似ゼロクロス点と
呼ぶ。図４Ｂに示すように位相雑音波形Δφ（ｔ）にお
ける○印で示す値が、近似ゼロクロス点でのサンリング
値としてゼロクロスサンプラ３３で取出される。この取
出された各サンプリング値（リサンプル位相雑音波形）
は、ジッタがない解析信号の実数部ｘc（ｔ）の理想タ
イミング（ゼロクロス点）からのずれ量である。このΔ
φ（ｔ）の各サンプル値についてその直前のサンプル値
との差を求めればゼロクロス間のゆらぎ、つまり周期ジ
ッタＪp となる。図４Ｂ中のΔφ（ｔ）のｎ番目のサン
プル値Δφn と（ｎ＋１）番目のサンプル値Δφn+1 と
よりＪp ＝Δφn+1 −Δφn として求まる。このように
して求めたＪp を図４Ｃに示す。
【００３５】ゼロクロス点検出部３４における近似ゼロ
クロス点の検出法を述べる。入力される実数部ｘ
c（ｔ）の波形の最大値を１００％レベル、最小値を０
％レベルとし、ゼロクロスのレベルとして、前記最大値
と最小値の５０％レベルＶ（５０％）を算出する。ｘc
（ｔ）の各隣り合うサンプル値と５０％レベルＶ（５０
％）との差（ｘc（ｊ−１）−Ｖ（５０％）），（ｘ
c（ｊ）−Ｖ（５０％））を求め、更にこれらの積 （ｘc（ｊ−１）−Ｖ（５０％））×（ｘc（ｊ）−Ｖ
（５０％）） を計算する。ｘc（ｔ）が５０％レベル、つまりゼロレ
ベルを横切る時は、これらサンプル値ｘc（ｊ−１）−
Ｖ（５０％），ｘc（ｊ）−Ｖ（５０％）の符号が負か
ら正、又は正から負となるから、前記積が負となった時
は、ｘc（ｔ）がゼロレベルを横切ったことになり、そ
の時点におけるサンプル値ｘc（ｊ−１），ｘc（ｊ）の
絶対値の小さい方の時刻ｊ−１又はｊが近似ゼロクロス
点として求められる。
クロス点の検出法を述べる。入力される実数部ｘ
c（ｔ）の波形の最大値を１００％レベル、最小値を０
％レベルとし、ゼロクロスのレベルとして、前記最大値
と最小値の５０％レベルＶ（５０％）を算出する。ｘc
（ｔ）の各隣り合うサンプル値と５０％レベルＶ（５０
％）との差（ｘc（ｊ−１）−Ｖ（５０％）），（ｘ
c（ｊ）−Ｖ（５０％））を求め、更にこれらの積 （ｘc（ｊ−１）−Ｖ（５０％））×（ｘc（ｊ）−Ｖ
（５０％）） を計算する。ｘc（ｔ）が５０％レベル、つまりゼロレ
ベルを横切る時は、これらサンプル値ｘc（ｊ−１）−
Ｖ（５０％），ｘc（ｊ）−Ｖ（５０％）の符号が負か
ら正、又は正から負となるから、前記積が負となった時
は、ｘc（ｔ）がゼロレベルを横切ったことになり、そ
の時点におけるサンプル値ｘc（ｊ−１），ｘc（ｊ）の
絶対値の小さい方の時刻ｊ−１又はｊが近似ゼロクロス
点として求められる。
【００３６】ゼロクロスサンプラ３３よりのリサンプル
位相雑音波形はΔφRMS （２乗平均値）検出器３５に入
力され、次式により２乗平均されてタイミングジッタ２
乗平均値ΔφRMS 、つまりσt が求められる。
位相雑音波形はΔφRMS （２乗平均値）検出器３５に入
力され、次式により２乗平均されてタイミングジッタ２
乗平均値ΔφRMS 、つまりσt が求められる。
【００３７】
【数１１】
【００３８】また周期ジッタ２乗平均値検出手段３２に
おいて、差分回路３６でゼロクロスサンプラ３３からの
各サンプル値について順次その直前のサンプル値との差
を求めて周期ジッタＪp が得られる。得られた周期ジッ
タＪp の系列はＪRMS （２乗平均値）検出器３７で２乗
平均値が演算される。つまり差分回路３６でゼロクロス
サンプラ３３からのリサンプル位相雑音波形の差分波形
が計算され、差分位相雑音波形が２乗平均値検出器３７
へ供給され、次式が計算される。
おいて、差分回路３６でゼロクロスサンプラ３３からの
各サンプル値について順次その直前のサンプル値との差
を求めて周期ジッタＪp が得られる。得られた周期ジッ
タＪp の系列はＪRMS （２乗平均値）検出器３７で２乗
平均値が演算される。つまり差分回路３６でゼロクロス
サンプラ３３からのリサンプル位相雑音波形の差分波形
が計算され、差分位相雑音波形が２乗平均値検出器３７
へ供給され、次式が計算される。
【００３９】
【数１２】
【００４０】このようにして周期ジッタ２乗平均値Ｊ
RMS 、つまり周期ジッタ分散σp が求まる。以上のよう
にして求まったタイミングジッタ２乗平均値Δφ
RMS （タイミングジッタ分散σt ）と周期ジッタ２乗平
均値ＪRMS （周期ジッタ分散σp ）が品質尺度推定手段
３８に入力される。品質尺度推定手段３８では相関係数
（ρtt）演算器３９でσt とσp から式（２）が計算さ
れ、相関係数ρttが求められる。この例ではこの相関係
数ρttが信号対雑音比（ＳＮＲt）計算器４１に入力さ
れ、このρttにより式（７）が計算されてＳＮＲtが求
められる。これら相関係数ρt t又は／及びＳＮＲtが出
力端子４２又は／及び４３から品質尺度として出力され
る。
RMS 、つまり周期ジッタ分散σp が求まる。以上のよう
にして求まったタイミングジッタ２乗平均値Δφ
RMS （タイミングジッタ分散σt ）と周期ジッタ２乗平
均値ＪRMS （周期ジッタ分散σp ）が品質尺度推定手段
３８に入力される。品質尺度推定手段３８では相関係数
（ρtt）演算器３９でσt とσp から式（２）が計算さ
れ、相関係数ρttが求められる。この例ではこの相関係
数ρttが信号対雑音比（ＳＮＲt）計算器４１に入力さ
れ、このρttにより式（７）が計算されてＳＮＲtが求
められる。これら相関係数ρt t又は／及びＳＮＲtが出
力端子４２又は／及び４３から品質尺度として出力され
る。
【００４１】図５にこの発明の他の実施例を示し、図３
と対応する部分に同一番号を付けてある。この実施例で
はゼロクロスサンプラ３３よりのリサンプル位相雑音波
形は相関係数（ρtt）演算器３９でΔφ′を省略した式
（３）の計算がなされる。つまりゼロクロスサンプラ３
３より周期Ｔだけ時間差が付けられた２系列のリサンプ
ル位相雑音波形の系列が積和計算器４５に入力され、Δ
φ（ｉＴ）とΔφ（（ｉ＋１）Ｔ）の積の和が計算され
る。またゼロクロスサンプラ３３よりの一方の系列のリ
サンプル位相雑音波形が２乗和計算器４６に入力され、
Δφ（ｉＴ）2の和が計算される。この計算された２乗
和ΣΔφ（ｉＴ）2で、積和計算器４５で計算された積
和ΣΔφ（ｉＴ）Δφ（（ｉ＋１）Ｔ）が割算器４７に
おいて割算されて相関係数ρttが求められる。この相関
係数ρttは必要に応じて出力端子４２から出力され、ま
た信号対雑音比計算器４１に入力されて、式（７）の計
算が行われ、その計算結果ＳＮＲtが出力端子４３に出
力される。
と対応する部分に同一番号を付けてある。この実施例で
はゼロクロスサンプラ３３よりのリサンプル位相雑音波
形は相関係数（ρtt）演算器３９でΔφ′を省略した式
（３）の計算がなされる。つまりゼロクロスサンプラ３
３より周期Ｔだけ時間差が付けられた２系列のリサンプ
ル位相雑音波形の系列が積和計算器４５に入力され、Δ
φ（ｉＴ）とΔφ（（ｉ＋１）Ｔ）の積の和が計算され
る。またゼロクロスサンプラ３３よりの一方の系列のリ
サンプル位相雑音波形が２乗和計算器４６に入力され、
Δφ（ｉＴ）2の和が計算される。この計算された２乗
和ΣΔφ（ｉＴ）2で、積和計算器４５で計算された積
和ΣΔφ（ｉＴ）Δφ（（ｉ＋１）Ｔ）が割算器４７に
おいて割算されて相関係数ρttが求められる。この相関
係数ρttは必要に応じて出力端子４２から出力され、ま
た信号対雑音比計算器４１に入力されて、式（７）の計
算が行われ、その計算結果ＳＮＲtが出力端子４３に出
力される。
【００４２】図３の実施例において、ゼロクロスサンプ
ラ３３は立上りエッジのゼロクロス点に近いタイミング
で位相雑音波形をサンプリングしたが、一般的には立上
りエッジのゼロクロス点と立下りエッジのゼロクロス点
との間の整数倍の間隔でゼロクロス点に近いタイミング
で位相雑音波形をサンプリングしてもよい。またΔφ
RMS 検出器３５へ供給するリサンプル位相雑音波形は、
ゼロクロスサンプラ３３の出力でもよいが、破線で示す
ようにサンプラ５１を別個に設けて、差分回路３６へ供
給されるリサンプル位相雑音波形の周期ｎＴ／２（ｎ整
数）と同一周期で位相雑音波形をサンプリングしてΔφ
RMS 検出器３５へ供給してもよい。この場合のサンプリ
ングタイミングは入力信号の周期Ｔが既知であるから、
ＡＤ変換器１２のサンプリング周期ｔの整数倍でｎＴ／
２に最も近いタイミングで位相雑音波形をサンプリング
すればよい。
ラ３３は立上りエッジのゼロクロス点に近いタイミング
で位相雑音波形をサンプリングしたが、一般的には立上
りエッジのゼロクロス点と立下りエッジのゼロクロス点
との間の整数倍の間隔でゼロクロス点に近いタイミング
で位相雑音波形をサンプリングしてもよい。またΔφ
RMS 検出器３５へ供給するリサンプル位相雑音波形は、
ゼロクロスサンプラ３３の出力でもよいが、破線で示す
ようにサンプラ５１を別個に設けて、差分回路３６へ供
給されるリサンプル位相雑音波形の周期ｎＴ／２（ｎ整
数）と同一周期で位相雑音波形をサンプリングしてΔφ
RMS 検出器３５へ供給してもよい。この場合のサンプリ
ングタイミングは入力信号の周期Ｔが既知であるから、
ＡＤ変換器１２のサンプリング周期ｔの整数倍でｎＴ／
２に最も近いタイミングで位相雑音波形をサンプリング
すればよい。
【００４３】また式（２）においてσp 2，σt 2を演算す
るから、ΔφRMS 検出器３５、ＪRM S 検出器３７におい
てそれぞれ開平演算をする前の演算結果を相関係数演算
器３９へ供給してもよい。図５の実施例においてもゼロ
クロスサンプラ３３のサンプリングのタイミングはｎＴ
／２に近いものをサンプリングするようにしてもよい。
また点線で示すように、ゼロクロスサンプラ３３の代り
にサンプラ５２を設け、サンプリング周期Ｔ′を設定し
て、任意の周期Ｔ′ごとに、これに近い位相波形雑音を
サンプリングしてもよい。あるいはサンプラ３３又は５
２を設けることなく、位相雑音検出手段２５からの位相
雑音波形Δφ（ｔ）をそのまま相関係数演算器３９へ供
給してもよい。相関係数演算器３９における演算におい
てΔφ′、つまり入力された位相雑音波形の平均値を計
算して、式（３）又は式（４）を忠実に演算してもよ
い。
るから、ΔφRMS 検出器３５、ＪRM S 検出器３７におい
てそれぞれ開平演算をする前の演算結果を相関係数演算
器３９へ供給してもよい。図５の実施例においてもゼロ
クロスサンプラ３３のサンプリングのタイミングはｎＴ
／２に近いものをサンプリングするようにしてもよい。
また点線で示すように、ゼロクロスサンプラ３３の代り
にサンプラ５２を設け、サンプリング周期Ｔ′を設定し
て、任意の周期Ｔ′ごとに、これに近い位相波形雑音を
サンプリングしてもよい。あるいはサンプラ３３又は５
２を設けることなく、位相雑音検出手段２５からの位相
雑音波形Δφ（ｔ）をそのまま相関係数演算器３９へ供
給してもよい。相関係数演算器３９における演算におい
てΔφ′、つまり入力された位相雑音波形の平均値を計
算して、式（３）又は式（４）を忠実に演算してもよ
い。
【００４４】図３中に破線で示すように被試験ＰＬＬ回
路１１よりのクロック信号をクリッパ５３を通してＡＤ
変換器１２へ供給して、クロック信号の振幅を一定とし
て、振幅変調成分により位相雑音波形Δφ（ｔ）が影響
を受けることなく正確にジッタを検出できるようにして
もよい。この入力信号を一定振幅とする処理はＡＤ変換
器１２の出力側に設けてもよい。入力信号を解析信号ｚ
c（ｔ）へ変換する手段１３としては図６に示すよう
に、入力されたデジタル信号をＦＦＴ部６６によりフー
リエ変換し、その変換出力から、帯域通過フィルタ６７
により負の周波数成分を遮断すると共に、入力クロック
信号の基本波のみを取り出す。次に帯域通過フィルタ６
７の出力を逆ＦＦＴ部６８により逆フーリエ変換して解
析信号ｚc（ｔ）を得る。
路１１よりのクロック信号をクリッパ５３を通してＡＤ
変換器１２へ供給して、クロック信号の振幅を一定とし
て、振幅変調成分により位相雑音波形Δφ（ｔ）が影響
を受けることなく正確にジッタを検出できるようにして
もよい。この入力信号を一定振幅とする処理はＡＤ変換
器１２の出力側に設けてもよい。入力信号を解析信号ｚ
c（ｔ）へ変換する手段１３としては図６に示すよう
に、入力されたデジタル信号をＦＦＴ部６６によりフー
リエ変換し、その変換出力から、帯域通過フィルタ６７
により負の周波数成分を遮断すると共に、入力クロック
信号の基本波のみを取り出す。次に帯域通過フィルタ６
７の出力を逆ＦＦＴ部６８により逆フーリエ変換して解
析信号ｚc（ｔ）を得る。
【００４５】あるいは図７に示すように、入力クロック
信号ｘc（ｔ）は、周波数混合器７１ａ，７１ｂで cos
（２π（ｆｃ＋Δｆ）t ＋θ）、 sin（２π（ｆｃ＋Δ
ｆ）t＋θ）とそれぞれ周波数混合され、その出力から
低域通過フィルタ７２ａ，７２ｂにより差周波数成分が
取出され、次式の解析信号ｚc（ｔ）を得る。 ｚc（ｔ）＝（Ａc／２）〔cos(２πΔft＋（θ−θc )
−Δφ（ｔ））＋ｊsin(２πΔｆｔ＋（θ−θc ) −Δ
φ（ｔ））〕 この実数部と虚数部はＡＤ変換器７３ａ，７３ｂにより
それぞれデジタル信号に変換されて瞬時位相推定器１６
へ供給される。
信号ｘc（ｔ）は、周波数混合器７１ａ，７１ｂで cos
（２π（ｆｃ＋Δｆ）t ＋θ）、 sin（２π（ｆｃ＋Δ
ｆ）t＋θ）とそれぞれ周波数混合され、その出力から
低域通過フィルタ７２ａ，７２ｂにより差周波数成分が
取出され、次式の解析信号ｚc（ｔ）を得る。 ｚc（ｔ）＝（Ａc／２）〔cos(２πΔft＋（θ−θc )
−Δφ（ｔ））＋ｊsin(２πΔｆｔ＋（θ−θc ) −Δ
φ（ｔ））〕 この実数部と虚数部はＡＤ変換器７３ａ，７３ｂにより
それぞれデジタル信号に変換されて瞬時位相推定器１６
へ供給される。
【００４６】上述においてＡＤ変換器の替りにコンパレ
ータを用いてもよい。つまり例えば図６に破線で示すよ
うにコンパレータ７４を用いて、入力信号を基準レベル
以上か以下の信号に変換して、つまり１ビットのデジタ
ル信号に変換してもよく、また図７に破線で示すように
ＡＤ変換器７３ａ，７３ｂの代りにコンパレータ７４
ａ，７４ｂを用いてもよい。クロック信号の周波数を下
げて解析信号変換手段１３へ供給するため、図６、図７
に破線で示すように分周器７５で周波数を分周してクロ
ック信号を解析信号変換手段１３へ供給してもよく、あ
るいは図に示していないが、周波数変換器でジッタが実
質的にない局部信号によりクロック信号をこれらの差周
波数の信号に変換して解析信号変換手段１３へ供給して
もよい。図３、図５、図６、図７に示した装置の各機能
構成の１つ乃至複数の各機能をコンピュータによりプロ
グラムを解釈実行させてもよい。
ータを用いてもよい。つまり例えば図６に破線で示すよ
うにコンパレータ７４を用いて、入力信号を基準レベル
以上か以下の信号に変換して、つまり１ビットのデジタ
ル信号に変換してもよく、また図７に破線で示すように
ＡＤ変換器７３ａ，７３ｂの代りにコンパレータ７４
ａ，７４ｂを用いてもよい。クロック信号の周波数を下
げて解析信号変換手段１３へ供給するため、図６、図７
に破線で示すように分周器７５で周波数を分周してクロ
ック信号を解析信号変換手段１３へ供給してもよく、あ
るいは図に示していないが、周波数変換器でジッタが実
質的にない局部信号によりクロック信号をこれらの差周
波数の信号に変換して解析信号変換手段１３へ供給して
もよい。図３、図５、図６、図７に示した装置の各機能
構成の１つ乃至複数の各機能をコンピュータによりプロ
グラムを解釈実行させてもよい。
【００４７】上述では被測定信号として、マイクロプロ
セッサのクロック信号について述べたが、その他の機器
に用いられるクロック信号や正弦波信号など他の信号の
位相雑音波形の相関係数、信号対雑音比などの品質尺度
の推定にこの発明を適用することができる。クロック信
号の周期ジッタ分散σp 2と｛Δφ（ｎＴ）｝のＳＮＲt
との関係を実験により検証した。実験ではマイクロプロ
セッサをもちいた。その内部のＰＬＬ回路は２００ＭＨ
ｚ〜６００ＭＨｚの周波数のクロックを発生できる。ク
ロック品質の推定をＰＬＬ回路を２つの極限状態のもの
とにおいて推定した。その１つの極限状態は休止（quie
t）モードであって、非活性状態の場合であり、非活性
状態ではマイクロコンピュータがユーザ命令を待ってい
る状態で基準クロック発生器からの基準クロックにより
位相基準が与えられてクロック信号を出力するＰＬＬ回
路のみが動作し、クロックがパーソナルコンピュータの
動作の影響を受けない最良の状態である。他の１つの極
限状態は雑音（noisy）モード、つまり極端な活性状態
の場合であり、パーソナルコンピュータはレベル２のメ
モリ、コアバス、分岐予測ユニット（branch predictor
units）が全て動作している状態で、これらの動作と、
テストプログラムとによりマイクロプロセッサのトグル
動作を最大にさせる。つまりクロックがパーソナルコン
ピュータの動作の影響を最も厳しく受ける状態である。
セッサのクロック信号について述べたが、その他の機器
に用いられるクロック信号や正弦波信号など他の信号の
位相雑音波形の相関係数、信号対雑音比などの品質尺度
の推定にこの発明を適用することができる。クロック信
号の周期ジッタ分散σp 2と｛Δφ（ｎＴ）｝のＳＮＲt
との関係を実験により検証した。実験ではマイクロプロ
セッサをもちいた。その内部のＰＬＬ回路は２００ＭＨ
ｚ〜６００ＭＨｚの周波数のクロックを発生できる。ク
ロック品質の推定をＰＬＬ回路を２つの極限状態のもの
とにおいて推定した。その１つの極限状態は休止（quie
t）モードであって、非活性状態の場合であり、非活性
状態ではマイクロコンピュータがユーザ命令を待ってい
る状態で基準クロック発生器からの基準クロックにより
位相基準が与えられてクロック信号を出力するＰＬＬ回
路のみが動作し、クロックがパーソナルコンピュータの
動作の影響を受けない最良の状態である。他の１つの極
限状態は雑音（noisy）モード、つまり極端な活性状態
の場合であり、パーソナルコンピュータはレベル２のメ
モリ、コアバス、分岐予測ユニット（branch predictor
units）が全て動作している状態で、これらの動作と、
テストプログラムとによりマイクロプロセッサのトグル
動作を最大にさせる。つまりクロックがパーソナルコン
ピュータの動作の影響を最も厳しく受ける状態である。
【００４８】式（２）又は式（３）から求めた相関係数
｜ρtt（Ｔ）｜と式（７）から求めたＳＮＲt の関係を
図８に示す。横軸はＳＮＲt 、縦軸はσp ／Ｔであり、
実線は式（８）により求めた理論値であり、○印は実験
値である。この実験値は理論曲線上にあり、理論値と一
致していることがわかる。この場合の測定値を図９に示
す。上述では瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を、解析信号の実
数部のゼロクロス点になるべく近い点（近似ゼロクロス
点）でサンプリングしてタイミングジッタ系列を求めた
が、近似ゼロクロス点でのサンプリングは例えば図１０
に破線で示すように、瞬時位相推定器１６と連続位相変
換器１８との間に直列に挿入してもよい、あるいは連続
位相変換器１８とリニア位相推定器１９及び引算器２１
との間に直列に挿入してもよい。
｜ρtt（Ｔ）｜と式（７）から求めたＳＮＲt の関係を
図８に示す。横軸はＳＮＲt 、縦軸はσp ／Ｔであり、
実線は式（８）により求めた理論値であり、○印は実験
値である。この実験値は理論曲線上にあり、理論値と一
致していることがわかる。この場合の測定値を図９に示
す。上述では瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を、解析信号の実
数部のゼロクロス点になるべく近い点（近似ゼロクロス
点）でサンプリングしてタイミングジッタ系列を求めた
が、近似ゼロクロス点でのサンプリングは例えば図１０
に破線で示すように、瞬時位相推定器１６と連続位相変
換器１８との間に直列に挿入してもよい、あるいは連続
位相変換器１８とリニア位相推定器１９及び引算器２１
との間に直列に挿入してもよい。
【００４９】
【発明の効果】以上述べたようにこの発明によれば、入
力信号のゼロクロス点間の相関係数ρ ttや信号対雑音比
ＳＮＲt を求めることができる。設計、試作験において
は、ρ tt≒１がＳＮＲt の上限を与える。よって、設計
時のシミュレーションにより、又は試作品についてρtt
又はＳＮＲt を測定することにより、クロック品質をま
たどの程度上向きさせる可能性があるか否かを見極める
ことができる。ＰＬＬ回路と一緒に搭載され各コアブロ
ックをそれぞれ単独に動作させて、ρttを測定すること
により、ρttが小さいコアブロックについては、そのコ
アブロックを動作させた時に、そのコアブロックから発
生雑音などによりＰＬＬ回路が比較的大きい影響を受け
たためと考えられ、そのコアブロックとＰＬＬ回路との
間の遮蔽をするなどそのコアブロックによりＰＬＬ回路
が影響を受けないようにする必要があることがわかる。
力信号のゼロクロス点間の相関係数ρ ttや信号対雑音比
ＳＮＲt を求めることができる。設計、試作験において
は、ρ tt≒１がＳＮＲt の上限を与える。よって、設計
時のシミュレーションにより、又は試作品についてρtt
又はＳＮＲt を測定することにより、クロック品質をま
たどの程度上向きさせる可能性があるか否かを見極める
ことができる。ＰＬＬ回路と一緒に搭載され各コアブロ
ックをそれぞれ単独に動作させて、ρttを測定すること
により、ρttが小さいコアブロックについては、そのコ
アブロックを動作させた時に、そのコアブロックから発
生雑音などによりＰＬＬ回路が比較的大きい影響を受け
たためと考えられ、そのコアブロックとＰＬＬ回路との
間の遮蔽をするなどそのコアブロックによりＰＬＬ回路
が影響を受けないようにする必要があることがわかる。
【００５０】更にこの発明ではΔφ法を用いるため、マ
イクロプロセッサなどのテストの際にテスト項目として
（σp ，σt ）と品質尺度（ＳＮＲt ，ρtt）を同時に
測定することができる。またρttを式（３）又は式
（４）により求める場合はタイミングジッタΔφ（ｔ）
のみを用いればよく、タイミングジッタの出現は確率で
あり、一般に理想タイミングに対する正側のゆらぎの最
大値Δφmax +と、負側のゆらぎの最大値Δφ max -とは等
しいため、周期ジッタ分散σp を用いる式（２）によっ
て相関係数ρ ttを求める場合より短時間で相関係数ρtt
を求めることができる。またコンピュータシミュレーシ
ョンによりρttを求める場合は式（２）より式（３）の
方が演算が簡単であり、便利である。なお式（２）によ
る方が高い精度でρttを求めることができる。
イクロプロセッサなどのテストの際にテスト項目として
（σp ，σt ）と品質尺度（ＳＮＲt ，ρtt）を同時に
測定することができる。またρttを式（３）又は式
（４）により求める場合はタイミングジッタΔφ（ｔ）
のみを用いればよく、タイミングジッタの出現は確率で
あり、一般に理想タイミングに対する正側のゆらぎの最
大値Δφmax +と、負側のゆらぎの最大値Δφ max -とは等
しいため、周期ジッタ分散σp を用いる式（２）によっ
て相関係数ρ ttを求める場合より短時間で相関係数ρtt
を求めることができる。またコンピュータシミュレーシ
ョンによりρttを求める場合は式（２）より式（３）の
方が演算が簡単であり、便利である。なお式（２）によ
る方が高い精度でρttを求めることができる。
【図１】Ａは周期ジッタを説明するための図、Ｂはタイ
ミングジッタを説明するための図。
ミングジッタを説明するための図。
【図２】提案したΔφ法によるジッタ測定装置の機能構
成を示すブロック図。
成を示すブロック図。
【図３】この発明による品質尺度測定装置の実施例の機
能構成を示すブロック図。
能構成を示すブロック図。
【図4】入力信号の実数部ｘc（ｔ）のゼロクロス点と、
位相雑音波形と周期ジッタとの関係を示す図。
位相雑音波形と周期ジッタとの関係を示す図。
【図５】この発明の他の実施例の機能構成を示すブロッ
ク図。
ク図。
【図６】解析信号変換手段１３の変形例を示すブロック
図。
図。
【図７】解析信号変換手段１３の他の変形例を示すブロ
ック図。
ック図。
【図８】実験結果を示すグラフ。
【図９】その数値を示す図。
【図１０】この発明の他の実施例の一部を示すブロック
図。
図。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 マニ ソーマ アメリカ合衆国 ワシントン州 98177− 4611 シアトル エヌ． ダブリュー． イレブンス アベニュー 12043 (72)発明者 石田 雅裕 東京都練馬区旭町１目32番１号 株式会社 アドバンテスト内
Claims (22)
- 【請求項１】 入力信号を複素数の解析信号に変換する
解析信号変換手段と、 上記解析信号の瞬時位相を求める瞬時位相推定手段と、 上記瞬時位相からリニア位相を除去して位相雑音波形を
出力するリニア位相除去手段と、 上記位相雑音波形を入力して、その位相雑音波形の品質
尺度を求めて出力する品質尺度推定手段と、を具備する
位相雑音波形の品質尺度測定装置。 - 【請求項２】 請求項１記載の装置において、 上記品質尺度推定手段は上記位相雑音波形の相関係数を
上記品質尺度として求める手段である。 - 【請求項３】 請求項２記載の装置において、 上記品質尺度推定手段は、上記位相雑音波形の２乗平均
値を求めるタイミングジッタ２乗平均値検出手段と、上
記位相雑音波形の周期ジッタの２乗平均値を求める周期
ジッタ２乗平均値検出手段と、上記位相雑音波形の２乗
平均値と、上記周期ジッタの２乗平均値とを入力して、
上記相関係数を求める手段とよりなる。 - 【請求項４】 請求項３記載の装置において、 上記リニア位相除去手段は、上記瞬時位相を連続位相に
変換する連続位相変換手段と、上記連続位相のリニア位
相を推定するリニア位相推定手段と、上記連続位相から
上記リニア位相を差し引いて上記瞬時雑音位相を得る引
算手段とよりなり、 上記周期ジッタ２乗平均値検出手段は、上記瞬時位相推
定手段と上記連続位相変換手段との間、上記連続位相変
換手段と上記リニア位相推定手段及び上記引算手段との
間、及び上記引算手段の出力側の何れかの１つに直列に
挿入され、その入力を上記解析信号の実数部のゼロクロ
スタイミング近くでサンプリングして上記位相雑音波形
のサンプル系列を得るゼロクロスサンプリング手段と、
上記位相雑音波形のサンプル系列を入力し、その差分波
形を計算して周期ジッタを求める差分手段と、上記周期
ジッタを２乗平均して上記周期ジッタの２乗平均ジッタ
を求める２乗平均手段とよりなる。 - 【請求項５】 請求項２記載の装置において、 上記品質尺度推定手段は、上記位相雑音波形のサンプル
周期の整数倍離れた上記位相雑音波形の二つのサンプル
の積を順次、上記サンプル周期の整数倍だけずらして求
めて和をとる積和手段と、上記サンプル周期の整数倍ご
とに上記位相雑音波形の２乗の和を求める２乗和手段
と、上記積和の結果を上記２乗和の結果で割算して上記
相関係数を求める手段よりなる。 - 【請求項６】 請求項５記載の装置において、 上記リニア位相除去手段は、上記瞬時位相を連続位相に
変換する連続位相変換手段と、上記連続位相のリニア位
相を推定するリニア位相推定手段と、上記連続位相から
上記リニア位相を差し引いて上記瞬時雑音位相を得る引
算手段とよりなり、 上記品質尺度推定手段は、上記瞬時位相推定手段と上記
連続位相変換手段との間、上記連続位相変換手段と上記
リニア位相推定手段及び上記引算手段との間、及び上記
引算手段の出力側の何れかの１つに直列に挿入され、そ
の入力を上記解析信号の実数部のゼロクロスタイミング
近くでサンプリングして上記位相雑音波形のサンプル系
列を出力するゼロクロスサンプリング手段を備え、上記
積和手段及び上記２乗和手段の各演算に上記位相雑音波
形のサンプル系列が用いられる。 - 【請求項７】 請求項５記載の装置において、 上記サンプル周期の整数倍は上記入力信号の周期の２分
の１の整数倍である。 - 【請求項８】 請求項１記載の装置において、 上記品質尺度推定手段は上記位相雑音波形の信号対雑音
比を求めて上記品質尺度として出力する手段である。 - 【請求項９】 請求項８記載の装置において、 上記品質尺度推定手段は上記位相雑音波形の相関係数を
求める相関係数演算手段と、上記相関係数を用いて上記
信号対雑音比を求めるＳ／Ｎ演算手段とよりなる。 - 【請求項１０】 請求項９記載の装置において、 上記相関係数演算手段は、上記位相雑音波形の２乗平均
値を求めるタイミングジッタ２乗平均値検出手段と、上
記位相雑音波形の周期ジッタの２乗平均値を求める周期
ジッタ２乗平均値検出手段と、上記位相雑音波形の２乗
平均値と、上記周期ジッタの２乗平均値とを入力して、
上記相関係数を求める手段とよりなる。 - 【請求項１１】 請求項１０記載の装置において、 上記リニア位相除去手段は、上記瞬時位相を連続位相に
変換する連続位相変換手段と、上記連続位相のリニア位
相を推定するリニア位相推定手段と、上記連続位相から
上記リニア位相を差し引いて上記瞬時雑音位相を得る引
算手段とよりなり、 上記周期ジッタ２乗平均値検出手段は、上記瞬時位相推
定手段と上記連続位相変換手段との間、上記連続位相変
換手段と上記リニア位相推定手段及び上記引算手段との
間、及び上記引算手段の出力側の何れかの１つに直列に
挿入され、その入力を上記解析信号の実数部のゼロクロ
スタイミング近くでサンプリングして上記位相雑音波形
のサンプル系列を出力するゼロクロスサンプリング手段
と、上記位相雑音波形のサンプル系列を入力し、その差
分波形を計算して周期ジッタを求める差分手段と、上記
周期ジッタを２乗平均して上記周期ジッタの２乗平均ジ
ッタを求める２乗平均手段とよりなる。 - 【請求項１２】 請求項４又は１０記載の装置におい
て、 上記タイミングジッタ２乗平均値検出手段は、リサンプ
ル位相雑音波形を入力し、そのリサンプル位相雑音波形
を２乗平均して上記タイミングジッタの２乗平均ジッタ
を求める手段である。 - 【請求項１３】 請求項４又は１０記載の装置におい
て、 上記タイミングジッタ２乗平均値検出手段は、上記ゼロ
クロスサンプリング手段でのサンプリング周期と同一周
期ごとのタイミングに近い上記位相雑音波形のみをサン
プリングして第２リサンプル位相雑音波形を出力する第
２サンプリング手段と、上記第２リサンプル位相雑音波
形を２乗平均して上記タイミングジッタの２乗平均ジッ
タを求める手段とよりなる。 - 【請求項１４】 請求項９記載の装置において、 上記相関係数演算手段は、上記位相雑音波形のサンプル
周期の整数倍離れた上記位相雑音波形の２つのサンプル
の積を順次周期Ｔだけずらして求めて和をとる積和手段
と、上記周期の整数倍ごとに上記位相雑音波形の２乗の
和を求める２乗和手段と、上記積和の結果を上記２乗和
の結果で割算して上記相関係数を求める手段よりなる。 - 【請求項１５】 請求項１４記載の装置において、 上記リニア位相除去手段は、上記瞬時位相を連続位相に
変換する連続位相変換手段と、上記連続位相のリニア位
相を推定するリニア位相推定手段と、上記連続位相から
上記リニア位相を差し引いて上記瞬時雑音位相を得る引
算手段とよりなり、 上記相関係数演算手段は、上記瞬時位相推定手段と上記
連続位相変換手段との間、上記連続位相変換手段と上記
リニア位相推定手段及び上記引算手段との間、及び上記
引算手段の出力側の何れかの１つに直列に挿入され、そ
の入力を上記解析信号の実数部のゼロクロスタイミング
近くでサンプリングして上記位相雑音波形のサンプル系
列を出力するゼロサンプリング手段を備え、上記積和手
段及び上記２乗和手段の各演算に上記位相雑音波形のサ
ンプル系列が用いられる。 - 【請求項１６】 請求項１記載の装置において、 上記品質尺度推定手段は上記位相雑音波形の相関係数
と、上記位相雑音波形の信号対雑音比とを求め、これら
相関係数及び信号対雑音比を上記品質尺度とする手段で
ある。 - 【請求項１７】 請求項１、３、５又は８記載の装置に
おいて、 上記入力信号をその振幅変調成分を除去して上記解析信
号変換手段へ供給するクリップ手段を備える。 - 【請求項１８】 入力信号を複素数の解析信号に変換す
る過程と、 上記解析信号の瞬時位相を求める過程と、 上記瞬時位相からリニア位相を除去して位相雑音波形を
求める過程と、 上記位相雑音波形の相関係数を求める過程と、を有する
位相雑音波形の品質尺度測定方法。 - 【請求項１９】 請求項１８記載の方法において、 上記相関係数を求める過程は、上記位相雑音波形のサン
プル周期の整数倍離れた上記位相雑音波形の２つのサン
プルの積を順次上記周期の整数倍だけずらして求めて和
をとる積和過程と、上記周期Ｔごとに上記位相雑音波形
の２乗の和を求める２乗和過程と、上記積和の結果を上
記２乗和の結果で割算して上記相関係数を求める過程と
よりなる。 - 【請求項２０】 請求項１９記載の方法において、 上記リニア位相を除去して位相雑音波形を求める過程
は、上記瞬時位相を連続位相に変換する過程と、上記連
続位相のリニア位相を推定する過程と、上記連続位相か
ら上記リニア位相を差し引いて上記位相雑音波形を求め
る過程とを有し、 上記相関係数を求める過程は、上記瞬時位相、上記連続
位相、及び上記位相雑音波形の何れか一つを上記解析信
号の実数部のゼロクロスタイミング近くでサンプリング
して上記位相雑音波形のサンプル系列を得る過程を有
し、上記積和過程及び上記２乗和過程の各演算に上記位
相雑音波形のサンプル系列を用いる。 - 【請求項２１】 請求項１８又は１９記載の方法におい
て、 上記相関係数を用いて上記位相雑音波形の信号対雑音比
を求める過程を有する。 - 【請求項２２】 請求項１８記載の方法において、 上記相関係数を求める過程は上記位相雑音波形の２乗平
均値を求める過程と、上記位相雑音波形の周期ジッタの
２乗平均値を求める過程と、上記位相雑音波形の２乗平
均値と上記周期ジッタの２乗平均値とから上記相関係数
を計算する過程とよりなる。
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