JP2001285251A - 伝送信号の生成方法、及び伝送信号の生成装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 デジタル直交変調器の同相信号と直交信
号の演算時間の差により生じる変調特性の劣化を補償す
ることにある。 【解決手段】 デジタル直交変調器の演算タイミング誤
差により生じる信号点配置位置誤差に応じて、それを補
正するための補償信号点の代表値を記憶するメモリ手段
（１２）と、その代表値より各信号点の補償を行なうた
めの補償信号点情報を演算して得る判断処理手段（１
１）と、その求められた補償信号点に伝送すべきデジタ
ル情報信号を割り付けるデータマッピング手段（１０）
と、そのデータマッピング手段で割り付けた信号点情報
を基にデジタル変調（１３）、及びデジタル直交変調
（１５）を行うようにして伝送信号生成装置を構成す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直交する２つのデ
ジタル情報信号を１つのキャリアで変調する直交デジタ
ル変調方式に係り、特に変調される２つのデジタル情報
信号間での干渉、クロストーク等の歪を生じさせる直交
変調信号における位相誤差を補償する方法、及びその位
相誤差を補償する手段を有する伝送信号の生成方法、及
び伝送信号の生成装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、デジタル信号処理技術の進歩に伴
い、高能率圧縮符号化されたデジタル映像、音声を伝送
するための高能率にデジタル情報を伝送するための高能
率デジタル変調方式の実現が望まれている。高能率なデ
ジタル変調方式は、定められた周波数帯域の中で出来る
だけ大きな情報量のデジタル信号を、小さな誤り率で伝
送できる変調、復調方式である。

【０００３】その１つとして、１つのキャリア信号を２
種類の情報信号で変調する２相変調方式があるが、その
変調方式は現行ＮＴＳＣ方式のアナログテレビジョン方
式で２つの色差信号を伝送するために使用されており、
１つのサブキャリアで２種類の色信号を伝送している。

【０００４】この２種類の色信号を２種類のデジタル信
号とみなし、１つのサブキャリア信号を振幅変調方向
と、位相変調方向とでそれぞれに変調して伝送する方法
がＱＡＭ（quadrature amplitude modulation）として
知られている。

【０００５】ここで、多数のサブキャリアのそれぞれ
を、多数の２種類のデジタル信号でＱＡＭ変調を行い伝
送する方式は、直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤ
Ｍ）と呼ばれ、ここでなされるデジタル変調信号の周波
数はサブキャリア数の多い分だけ低くすることができる
ため、ガードインターバル期間を設けても伝送効率の低
下を少なく保つことができ、マルチパス歪の影響を受け
ない無線伝送路を確保することができる。

【０００６】このＯＦＤＭ方式はデジタル変調信号の周
波数を低く出来るため、伝送周波数スペクトラムを矩形
に出来るなど、隣接チャンネルとの干渉を小さく出来る
ため、帯域利用率のよい、高能率なデジタル変調方式を
実現することができる。

【０００７】このような特徴を有する変調方式を、小さ
な回路規模で実現することは、これらの変調方式を用い
る移動体通信応用面で重要であり、従来から行われてい
たアナログ直交変調回路をデジタル直交変調回路により
実現できれば、デジタル化された変調回路のＬＳＩ化が
可能となり、変調回路の小型化、省電力化が可能とな
る。

【０００８】本出願人は平成１１年８月「直交周波数分
割多重変調方法及び直交周波数分割多重変調装置」とし
てデジタル直交変調技術の出願を行っている（特願Ｈ１
１−２３８０９８）が、このデジタル変調器の内部で行
われる正弦波と余弦波の乗算は、１、０、−１の値を用
いて行えることから回路構成が簡単にできるという特徴
を持つものである。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、このように
して小形、省電力化のなされるＬＳＩを用いるデジタル
直交変調器は、扱う信号の周波数が小さいほどＬＳＩの
小型、省電力化に適しており、可能な限り動作周波数を
低くした回路の実現が試みられているが、そのような低
い周波数による直交デジタル変調回路では動作周波数を
低く設定したことによる誤差が生じ、変調回路の特性を
悪化させる。

【００１０】その変調特性が悪化する原因について述べ
る。ＯＦＤＭ伝送方式に代表されるマルチキャリア伝送
方式において、変調信号は逆フーリエ変換によってサブ
キャリアに対して同相である信号と直交している信号と
が時系列信号として生成され、これらの生成された時系
列で示される信号は、デジタル直交変調回路に供給され
る。

【００１１】ここで生成された同相信号と直交信号は、
同時刻におけるサンプリングデータとして得られてお
り、これらの信号をデジタル直交変調器において、変調
周波数に該当する信号と９０度の位相差をもった信号と
でそれぞれ乗算するため、変調周波数を表現している信
号の１サンプル分に相当するタイミング位相差が生じて
いる。

【００１２】このタイミング位相差については特開平８
−１０２７６６、デジタル処理直交変調器にも記されて
おり、高能率なデジタル変調器を実現するためデジタル
フィルタを用い、このタイミング位相差の課題を解決し
ようとしている。

【００１３】しかしながら、このようにして生じた前記
タイミング位相差を補償するデジタルフィルタは高精度
な演算を必要とし、装置の複雑化、高価格化をきたして
しまう。また例えば、直交信号側のみにデジタルフィル
タを挿入した場合、タイミング位相差は吸収できるもの
の、フィルタの振幅周波数特性を平坦にすることが難し
く、その振幅特性の乱れのためデジタル変調特性を劣化
させてしまうなど有効に活用されるには至ってなかっ
た。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記課題を解
決するために以下の１）〜４）の手段より成るものであ
る。すなわち、

【００１５】１） 実数部信号と虚数部信号とを軸とす
る２次元平面を複数の領域に分割し、それらの分割され
た領域毎にその領域を指定するための中心的な位置を信
号点として定めるとともに、伝送すべき第１系統のデジ
タル情報信号をその内容に応じて、複数の前記信号点の
うちの特定の信号点に順次割り付け、その順次割り付け
た各信号点における実数部信号と虚数部信号とよりなる
第１の信号点情報を、第１のキャリア周波数により第１
の変調信号として生成し、かつ伝送すべき第２系統のデ
ジタル情報信号をその内容に応じて、複数の前記信号点
のうちの特定の信号点に順次割り付け、その順次割り付
けた各信号点における実数部信号と虚数部信号とよりな
る第２の信号点情報を、前記第１のキャリア周波数と周
波数が同一で極性の異なる第２のキャリア周波数により
第２の変調信号として生成するデジタル変調手段を用
い、前記デジタル変調手段により生成された前記第１及
び第２の変調信号をデジタル直交変調して、高周波信号
に変換した伝送信号を生成する伝送信号の生成方法にお
いて、前記伝送すべき第１及び第２系統のデジタル情報
信号に係る前記各信号点の位置に割り付けられた信号点
情報に対してデジタル変調及びデジタル直交変調を行っ
て得られた第１及び第２の変調信号点を、前記各信号点
の位置に対して点対象となる位置に第１及び第２の補償
信号点として定める第１のステップ（１１、１２）と、
その第１のステップで定めた、前記伝送すべき第１及び
第２系統のデジタル情報信号に係る前記各信号点に対す
る前記第１及び第２の補償信号点の位置関係をマッピン
グテーブルとして編成し、このマッピングテーブルデー
タを記憶する第２のステップ（１２）と、前記伝送すべ
き第１及び第２系統のデジタル情報信号を、前記第２の
ステップで記憶された前記マッピングテーブルデータを
基に、前記第１及び第２の補償信号点に割り付ける第３
のステップ（１０）と、その第３のステップで割り付け
た前記第１及び第２の補償信号点における各信号点情報
をデジタル変調及びデジタル直交変調して前記高周波信
号を生成する第３のステップ（１３、１５）とを少なく
とも有することを特徴とする伝送信号の生成方法。

【００１６】２） 前記第２のステップは、多数の前記
マッピングテーブルを、複数のパターンテーブルに分類
して、複数のパターンテーブルデータとして記憶するス
テップであり、前記第３ステップは、前記伝送すべき第
１及び第２系統のデジタル情報信号を、前記第２のステ
ップで記憶された前記パターンテーブルデータを基に、
前記第１及び第２の補償信号点に割り付けるステップで
あることを特徴とする請求項１に記載の伝送信号の生成
方法。

【００１７】３） 実数部信号と虚数部信号とを軸とす
る２次元平面を複数の領域に分割し、それらの分割され
た領域毎にその領域を指定するための中心的な位置を信
号点として定めるとともに、伝送すべき第１系統のデジ
タル情報信号をその内容に応じて、複数の前記信号点の
うちの特定の信号点に順次割り付け、その順次割り付け
た各信号点における実数部信号と虚数部信号とよりなる
第１の信号点情報を、第１のキャリア周波数により第１
の変調信号として生成し、かつ伝送すべき第２系統のデ
ジタル情報信号をその内容に応じて、複数の前記信号点
のうちの特定の信号点に順次割り付け、その順次割り付
けた各信号点における実数部信号と虚数部信号とよりな
る第２の信号点情報を、前記第１のキャリア周波数と周
波数が同一で極性の異なる第２のキャリア周波数により
第２の変調信号として生成するデジタル変調手段と、前
記デジタル変調手段から出力する前記第１及び第２の変
調信号をデジタル直交変調して高周波信号に変換した伝
送信号を生成するデジタル直交変調手段とを有する伝送
信号の生成装置において、前記伝送すべき第１及び第２
系統のデジタル情報信号に係る前記各信号点の位置に割
り付けられた信号点情報に対してデジタル変調及びデジ
タル直交変調を行って得られた第１及び第２の変調信号
点を、前記各信号点の位置に対して点対象となる位置に
第１及び第２の補償信号点として定める補償信号点取得
手段（１１、１２）と、その補償信号点取得手段で定め
た、前記伝送すべき第１及び第２系統のデジタル情報信
号に係る前記各信号点に対する前記第１及び第２の補償
信号点の位置関係をマッピングテーブルとして編成し、
このマッピングテーブルデータを記憶するマッピングテ
ーブル記憶手段（１２）と、前記伝送すべき第１及び第
２系統のデジタル情報信号を、前記マッピングテーブル
記憶手段で記憶された前記マッピングテーブルデータを
基に、前記第１及び第２の補償信号点に割り付けるデー
タマッピング手段（１０）とを備え、前記データマッピ
ング手段で割り付けた前記第１及び第２の補償信号点に
おける前記各信号点情報を、前記デジタル変調手段（１
３、１５）に供給することを特徴とする伝送信号の生成
装置。

【００１８】４） 前記マッピングテーブル記憶手段
は、多数の前記マッピングテーブルを、複数のパターン
テーブルに分類して、複数のパターンテーブルデータと
して記憶し、前記データマッピング手段は、前記伝送す
べき第１及び第２系統のデジタル情報信号を、前記マッ
ピングテーブル記憶手段で記憶された前記パターンテー
ブルデータを基に、前記第１及び第２の補償信号点に割
り付けることを特徴とする請求項３記載の伝送信号の生
成装置。

【００１９】

【発明の実施の形態】本発明は、伝送すべき情報を、所
定の信号点配置に対応させて伝送する情報信号の送信装
置において、伝送信号生成のためのデジタル信号処理過
程で生じる特性誤差を補償する為に、所定の値を予め前
記信号点配置に付加することを特徴とするデジタル情報
送信装置に係るものであり、以下、本発明の伝送信号の
生成方法、及び伝送信号の生成装置の実施の形態につ
き、好ましい実施例により説明する。図１は、その実施
例に関わる直交周波数分割多重変調装置の概略構成であ
り、その構成と動作について概説する。

【００２０】この直交周波数分割多重変調装置はデータ
マッピング回路１０、判断処理回路１１、マッピングテ
ーブル１２、ＩＦＦＴ演算回路１３、デジタル直交変調
回路１５、中間周波発振器１６、及びＤＡ変換器１７よ
り構成される。

【００２１】この様に構成される直交周波数分割多重変
調装置の動作について述べるに、変調されるべきデジタ
ルデータはデータマッピング回路１０に供給され、ここ
ではそのデータは直交周波数分割多重信号を構成するそ
れぞれの搬送波のうちのどの搬送波に割り付けられて伝
送されるかを定め、各々の搬送波に対して変調するデジ
タルデータの数値に応じてＱＡＭ変調される搬送波の信
号点の位置が定められ、それらの信号点の位置に対応す
る振幅方向、及び角度方向の位置に対応する信号ｉ、ｑ
が生成され、ＩＦＦＴ演算回路１３に供給される。

【００２２】ここでは、供給された信号ｉ、ｑに従って
直交周波数分割多重を構成する各々の搬送波が与えられ
た信号点の位置で直交周波数変調され、各々の搬送波が
実数部信号Ｒと虚数部信号Ｉとして合成されたベースバ
ンド信号出力が得られ、これらのベースバンド信号出力
はデジタル直交変調器１５に供給される。

【００２３】ここでは、そのベースバンド信号出力であ
る同相信号Ｉ（実数部信号Ｒ）と、直交信号Ｑ（虚数部
信号Ｉ）は、中間周波発振器１６が発振する周波数を中
心とする周波数帯域の信号に変換され、新しい周波数帯
域の信号に変換されたデジタル直交変調信号はＤＡ変換
器１７によりアナログ信号に変換されて出力される。

【００２４】ここで、データマッピング回路１０に接続
される判断処理回路１１、及びマッピングテーブル１２
は、後述するデジタル直交変調器により生じる特性誤差
を予め補正するためのデータの代表特性が格納されてい
るテーブルと、代表特性の値を実際の補正データに変換
するための判断処理回路１１であり、この判断処理回路
１１とマッピングテーブルに格納されるマッピングテー
ブルにより生成された特性誤差補正データはデータマッ
ピング回路１０によりマッピングされた信号に対して、
所定の法則による補正を行うことによりデジタル直交変
調器の特性誤差を補正し、特性のよいデジタル変調装置
を実現するものである。

【００２５】このようにして生成された伝送信号は受信
装置に供給され、その供給された前記高周波信号を復調
して伝送された前記信号点情報を得るとともに、その得
られた信号点情報より伝送されたデジタル情報信号を復
号して得るように構成されている。

【００２６】ここで、デジタル直交変調回路によりもた
らされる特性の変化について、従来から用いられていた
アナログ直交変調器との比較により説明する。まず、従
来から用いられているアナログ直交変調器の場合である
が、アナログ直交変調器にはデジタル信号の形でＩＦＦ
Ｔ演算器１３より出力される信号はＤＡ変換器１７によ
りアナログ信号に変換された信号が供給され、その供給
された信号を中間周波発振器より供給される中間周波発
振周波数を中心とする周波数帯域の信号に変換を行って
いた。

【００２７】図２にアナログ直交変調器の回路を示す。
同図において、例えばＩＦＦＴ演算器１３より供給され
たベースバンド信号はＤＡ変換器１７によりアナログ信
号に変換され、変換された実数部信号Ｒは中間周波発振
器１６より供給される角周波数がωｔである余弦信号は
９０度移相器により角周波数がωｔである正弦波の信号
と乗算されるとともに、アナログ信号に変換された虚数
部信号（Ｉ）は中間周波発振器１６より供給される角周
波数がωｔである余弦波信号と乗算され、この２つの乗
算器より得られる演算出力は加算器により加算されて直
交変調出力信号として出力される。

【００２８】ここで中間周波発振器より供給される余弦
波出力信号に対する正弦波出力信号は９０度移相器を用
いて生成されるが、その９０度移相器の特性はそれらを
構成するアナログ回路の回路定数の変動により特性が変
動し易いため、またアナログ乗算器も高周波特性が変動
し易く長期間にわたって安定した直交変調出力信号を得
ることが難しく、その特性を改善するため回路素子の変
動の影響を受け難いデジタル化された直交変調回路の実
現が望まれていた。

【００２９】図３にデジタル回路で構成される直交変調
器の構成を示す。同図においてＩはＩＦＦＴ１３より供
給される実数部の信号であり、Ｑは虚数部の信号であ
り、それぞれのＩ、Ｑ信号は増幅度が１として示される
増幅器と、増幅度が−１として示される反転型増幅器に
供給され、これらの増幅器よりそれぞれＩ、−Ｑ、−
Ｉ、Ｑの４信号が得られる。

【００３０】これらの４信号はデータセレクタに供給さ
れ、データセレクタは中間周波発振器から供給される発
振周波数の周期に応じて、この４つの信号を順次切り換
えながら出力する。すなわち、最初は信号Ｉを、次に−
Ｑを、その次は−Ｉを、そして最後にＱを出力するよう
な動作を繰り返し行う。

【００３１】図４に、このようにして動作するデジタル
直交変調器のタイミングチャートを示す。同図におい
て、サンプル期間と記される時間間隔は直交周波数分割
多重信号のサンプリング周波数に相当する期間であり、
その期間はｎポイントＩＦＦＴ回路を動作させるための
窓区間の１／ｎに相当する。

【００３２】この図において、信号はＩＦＦＴ演算器
１３からの実数部出力信号をＩとして、サンプル期間を
単位とする演算区間をｎ−１、ｎ、ｎ＋１とする添え字
により示しており、信号は同様にしてＩＦＦＴ演算器
１３からの虚数部出力信号Ｑに同様のｎ−１、ｎ、ｎ＋
１の添え字を付して示してある。

【００３３】信号は、信号Ｉが増幅器により増幅され
た信号Ｉと、反転増幅された信号−Ｉがデータセレクタ
により、サンプル期間内で複数回切り換えられていると
きの信号を示しており、その信号はＩ_n、0、−Ｉ_n、0、
Ｉ_n、、0、−Ｉ_n、・・・・のように繰り返されており、
この信号はＩ_nに余弦関数の９０度おきの値、１、０、
−１、０、・・・・を乗じた値となっている。

【００３４】同様にして信号は0、−Ｑ_n、0、Ｑ_n、
0、−Ｑ_n、0、・・・・となっている。このようにして
得られた信号と信号を加算したのが信号であり、
その信号はＩ_n、−Ｑ_n、−Ｉ_n、Ｑ_n、Ｉ_n、−Ｑ_n、−
Ｉ_n、・・・・となっており、これらがこの直交変調器
の出力信号となる。

【００３５】ここで、この例に示すように１つのサンプ
ル期間の中で多数回信号が繰り返し切り換えられるとき
は、この信号の切り換え順によるIとQ信号に与えれらる
変調特性差は少ないが、サンプル期間が小さな時間の場
合で、その間に信号の切り換え繰り返し回数を多数回行
えないような場合はそのデジタル直交変調回路より得ら
れる変調信号に特性の差が生じ、誤差信号成分となるた
め、その差の特性を補正するための信号処理が必要とな
る。

【００３６】本実施例はその様な特性の差を補正した特
性のよいデジタル直交変調器を実現するものであり、そ
の特性の補正は前述の図４においてサンプル期間の開始
点で出現する信号は、最初に実数部のＩ_nの信号であ
り、次に虚数部のＱ_nの信号が出現するように、常に実
数部の信号が虚数部の信号より先に出現することによる
時間誤差に係る信号位相のタイミングずれによる特性の
差を補償してなるものである。

【００３７】このような時間差により生じるデジタル変
調信号出力における特性のずれを、データマッピング回
路１０及び判断処理回路１１により規定し、ＩＦＦＴに
供給するｉ信号とｑ信号の関係を補正し、その補正され
た信号によりＩＦＦＴ変換を行い、デジタル直交変調さ
れた変調信号が、正規の変調信号となるように補償する
ものである。

【００３８】すなわち、このときのデジタル直交変調器
で生じるＩ信号とＱ信号の時間差により生じる特性の差
は、そのデジタル直交変調部の正弦波のタイミング誤差
であり、その結果直交変調された信号に対するＩ、Ｑ信
号ベクトルの直交性に対する誤差でもある。この直交性
の誤差は、中間周波発振器の周波数に対して正及び負に
同一周波数離れて存在する被変調信号の側帯波同士で、
正の周波数の側帯波に対し、負の周波数の側帯波の信号
がクロストーク成分として漏洩し、被変調波信号の周波
数スペクトラム成分が変化することになり、この漏洩す
る信号レベルを打ち消すようにもする。

【００３９】また、このクロストーク成分は負の周波数
の側帯波から正の周波数の側帯波に対しても同様に存在
する。従って、これらのクロストークを予め補正するデ
ータマッピング特性は、中心キャリアに対して同一周波
数の差を有し、その周波数差の極性がお互いに異なる相
対応するサブキャリアに対しても、データマッピングの
特性補償を行う必要がある。

【００４０】この、正負対になる周波数の変調信号を生
成するためのデータマッピングにおける信号点配置を行
う方法として、例えば信号点配置を複素平面の座標で表
現するとき、実数部信号と、虚数部信号が相等しく
（１、１）として割当てを行うべき信号に対して、（１
＋ｘ、１＋ｙ）のように実数部信号をｘ、虚数部信号を
ｙ異ならしめた座標を与えるようにして行う。

【００４１】このようにして、相対応する正、及び負の
周波数を有するサブキャリアに対するそれぞれの実数部
と虚数部の信号を次のように表現する。 （正の周波数の実数、正の周波数の虚数、負の周波数の
実数、負の周波数の虚数）＝（ｄ１＋ｘ、ｄ２＋ｙ、ｄ
３＋ｘ’、ｄ４＋ｙ’）

【００４２】ここで、ｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４は正規の
信号点配置を与えるための値であり、例えばＱＰＳＫ
（quadrature phase shift keying）によるデジタル変
調方式であるときはこれらのｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４は
＋１か−１のいずれかの値を取る。そして、これらの
ｘ、ｘ’、ｙ、ｙ’で示される補償信号の値について、
詳述する。

【００４３】また、前述の図４に示したように、直交変
調器の出力信号は、サンプル期間の開始位置に対する
Ｉ信号とＱ信号が出現する位置は、デジタル直交変調器
の動作を制御するハードウエアの構成により、ないしは
デジタル変調器の動作を制御する制御プログラムソフト
の構成により一義的に定まり、一般的にはその順序が一
定になるようにされている。

【００４４】例えば、その出現順序をランダムにする方
法はあるが、その場合は前述のような特性の違いが変調
信号に対する雑音となって得られてしまうため更に好ま
しくない。また、Ｉ信号とＱ信号の出現順序を反対にす
る方法はあるが、その場合は逆極性の誤差信号が生じる
こととなり、いずれの場合でも変調信号の補償が必要と
なる。

【００４５】以上のように、お互いに同じ時刻のデータ
であるＩ信号とＱ信号とが異なる時刻のデータとしてデ
ジタル直交変調器で処理されるため、Ｒ信号とＩ信号の
直交性が変調周波数の1サンプル時間分だけ異なること
になり、その時間差に基づいて生じる特性の差の補償が
必要となる。

【００４６】このときの時間差の補償は、サンプル期間
が小さく、デジタル変調回路はその期間内におけるＩ、
Ｑ信号の切り換え繰り返し回数を多く取れないときはサ
ンプル期間に対するＩ、Ｑ信号の出現時間差の割合が大
きくなり、変調誤差の補償信号レベルも大きくなる

【００４７】図５に、その具体的な動作例を示す。同図
において、サンプル期間は１９．５ｎｓｅｃ、すなわち
サンプル周波数は５１．２ＭＨｚであり、ＩＦＦＴ演算
回路は１９．５ｎｓｅｃごとに演算結果である実数部信
号と、虚数部信号である信号を出力する。

【００４８】このＩＦＦＴ演算回路のサンプル期間毎に
得られる、Ｉ_n、Ｉ_n+1、Ｉ_n+2、Ｉ_{n +3}、・・・・、及び
Ｑ_n、Ｑ_n+1、Ｑ_n+2、Ｑ_n+3、・・・・を変調信号のサン
プリングデータとみなし、すなわち、そのサンプリング
データは直流から最高１６ＭＨｚまでの信号成分を含む
ベースバンド信号であるとし、この信号成分を中間周波
発振器の発振周波数である２５．６ＭＨｚを中心とする
周波数帯の信号に変換する。

【００４９】このときの周波数変換された信号の帯域
は、２５．６±１６ＭＨｚであり、変換されたデータ列
のサンプリング周波数は１０２．４ＭＨｚであり、この
ときに生じる直交性の誤差は、約９．８ｎｓ（１／１０
２．４ＭＨｚ）である。

【００５０】従ってこの直交性の誤差は、中心周波数２
５．６ＭＨｚよりも１２．８ＭＨｚ高い３８．４ＭＨｚ
の周波数のサブキャリアに対しては、π／４ラジアンの
位相遅れとなっており、反対に中心周波数より１２．８
ＭＨｚ低い周波数のサブキャリアに対しては、π／４ラ
ジアンの位相進みとなり、デジタル直交変調回路にはこ
のようにして生じた位相差を補正するための補償機能の
搭載が必要となる。

【００５１】ここで、その必要な補償量について述べ
る。まず、その補償量を実数軸、虚数軸よりなる２次元
平面で表現する。図６は、αの位相角を有し、角速度＋
ω_nで回転しており振幅がＡであるサブキャリアの状態
を、虚数、実数軸による２次元平面で示したものであ
る。すなわち、そのサブキャリア信号は、式（１）のよ
うに示される。 A×cos(＋ω_nt ＋α) ＋ j×A×sin(＋ω_nt ＋α) （１）

【００５２】ここで、そのサブキャリアがＱＰＳＫ（qu
adrature phase shift keying）されている場合では、
Ａは１．４１（２の平方根）で、αはπ/4、3π/4、5π
/4、7π/4のいずれかの値をとる。

【００５３】同様にして、角速度が−ω_nで回転してお
り振幅がＢで、βの位相角を有しているサブキャリア信
号は式（２）ように表される。 B×cos(−ω_nt ＋β) ＋ j×B×sin(−ω_nt ＋β) （２）

【００５４】ここで、実数部信号に対して虚数部信号の
振幅と位相に誤差がある場合のサブキャリアについて述
べる。すなわち、虚数部信号の振幅変化がλ倍であり、
位相角のずれがγラジアンである場合である。このとき
の角速度が＋ω_nであるサブキャリアを式（３）で、角
速度が−ω_nであるサブキャリアを式（４）で示す。

【００５５】 A×cos(＋ω_nt ＋α) ＋ j×λ×A× sin(＋ω_nt ＋α−γ) （３） B×cos(−ω_nt ＋β) ＋ j×λ×B× sin(−ω_nt ＋β＋γ) （４） ここで、γは前述のサンプリング期間（約９．８ｎｓ）
に基づいて生じる演算誤差であり、この誤差を補償する
必要がある。

【００５６】次に、これらのサブキャリア信号を指数関
数で表し、更に述べる。まず、式（１）を指数関数で表
すと式（５）のようになる。 （ａ＋ｊｂ）×ｅ^jω^nt （５） ここで ａ＝Ａ×cos α、ｂ＝Ａ×sin α である。

【００５７】つぎに、式（３）の三角関数を展開し、指
数関数で表すと図７に示す、式（６）のようになる。同
様に式（４）を展開し同図に示す式（７）が得られる。
これらの式はそれぞれ項６１、６２、６３、６４、及び
項７１、７２、７３、７４の４項づつで構成されてい
る。

【００５８】式（６）において、項６１と６３は角速度
ωｔで回転するベクトルであり、そのベクトルを図８に
示す。同図において、ベクトル６１は、振幅（ベクトル
長）はＡ／２であり、実数軸からの角度がαとして示さ
れており、同様にしてベクトル６３は振幅がλ×Ａ／２
で、実数軸からの角度はα−γとなっている。

【００５９】図９に示す太線６２と６４は角速度−ωｔ
で回転するベクトルであり、その実数軸からの角度はベ
クトル６２は−αであり、ベクトル６４は−（α−γ）
の角度の負のベクトルであり、第２象現のベクトルとさ
れている。

【００６０】また、前述の図１０のベクトル７２と図１
１のベクトル７１で実数部信号を表し、また前述の図１
１のベクトル７３と図１０のベクトル７４で虚数部信号
を表している。同様に、式（７）において、項７１と７
３は角速度−ωｔで回転するベクトルであり、そのベク
トルを図１１に示す。

【００６１】また、式（７）における項７２と７４は角
速度ωｔで回転するベクトルであり、そのベクトルを図
１０に示す。そして、前述の図８のベクトル６１と図９
のベクトル６２で前述の式１の実数部信号を表し、また
前述の図８のベクトル６３と図９のベクトル６４で虚数
部信号を表している。

【００６２】このようにして、デジタル直交変調器の実
数部信号と虚数部信号の間で演算時間が同一でないこと
により生じる変調信号の誤差を、式６における項６３、
６４で、λが１以外の数、γが０以外の数をとるとして
述べた。デジタル直交変調器の動作タイミングに基づく
変調信号の誤差を補償することは、デジタル直交変調器
で生じるこのような誤差を打ち消す手段を設けることで
あり、つぎにその方法について述べる。

【００６３】具体的には、項６３に対して、振幅が１／
λ倍で位相がγ進んでいる信号を与えれば、デジタル直
交変調器により振幅がλ倍され、位相がγ遅れるため、
項６３に対してλとγが消去された信号が得られる。そ
のような、λとγを補償するための信号を与えるのが、
前述の図７に示す式（６）に対する式（８）であり、式
(７)に対しては式（９）である。

【００６４】それは、前述の式(３)、（４）による特性
に対して、振幅λと位相角γの打ち消された特性の信号
であり、前述の式（１）、（２）によりデジタル直交変
調が与えられたような変調信号が得られることを意味
し、デジタル直交変調器で実数部と虚数部が異なる時間
で信号処理されることにより生じる誤差信号成分が等価
的に打ち消されることになるからである。

【００６５】図１２に、デジタル直交変調器より補償さ
れた角周波数ωｔの信号出力を得るためのマッピング点
を示す。同図において、８１、８３、９２、９４のベク
トルを合成して設定すべきベクトル１０１を求めている
が、ベクトル８１と８３は、式（８）におけるｅ^jω^tを
含む項であり、ベクトル９２と９４は式（９）において
ｅ^jω^tを含む項であるように、ベクトル１０１は角速度
＋ωｔで回転するベクトルを合成したものである。

【００６６】すなわち、ベクトル１０１は、ベクトル８
１とベクトル９２を合成したベクトルと、ベクトル８３
とベクトル９４を合成したベクトルとの両者を合成して
ベクトル１０１を求めており、この求められたベクトル
１０１が角速度ωｔで回転するサブキャリアに対して与
えるべき信号点の補正位置である。

【００６７】図１３に、デジタル直交変調器より補償さ
れた角周波数−ωｔの信号出力を得るためのマッピング
点を示す。同図において、設定すべき信号点１０２は式
（８）、（９）におけるｅ^-jω^tを含む項に対応するベ
クトル８２、８４、９１、９３を合成して求めたもので
あり、角周波数−ωｔで回転するサブキャリアに対して
変調を行うための補正された信号点を与えるものであ
る。

【００６８】このようにして、角周波数がω_nであるサ
ブキャリア A×cos(＋ω_nt ＋α) ＋ j×A× sin(＋ω_nt ＋α) 及び角周波数が−ω_nであるサブキャリア Ｂ×cos(−ω_nt ＋β) ＋ j×Ｂ× sin(−ω_nt ＋β) を得るために、角周波数がω_nであるサブキャリアを A×cos(＋ω_nt ＋α) ＋ j×(1/λ)×A× sin(＋ω_nt
＋α＋γ) また、角周波数が−ω_nであるサブキャリアを Ｂ×cos(−ω_nt ＋β) ＋ j×(1/λ)×Ｂ× sin(−ω_nt
＋β−γ) のようにＱ信号の振幅と位相を補正された値とすればよ
いことになる。

【００６９】次に、前述の式（８）、式（９）におい
て、各周波数＋ω_nに関わるサブキャリア信号成分につ
いて選び出し、選び出したそれぞれの信号成分の合成信
号を求めると次のようになる。 (A/2)× e^jα＋(B/2)× e^-jβ＋(1/λ)× (A/2)× e^j(α⁺γ⁾ −(1/λ)× (B/2)× e^-j(β^-γ⁾ ＝(A/2)×(cosα＋jsinα)＋(B/2)×(cosβ−jsinβ) ＋(1/λ)× (A/2)×(cos(α＋γ)＋jsin(α＋γ)) −(1/λ)× (B/2)×(cos(β−γ)−jsin(β−γ) ) ＝(A/2)×cosα＋(B/2)×cosβ＋(1/λ)×(A/2)×cos(α＋γ) −(1/λ)×(B/2)×cos(β−γ) ・・・・式（１０） ＋j×((A/2)×sinα−(B/2)×sinβ＋(1/λ)× (A/2)×sin(α＋γ) ＋(1/λ)×(B/2)×sin(β−γ) ) ・・・・式（１１）

【００７０】同様にして式（８）、式（９）における、
各周波数−ω_nに関わるサブキャリア信号成分について
選び出し、選び出したそれぞれの信号成分の合成信号を
求めると次のようになる。 (B/2)× e^jβ＋(A/2)× e^-jα＋(1/λ)× (B/2)× e^j(β^-γ⁾ −(1/λ)× (A/2)× e^-j(α⁺γ⁾ ＝(B/2)×(cosβ＋jsinβ)＋(A/2)×(cosα−jsinα) ＋(1/λ)× (B/2)×(cos(β−γ)＋jsin(β−γ)) −(1/λ)× (A/2)×(cos(α＋γ)−jsin(α＋γ) ) ＝(B/2)×cosβ＋(A/2)×cosα＋(1/λ)×(B/2)×cos(β−γ) −(1/λ)×(A/2)×cos(α＋γ) ・・・・（１２） ＋j×((B/2)×sinβ−(A/2)×sinα＋(1/λ)×(B/2)×sin(β−γ) ＋(1/λ)×(A/2)×sin(α＋γ) ) ・・・・（１３） となる。

【００７１】ここで、式（１０）が、＋ω_nサブキャリ
ア成分の実数部に割当てる数値であり、式（１１）が、
＋ω_nサブキャリア成分の虚数部に割当てる数値であ
り、式（１２）が、−ω_nサブキャリア成分の実数部に
割当てる数値であり、式（１３）が、−ω_nサブキャリ
ア成分の虚数部に割当てる数値である。

【００７２】このようにして、角周波数が＋ω_nと−ω_n
であるサブキャリアの実数部成分と虚数部成分の信号レ
ベルが求められた。しかるに、前述の図３に示したデジ
タル直交変調器の誤差成分は、虚数部信号の演算時間に
関するものであるので、振幅に関する誤差は生じていな
いこととなる。そこで、λ＝１とし、γが０以外の所定
の値を持つこととなる。

【００７３】そして、この例で示すデジタル直交変調器
がＱＰＳＫであるときはＡとＢは等しい値を取るのでＡ
＝Ｂとすると、式（１０）〜（１３）はそれぞれ式（１
４）〜（１７）のようになる。

【００７４】 (A/2)×(cosα＋cosβ＋cos(α＋γ)−cos(β−γ)) ・・・・・・（１４） ＋j×(A/2)×(sinα−sinβ＋sin(α＋γ)＋sin(β−γ) ) ・・・・（１５） (A/2)×(cosβ＋cosα＋cos(β−γ)−cos(α＋γ)) ・・・・・・（１６） ＋j×(A/2)×(sinβ−sinα＋sin(β−γ)＋sin(α＋γ) ) ・・・・（１７）

【００７５】さらに、ＱＰＳＫ変調方式のときに与えら
れる変調角度はπ/4、3π/4、5π/4、7π/4の４つのう
ちのいずれかであり、角度α、βはこの４×４の組合わ
せで選ばれることとなる。

【００７６】図１４に示す表は、このような正および負
のサブキャリアの周波数が、それぞれがＱＰＳＫ方式で
変調されるときに、それぞれのキャリアが４つの信号点
を指定され、１６種類の場合分けができるが、その１６
種類のそれぞれの場合について示したものである。

【００７７】すなわち、同表において、それぞれの枠内
の４つの数式は、上から式（１４）、（１５）、（１
６）、（１７）に対応する値を示しており、またγはそ
れぞれのサブキャリアの周波数により異なった値がとら
れる。

【００７８】さて、このようにして信号点配置を補正す
ることにより、直交デジタル変調特性のときに生じる位
置誤差を補正できることを示したが、その補正はＱＰＳ
Ｋでデジタル変調される信号に対して１６通りであるこ
とを述べた。そこで、その１６通りの補正特性がどのよ
うであるかについて述べる。

【００７９】図１５に、その１６種類のケースの場合分
けを表で示す。すなわち、その１６種類の補正パターン
は、実数部の角周波数が正である場合（Ｒ(+ω_n)）、負
である場合（Ｒ(−ω_n)）、虚数部の角周波数が正であ
る場合（Ｉ(+ω_n)）、そして負である場合（Ｉ(−
ω_n)）の４つの組み合わせであり、その組み合わせに応
じてケース１からケース１６の１６種類に場合分けがな
される。

【００８０】図１６〜図１９に、これらの１６のケース
に対して求めた１６の補正曲線について示す。図１６は
１〜４のケースに対するそれぞれのデジタル直交変調信
号の周波数スペクトラムとその特性を得るために使用す
る補正曲線であるが、これらの曲線についてさらに説明
する。

【００８１】すなわち、ケース１は４つの曲線よりなっ
ている。同図において、左側に示す２つの曲線は、右側
に示す２つの曲線に従った特性で信号点の補償を行い、
信号点の補償を行って得られたデジタル直交変調信号の
スペクトラム示すもので、それらの曲線の内、上側に示
すのが実数部成分（Ｉ）の特性を示し、下側の曲線は虚
数部成分（Ｑ）の特性を示す。

【００８２】同図の右側に示す曲線は、このような特性
のデジタル直交変調信号を得るために行った信号点の補
償特性を示すもので、上側に示す曲線がＩ信号に対する
もので、下側に示す特性がＱ信号に対するものである。

【００８３】これらの曲線は周波数に対する振幅応答特
性で示してあるが、その周波数の関係について、前述の
図１を用いて更に述べる。最初に、マッピングテーブル
の補正を行わない場合の動作について述べる。伝送すべ
きデジタルデータはデジタルデータ入力端子に供給され
て、正、負２つずつの４０組の、合計８０の周波数のサ
ブキャリアに対して、例えばＱＰＳＫのデジタル変調を
行うためのデータマッピングを行う。

【００８４】それらの８０本のサブキャリアに対するＱ
ＰＳＫのデジタル変調を行うためのそれぞれが実数値
ｉ、虚数値ｑの電圧として与えられるデジタル信号はＩ
ＦＦＴ演算器１３の、それらの８０本のサブキャリアを
発生させるための８０対の端子に供給され、ＩＦＦＴ演
算器１３により逆フーリエ演算が成され、これら８０本
のサブキャリアが変調された合成信号として、その合成
信号の実数部信号成分（Ｉ）と虚数部信号成分（Ｑ）が
得られ、デジタル直交変調器に供給される。

【００８５】デジタル直交変調器１５は、中間周波数発
振器１６が発振する中間周波数である２５．６ＭＨｚを
中心周波数とし、供給される４０対、８０本のサブキャ
リアを９．６〜２５．６ＭＨｚの下部信号帯域と、２
５．６〜４１．６ＭＨｚの上部信号帯域の周波数帯の信
号として出力する。これらの上部信号帯域と下部信号帯
域の信号は、あたかも中間周波数２５．６ＭＨｚをキャ
リア中心周波数とし、それに対する帯域幅１６ＭＨｚの
上側帯波と下側帯波の関係にある。

【００８６】このようにして生成されたデジタル直交変
調信号のスペクトラム成分を観測すると、前述の図１６
のケース１の左側に示すような特性が得られる。しかし
この場合の特性は、この図に示すように９．６〜２５．
６ＭＨｚ、２５．６〜４１．６ＭＨｚの各周波数帯域に
おいて、及び６０．８〜７６．８ＭＨｚ、７６．８〜９
２．８ＭＨｚの各周波数帯域におけるそれぞれのスペク
トラムの振幅レベルが平坦とはなってなく、そのレベル
は前述のデジタル直交変調器の有する位相誤差等による
特性劣化のため、所定の変化を持った特性となってい
る。

【００８７】そこで、これらのそれぞれの周波数帯域に
おけるスペクトラムの特性が平坦となるようにデジタル
直交変調器１５に供給される信号の応答特性を変化さ
せ、図１６の左側に示すような平坦な周波数応答特性の
スペクトラムが得られるようにデジタル直交変調器の入
力信号特性を変化させる。そのようにして求められた特
性が同図の右側に示す特性である。

【００８８】このようにして、ケース１に対する、２
５．６ＭＨｚを中心周波数とし、より高い周波数帯であ
る正の周波数（２５．６〜４１．６ＭＨｚ）、及びより
低い周波数帯である負の周波数（２５．６〜９．６）に
対する特性が、コンピュータシミュレーションにより求
められた。ケース２〜ケース１６についても同様にして
行い、そのようにして得られた結果を図１６のケース２
以降の部分、図１７、図１８、及び図１９により示す。

【００８９】なお、同図の左側に示すスペクトラム分布
図で、７６．８ＭＨｚ近辺の周波数の高い帯域における
特性は、デジタル直交変調信号の折返し周波数成分を示
している。このようにして求められたケース１〜ケース
１６の、１６種類の補正特性がデジタル直交変調器に供
給される信号の、応答特性の周波数に対する補正を、Ｉ
ＦＦＴなどのデジタル変調回路に供給する信号の振幅、
位相の補償を、信号点配置の位置を補償することにより
行うが、つぎに、それらの信号点の補償方法について述
べる。

【００９０】これらの信号点の補償は、Ｒ(＋ω_n)、Ｒ
(−ωn)、Ｉ(＋ω_n)、Ｉ(−ω_n)の４点のデータによっ
て決定され、補償パターンは１６通り存在するが、これ
らの特性を容易に得る方法について述べる。これらの１
６組の特性は、Ｉ信号とＱ信号に対してあり、合計３２
種類の特性がある。

【００９１】これらの特性のうち平坦な応答特性を示す
部分は補償の必要のない部分であり、他の特性の補償が
必要な部分について特性の分類を行うと、それらのうち
入力信号の正負によって、傾きが反転している場合もあ
るため、補償パターンは５種類に集約することができ
る。

【００９２】図２０にそれらの集約された補償パターン
を示す。このパターン（関数）は、前述の図１４に示し
た表と同一であり、すなわち、パターン１の、左側の関
数は、１−sinγ、 右側の関数は、１＋sinγ、パタ
ーン２の、左側の関数は、１＋sinγ、 右側の関数
は、１−sinγ、パターン３の、左側の関数は、√2cos
(π/4＋γ)、右側の関数は、√2cos(π/4＋γ)、パター
ン４の、左側の関数は、cosγ、右側の関数は、cosγ、
パターン５の、左側の関数は、√2sin(π/4＋γ)、右側
の関数は、√2sin(π/4＋γ)、となる。

【００９３】ここで、√2はルート２のことで、１．４
１４の値のことである。これらの５種類のパターンは代
表的なパターンであり、実際の回路に用いて前述の１６
の種類の補償特性を得るためには、扱う信号の符号を変
える等簡単な演算処理が必要になる。図２１に５種類の
パターンをもとに、信号補償特性を得るための演算アル
ゴリズムについて示す。

【００９４】この例で用いている前提条件は、６４の周
波数のサブキャリアをＩＦＦＴにより演算して生成する
に当り、そのＩＦＦＴの離散ポイント数を６４とし、Ｉ
ＦＦＴの演算はｎ＝１、２、３、・・・・とし、ｉ番目
の実数部と虚数部の入力データをre( i )+im( i )×jと
して表している。

【００９５】また、同一周波数で極性の異なるサブキャ
リアに対しては、各々のサブキャリアに対する組のＱＰ
ＳＫ変調を行うための信号点を指定する配置データを取
りこみ、それらの配置データはｎ番目と、６５−ｎ番目
のサブキャリアに対する変調信号として割り当てる。

【００９６】同図は、このようにして成される信号の処
理方法をＣ言語により解説的に示したもので、右に％の
あとに示すコメントは処理に対する説明を文で示したも
のである。このようにして、それぞれのサブキャリアに
与えられる補償パターンが復元されるが、それぞれの周
波数のサブキャリアに対するＱＰＳＫのデジタル変調信
号は、このようにして得られた保証用テーブルを用いて
信号点配置を行うようにする。

【００９７】前述の図１におけるマッピングテーブルに
は図２０に示したような、補償特性を代表する５つのパ
ターンのデータが格納されており、この代表的なパター
ンデータより、それぞれのサブキャリアに対してＱＰＳ
Ｋによるデジタル変調を与えるためうの信号点配置を、
図１における判断処理回路１１により、前述の図２１に
示したような方法で５つの代表パターンを基にそれぞれ
のサブキャリアの変調点に対して行う補償値を求め、そ
の求められた補償値に従って供給されるデジタルデータ
に対するデータマッピングを行う。

【００９８】このようにして得られ、データマッピング
された信号はＩＦＦＴ１３に供給され、前述の様に逆フ
ーリエ変換が成され、逆フーリエ変換により生成された
Ｉ信号、及びＱ信号はデジタル直交変調器に供給され
て、中間周波発振器１６が発振する中間周波数を中心周
波数として正及び負の周波数が対となり、目的とする直
交周波数分割多重信号が得られる。

【００９９】このようにして得られた直交周波数分割多
重信号は、デジタル直交信号時に生じる実数部信号と虚
数部信号のタイミングの差による誤差の補償された変調
信号である。

【０１００】なお、本実施例では説明を理解しやすくす
るため、ＱＰＳＫ変調に応用した例により述べたが、変
調方式はこれに限らず、ＢＰＳＫ変調や、多値ＱＡＭ変
調等にも応用できることは言うまでもない。

【０１０１】またこのような動作タイミングの差による
特性差の補償は、マルチキャリアを対象とした技術に限
定されるものでなく、中心キャリアに対して正である周
波数と、負である周波数を設定して、それぞれのサブキ
ャリア周波数について信号点配置を定めて情報を伝送す
る変調方式に対しても応用ができる。

【０１０２】また、本実施例は、振幅誤差がないときの
例として、λ＝１と限定して前述の図１４に表を示した
が、振幅誤差がある場合でも同様にしてその補正を行う
ための設定すべき信号点を求め、位相の補償と同時に振
幅差の補償も行えるものである。

【０１０３】以上のように本実施例の装置によれば、例
えばＩＦＦＴなどでデジタル直交変調して得られる実数
部、及び虚数部のベースバンド信号をデジタル信号のま
ま中間周波数帯のデジタル直交周波数分割多重変調され
た信号に変換するときに、そのデジタル直交変調器がＩ
ＦＦＴ演算器からの実数部の信号と虚数部の信号を交互
に演算してデジタル直交変調信号を生成する場合におい
ても、その実数部信号と虚数部信号の演算タイミングの
差により生じる誤差信号を、予めＩＦＦＴで実数部、及
び虚数部の信号を生成するときにその演算誤差を打ち消
すための信号点配置を与えてＩＦＦＴ演算を行うため、
誤差信号を含まなく、デジタル直交変調信号生成処理に
よる安定した精度の高いデジタル直交分割多重信号を得
ることができる。

【０１０４】さらに、前記デジタル変調及びデジタル直
交変調により生成される同相信号と直交信号の位相差、
振幅差、或いは前記デジタル変調及びデジタル直交変調
による直交性差により生じる位置誤差についても補償す
ることができる。

【０１０５】さらにまた、変調した信号の送信時に使用
する中心キャリアに対して、正方向と負方向に同じ周波
数間隔はなれて設定される２つのサブキャリア間の干渉
により生じる位置誤差に関しても、前述の図１４に示し
た表により、相対するサブキャリアに与えられる変調信
号に応じて設定されるマッピングテーブル値を用いてデ
ジタル変調を行うことにより、両キャリアが干渉して生
じる位置誤差を補償したデジタル直交変調信号を生成す
ることができる。

【０１０６】なお、上記実施例におけるデジタル直交変
調器はＩ信号に続いてＱ信号のデータを用いてデジタル
変調を行う構成のもので説明したが、デジタル直交変調
器の信号処理シーケンスはＱ信号の演算処理を最初に行
い、次にＩ信号のデータを用いる演算処理する構成にし
ても同様の効果を奏する。

【０１０７】

【発明の効果】請求項１記載の発明によれば、例えばＩ
ＦＦＴなどでデジタル直交変調して得られる実数部、及
び虚数部のベースバンド信号をデジタル信号のまま中間
周波数帯のデジタル直交周波数分割多重変調された信号
に変換するときに、そのデジタル直交変調器がＩＦＦＴ
演算器からの実数部の信号と虚数部の信号を交互に演算
してデジタル直交変調信号を生成する場合においても、
その実数部信号と虚数部信号の演算タイミングの差によ
り生じる誤差信号を、予めＩＦＦＴで実数部、及び虚数
部の信号を生成するときにその演算誤差を打ち消すため
の信号点配置を与えてＩＦＦＴ演算を行うことにより、
誤差信号を含まない、デジタル直交変調信号生成処理に
よる安定した精度の高いデジタル直交変調信号を得る方
法を提供できる効果がある。

【０１０８】また、請求項２記載の発明によれば、多数
種類ある補償特性に対して代表的な特性のみをメモリ回
路に記憶させ、記憶されていない他の多数種類ある補償
特性は簡単な演算処理により得るので、請求項１の効果
に加え、少ないメモリ容量で実際のデジタル直交変調器
の有する回路の動作誤差に伴って生じる信号点位置の誤
差を補償して動作する安定した精度の高いデジタル直交
変調信号を得る方法を提供できる効果がある。

【０１０９】そして、請求項３記載の発明によれば、例
えばＩＦＦＴなどでデジタル直交変調して得られる実数
部、及び虚数部のベースバンド信号をデジタル信号のま
ま中間周波数帯のデジタル直交周波数分割多重変調され
た信号に変換するときに、そのデジタル直交変調器がＩ
ＦＦＴ演算器からの実数部の信号と虚数部の信号を交互
に演算してデジタル直交変調信号を生成する場合におい
ても、その実数部信号と虚数部信号の演算タイミングの
差により生じる誤差信号を、予めＩＦＦＴで実数部、及
び虚数部の信号を生成するときにその演算誤差を打ち消
すための信号点配置を与えてＩＦＦＴ演算を行うことに
より、誤差信号を含まない、デジタル直交変調信号生成
処理による安定した精度の高いデジタル直交変調信号を
得るための伝送信号の生成装置を実現することができる
効果がある。

【０１１０】また、請求項４記載の発明によれば、多数
種類ある補償特性に対して代表的な特性のみをメモリ回
路に記憶させ、記憶されていない他の多数種類ある補償
特性は簡単な演算処理により得るので、請求項１の効果
に加え、少ないメモリ容量で実際のデジタル直交変調器
の有する回路の動作誤差に伴って生じる信号点位置の誤
差を補償して動作する安定した精度の高いデジタル直交
変調信号を得る伝送信号の生成装置を実現することがで
きる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例に係る直交周波数分割多重変調
装置の概略ブロック図である。

【図２】アナログ直交変調器の構成を示す図である。

【図３】デジタル回路で構成される直交変調器の構成を
示す図である。

【図４】デジタル直交変調器の動作タイミングをチャー
トで示す図である。

【図５】サンプル期間の短いデジタル直交変調器の動作
タイミングをチャートで示す図である。

【図６】αの位相角を有し、角速度＋ω_nで回転する振
幅がＡであるサブキャリアの状態を、虚数、実数軸によ
る２次元平面で示したものである。

【図７】信号ベクトルを示す式（６）〜（９）を示した
ものである。

【図８】式（６）の項６１と６３のベクトルを虚数、実
数軸による２次元平面で示したものである。

【図９】式（６）の項６２と６４のベクトルを虚数、実
数軸による２次元平面で示したものである。

【図１０】式（７）の項７２と７４のベクトルを虚数、
実数軸による２次元平面で示したものである。

【図１１】式（７）の項７１と７３のベクトルを虚数、
実数軸による２次元平面で示したものである。

【図１２】デジタル直交変調器より補償された角周波数
ωｔの信号出力を得るためのマッピング点を示す図であ
る。

【図１３】デジタル直交変調器より補償された角周波数
−ωｔの信号出力を得るためのマッピング点を示す図で
ある。

【図１４】正および負の同一周波数のサブキャリアのそ
れぞれがＱＰＳＫ方式で変調され、それぞれのキャリア
が４信号点を指定されるときの補償されたマッピング点
を得るための表である。

【図１５】信号点補償特性の１６のケースに対する場合
分けを示す表である。

【図１６】ケース１〜４に対するそれぞれのデジタル直
交変調信号の周波数スペクトラムとその特性を得るため
に使用する補正曲線を示す図である。

【図１７】ケース５〜８に対するそれぞれのデジタル直
交変調信号の周波数スペクトラムとその特性を得るため
に使用する補正曲線を示す図である。

【図１８】ケース９〜１２に対するそれぞれのデジタル
直交変調信号の周波数スペクトラムとその特性を得るた
めに使用する補正曲線を示す図である。

【図１９】ケース１３〜１６に対するそれぞれのデジタ
ル直交変調信号の周波数スペクトラムとその特性を得る
ために使用する補正曲線を示す図である。

【図２０】ケース１〜１６に使用される補正曲線を求め
るために使用される５つの代表的な補正特性を示す図で
ある。

【図２１】５つの代表的な補正特性より、ケース１〜１
６に使用される補正曲線を得るために行う処理の過程を
模式的なプログラムで示したものである。

【符号の説明】

１０ データマッピング回路 １１ 判断処理回路 １２ マッピングテーブル １３ ＩＦＦＴ演算回路 １５ デジタル直交変調回路 １６ 中間周波発振器 １７ ＤＡ変換器

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】実数部信号と虚数部信号とを軸とする２次
   元平面を複数の領域に分割し、それらの分割された領域
   毎にその領域を指定するための中心的な位置を信号点と
   して定めるとともに、伝送すべき第１系統のデジタル情
   報信号をその内容に応じて、複数の前記信号点のうちの
   特定の信号点に順次割り付け、その順次割り付けた各信
   号点における実数部信号と虚数部信号とよりなる第１の
   信号点情報を、第１のキャリア周波数により第１の変調
   信号として生成し、かつ伝送すべき第２系統のデジタル
   情報信号をその内容に応じて、複数の前記信号点のうち
   の特定の信号点に順次割り付け、その順次割り付けた各
   信号点における実数部信号と虚数部信号とよりなる第２
   の信号点情報を、前記第１のキャリア周波数と周波数が
   同一で極性の異なる第２のキャリア周波数により第２の
   変調信号として生成するデジタル変調手段を用い、 前記デジタル変調手段により生成された前記第１及び第
   ２の変調信号をデジタル直交変調して、高周波信号に変
   換した伝送信号を生成する伝送信号の生成方法におい
   て、 前記伝送すべき第１及び第２系統のデジタル情報信号に
   係る前記各信号点の位置に割り付けられた信号点情報に
   対してデジタル変調及びデジタル直交変調を行って得ら
   れた第１及び第２の変調信号点を、前記各信号点の位置
   に対して点対象となる位置に第１及び第２の補償信号点
   として定める第１のステップと、 その第１のステップで定めた、前記伝送すべき第１及び
   第２系統のデジタル情報信号に係る前記各信号点に対す
   る前記第１及び第２の補償信号点の位置関係をマッピン
   グテーブルとして編成し、このマッピングテーブルデー
   タを記憶する第２のステップと、 前記伝送すべき第１及び第２系統のデジタル情報信号
   を、前記第２のステップで記憶された前記マッピングテ
   ーブルデータを基に、前記第１及び第２の補償信号点に
   割り付ける第３のステップと、 その第３のステップで割り付けた前記第１及び第２の補
   償信号点における各信号点情報をデジタル変調及びデジ
   タル直交変調して前記高周波信号を生成する第３のステ
   ップとを少なくとも有することを特徴とする伝送信号の
   生成方法。
2. 【請求項２】前記第２のステップは、 多数の前記マッピングテーブルを、複数のパターンテー
   ブルに分類して、複数のパターンテーブルデータとして
   記憶するステップであり、 前記第３ステップは、前記伝送すべき第１及び第２系統
   のデジタル情報信号を、前記第２のステップで記憶され
   た前記パターンテーブルデータを基に、前記第１及び第
   ２の補償信号点に割り付けるステップであることを特徴
   とする請求項１に記載の伝送信号の生成方法。
3. 【請求項３】実数部信号と虚数部信号とを軸とする２次
   元平面を複数の領域に分割し、それらの分割された領域
   毎にその領域を指定するための中心的な位置を信号点と
   して定めるとともに、伝送すべき第１系統のデジタル情
   報信号をその内容に応じて、複数の前記信号点のうちの
   特定の信号点に順次割り付け、その順次割り付けた各信
   号点における実数部信号と虚数部信号とよりなる第１の
   信号点情報を、第１のキャリア周波数により第１の変調
   信号として生成し、かつ伝送すべき第２系統のデジタル
   情報信号をその内容に応じて、複数の前記信号点のうち
   の特定の信号点に順次割り付け、その順次割り付けた各
   信号点における実数部信号と虚数部信号とよりなる第２
   の信号点情報を、前記第１のキャリア周波数と周波数が
   同一で極性の異なる第２のキャリア周波数により第２の
   変調信号として生成するデジタル変調手段と、 前記デジタル変調手段から出力する前記第１及び第２の
   変調信号をデジタル直交変調して高周波信号に変換した
   伝送信号を生成するデジタル直交変調手段とを有する伝
   送信号の生成装置において、 前記伝送すべき第１及び第２系統のデジタル情報信号に
   係る前記各信号点の位置に割り付けられた信号点情報に
   対してデジタル変調及びデジタル直交変調を行って得ら
   れた第１及び第２の変調信号点を、前記各信号点の位置
   に対して点対象となる位置に第１及び第２の補償信号点
   として定める補償信号点取得手段と、 その補償信号点取得手段で定めた、前記伝送すべき第１
   及び第２系統のデジタル情報信号に係る前記各信号点に
   対する前記第１及び第２の補償信号点の位置関係をマッ
   ピングテーブルとして編成し、このマッピングテーブル
   データを記憶するマッピングテーブル記憶手段と、 前記伝送すべき第１及び第２系統のデジタル情報信号
   を、前記マッピングテーブル記憶手段で記憶された前記
   マッピングテーブルデータを基に、前記第１及び第２の
   補償信号点に割り付けるデータマッピング手段とを備
   え、 前記データマッピング手段で割り付けた前記第１及び第
   ２の補償信号点における前記各信号点情報を、前記デジ
   タル変調手段に供給することを特徴とする伝送信号の生
   成装置。
4. 【請求項４】前記マッピングテーブル記憶手段は、 多数の前記マッピングテーブルを、複数のパターンテー
   ブルに分類して、複数のパターンテーブルデータとして
   記憶し、 前記データマッピング手段は、前記伝送すべき第１及び
   第２系統のデジタル情報信号を、前記マッピングテーブ
   ル記憶手段で記憶された前記パターンテーブルデータを
   基に、前記第１及び第２の補償信号点に割り付けること
   を特徴とする請求項３記載の伝送信号の生成装置。