JP2001224177A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 損失が少なく、必要以上に定格の大きなデバ
イスを用いる必要がないスイッチング電源装置を提供す
る。 【解決手段】 立ち上がり検出回路６は電源電圧の立ち
上がりを検出する。電源電圧検出回路７は電源電圧が１
００Ｖであるか２３０Ｖであるかを検出する。１００Ｖ
のとき、スイッチＳ１をオフしてスナバ回路４のみと
し、スナバ定数を小、スイッチＳ２をオフして電流制限
値を小、２３０Ｖのとき、スイッチＳ１をオンしてスナ
バ回路４，５とし、スナバ定数を大、スイッチＳ２をオ
ンして電流制限値を大とする。また、電源電圧の立ち上
がりの所定期間、スナバ定数を大、電流制限値を大とす
る。
イスを用いる必要がないスイッチング電源装置を提供す
る。 【解決手段】 立ち上がり検出回路６は電源電圧の立ち
上がりを検出する。電源電圧検出回路７は電源電圧が１
００Ｖであるか２３０Ｖであるかを検出する。１００Ｖ
のとき、スイッチＳ１をオフしてスナバ回路４のみと
し、スナバ定数を小、スイッチＳ２をオフして電流制限
値を小、２３０Ｖのとき、スイッチＳ１をオンしてスナ
バ回路４，５とし、スナバ定数を大、スイッチＳ２をオ
ンして電流制限値を大とする。また、電源電圧の立ち上
がりの所定期間、スナバ定数を大、電流制限値を大とす
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スナバ回路や電流
制限回路を備えたスイッチング電源装置に関する。
制限回路を備えたスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】入力される交流電源電圧として、例えば
１００Ｖと２３０Ｖのように、複数の電源電圧に対応す
るスイッチング電源装置がある。また、スイッチング電
源装置においては、リンギング等を抑えるためのスナバ
回路や、過電流が流れないようにするための電流制限回
路を備えている。
１００Ｖと２３０Ｖのように、複数の電源電圧に対応す
るスイッチング電源装置がある。また、スイッチング電
源装置においては、リンギング等を抑えるためのスナバ
回路や、過電流が流れないようにするための電流制限回
路を備えている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】この種のスイッチング
電源装置において、動作状態にかかわらず、スナバ回路
の回路定数や電流制限回路の電流制限値が単一である
と、損失が多く発生したり、トランジスタ等のデバイス
の定格に余裕を持たせなければならないので、コストア
ップとなるという問題点がある。
電源装置において、動作状態にかかわらず、スナバ回路
の回路定数や電流制限回路の電流制限値が単一である
と、損失が多く発生したり、トランジスタ等のデバイス
の定格に余裕を持たせなければならないので、コストア
ップとなるという問題点がある。
【０００４】本発明はこのような問題点に鑑みなされた
ものであり、スナバ回路や電流制限回路を備えたスイッ
チング電源装置において、損失が少なく、必要以上に定
格の大きなデバイスを用いる必要がないスイッチング電
源装置を提供することを目的とする。
ものであり、スナバ回路や電流制限回路を備えたスイッ
チング電源装置において、損失が少なく、必要以上に定
格の大きなデバイスを用いる必要がないスイッチング電
源装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は、上述した従来
の技術の課題を解決するため、（ａ）スイッチングトラ
ンス（２）と、このスイッチングトランスに接続された
出力トランジスタ（Ｑ１）と、この出力トランジスタに
接続されたスナバ回路（４，５）とを備え、第１の電源
電圧と、この第１の電源電圧より高い第２の電源電圧と
の双方に対応するスイッチング電源装置において、入力
された電源電圧が、前記第１の電源電圧であるか前記第
２の電源電圧であるかを検出する電源電圧検出回路
（７）と、前記電源電圧検出回路によって検出された電
源電圧に応じて、前記スナバ回路のスナバ定数を、前記
第１の電源電圧のとき小、前記第２の電源電圧のとき大
となるよう切り換えるスナバ定数切り換え手段（Ｓ１）
とを設けて構成したことを特徴とするスイッチング電源
装置を提供し、（ｂ）スイッチングトランス（２）と、
このスイッチングトランスに流れる電流を制限する電流
制限回路（３，Ｒ１〜Ｒ４）とを備えたスイッチング電
源装置において、入力される電源電圧の立ち上がりを検
出する立ち上がり検出回路（６）と、前記立ち上がり検
出回路によって検出された前記電源電圧の立ち上がりの
所定期間、前記電流制限回路における電流制限値を、制
限の程度が大なる値へと切り換える電流制限値切り換え
手段（Ｓ２）とを設けて構成したことを特徴とするスイ
ッチング電源装置を提供し、（ｃ）スイッチングトラン
ス（２）と、このスイッチングトランスに接続された出
力トランジスタ（Ｑ１）と、この出力トランジスタに接
続されたスナバ回路（４，５）と、前記スイッチングト
ランスに流れる電流を制限する電流制限回路（３，Ｒ１
〜Ｒ４）とを備え、第１の電源電圧と、この第１の電源
電圧より高い第２の電源電圧との双方に対応するスイッ
チング電源装置において、入力される電源電圧の立ち上
がりを検出する立ち上がり検出回路（６）と、入力され
た電源電圧が、前記第１の電源電圧であるか前記第２の
電源電圧であるかを検出する電源電圧検出回路（７）
と、前記スナバ回路のスナバ定数を切り換えるスナバ定
数切り換え手段（Ｓ１）と、前記電流制限回路における
電流制限値を切り換える電流制限値切り換え手段（Ｓ
２）とを備え、前記電源電圧検出回路によって検出され
た電源電圧に応じて、前記スナバ回路のスナバ定数を、
通常時、前記第１の電源電圧のとき小、前記第２の電源
電圧のとき大となるよう切り換えると共に、前記電流制
限回路における電流制限値を、前記第１の電源電圧のと
き制限の程度が小なる値、前記第２の電源電圧のとき制
限の程度が大なる値となるよう切り換え、前記立ち上が
り検出回路によって検出された前記電源電圧の立ち上が
りの所定期間には、前記スナバ回路のスナバ定数を大と
なるよう切り換えると共に、前記電流制限回路における
電流制限値を制限の程度が大なる値となるよう切り換え
るよう構成したことを特徴とするスイッチング電源装置
を提供し、（ｄ）スイッチングトランス（２）と、この
スイッチングトランスに流れる電流を制限する電流制限
回路（３，Ｒ１〜Ｒ４）とを備え、複数の電源電圧に対
応するスイッチング電源装置において、前記電源電圧が
大きくなるに従って、前記電流制限回路における電流制
限値を、制限の程度が大なる値へと連続的に可変させる
電流制限値可変手段（８）を設けて構成したことを特徴
とするスイッチング電源装置を提供するものである。
の技術の課題を解決するため、（ａ）スイッチングトラ
ンス（２）と、このスイッチングトランスに接続された
出力トランジスタ（Ｑ１）と、この出力トランジスタに
接続されたスナバ回路（４，５）とを備え、第１の電源
電圧と、この第１の電源電圧より高い第２の電源電圧と
の双方に対応するスイッチング電源装置において、入力
された電源電圧が、前記第１の電源電圧であるか前記第
２の電源電圧であるかを検出する電源電圧検出回路
（７）と、前記電源電圧検出回路によって検出された電
源電圧に応じて、前記スナバ回路のスナバ定数を、前記
第１の電源電圧のとき小、前記第２の電源電圧のとき大
となるよう切り換えるスナバ定数切り換え手段（Ｓ１）
とを設けて構成したことを特徴とするスイッチング電源
装置を提供し、（ｂ）スイッチングトランス（２）と、
このスイッチングトランスに流れる電流を制限する電流
制限回路（３，Ｒ１〜Ｒ４）とを備えたスイッチング電
源装置において、入力される電源電圧の立ち上がりを検
出する立ち上がり検出回路（６）と、前記立ち上がり検
出回路によって検出された前記電源電圧の立ち上がりの
所定期間、前記電流制限回路における電流制限値を、制
限の程度が大なる値へと切り換える電流制限値切り換え
手段（Ｓ２）とを設けて構成したことを特徴とするスイ
ッチング電源装置を提供し、（ｃ）スイッチングトラン
ス（２）と、このスイッチングトランスに接続された出
力トランジスタ（Ｑ１）と、この出力トランジスタに接
続されたスナバ回路（４，５）と、前記スイッチングト
ランスに流れる電流を制限する電流制限回路（３，Ｒ１
〜Ｒ４）とを備え、第１の電源電圧と、この第１の電源
電圧より高い第２の電源電圧との双方に対応するスイッ
チング電源装置において、入力される電源電圧の立ち上
がりを検出する立ち上がり検出回路（６）と、入力され
た電源電圧が、前記第１の電源電圧であるか前記第２の
電源電圧であるかを検出する電源電圧検出回路（７）
と、前記スナバ回路のスナバ定数を切り換えるスナバ定
数切り換え手段（Ｓ１）と、前記電流制限回路における
電流制限値を切り換える電流制限値切り換え手段（Ｓ
２）とを備え、前記電源電圧検出回路によって検出され
た電源電圧に応じて、前記スナバ回路のスナバ定数を、
通常時、前記第１の電源電圧のとき小、前記第２の電源
電圧のとき大となるよう切り換えると共に、前記電流制
限回路における電流制限値を、前記第１の電源電圧のと
き制限の程度が小なる値、前記第２の電源電圧のとき制
限の程度が大なる値となるよう切り換え、前記立ち上が
り検出回路によって検出された前記電源電圧の立ち上が
りの所定期間には、前記スナバ回路のスナバ定数を大と
なるよう切り換えると共に、前記電流制限回路における
電流制限値を制限の程度が大なる値となるよう切り換え
るよう構成したことを特徴とするスイッチング電源装置
を提供し、（ｄ）スイッチングトランス（２）と、この
スイッチングトランスに流れる電流を制限する電流制限
回路（３，Ｒ１〜Ｒ４）とを備え、複数の電源電圧に対
応するスイッチング電源装置において、前記電源電圧が
大きくなるに従って、前記電流制限回路における電流制
限値を、制限の程度が大なる値へと連続的に可変させる
電流制限値可変手段（８）を設けて構成したことを特徴
とするスイッチング電源装置を提供するものである。
【０００６】
【発明の実施の形態】以下、本発明のスイッチング電源
装置について、添付図面を参照して説明する。図１は本
発明のスイッチング電源装置の一実施例を示すブロック
図、図２は図１の一部を具体的に示す回路図、図３は図
１の他の一部を具体的に示す回路図、図４は本発明のス
イッチング電源装置の他の実施例を示すブロック図、図
５は図４を具体的に示す回路図、図６は図４，図５に示
す他の実施例の動作を説明するための特性図である。
装置について、添付図面を参照して説明する。図１は本
発明のスイッチング電源装置の一実施例を示すブロック
図、図２は図１の一部を具体的に示す回路図、図３は図
１の他の一部を具体的に示す回路図、図４は本発明のス
イッチング電源装置の他の実施例を示すブロック図、図
５は図４を具体的に示す回路図、図６は図４，図５に示
す他の実施例の動作を説明するための特性図である。
【０００７】図１において、整流回路１には、交流電源
電圧として、１００Ｖもしくは２３０Ｖのいずれかが入
力される。交流電源電圧はこれに限定されるものではな
く、さらに多くの電圧に対応するものでもよい。整流回
路１の出力はスイッチングトランス２に入力される。ス
イッチングトランス２には出力トランジスタＱ１が接続
されており、出力トランジスタＱ１はスイッチング制御
回路３によって発生するパルスによってオン・オフ制御
される。これによりスイッチングトランス２はスイッチ
ング動作して高圧を発生する。この高圧は整流されて直
流高圧となり、図示していない後段へと供給される。
電圧として、１００Ｖもしくは２３０Ｖのいずれかが入
力される。交流電源電圧はこれに限定されるものではな
く、さらに多くの電圧に対応するものでもよい。整流回
路１の出力はスイッチングトランス２に入力される。ス
イッチングトランス２には出力トランジスタＱ１が接続
されており、出力トランジスタＱ１はスイッチング制御
回路３によって発生するパルスによってオン・オフ制御
される。これによりスイッチングトランス２はスイッチ
ング動作して高圧を発生する。この高圧は整流されて直
流高圧となり、図示していない後段へと供給される。
【０００８】出力トランジスタＱ１のコレクタ・エミッ
タ間には、２つのスナバ回路４，５が並列に接続されて
いる。スナバ回路４，５はリンギング等を抑えるための
ものである。スナバ回路５には、スイッチＳ１が直列に
接続されている。このスイッチＳ１は、後述する立ち上
がり検出回路６や電源電圧検出回路７によってオン・オ
フ制御される。スイッチＳ１がオンのとき、スナバ回路
５がスナバ回路４に並列接続され、スナバ定数が大とな
る。スイッチＳ１がオフのときはスナバ回路４のみとな
るので、スナバ定数が小となる。
タ間には、２つのスナバ回路４，５が並列に接続されて
いる。スナバ回路４，５はリンギング等を抑えるための
ものである。スナバ回路５には、スイッチＳ１が直列に
接続されている。このスイッチＳ１は、後述する立ち上
がり検出回路６や電源電圧検出回路７によってオン・オ
フ制御される。スイッチＳ１がオンのとき、スナバ回路
５がスナバ回路４に並列接続され、スナバ定数が大とな
る。スイッチＳ１がオフのときはスナバ回路４のみとな
るので、スナバ定数が小となる。
【０００９】また、整流回路１の一方（図中下側）の出
力端子と出力トランジスタＱ１のエミッタとの間には、
電流検知抵抗Ｒ１と、スイッチングトランス２に流れる
電流を制限する電流制限値を決定する複数の抵抗Ｒ２〜
Ｒ４が接続されている。電流検知抵抗Ｒ１によってスイ
ッチングトランス２より流れ出す電流を検知して、抵抗
Ｒ２〜Ｒ４で分割してスイッチング制御回路３へとフィ
ードバックする。抵抗Ｒ１〜Ｒ４やスイッチング制御回
路３は電流制限回路として動作し、過電流を防止する。
抵抗Ｒ４には、スイッチＳ２が接続されている。このス
イッチＳ２は、後述する立ち上がり検出回路６や電源電
圧検出回路７によってオン・オフ制御される。スイッチ
Ｓ２がオンのとき、電流制限値は、制限の程度が大なる
値（電流制限大）となる。スイッチＳ２がオフのときは
制限の程度が小なる値（電流制限小）となる。
力端子と出力トランジスタＱ１のエミッタとの間には、
電流検知抵抗Ｒ１と、スイッチングトランス２に流れる
電流を制限する電流制限値を決定する複数の抵抗Ｒ２〜
Ｒ４が接続されている。電流検知抵抗Ｒ１によってスイ
ッチングトランス２より流れ出す電流を検知して、抵抗
Ｒ２〜Ｒ４で分割してスイッチング制御回路３へとフィ
ードバックする。抵抗Ｒ１〜Ｒ４やスイッチング制御回
路３は電流制限回路として動作し、過電流を防止する。
抵抗Ｒ４には、スイッチＳ２が接続されている。このス
イッチＳ２は、後述する立ち上がり検出回路６や電源電
圧検出回路７によってオン・オフ制御される。スイッチ
Ｓ２がオンのとき、電流制限値は、制限の程度が大なる
値（電流制限大）となる。スイッチＳ２がオフのときは
制限の程度が小なる値（電流制限小）となる。
【００１０】整流回路１の一方（図中上側）の出力端子
には、立ち上がり検出回路６と、電源電圧検出回路７が
接続されている。立ち上がり検出回路６は、このスイッ
チング電源装置の入力電源電圧の立ち上がりを検出し、
立ち上がりの所定期間、スイッチＳ１，Ｓ２をオンする
ための制御信号を発生する。立ち上がりの所定期間は、
電源電圧が通常動作時の電圧となるまでの十分な時間と
する。電源電圧検出回路７は、整流回路１に入力される
交流電源電圧が１００Ｖと２３０Ｖのいずれであるかを
検出し、１００ＶであればスイッチＳ１，Ｓ２をオフ
し、２３０ＶであればスイッチＳ１，Ｓ２をオンするた
めの制御信号を発生する。
には、立ち上がり検出回路６と、電源電圧検出回路７が
接続されている。立ち上がり検出回路６は、このスイッ
チング電源装置の入力電源電圧の立ち上がりを検出し、
立ち上がりの所定期間、スイッチＳ１，Ｓ２をオンする
ための制御信号を発生する。立ち上がりの所定期間は、
電源電圧が通常動作時の電圧となるまでの十分な時間と
する。電源電圧検出回路７は、整流回路１に入力される
交流電源電圧が１００Ｖと２３０Ｖのいずれであるかを
検出し、１００ＶであればスイッチＳ１，Ｓ２をオフ
し、２３０ＶであればスイッチＳ１，Ｓ２をオンするた
めの制御信号を発生する。
【００１１】スイッチＳ１，Ｓ２のオン・オフ条件を表
１に示す。
１に示す。
【表１】
【００１２】表１より分かるように、通常時は、１００
ＶであればスイッチＳ１，Ｓ２はオフとなるように制御
され、２３０ＶあればスイッチＳ１，Ｓ２はオンとなる
ように制御される。電源電圧の立ち上がり時は１００
Ｖ，２３０Ｖいずれの場合でもスイッチＳ１，Ｓ２はオ
ンとなるように制御される。
ＶであればスイッチＳ１，Ｓ２はオフとなるように制御
され、２３０ＶあればスイッチＳ１，Ｓ２はオンとなる
ように制御される。電源電圧の立ち上がり時は１００
Ｖ，２３０Ｖいずれの場合でもスイッチＳ１，Ｓ２はオ
ンとなるように制御される。
【００１３】図１に示す実施例は、立ち上がり検出回路
６と電源電圧検出回路７との双方を備えた好ましい実施
形態であるが、立ち上がり検出回路６と電源電圧検出回
路７のいずれか一方を備えた構成のみであっても十分効
果的である。図２は、電源電圧検出回路７を備え、スナ
バ定数を切り換えるよう構成した実施例であり、これ
は、図１における一部の回路に相当する。なお、図２に
おいて、図１と同一部分には同一符号を付し、その説明
を省略する。
６と電源電圧検出回路７との双方を備えた好ましい実施
形態であるが、立ち上がり検出回路６と電源電圧検出回
路７のいずれか一方を備えた構成のみであっても十分効
果的である。図２は、電源電圧検出回路７を備え、スナ
バ定数を切り換えるよう構成した実施例であり、これ
は、図１における一部の回路に相当する。なお、図２に
おいて、図１と同一部分には同一符号を付し、その説明
を省略する。
【００１４】図２において、電源電圧検出回路７は、抵
抗Ｒ７１，Ｒ７２の直列回路よりなる。スイッチＳ１
は、トランジスタＱ２により構成され、抵抗Ｒ７１，Ｒ
７２の接続点とトランジスタＱ２のベースとの間には、
ツェナーダイオードＤ１が接続されている。ツェナーダ
イオードＤ１を１００Ｖのときオフ、２３０Ｖのときオ
ンとなるように設定する。これにより、２３０Ｖではト
ランジスタＱ２がオンとなり、スナバ回路４に対しスナ
バ回路５が並列接続され、スナバ定数が大となる。
抗Ｒ７１，Ｒ７２の直列回路よりなる。スイッチＳ１
は、トランジスタＱ２により構成され、抵抗Ｒ７１，Ｒ
７２の接続点とトランジスタＱ２のベースとの間には、
ツェナーダイオードＤ１が接続されている。ツェナーダ
イオードＤ１を１００Ｖのときオフ、２３０Ｖのときオ
ンとなるように設定する。これにより、２３０Ｖではト
ランジスタＱ２がオンとなり、スナバ回路４に対しスナ
バ回路５が並列接続され、スナバ定数が大となる。
【００１５】図３は、立ち上がり検出回路６を備え、電
流制限回路における電流制限値を切り換えるよう構成し
た実施例であり、これは、図１における一部の回路に相
当する。なお、図３において、図１と同一部分には同一
符号を付し、その説明を省略する。図３において、立ち
上がり検出回路６は、抵抗Ｒ６とツェナーダイオードＤ
６１とコンデンサＣ６との直列回路と、抵抗Ｒ６に並列
接続した放電ダイオードＤ６２とよりなる。スイッチＳ
２は、トランジスタＱ３と、トランジスタＱ３のベース
・エミッタ間に接続した抵抗Ｒ５とよりなる。
流制限回路における電流制限値を切り換えるよう構成し
た実施例であり、これは、図１における一部の回路に相
当する。なお、図３において、図１と同一部分には同一
符号を付し、その説明を省略する。図３において、立ち
上がり検出回路６は、抵抗Ｒ６とツェナーダイオードＤ
６１とコンデンサＣ６との直列回路と、抵抗Ｒ６に並列
接続した放電ダイオードＤ６２とよりなる。スイッチＳ
２は、トランジスタＱ３と、トランジスタＱ３のベース
・エミッタ間に接続した抵抗Ｒ５とよりなる。
【００１６】電源電圧の立ち上がり時には、抵抗Ｒ６と
コンデンサＣ６を介してトランジスタＱ３に充電電流が
流れ、トランジスタＱ３はオンとなる。抵抗Ｒ６とコン
デンサＣ６の時定数は、電源電圧が十分立ち上がる時間
となるよう設定する。トランジスタＱ３がオンとなれ
ば、電流制限値がより制限される値となり、出力トラン
ジスタＱ１等のデバイスのローカスがＡＳＯ（Area of
Safety Operation）を超えないよう制御される。電源が
オフされると、放電ダイオードＤ６２によってコンデン
サＣ６の電荷は急速に放電される。ツェナーダイオード
Ｄ６１は整流回路１による整流後のリップルを削除する
ために設けたものであり、抵抗Ｒ６，Ｒ５で分割された
リップル電圧を超えるような電圧値に設定する。
コンデンサＣ６を介してトランジスタＱ３に充電電流が
流れ、トランジスタＱ３はオンとなる。抵抗Ｒ６とコン
デンサＣ６の時定数は、電源電圧が十分立ち上がる時間
となるよう設定する。トランジスタＱ３がオンとなれ
ば、電流制限値がより制限される値となり、出力トラン
ジスタＱ１等のデバイスのローカスがＡＳＯ（Area of
Safety Operation）を超えないよう制御される。電源が
オフされると、放電ダイオードＤ６２によってコンデン
サＣ６の電荷は急速に放電される。ツェナーダイオード
Ｄ６１は整流回路１による整流後のリップルを削除する
ために設けたものであり、抵抗Ｒ６，Ｒ５で分割された
リップル電圧を超えるような電圧値に設定する。
【００１７】このように、入力される電源電圧に応じて
スナバ定数を切り換える切り換え手段（スイッチＳ１）
を備えた構成では、１００Ｖの場合にはスナバ定数を小
とし、２３０Ｖの場合にはスナバ定数を大とするので、
従来のように、２３０Ｖに合わせて大きなスナバ定数と
した場合に比べて、１００Ｖの場合における損失が小さ
くなる。また、電源電圧の立ち上がりを検出してスナバ
定数を切り換えることにより、通常時にはスナバ定数を
小さくすることができるので、損失が低減される。
スナバ定数を切り換える切り換え手段（スイッチＳ１）
を備えた構成では、１００Ｖの場合にはスナバ定数を小
とし、２３０Ｖの場合にはスナバ定数を大とするので、
従来のように、２３０Ｖに合わせて大きなスナバ定数と
した場合に比べて、１００Ｖの場合における損失が小さ
くなる。また、電源電圧の立ち上がりを検出してスナバ
定数を切り換えることにより、通常時にはスナバ定数を
小さくすることができるので、損失が低減される。
【００１８】さらに、入力される電源電圧に応じて電流
制限値を切り換える切り換え手段（スイッチＳ２）を備
えた構成では、流れる電流は１００Ｖの場合よりも少な
いが、高電圧となる２３０Ｖの場合に、ローカスが広が
ってＡＳＯを超えてしまうことがない。従って、出力ト
ランジスタＱ１等のデバイスの定格を必要以上に大きく
する必要がなく、コストダウンが達成される。また、電
源電圧の立ち上がりを検出して電流制限値を切り換える
ことにより、デバイスの定格を必要以上に大きくする必
要がなく、コストダウンが達成される。
制限値を切り換える切り換え手段（スイッチＳ２）を備
えた構成では、流れる電流は１００Ｖの場合よりも少な
いが、高電圧となる２３０Ｖの場合に、ローカスが広が
ってＡＳＯを超えてしまうことがない。従って、出力ト
ランジスタＱ１等のデバイスの定格を必要以上に大きく
する必要がなく、コストダウンが達成される。また、電
源電圧の立ち上がりを検出して電流制限値を切り換える
ことにより、デバイスの定格を必要以上に大きくする必
要がなく、コストダウンが達成される。
【００１９】次に、図４に示す他の実施例について説明
する。図１においては、２つの電源電圧に応じて電流制
限値を選択的に切り換えるようにしたが、図４に示す実
施例はさらにこれを発展させたものである。なお、図４
において、図１と同一部分には同一符号を付し、その説
明を省略する。図４において、整流回路１には、例えば
１００Ｖ〜２３０Ｖの交流電源電圧が入力される。整流
回路１の２つの出力端子間には、電源電圧連動減衰器８
が接続されている。電源電圧連動減衰器８の出力端子と
出力トランジスタＱ１のエミッタとの間には抵抗Ｒ７，
Ｒ８が接続されている。抵抗Ｒ７，Ｒ８は、図１におけ
る抵抗Ｒ２〜Ｒ４と同様、電流検知抵抗Ｒ１で検知した
電圧を分割するためのものである。
する。図１においては、２つの電源電圧に応じて電流制
限値を選択的に切り換えるようにしたが、図４に示す実
施例はさらにこれを発展させたものである。なお、図４
において、図１と同一部分には同一符号を付し、その説
明を省略する。図４において、整流回路１には、例えば
１００Ｖ〜２３０Ｖの交流電源電圧が入力される。整流
回路１の２つの出力端子間には、電源電圧連動減衰器８
が接続されている。電源電圧連動減衰器８の出力端子と
出力トランジスタＱ１のエミッタとの間には抵抗Ｒ７，
Ｒ８が接続されている。抵抗Ｒ７，Ｒ８は、図１におけ
る抵抗Ｒ２〜Ｒ４と同様、電流検知抵抗Ｒ１で検知した
電圧を分割するためのものである。
【００２０】図５は、図４の具体的な回路の一例を示し
ている。図５に示すように、電源電圧連動減衰器８は、
入力される交流電源電圧を検知する検知回路８１と、減
衰器８２とよりなる。検知回路８１は、抵抗Ｒ８１１，
Ｒ８１２の直列回路よりなる。減衰器８２は、ダイオー
ドＤ８２とトランジスタＱ８２と抵抗Ｒ８２とよりな
る。抵抗Ｒ８２はバイアス抵抗であり、ダイオードＤ８
２は温度補償用ダイオードである。整流回路１によって
整流された電圧は抵抗Ｒ８１１，Ｒ８１２で分圧され、
減衰器８２に入力される。
ている。図５に示すように、電源電圧連動減衰器８は、
入力される交流電源電圧を検知する検知回路８１と、減
衰器８２とよりなる。検知回路８１は、抵抗Ｒ８１１，
Ｒ８１２の直列回路よりなる。減衰器８２は、ダイオー
ドＤ８２とトランジスタＱ８２と抵抗Ｒ８２とよりな
る。抵抗Ｒ８２はバイアス抵抗であり、ダイオードＤ８
２は温度補償用ダイオードである。整流回路１によって
整流された電圧は抵抗Ｒ８１１，Ｒ８１２で分圧され、
減衰器８２に入力される。
【００２１】このようにすると、トランジスタＱ８２の
ベースは抵抗Ｒ８２，ダイオードＤ８２，抵抗Ｒ８１２
でバイアスされるので、整流回路１の出力電圧が小さい
ときは抵抗Ｒ８１１，Ｒ８１２の分圧電圧も小さくな
り、トランジスタＱ８２のコレクタ・エミッタ間電圧が
大きくなる。整流回路１の出力電圧が大きいときは、ト
ランジスタＱ８２のコレクタ・エミッタ間電圧が小さく
なる。このトランジスタＱ８２のコレクタ・エミッタ間
電圧は連続的に制御される。これにより、電流制限値
は、入力される電源電圧に連動して連続的に制御される
こととなる。
ベースは抵抗Ｒ８２，ダイオードＤ８２，抵抗Ｒ８１２
でバイアスされるので、整流回路１の出力電圧が小さい
ときは抵抗Ｒ８１１，Ｒ８１２の分圧電圧も小さくな
り、トランジスタＱ８２のコレクタ・エミッタ間電圧が
大きくなる。整流回路１の出力電圧が大きいときは、ト
ランジスタＱ８２のコレクタ・エミッタ間電圧が小さく
なる。このトランジスタＱ８２のコレクタ・エミッタ間
電圧は連続的に制御される。これにより、電流制限値
は、入力される電源電圧に連動して連続的に制御される
こととなる。
【００２２】図６は、図４，図５に示す実施例の効果を
説明する特性図であり、比較のため、単に電流制限値を
切り換える場合も示している。上記の例では、整流回路
１には１００Ｖ〜２３０Ｖの交流電源電圧が入力される
としたが、ここでは、１００Ｖ以下についても示してい
る。スイッチング電流の値は、電圧が小さければ増え、
電圧が大きくなれば減るので、実線で示すように右下が
りの特性となる。図６においては、最大電流の場合と最
小電流の場合を示している。
説明する特性図であり、比較のため、単に電流制限値を
切り換える場合も示している。上記の例では、整流回路
１には１００Ｖ〜２３０Ｖの交流電源電圧が入力される
としたが、ここでは、１００Ｖ以下についても示してい
る。スイッチング電流の値は、電圧が小さければ増え、
電圧が大きくなれば減るので、実線で示すように右下が
りの特性となる。図６においては、最大電流の場合と最
小電流の場合を示している。
【００２３】電流制限回路による電流制限値を制限値１
と制限値２とで切り換える場合を破線にて示している。
図４，図５に示す実施例では、電流制限回路による電流
制限値は、制限値３として一点鎖線で示すように、交流
電源電圧が大きくなるに従って、制限の程度が連続的に
大なる値となるよう可変される。電流制限値を１００Ｖ
で最適な制限値１のみに固定した場合には、電流は少な
いものの電圧の大きい２３０Ｖのときローカスが広がっ
てＡＳＯを超えてしまう可能性がある。また、電流制限
値を２３０Ｖで最適な制限値２のみに固定した場合に
は、１００Ｖのときに制限値２で制限されてしまうた
め、ダイナミックレンジが抑えられ、性能が劣化する。
と制限値２とで切り換える場合を破線にて示している。
図４，図５に示す実施例では、電流制限回路による電流
制限値は、制限値３として一点鎖線で示すように、交流
電源電圧が大きくなるに従って、制限の程度が連続的に
大なる値となるよう可変される。電流制限値を１００Ｖ
で最適な制限値１のみに固定した場合には、電流は少な
いものの電圧の大きい２３０Ｖのときローカスが広がっ
てＡＳＯを超えてしまう可能性がある。また、電流制限
値を２３０Ｖで最適な制限値２のみに固定した場合に
は、１００Ｖのときに制限値２で制限されてしまうた
め、ダイナミックレンジが抑えられ、性能が劣化する。
【００２４】そこで、電流制限値を制限値１と制限値２
とで切り換えることが考えられるが、本発明ではさらに
これを発展させ、制限値３のように、電流制限値を交流
電源電圧に応じて連続的に可変させる。このようにすれ
ば、入力交流電源電圧がいずれの場合でも、常に最適な
電流制限値とすることができ、出力トランジスタＱ１等
のデバイスの定格を必要以上に大きくする必要がなく、
また、信頼性を高めることができる。
とで切り換えることが考えられるが、本発明ではさらに
これを発展させ、制限値３のように、電流制限値を交流
電源電圧に応じて連続的に可変させる。このようにすれ
ば、入力交流電源電圧がいずれの場合でも、常に最適な
電流制限値とすることができ、出力トランジスタＱ１等
のデバイスの定格を必要以上に大きくする必要がなく、
また、信頼性を高めることができる。
【００２５】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明のス
イッチング電源装置は、入力された電源電圧が、第１の
電源電圧であるか、より高い第２の電源電圧であるかを
検出する電源電圧検出回路と、この電源電圧検出回路に
よって検出された電源電圧に応じて、スナバ回路のスナ
バ定数を、第１の電源電圧のとき小、第２の電源電圧の
とき大となるよう切り換えるスナバ定数切り換え手段と
を設けて構成したり、入力される電源電圧の立ち上がり
を検出する立ち上がり検出回路と、この立ち上がり検出
回路によって検出された電源電圧の立ち上がりの所定期
間、電流制限回路における電流制限値を、制限の程度が
大なる値へと切り換える電流制限値切り換え手段とを設
けて構成したので、損失が少なく、必要以上に定格の大
きなデバイスを用いる必要がなく、コストダウンを図る
ことができる。
イッチング電源装置は、入力された電源電圧が、第１の
電源電圧であるか、より高い第２の電源電圧であるかを
検出する電源電圧検出回路と、この電源電圧検出回路に
よって検出された電源電圧に応じて、スナバ回路のスナ
バ定数を、第１の電源電圧のとき小、第２の電源電圧の
とき大となるよう切り換えるスナバ定数切り換え手段と
を設けて構成したり、入力される電源電圧の立ち上がり
を検出する立ち上がり検出回路と、この立ち上がり検出
回路によって検出された電源電圧の立ち上がりの所定期
間、電流制限回路における電流制限値を、制限の程度が
大なる値へと切り換える電流制限値切り換え手段とを設
けて構成したので、損失が少なく、必要以上に定格の大
きなデバイスを用いる必要がなく、コストダウンを図る
ことができる。
【００２６】さらに、電源電圧検出回路によって検出さ
れた電源電圧に応じて、スナバ回路のスナバ定数を、通
常時、第１の電源電圧のとき小、第２の電源電圧のとき
大となるよう切り換えると共に、電流制限回路における
電流制限値を、第１の電源電圧のとき制限の程度が小な
る値、第２の電源電圧のとき制限の程度が大なる値とな
るよう切り換え、立ち上がり検出回路によって検出され
た電源電圧の立ち上がりの所定期間には、スナバ回路の
スナバ定数を大となるよう切り換えると共に、電流制限
回路における電流制限値を制限の程度が大なる値となる
よう切り換えるよう構成したので、さらに、損失を少な
くすることができ、コストダウンを図ることができる。
また、電流制限回路における電流制限値を、制限の程度
が大なる値へと連続的に可変させる電流制限値可変手段
を設けて構成したので、損失を少なくすることができ、
コストダウンを図ることができ、信頼性も向上させるこ
とができる。
れた電源電圧に応じて、スナバ回路のスナバ定数を、通
常時、第１の電源電圧のとき小、第２の電源電圧のとき
大となるよう切り換えると共に、電流制限回路における
電流制限値を、第１の電源電圧のとき制限の程度が小な
る値、第２の電源電圧のとき制限の程度が大なる値とな
るよう切り換え、立ち上がり検出回路によって検出され
た電源電圧の立ち上がりの所定期間には、スナバ回路の
スナバ定数を大となるよう切り換えると共に、電流制限
回路における電流制限値を制限の程度が大なる値となる
よう切り換えるよう構成したので、さらに、損失を少な
くすることができ、コストダウンを図ることができる。
また、電流制限回路における電流制限値を、制限の程度
が大なる値へと連続的に可変させる電流制限値可変手段
を設けて構成したので、損失を少なくすることができ、
コストダウンを図ることができ、信頼性も向上させるこ
とができる。
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２】図１の一部を具体的に示す回路図である。
【図３】図１の他の一部を具体的に示す回路図である。
【図４】本発明の他の実施例を示すブロック図である。
【図５】図４を具体的に示す回路図である。
【図６】図４，図５に示す他の実施例の動作を説明する
ための特性図である。
ための特性図である。
１ 整流回路 ２ スイッチングトランス ３ スイッチング制御回路 ４，５ スナバ回路 ６ 立ち上がり検出回路 ７ 電源電圧検出回路 ８ 電源電圧連動減衰器 ８１ 検知回路 ８２ 減衰器 Ｑ１ 出力トランジスタ Ｑ２，Ｑ３，Ｑ８２ トランジスタ Ｒ１ 電流検知抵抗 Ｒ２〜Ｒ８，Ｒ７１，Ｒ７２，Ｒ８２，Ｒ８１１，Ｒ８
１２ 抵抗 Ｓ１，Ｓ２ スイッチ
１２ 抵抗 Ｓ１，Ｓ２ スイッチ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H006 AA01 BB01 CA01 CA07 CA12 CB00 CB09 CC02 DA04 DB05 DC05 GA01 5H730 AA02 AA16 AA20 AS04 BB23 BB43 BB57 CC01 CC16 DD02 DD41 FD11 XC01 XX04 XX15 XX25 XX35 5H740 AA08 BA11 BB01 BB07 BB10 MM03 MM11 NN12 NN18
Claims (4)
- 【請求項１】スイッチングトランスと、このスイッチン
グトランスに接続された出力トランジスタと、この出力
トランジスタに接続されたスナバ回路とを備え、第１の
電源電圧と、この第１の電源電圧より高い第２の電源電
圧との双方に対応するスイッチング電源装置において、 入力された電源電圧が、前記第１の電源電圧であるか前
記第２の電源電圧であるかを検出する電源電圧検出回路
と、 前記電源電圧検出回路によって検出された電源電圧に応
じて、前記スナバ回路のスナバ定数を、前記第１の電源
電圧のとき小、前記第２の電源電圧のとき大となるよう
切り換えるスナバ定数切り換え手段とを設けて構成した
ことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項２】スイッチングトランスと、このスイッチン
グトランスに流れる電流を制限する電流制限回路とを備
えたスイッチング電源装置において、 入力される電源電圧の立ち上がりを検出する立ち上がり
検出回路と、 前記立ち上がり検出回路によって検出された前記電源電
圧の立ち上がりの所定期間、前記電流制限回路における
電流制限値を、制限の程度が大なる値へと切り換える電
流制限値切り換え手段とを設けて構成したことを特徴と
するスイッチング電源装置。 - 【請求項３】スイッチングトランスと、このスイッチン
グトランスに接続された出力トランジスタと、この出力
トランジスタに接続されたスナバ回路と、前記スイッチ
ングトランスに流れる電流を制限する電流制限回路とを
備え、第１の電源電圧と、この第１の電源電圧より高い
第２の電源電圧との双方に対応するスイッチング電源装
置において、 入力される電源電圧の立ち上がりを検出する立ち上がり
検出回路と、 入力された電源電圧が、前記第１の電源電圧であるか前
記第２の電源電圧であるかを検出する電源電圧検出回路
と、 前記スナバ回路のスナバ定数を切り換えるスナバ定数切
り換え手段と、 前記電流制限回路における電流制限値を切り換える電流
制限値切り換え手段とを備え、 前記電源電圧検出回路によって検出された電源電圧に応
じて、前記スナバ回路のスナバ定数を、通常時、前記第
１の電源電圧のとき小、前記第２の電源電圧のとき大と
なるよう切り換えると共に、前記電流制限回路における
電流制限値を、前記第１の電源電圧のとき制限の程度が
小なる値、前記第２の電源電圧のとき制限の程度が大な
る値となるよう切り換え、 前記立ち上がり検出回路によって検出された前記電源電
圧の立ち上がりの所定期間には、前記スナバ回路のスナ
バ定数を大となるよう切り換えると共に、前記電流制限
回路における電流制限値を制限の程度が大なる値となる
よう切り換えるよう構成したことを特徴とするスイッチ
ング電源装置。 - 【請求項４】スイッチングトランスと、このスイッチン
グトランスに流れる電流を制限する電流制限回路とを備
え、複数の電源電圧に対応するスイッチング電源装置に
おいて、 前記電源電圧が大きくなるに従って、前記電流制限回路
における電流制限値を、制限の程度が大なる値へと連続
的に可変させる電流制限値可変手段を設けて構成したこ
とを特徴とするスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000032000A JP2001224177A (ja) | 2000-02-09 | 2000-02-09 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000032000A JP2001224177A (ja) | 2000-02-09 | 2000-02-09 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001224177A true JP2001224177A (ja) | 2001-08-17 |
Family
ID=18556668
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000032000A Pending JP2001224177A (ja) | 2000-02-09 | 2000-02-09 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001224177A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010082305A1 (ja) * | 2009-01-13 | 2010-07-22 | 富士通株式会社 | 直流直流変換器、直流直流変換器の制御方法、および電子機器 |
| KR101239801B1 (ko) | 2006-07-18 | 2013-03-06 | 엘지전자 주식회사 | 에스엠피에스 피드백 전원 장치 |
-
2000
- 2000-02-09 JP JP2000032000A patent/JP2001224177A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101239801B1 (ko) | 2006-07-18 | 2013-03-06 | 엘지전자 주식회사 | 에스엠피에스 피드백 전원 장치 |
| WO2010082305A1 (ja) * | 2009-01-13 | 2010-07-22 | 富士通株式会社 | 直流直流変換器、直流直流変換器の制御方法、および電子機器 |
| CN102273056A (zh) * | 2009-01-13 | 2011-12-07 | 富士通株式会社 | 直流直流转换器，直流直流转换器的控制方法以及电子设备 |
| JPWO2010082305A1 (ja) * | 2009-01-13 | 2012-06-28 | 富士通株式会社 | 直流直流変換器、直流直流変換器の制御方法、および電子機器 |
| US8344718B2 (en) | 2009-01-13 | 2013-01-01 | Fujitsu Limited | DC-DC converter, method for controlling DC-DC converter, and electronic device |
| KR101285791B1 (ko) * | 2009-01-13 | 2013-07-19 | 후지쯔 가부시끼가이샤 | 직류 직류 변환기, 직류 직류 변환기의 제어 방법, 및 전자 기기 |
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