JP2001127675A - ９０度位相回転とビームフォーマ確認を用いた閉ループ・モードを持つ符号分割多元接続無線システム - Google Patents
９０度位相回転とビームフォーマ確認を用いた閉ループ・モードを持つ符号分割多元接続無線システムInfo
- Publication number
- JP2001127675A JP2001127675A JP2000282674A JP2000282674A JP2001127675A JP 2001127675 A JP2001127675 A JP 2001127675A JP 2000282674 A JP2000282674 A JP 2000282674A JP 2000282674 A JP2000282674 A JP 2000282674A JP 2001127675 A JP2001127675 A JP 2001127675A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- slot
- value
- slots
- phase difference
- channel measurement
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
- H04B7/084—Equal gain combining, only phase adjustments
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
- H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
- H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
- H04B7/0617—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal for beam forming
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
- H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
- H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
- H04B7/0619—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal using feedback from receiving side
- H04B7/0621—Feedback content
- H04B7/0634—Antenna weights or vector/matrix coefficients
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
- H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
- H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
- H04B7/0619—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal using feedback from receiving side
- H04B7/0652—Feedback error handling
- H04B7/0654—Feedback error handling at the receiver, e.g. antenna verification at mobile station
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
- H04B7/0842—Weighted combining
- H04B7/0848—Joint weighting
- H04B7/0857—Joint weighting using maximum ratio combining techniques, e.g. signal-to- interference ratio [SIR], received signal strenght indication [RSS]
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＣＤＭＡ方式に送信アンテナ・ダイバーシテ
ィを用いるとき、ドップラ・フェージング速度に応じて
比較的簡単なアルゴリズムで精度よく信号を復号する装
置を提供する。 【解決手段】 無線通信システム１０のユーザ局１２
は、送信局１４の少なくとも２本の送信アンテナから送
られる複数のスロットを受信して逆拡散する逆拡散回路
２２を備える。複数のスロットはそれぞれ異なるパイロ
ット記号を含む第１および第２のチャンネルを含む。ユ
ーザ局１４は第１および第２の送信アンテナからの所定
のスロット毎にそれぞれ第１および第２のチャンネル測
定値を測定する回路５０を備える。またユーザ局１４
は、所定のスロットについての第１および第２のチャン
ネル測定値に応じて、また所定のスロットの直前に逆拡
散回路２２が受信したスロットに対して所定のスロット
が９０度回転するとこれに応じて所定のスロット毎に位
相差値を測定する回路５２を備える。
ィを用いるとき、ドップラ・フェージング速度に応じて
比較的簡単なアルゴリズムで精度よく信号を復号する装
置を提供する。 【解決手段】 無線通信システム１０のユーザ局１２
は、送信局１４の少なくとも２本の送信アンテナから送
られる複数のスロットを受信して逆拡散する逆拡散回路
２２を備える。複数のスロットはそれぞれ異なるパイロ
ット記号を含む第１および第２のチャンネルを含む。ユ
ーザ局１４は第１および第２の送信アンテナからの所定
のスロット毎にそれぞれ第１および第２のチャンネル測
定値を測定する回路５０を備える。またユーザ局１４
は、所定のスロットについての第１および第２のチャン
ネル測定値に応じて、また所定のスロットの直前に逆拡
散回路２２が受信したスロットに対して所定のスロット
が９０度回転するとこれに応じて所定のスロット毎に位
相差値を測定する回路５２を備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は無線通信システムに
関するもので、特にかかるシステムの閉ループ動作モー
ドに関する。
関するもので、特にかかるシステムの閉ループ動作モー
ドに関する。
【０００２】
【従来の技術】無線通信はビジネス、個人、その他の応
用に広く使われるようになり、無線通信技術は多くの分
野で絶えず発達している。かかる発達の１つに、符号分
割多元接続（ＣＤＭＡ）を含むスペクトラム拡散通信が
ある。この通信では、ユーザ局（例えば、ハンドヘルド
・セルラ電話）は基地局と通信する。一般に基地局は
「セル」に対応する。またＣＤＭＡシステムの特徴は、
各信号に特有の符号を割り当てることにより共通チャン
ネル上で異なるデータ信号を同時に伝送することであ
る。この特有の符号とセル内の選択されたユーザ局の符
号とが一致したときに、データ信号の正しい受信者が決
まる。ＣＤＭＡが発展を続けた結果、次世代の広帯域Ｃ
ＤＭＡ（ＷＣＤＭＡ）が出現した。ＷＣＤＭＡはデータ
転送の２つの方式を含む。１つは周波数分割二重（ＦＤ
Ｄ）方式であり、もう１つは時分割二重（ＴＤＤ）方式
である。
用に広く使われるようになり、無線通信技術は多くの分
野で絶えず発達している。かかる発達の１つに、符号分
割多元接続（ＣＤＭＡ）を含むスペクトラム拡散通信が
ある。この通信では、ユーザ局（例えば、ハンドヘルド
・セルラ電話）は基地局と通信する。一般に基地局は
「セル」に対応する。またＣＤＭＡシステムの特徴は、
各信号に特有の符号を割り当てることにより共通チャン
ネル上で異なるデータ信号を同時に伝送することであ
る。この特有の符号とセル内の選択されたユーザ局の符
号とが一致したときに、データ信号の正しい受信者が決
まる。ＣＤＭＡが発展を続けた結果、次世代の広帯域Ｃ
ＤＭＡ（ＷＣＤＭＡ）が出現した。ＷＣＤＭＡはデータ
転送の２つの方式を含む。１つは周波数分割二重（ＦＤ
Ｄ）方式であり、もう１つは時分割二重（ＴＤＤ）方式
である。
【０００３】ＣＤＭＡ通信は無線媒体を通ることなどの
種々の要因があるので、最初に基地局からユーザ局に送
信された信号は多重の異なる時刻にユーザ局に到着す
る。元は同じ信号であるが到着時刻が異なる各信号は、
同じ信号であるが到着時刻の異なる他の信号に関してダ
イバーシティを有する、と言う。またＣＤＭＡ通信には
種々の型のダイバーシティが起こる。そしてＣＤＭＡ技
術は、信号に影響を与える１つ以上のダイバーシティに
起因する各信号への影響を利用して元のデータを受信し
識別するよう努める。
種々の要因があるので、最初に基地局からユーザ局に送
信された信号は多重の異なる時刻にユーザ局に到着す
る。元は同じ信号であるが到着時刻が異なる各信号は、
同じ信号であるが到着時刻の異なる他の信号に関してダ
イバーシティを有する、と言う。またＣＤＭＡ通信には
種々の型のダイバーシティが起こる。そしてＣＤＭＡ技
術は、信号に影響を与える１つ以上のダイバーシティに
起因する各信号への影響を利用して元のデータを受信し
識別するよう努める。
【０００４】ＣＤＭＡダイバーシティの１つの型は、基
地局から送信された信号が、接触する地面や、山や、建
物や、その他の物体により反射されることから起こる。
その結果、同じ１つの伝送信号は多くの異なる時刻に受
信ユーザ局に到着する。かかる到着が時間的に十分離れ
ていると仮定すると、それぞれの異なる到着信号は、異
なるチャンネルを進んで異なる「パス」として到着す
る、と言う。かかる多重信号をこの技術では多重パスま
たはマルチパスと呼ぶ。結局複数のマルチパスがユーザ
局に到着し、各パスが進むチャンネルに従って各パスの
位相、振幅、信号対雑音比（ＳＮＲ）は異なる。したが
って、１つの基地局から１つのユーザ局への１つの通信
毎に、各マルチパスは元の送信データと同じものであ
り、各パスは到着時刻の差に起因する他のマルチパスに
対して時間ダイバーシティを有する、と言う。到着時刻
が異なると、マルチパス毎の（相関のない）フェージン
グ／雑音特性は異なる。マルチパスは同じユーザ・デー
タを受信機に運ぶが、受信機は各マルチパスの到着のタ
イミングに基づいてこれらを別々に認識する。詳しく述
べると、ＣＤＭＡ通信では拡散符号を用いて変調する。
拡散符号は一連の２進パルスから成り、記号データより
高速で進み、実際の伝送帯域幅を決定する。この符号に
従って伝送されるＣＤＭＡ信号の各片を「チップ」と呼
出し、各チップはＣＤＭＡ符号内の或る要素に対応す
る。したがって、チップ周波数はＣＤＭＡ符号の速度を
定義する。チップを用いるＣＤＭＡ信号の伝送を用いる
と、１つ以上のこれらチップにより時間的に分離された
マルチパスを受信機は識別することができる。なぜな
ら、この技術で知られているようにＣＤＭＡの自己相関
は低いからである。
地局から送信された信号が、接触する地面や、山や、建
物や、その他の物体により反射されることから起こる。
その結果、同じ１つの伝送信号は多くの異なる時刻に受
信ユーザ局に到着する。かかる到着が時間的に十分離れ
ていると仮定すると、それぞれの異なる到着信号は、異
なるチャンネルを進んで異なる「パス」として到着す
る、と言う。かかる多重信号をこの技術では多重パスま
たはマルチパスと呼ぶ。結局複数のマルチパスがユーザ
局に到着し、各パスが進むチャンネルに従って各パスの
位相、振幅、信号対雑音比（ＳＮＲ）は異なる。したが
って、１つの基地局から１つのユーザ局への１つの通信
毎に、各マルチパスは元の送信データと同じものであ
り、各パスは到着時刻の差に起因する他のマルチパスに
対して時間ダイバーシティを有する、と言う。到着時刻
が異なると、マルチパス毎の（相関のない）フェージン
グ／雑音特性は異なる。マルチパスは同じユーザ・デー
タを受信機に運ぶが、受信機は各マルチパスの到着のタ
イミングに基づいてこれらを別々に認識する。詳しく述
べると、ＣＤＭＡ通信では拡散符号を用いて変調する。
拡散符号は一連の２進パルスから成り、記号データより
高速で進み、実際の伝送帯域幅を決定する。この符号に
従って伝送されるＣＤＭＡ信号の各片を「チップ」と呼
出し、各チップはＣＤＭＡ符号内の或る要素に対応す
る。したがって、チップ周波数はＣＤＭＡ符号の速度を
定義する。チップを用いるＣＤＭＡ信号の伝送を用いる
と、１つ以上のこれらチップにより時間的に分離された
マルチパスを受信機は識別することができる。なぜな
ら、この技術で知られているようにＣＤＭＡの自己相関
は低いからである。
【０００５】自然現象であるマルチパス・ダイバーシテ
ィの他に、ＳＮＲを向上させることにより他のデータ精
度の測度（例えば、ビット誤り率（ＢＥＲ）や、フレー
ム誤り率（ＦＥＲ）や、記号誤り率（ＳＥＲ））を改善
するために、他の型のダイバーシティをＣＤＭＡシステ
ムに組み込むことができる。かかる組み込まれたダイバ
ーシティ方式の例としてアンテナ・ダイバーシティがあ
る。これを挙げた理由は、後で説明する好ましい実施の
形態に用いられる通信方式に関係するからである。まず
アンテナ・ダイバーシティを一般的に説明すると、これ
はアンテナ・アレイ・ダイバーシティとも呼び、同じ局
が２本以上のアンテナを用いる無線システムを指す。ア
ンテナ・ダイバーシティが有用である理由は、異なるア
ンテナの間ではフェージングが独立だからである。また
多重アンテナを用いる局とは、単一アンテナの移動体ユ
ーザ局から送られる信号を多重アンテナを用いて受信す
る基地局を指すことが多い。ただし、最近では基地局が
多重アンテナを用いて単一アンテナ移動局に信号を送る
システムも提案されている。本発明はむしろ多重送信ア
ンテナを用いる基地局に関係するので、この場合につい
て以下に詳細に説明する。
ィの他に、ＳＮＲを向上させることにより他のデータ精
度の測度（例えば、ビット誤り率（ＢＥＲ）や、フレー
ム誤り率（ＦＥＲ）や、記号誤り率（ＳＥＲ））を改善
するために、他の型のダイバーシティをＣＤＭＡシステ
ムに組み込むことができる。かかる組み込まれたダイバ
ーシティ方式の例としてアンテナ・ダイバーシティがあ
る。これを挙げた理由は、後で説明する好ましい実施の
形態に用いられる通信方式に関係するからである。まず
アンテナ・ダイバーシティを一般的に説明すると、これ
はアンテナ・アレイ・ダイバーシティとも呼び、同じ局
が２本以上のアンテナを用いる無線システムを指す。ア
ンテナ・ダイバーシティが有用である理由は、異なるア
ンテナの間ではフェージングが独立だからである。また
多重アンテナを用いる局とは、単一アンテナの移動体ユ
ーザ局から送られる信号を多重アンテナを用いて受信す
る基地局を指すことが多い。ただし、最近では基地局が
多重アンテナを用いて単一アンテナ移動局に信号を送る
システムも提案されている。本発明はむしろ多重送信ア
ンテナを用いる基地局に関係するので、この場合につい
て以下に詳細に説明する。
【０００６】基地局が２本以上の送信アンテナを用いる
方式を送信アンテナ・ダイバーシティと呼ぶ。移動体通
信の分野での例として、或る基地局の送信機は単一アン
テナの移動局に送信するための２本のアンテナを備え
る。基地局が送信用に多重アンテナを用いる方が、移動
局が多重アンテナを用いるより良いと考えられる。その
理由は、一般に移動局はハンドヘルドまたはこれと同程
度の装置であって、かかる装置は基地局に比べて低電力
であり、また必要な処理が少ないことが望ましいからで
ある。このように、移動局では資源を減らしたいので多
重アンテナは好ましくなく、比較的高電力の基地局では
アンテナ・ダイバーシティが容易である。いずれにして
も、送信アンテナ・ダイバーシティもダイバーシティの
１つの形であり、受信機でのデータの精度を高めるため
種々の信号を別々に処理した後に組み合わせるので、Ｓ
ＮＲは単一アンテナ通信より改善される。また送信アン
テナ・ダイバーシティでは上に述べたマルチパス・ダイ
バーシティとは異なり、１つの局での多重送信アンテナ
は一般に互いに数メートル（例えば、３乃至４メート
ル）以内にある。この空間関係を空間ダイバーシティを
与えるとも言う。空間ダイバーシティの距離が決まる
と、各アンテナが送信する同じ信号は送信アンテナの間
の距離に関係する各時刻に宛先に到着する（他のダイバ
ーシティがないと仮定する）。しかしこれらの時間差は
チップの幅よりかなり小さいので、上に述べたマルチパ
スと同じ方法では、到着する信号を別々に識別すること
ができない。
方式を送信アンテナ・ダイバーシティと呼ぶ。移動体通
信の分野での例として、或る基地局の送信機は単一アン
テナの移動局に送信するための２本のアンテナを備え
る。基地局が送信用に多重アンテナを用いる方が、移動
局が多重アンテナを用いるより良いと考えられる。その
理由は、一般に移動局はハンドヘルドまたはこれと同程
度の装置であって、かかる装置は基地局に比べて低電力
であり、また必要な処理が少ないことが望ましいからで
ある。このように、移動局では資源を減らしたいので多
重アンテナは好ましくなく、比較的高電力の基地局では
アンテナ・ダイバーシティが容易である。いずれにして
も、送信アンテナ・ダイバーシティもダイバーシティの
１つの形であり、受信機でのデータの精度を高めるため
種々の信号を別々に処理した後に組み合わせるので、Ｓ
ＮＲは単一アンテナ通信より改善される。また送信アン
テナ・ダイバーシティでは上に述べたマルチパス・ダイ
バーシティとは異なり、１つの局での多重送信アンテナ
は一般に互いに数メートル（例えば、３乃至４メート
ル）以内にある。この空間関係を空間ダイバーシティを
与えるとも言う。空間ダイバーシティの距離が決まる
と、各アンテナが送信する同じ信号は送信アンテナの間
の距離に関係する各時刻に宛先に到着する（他のダイバ
ーシティがないと仮定する）。しかしこれらの時間差は
チップの幅よりかなり小さいので、上に述べたマルチパ
スと同じ方法では、到着する信号を別々に識別すること
ができない。
【０００７】送信アンテナダイバーシティ方式が発展し
た結果、所定の送信アンテナ・ダイバーシティにおいて
受信機でのデータの認識を改善するための２つの信号通
信方式が開発された。すなわち、閉ループ送信ダイバー
シティと開ループ送信ダイバーシティである。閉ループ
送信ダイバーシティと開ループ送信ダイバーシティは共
に種々の形で実現されているが、この２つの方式の違い
はフィードバックにある。特定して述べると、閉ループ
送信ダイバーシティ方式はフィードバック通信チャンネ
ルを含むが、開ループ送信ダイバーシティ方式は含まな
い。詳しく述べると、閉ループ送信ダイバーシティ方式
の場合は、受信機は送信機から通信を受けて、受信した
信号に加えられたチャンネルの影響の１つ以上の値を決
定する、すなわち推定する。次に受信機はチャンネルの
影響の１つ以上の表現を送信機に送信する（すなわち、
フィードバックする）ので、送信機はそのチャンネルの
影響に応じてその後の通信を修正することができる。本
発明ではフィードバック値をビームフォーマ係数と呼
ぶ。送信機はこの係数を利用して、ユーザ局に送る通信
「ビーム」を形成する。
た結果、所定の送信アンテナ・ダイバーシティにおいて
受信機でのデータの認識を改善するための２つの信号通
信方式が開発された。すなわち、閉ループ送信ダイバー
シティと開ループ送信ダイバーシティである。閉ループ
送信ダイバーシティと開ループ送信ダイバーシティは共
に種々の形で実現されているが、この２つの方式の違い
はフィードバックにある。特定して述べると、閉ループ
送信ダイバーシティ方式はフィードバック通信チャンネ
ルを含むが、開ループ送信ダイバーシティ方式は含まな
い。詳しく述べると、閉ループ送信ダイバーシティ方式
の場合は、受信機は送信機から通信を受けて、受信した
信号に加えられたチャンネルの影響の１つ以上の値を決
定する、すなわち推定する。次に受信機はチャンネルの
影響の１つ以上の表現を送信機に送信する（すなわち、
フィードバックする）ので、送信機はそのチャンネルの
影響に応じてその後の通信を修正することができる。本
発明ではフィードバック値をビームフォーマ係数と呼
ぶ。送信機はこの係数を利用して、ユーザ局に送る通信
「ビーム」を形成する。
【０００８】ＣＤＭＡとＷＣＤＭＡが発展するに従っ
て、対応する多くの標準が開発された。例えば、ＷＣＤ
ＭＡに関して開発され現在も開発途中である多くの標準
は、無線通信用の第三世代パートナーシップ・プロジェ
クト（３ＧＰＰ）であり、これは３ＧＰＰ内の２システ
ムにも反映されている。３ＧＰＰでは、ＷＣＤＭＡ用の
閉ループ・アンテナ・ダイバーシティが支援されなけれ
ばならない。また過去において、３ＧＰＰは３つの異な
る通信モードのどれかを用いる閉ループ動作方式を設定
した。所定の時刻にどのモードを選択するかは或るユー
ザ局の受信機のドップラー・フェージング速度によって
決まる。言い換えると、ユーザ局は移動体のことが多
く、移動性やその他の要因のために、かかるユーザ局が
基地局から受信する信号内には或る量のドップラー・フ
ェージングが存在する可能性があるので、このフェージ
ングが閉ループ方式の選択に影響する。フェージング速
度によって３つの従来技術の動作モードの中から１つを
選択するわけであるが、各モードはいくつかの点で異な
る。１つの違いはユーザ局がビームフォーマ係数を量子
化する方法であるが、他にもモードによる違いがある。
かかる相違については後で説明する。いずれにしてもこ
こで背景として注意すべきは、３つのモードの間には一
般にトレードオフが存在し、フィードバック情報の分解
度が大きいほど（従ってビームフォーマの制御のレベル
が大きいほど）フィードバックと処理の遅れは大きくな
る。
て、対応する多くの標準が開発された。例えば、ＷＣＤ
ＭＡに関して開発され現在も開発途中である多くの標準
は、無線通信用の第三世代パートナーシップ・プロジェ
クト（３ＧＰＰ）であり、これは３ＧＰＰ内の２システ
ムにも反映されている。３ＧＰＰでは、ＷＣＤＭＡ用の
閉ループ・アンテナ・ダイバーシティが支援されなけれ
ばならない。また過去において、３ＧＰＰは３つの異な
る通信モードのどれかを用いる閉ループ動作方式を設定
した。所定の時刻にどのモードを選択するかは或るユー
ザ局の受信機のドップラー・フェージング速度によって
決まる。言い換えると、ユーザ局は移動体のことが多
く、移動性やその他の要因のために、かかるユーザ局が
基地局から受信する信号内には或る量のドップラー・フ
ェージングが存在する可能性があるので、このフェージ
ングが閉ループ方式の選択に影響する。フェージング速
度によって３つの従来技術の動作モードの中から１つを
選択するわけであるが、各モードはいくつかの点で異な
る。１つの違いはユーザ局がビームフォーマ係数を量子
化する方法であるが、他にもモードによる違いがある。
かかる相違については後で説明する。いずれにしてもこ
こで背景として注意すべきは、３つのモードの間には一
般にトレードオフが存在し、フィードバック情報の分解
度が大きいほど（従ってビームフォーマの制御のレベル
が大きいほど）フィードバックと処理の遅れは大きくな
る。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】先行する３つのモード
は、ＢＥＲ、ＦＥＲ、ＳＮＲなどの種々の測度から見た
性能においてかなりのレベルに達している。しかし本発
明者は、３つの方式はどれも種々の欠点を有することを
確認した。例えば、ドップラー・フェージングの変化に
応じて３つの異なるモードを切り替えるためのアルゴリ
ズムはかなり複雑である。別の例として、ドップラー周
波数全体にわたって従来のモード１とモード２を用いて
得られるのと同等のまたはより優れた結果を、１つのモ
ードを用いる別の方式により実現することができる。以
下に述べる詳細な説明を参照して好ましい実施の形態を
良く理解することにより、当業者は更に別の利点を確認
することができよう。
は、ＢＥＲ、ＦＥＲ、ＳＮＲなどの種々の測度から見た
性能においてかなりのレベルに達している。しかし本発
明者は、３つの方式はどれも種々の欠点を有することを
確認した。例えば、ドップラー・フェージングの変化に
応じて３つの異なるモードを切り替えるためのアルゴリ
ズムはかなり複雑である。別の例として、ドップラー周
波数全体にわたって従来のモード１とモード２を用いて
得られるのと同等のまたはより優れた結果を、１つのモ
ードを用いる別の方式により実現することができる。以
下に述べる詳細な説明を参照して好ましい実施の形態を
良く理解することにより、当業者は更に別の利点を確認
することができよう。
【００１０】
【課題を解決するための手段】好ましい実施の形態はユ
ーザ局を含む無線通信システムである。ユーザ局は、送
信局の少なくとも第１の送信アンテナと第２の送信アン
テナから送られる複数のスロットを受信して逆拡散する
ための逆拡散回路を備える。複数のスロットはそれぞれ
パイロット記号の第１の集合を含む第１のチャンネル
と、パイロット記号の第２の集合を含む第２のチャンネ
ルを含む。またユーザ局は第１の送信アンテナからの複
数のスロット内の所定のスロット毎に、また所定のスロ
ット内のパイロット記号の第１の集合に応じて、第１の
チャンネル測定値を測定する回路を備える。またユーザ
局は、第２の送信アンテナからの複数のスロット内の所
定のスロット毎に、また所定のスロット内のパイロット
記号の第１の集合に応じて、第２のチャンネル測定値を
測定する回路を備える。またユーザ局は、所定のスロッ
トの第１のチャンネル測定値と第２のチャンネル測定値
に応じて、また所定のスロットの直前に逆拡散回路が受
信したスロットに対する所定のスロットの９０度回転に
応じて、複数のスロット内の所定のスロット毎に位相差
値を測定する回路を備える。
ーザ局を含む無線通信システムである。ユーザ局は、送
信局の少なくとも第１の送信アンテナと第２の送信アン
テナから送られる複数のスロットを受信して逆拡散する
ための逆拡散回路を備える。複数のスロットはそれぞれ
パイロット記号の第１の集合を含む第１のチャンネル
と、パイロット記号の第２の集合を含む第２のチャンネ
ルを含む。またユーザ局は第１の送信アンテナからの複
数のスロット内の所定のスロット毎に、また所定のスロ
ット内のパイロット記号の第１の集合に応じて、第１の
チャンネル測定値を測定する回路を備える。またユーザ
局は、第２の送信アンテナからの複数のスロット内の所
定のスロット毎に、また所定のスロット内のパイロット
記号の第１の集合に応じて、第２のチャンネル測定値を
測定する回路を備える。またユーザ局は、所定のスロッ
トの第１のチャンネル測定値と第２のチャンネル測定値
に応じて、また所定のスロットの直前に逆拡散回路が受
信したスロットに対する所定のスロットの９０度回転に
応じて、複数のスロット内の所定のスロット毎に位相差
値を測定する回路を備える。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１は、好ましい実施の形態を実
現することのできる、閉ループ送信アンテナ・ダイバー
シティ・システム１０を示す。また図１は先行方式をブ
ロック形式で表す。したがって以下の説明では、まず好
ましい実施の形態と従来の方式の両方に適用されるシス
テム１０を一般的に検討し、次にシステム１０に特定の
修正を加えて好ましい実施の形態を実現する場合につい
て説明する。
現することのできる、閉ループ送信アンテナ・ダイバー
シティ・システム１０を示す。また図１は先行方式をブ
ロック形式で表す。したがって以下の説明では、まず好
ましい実施の形態と従来の方式の両方に適用されるシス
テム１０を一般的に検討し、次にシステム１０に特定の
修正を加えて好ましい実施の形態を実現する場合につい
て説明する。
【００１２】図１のシステム１０は送信機１２と受信機
１４を備える。例えば、送信機１２を基地局１２、受信
機１４を移動体ユーザ局１４とする。また説明を簡単に
するために、これらの各構成要素を以下に別々に説明す
る。システム１０で実現される閉ループ方式をこの技術
では送信適応アレイ（ＴｘＡＡ）と呼ぶことがあるが、
別の閉ループ方式も当業者に知られている。
１４を備える。例えば、送信機１２を基地局１２、受信
機１４を移動体ユーザ局１４とする。また説明を簡単に
するために、これらの各構成要素を以下に別々に説明す
る。システム１０で実現される閉ループ方式をこの技術
では送信適応アレイ（ＴｘＡＡ）と呼ぶことがあるが、
別の閉ループ方式も当業者に知られている。
【００１３】基地局１２は情報ビットＢiをチャンネル
・エンコーダ１３の入力に受信する。ビット誤り率を改
善するため、チャンネル・エンコーダ１３は情報ビット
Ｂiを符号化する。チャンネル・エンコーダ１３は種々
の符号化方式を用いてよく、ビットＢiに適用されるの
は例えば、畳込み符号、ブロック符号、ターボ符号、連
結符号、またはこれらの符号の任意の組合せなどを用い
る方式である。チャンネル・エンコーダ１３の符号化さ
れた出力はインターリーバ１５の入力に入る。インター
リーバ１５は符号化されたビットのブロックに作用して
これらのビットの順序を組み替え、この操作とチャンネ
ル・エンコーダ１３の符号化とを組み合わせて情報の時
間ダイバーシティを活用できるようにする。例えばイン
ターリーバ１５が行う１つの組替え方法ではビットをマ
トリクス状に受信する。すなわち、ビットを行毎に受け
てマトリクスにし、次にこれらのビットをマトリクスか
ら記号マッパ１６に列毎に出力する。記号マッパ１６は
この入力ビットとを記号（一般にＳiで示す）に変換す
る。変換された記号Ｓiは、例えば４相位相偏移変調
（ＱＰＳＫ）記号、２進位相偏移変調（ＢＰＳＫ）記
号、４相振幅変調（ＱＡＭ）記号など、種々の形をとる
ことができる。
・エンコーダ１３の入力に受信する。ビット誤り率を改
善するため、チャンネル・エンコーダ１３は情報ビット
Ｂiを符号化する。チャンネル・エンコーダ１３は種々
の符号化方式を用いてよく、ビットＢiに適用されるの
は例えば、畳込み符号、ブロック符号、ターボ符号、連
結符号、またはこれらの符号の任意の組合せなどを用い
る方式である。チャンネル・エンコーダ１３の符号化さ
れた出力はインターリーバ１５の入力に入る。インター
リーバ１５は符号化されたビットのブロックに作用して
これらのビットの順序を組み替え、この操作とチャンネ
ル・エンコーダ１３の符号化とを組み合わせて情報の時
間ダイバーシティを活用できるようにする。例えばイン
ターリーバ１５が行う１つの組替え方法ではビットをマ
トリクス状に受信する。すなわち、ビットを行毎に受け
てマトリクスにし、次にこれらのビットをマトリクスか
ら記号マッパ１６に列毎に出力する。記号マッパ１６は
この入力ビットとを記号（一般にＳiで示す）に変換す
る。変換された記号Ｓiは、例えば４相位相偏移変調
（ＱＰＳＫ）記号、２進位相偏移変調（ＢＰＳＫ）記
号、４相振幅変調（ＱＡＭ）記号など、種々の形をとる
ことができる。
【００１４】いずれにしても記号Ｓiは、ユーザ・デー
タ記号や、パイロット記号や、送信電力制御（ＴＰＣ）
記号などの制御記号や、速度情報（ＲＩ）記号などの種
々の情報を表してよい。記号Ｓiは変調器１８に入る。
変調器１８は各データ記号を変調する。すなわち、デー
タ記号と、疑似雑音（ＰＮ）ディジタル信号すなわちＰ
Ｎ符号またはその他の拡散符号などのＣＤＭＡ拡散シー
ケンスとを結合する、すなわち掛ける（すなわち、スペ
クトラム拡散方式を用いる）。いずれにしても、伝送さ
れる記号に伝送中に特有の符号を割り当てることによ
り、拡散シーケンスは共通チャンネルでの情報の同時伝
送を容易にする。またこの特有の符号を用いることによ
り、同じ帯域幅で同時に伝送される信号をユーザ局１４
（またはその他の受信機）で識別することができる。変
調器１８は２つの出力を有する。１つは乗算器２０1に
接続する第１の出力１８1であり、１つは乗算器２０2に
接続する第２の出力１８2である。一般に乗算器２０1と
２０2はフィードバック復号および処理ブロック２１か
ら、１つの通信スロットｎについて、スロット毎に復号
された対応する重み値ｗ1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）をそれ
ぞれ受ける。
タ記号や、パイロット記号や、送信電力制御（ＴＰＣ）
記号などの制御記号や、速度情報（ＲＩ）記号などの種
々の情報を表してよい。記号Ｓiは変調器１８に入る。
変調器１８は各データ記号を変調する。すなわち、デー
タ記号と、疑似雑音（ＰＮ）ディジタル信号すなわちＰ
Ｎ符号またはその他の拡散符号などのＣＤＭＡ拡散シー
ケンスとを結合する、すなわち掛ける（すなわち、スペ
クトラム拡散方式を用いる）。いずれにしても、伝送さ
れる記号に伝送中に特有の符号を割り当てることによ
り、拡散シーケンスは共通チャンネルでの情報の同時伝
送を容易にする。またこの特有の符号を用いることによ
り、同じ帯域幅で同時に伝送される信号をユーザ局１４
（またはその他の受信機）で識別することができる。変
調器１８は２つの出力を有する。１つは乗算器２０1に
接続する第１の出力１８1であり、１つは乗算器２０2に
接続する第２の出力１８2である。一般に乗算器２０1と
２０2はフィードバック復号および処理ブロック２１か
ら、１つの通信スロットｎについて、スロット毎に復号
された対応する重み値ｗ1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）をそれ
ぞれ受ける。
【００１５】フィードバック復号および処理ブロック２
１は、次に説明するように値ｗ1（ｎ）とｗ2（ｎ）に応
じて値ｗ1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）を生成する。乗算器２
０1と２０2は値ｗ1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）を、変調器１
８からの対応する出力１８1と１８2にそれぞれ掛け、こ
れに応じて、乗算器２０1と２０2は送信アンテナＡ１２
1とＡ１２2にそれぞれ出力を与える。ただしアンテナＡ
１２1とＡ１２2は互いに約３乃至４メートル離れてい
る。後で詳細に説明するように、従来技術の種々の動作
モードを適用する際に、乗算器２０1の動作は基準化さ
れた値（すなわち、ｗ1,T（ｎ）は基準化されている）
を用いるが、乗算器２０2の動作は或る動作モードでは
単一スロットのｗ2,T（ｎ）の値を用い、他の動作モー
ドでは逐次受信したｗ2,T（ｎ）の値の平均値を用い
る。いずれの場合も、ｗ2,T（ｎ）はｗ 1,T（ｎ）の基準
化された値に対して相対的である。
１は、次に説明するように値ｗ1（ｎ）とｗ2（ｎ）に応
じて値ｗ1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）を生成する。乗算器２
０1と２０2は値ｗ1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）を、変調器１
８からの対応する出力１８1と１８2にそれぞれ掛け、こ
れに応じて、乗算器２０1と２０2は送信アンテナＡ１２
1とＡ１２2にそれぞれ出力を与える。ただしアンテナＡ
１２1とＡ１２2は互いに約３乃至４メートル離れてい
る。後で詳細に説明するように、従来技術の種々の動作
モードを適用する際に、乗算器２０1の動作は基準化さ
れた値（すなわち、ｗ1,T（ｎ）は基準化されている）
を用いるが、乗算器２０2の動作は或る動作モードでは
単一スロットのｗ2,T（ｎ）の値を用い、他の動作モー
ドでは逐次受信したｗ2,T（ｎ）の値の平均値を用い
る。いずれの場合も、ｗ2,T（ｎ）はｗ 1,T（ｎ）の基準
化された値に対して相対的である。
【００１６】受信機１４は送信アンテナＡ１２1とＡ１
２2からの通信を受信するための受信アンテナＡ１４1を
含む。前に説明したように、かかる通信は種々のマルチ
パスを通り、送信アンテナＡ１２1とＡ１２2の空間的関
係から、各マルチパスは送信アンテナＡ１２1と送信ア
ンテナＡ１２2の両方からの通信を含む。図１の例は全
部でＰ個のマルチパスを示す。受信機１４内では、アン
テナＡ１４1が受信した信号は逆拡散器２２に入る。逆
拡散器２２は、例えばＣＤＭＡ信号にユーザ局１４のＣ
ＤＭＡ符号を掛けまた任意のマルチパスを分解するな
ど、多くの点で既知の原理に従って動作し、その出力に
逆拡散された記号ストリームを記号速度で生成する。逆
拡散器２２に関する詳細は、アンテナＡ１４1が受信す
る情報の異なるチャンネルを分解する機能に関して後で
説明する。
２2からの通信を受信するための受信アンテナＡ１４1を
含む。前に説明したように、かかる通信は種々のマルチ
パスを通り、送信アンテナＡ１２1とＡ１２2の空間的関
係から、各マルチパスは送信アンテナＡ１２1と送信ア
ンテナＡ１２2の両方からの通信を含む。図１の例は全
部でＰ個のマルチパスを示す。受信機１４内では、アン
テナＡ１４1が受信した信号は逆拡散器２２に入る。逆
拡散器２２は、例えばＣＤＭＡ信号にユーザ局１４のＣ
ＤＭＡ符号を掛けまた任意のマルチパスを分解するな
ど、多くの点で既知の原理に従って動作し、その出力に
逆拡散された記号ストリームを記号速度で生成する。逆
拡散器２２に関する詳細は、アンテナＡ１４1が受信す
る情報の異なるチャンネルを分解する機能に関して後で
説明する。
【００１７】逆拡散器２２からの逆拡散信号出力は最大
比結合（ＭＲＣ）ブロック２３とチャンネル評価器２４
に入る。後で詳細に説明するように、チャンネル評価器
２４は２つの異なるチャンネル決定を行う。混乱を避け
るために、一方の決定をチャンネル測定と呼び、他方を
チャンネル推定と呼ぶ。両決定とも、少なくとも到着す
る逆拡散データに基づいて行う。チャンネル評価器２４
は２つの出力を出す。チャンネル評価器２４からの第１
の出力２４1はチャンネル推定値 （以下ｈn(山バー)と表記する）で、ＭＲＣブロック２
３に出力される。ＭＲＣブロックはチャンネル推定値を
受けると、レーキ受信機を用いる逆拡散器２２から受け
る逆拡散データ記号にこの推定値を与える。しかし推定
値をデータに与えるには異なる信号結合方法を用いてよ
い。チャンネル評価器２４からの第２の出力２４2は前
に導入した値ｗ1（ｎ）とｗ2（ｎ）を、フィードバック
・チャンネルを介して基地局１２に送り返す。後で詳細
に説明するように、値ｗ1（ｎ）とｗ2（ｎ）は、チャン
ネル評価器２４が行ったチャンネル測定に応じてチャン
ネル評価器２４が決定する。いずれにしても、上の説明
から当業者が理解するように、値ｗ1（ｎ）とｗ2（ｎ）
は上に導入した閉ループ・ビームフォーマ係数である。
比結合（ＭＲＣ）ブロック２３とチャンネル評価器２４
に入る。後で詳細に説明するように、チャンネル評価器
２４は２つの異なるチャンネル決定を行う。混乱を避け
るために、一方の決定をチャンネル測定と呼び、他方を
チャンネル推定と呼ぶ。両決定とも、少なくとも到着す
る逆拡散データに基づいて行う。チャンネル評価器２４
は２つの出力を出す。チャンネル評価器２４からの第１
の出力２４1はチャンネル推定値 （以下ｈn(山バー)と表記する）で、ＭＲＣブロック２
３に出力される。ＭＲＣブロックはチャンネル推定値を
受けると、レーキ受信機を用いる逆拡散器２２から受け
る逆拡散データ記号にこの推定値を与える。しかし推定
値をデータに与えるには異なる信号結合方法を用いてよ
い。チャンネル評価器２４からの第２の出力２４2は前
に導入した値ｗ1（ｎ）とｗ2（ｎ）を、フィードバック
・チャンネルを介して基地局１２に送り返す。後で詳細
に説明するように、値ｗ1（ｎ）とｗ2（ｎ）は、チャン
ネル評価器２４が行ったチャンネル測定に応じてチャン
ネル評価器２４が決定する。いずれにしても、上の説明
から当業者が理解するように、値ｗ1（ｎ）とｗ2（ｎ）
は上に導入した閉ループ・ビームフォーマ係数である。
【００１８】ユーザ局１４のＭＲＣブロック２３に戻っ
て、チャンネル推定値を逆拡散データに与えた後、その
結果をデインターリーバ２５に出力する。デインターリ
ーバ２５はインターリーバ１５の逆の動作を行い、その
出力はチャンネル復号器２６に接続する。チャンネル復
号器２６は、ビタビ復号器、ターバ復号器、ブロック復
号器（例えば、リード・ソロモン復号）、またはこの技
術で知られている他の適当な復号方式でよい。いずれに
しても、チャンネル復号器２６はその入力に受けたデー
タを（一般に或る誤り訂正更符号と共に）復号し、復号
された記号のストリームを出力する。注意すべきである
が、チャンネル復号器２６へのデータ入力の誤りの確率
は、チャンネル復号器２６で処理し出力した後の誤りの
確率よりもはるかに大きい。例えば現在の標準では、チ
ャンネル復号器２６の出力の誤りの確率は１０-3から１
０-6の間である。最後に、チャンネル復号器２６からの
復号された記号ストリーム出力は、ユーザ局１４内の別
の回路がこれを受けて処理する。ただしかかる回路は、
この例示と説明を簡単にするために図１には示していな
い。
て、チャンネル推定値を逆拡散データに与えた後、その
結果をデインターリーバ２５に出力する。デインターリ
ーバ２５はインターリーバ１５の逆の動作を行い、その
出力はチャンネル復号器２６に接続する。チャンネル復
号器２６は、ビタビ復号器、ターバ復号器、ブロック復
号器（例えば、リード・ソロモン復号）、またはこの技
術で知られている他の適当な復号方式でよい。いずれに
しても、チャンネル復号器２６はその入力に受けたデー
タを（一般に或る誤り訂正更符号と共に）復号し、復号
された記号のストリームを出力する。注意すべきである
が、チャンネル復号器２６へのデータ入力の誤りの確率
は、チャンネル復号器２６で処理し出力した後の誤りの
確率よりもはるかに大きい。例えば現在の標準では、チ
ャンネル復号器２６の出力の誤りの確率は１０-3から１
０-6の間である。最後に、チャンネル復号器２６からの
復号された記号ストリーム出力は、ユーザ局１４内の別
の回路がこれを受けて処理する。ただしかかる回路は、
この例示と説明を簡単にするために図１には示していな
い。
【００１９】システム１０について詳細に説明したの
で、次に閉ループ・システムとしての動作を説明する。
特定して述べると、システム１０は閉ループシステムと
呼ばれるが、その理由は、基地局１２からユーザ局１４
までのデータ通信チャンネルの他に、システム１０はビ
ームフォーマ係数ｗ1（ｎ）とｗ2（ｎ）をユーザ局１４
から基地局１２に伝達するためのフィードバック通信チ
ャンネルを含むからである。このように、データ通信と
フィードバック通信チャンネルは環状の、したがって
「閉じた」ループ・システムを生成する。また注意すべ
きであるが、ビームフォーマ係数ｗ1（ｎ）とｗ2(ｎ）
は種々のチャンネルの影響を反映する。例えば、ユーザ
局１４は基地局１２から受信した信号内に或るレベルの
フェージングがあることを確かめる。例えば、局所の干
渉によるものやユーザ局１４のドップラー速度による
（移動局だから）ものなどで、いずれにしてもフェージ
ングはレイリー・フェージングの特性を有する。その結
果、ユーザ局１４がビームフォーマ係数ｗ1（ｎ）とｗ2
(ｎ）をフィードバックすると、フィードバック復号お
よび処理ブロック２１はこれらの値を処理して対応する
値ｗ1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）を生成し、乗算器２０1と
２０2はこれらの値を種々の記号に与え、送信機アンテ
ナＡ１２2（ｗ2,T（ｎ）に応じて）と送信機アンテナＡ
１２1（ｗ1,T（ｎ）に応じて）からそれぞれの送信信号
を出す。したがって、基地局１２から送信される最初の
記号Ｓ1は、送信機アンテナＡ１２1から積ｗ1,T（ｎ）
Ｓ1の一部として、また送信機アンテナＡ１２2から積ｗ
2,T（ｎ）Ｓ1の一部として送信される。これらの重み付
き積もそれぞれのアンテナと共に図１に示す。
で、次に閉ループ・システムとしての動作を説明する。
特定して述べると、システム１０は閉ループシステムと
呼ばれるが、その理由は、基地局１２からユーザ局１４
までのデータ通信チャンネルの他に、システム１０はビ
ームフォーマ係数ｗ1（ｎ）とｗ2（ｎ）をユーザ局１４
から基地局１２に伝達するためのフィードバック通信チ
ャンネルを含むからである。このように、データ通信と
フィードバック通信チャンネルは環状の、したがって
「閉じた」ループ・システムを生成する。また注意すべ
きであるが、ビームフォーマ係数ｗ1（ｎ）とｗ2(ｎ）
は種々のチャンネルの影響を反映する。例えば、ユーザ
局１４は基地局１２から受信した信号内に或るレベルの
フェージングがあることを確かめる。例えば、局所の干
渉によるものやユーザ局１４のドップラー速度による
（移動局だから）ものなどで、いずれにしてもフェージ
ングはレイリー・フェージングの特性を有する。その結
果、ユーザ局１４がビームフォーマ係数ｗ1（ｎ）とｗ2
(ｎ）をフィードバックすると、フィードバック復号お
よび処理ブロック２１はこれらの値を処理して対応する
値ｗ1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）を生成し、乗算器２０1と
２０2はこれらの値を種々の記号に与え、送信機アンテ
ナＡ１２2（ｗ2,T（ｎ）に応じて）と送信機アンテナＡ
１２1（ｗ1,T（ｎ）に応じて）からそれぞれの送信信号
を出す。したがって、基地局１２から送信される最初の
記号Ｓ1は、送信機アンテナＡ１２1から積ｗ1,T（ｎ）
Ｓ1の一部として、また送信機アンテナＡ１２2から積ｗ
2,T（ｎ）Ｓ1の一部として送信される。これらの重み付
き積もそれぞれのアンテナと共に図１に示す。
【００２０】閉ループ送信アンテナ・ダイバーシティ・
システムについて詳細に説明したので、次に上に述べた
３ＧＰＰ標準と、或るユーザ局受信機のドップラー・フ
ェージング速度に応じて所定のときに閉ループ・モード
を選択することについて説明する。特定して述べると、
次の表１は３つの異なる従来の３ＧＰＰ閉ダイバーシテ
ィ・モードを示し、また各モードと概略のドップラー・
フェージング速度（すなわち、周波数）との関係を示
す。 異なるフェージング速度に応じて表１の従来技術の３つ
の動作モードから１つを選択するのであるが、その他に
各モードの方法はいくつかの点において異なる。１つの
違いはビームフォーマ係数（例えば、図１のｗ1（ｎ）
とｗ2（ｎ））を量子化する方法であるが、他にもモー
ドによる違いがある。かかる違いについて以下に詳細に
説明する。
システムについて詳細に説明したので、次に上に述べた
３ＧＰＰ標準と、或るユーザ局受信機のドップラー・フ
ェージング速度に応じて所定のときに閉ループ・モード
を選択することについて説明する。特定して述べると、
次の表１は３つの異なる従来の３ＧＰＰ閉ダイバーシテ
ィ・モードを示し、また各モードと概略のドップラー・
フェージング速度（すなわち、周波数）との関係を示
す。 異なるフェージング速度に応じて表１の従来技術の３つ
の動作モードから１つを選択するのであるが、その他に
各モードの方法はいくつかの点において異なる。１つの
違いはビームフォーマ係数（例えば、図１のｗ1（ｎ）
とｗ2（ｎ））を量子化する方法であるが、他にもモー
ドによる違いがある。かかる違いについて以下に詳細に
説明する。
【００２１】表１の従来技術の動作モード１は、基地局
１２と通信する或る移動体ユーザ局１４が比較的高速で
移動しているときに生じるような、比較的高いドップラ
ー・フェージング速度に用いる。高いドップラー・フェ
ージングに対して、モード１は量子化の量を少なくした
ビームフォーマ係数を用いる。すなわちモード１では、
これらの係数を表すのにユーザ局は少な目の情報量をフ
ィードバックする。詳しく述べると、モード１ではユー
ザ局は或るビームフォーマ係数ベクトル （以下Ｗと表記する）をフィードバックする。２アンテ
ナの基地局ではこの係数ベクトルを次の式１で表す。
１２と通信する或る移動体ユーザ局１４が比較的高速で
移動しているときに生じるような、比較的高いドップラ
ー・フェージング速度に用いる。高いドップラー・フェ
ージングに対して、モード１は量子化の量を少なくした
ビームフォーマ係数を用いる。すなわちモード１では、
これらの係数を表すのにユーザ局は少な目の情報量をフ
ィードバックする。詳しく述べると、モード１ではユー
ザ局は或るビームフォーマ係数ベクトル （以下Ｗと表記する）をフィードバックする。２アンテ
ナの基地局ではこの係数ベクトルを次の式１で表す。
【００２２】式１で、係数ｗ1（ｎ）は基地局送信アン
テナＡ１２1に与えられ、係数ｗ2(ｎ）は基地局送信ア
ンテナＡ１２2に与えられる。実際にはフィードバック
する情報の量を更に減らすために、ｗ1（ｎ）を基準化
して或る固定値にする。したがって、基地局１２がこの
基準化された値を知っている限りはこれをフィードバッ
クする必要はない。つまり、ｗ1（ｎ）が基準化されて
いるときはｗ2(ｎ）の値だけが変わり、またこれは固定
の値ｗ1（ｎ）に関連しているので、ｗ2(ｎ）をユーザ
局１４から基地局１２にフィードバックする。また従来
技術のモード１では、ｗ2(ｎ）は２つの値の一方だけと
る。したがってベクトルＷの量子化は次の式２と３で表
される。 このように、モード１では２つの値（すなわち、ｗ
2(ｎ）の値）の一方だけフィードバックすればよい。ま
た注意すべきであるが式２と式３の約束では２進値を用
い、また当業者が理解するように、２進０の場合は実際
には−１の値が物理的フィードバック・チャンネルに与
えられ、２進１の場合は実際には＋１の値が物理的フィ
ードバック・チャンネルに与えられる。最後に、ｗ
2(ｎ）の値（すなわち、２進の０か１）を選択する従来
の方法について以下に説明する。
テナＡ１２1に与えられ、係数ｗ2(ｎ）は基地局送信ア
ンテナＡ１２2に与えられる。実際にはフィードバック
する情報の量を更に減らすために、ｗ1（ｎ）を基準化
して或る固定値にする。したがって、基地局１２がこの
基準化された値を知っている限りはこれをフィードバッ
クする必要はない。つまり、ｗ1（ｎ）が基準化されて
いるときはｗ2(ｎ）の値だけが変わり、またこれは固定
の値ｗ1（ｎ）に関連しているので、ｗ2(ｎ）をユーザ
局１４から基地局１２にフィードバックする。また従来
技術のモード１では、ｗ2(ｎ）は２つの値の一方だけと
る。したがってベクトルＷの量子化は次の式２と３で表
される。 このように、モード１では２つの値（すなわち、ｗ
2(ｎ）の値）の一方だけフィードバックすればよい。ま
た注意すべきであるが式２と式３の約束では２進値を用
い、また当業者が理解するように、２進０の場合は実際
には−１の値が物理的フィードバック・チャンネルに与
えられ、２進１の場合は実際には＋１の値が物理的フィ
ードバック・チャンネルに与えられる。最後に、ｗ
2(ｎ）の値（すなわち、２進の０か１）を選択する従来
の方法について以下に説明する。
【００２３】ｗ2(ｎ）を決定する従来技術のモード１は
図２の拡大図を見ると理解しやすい。図２には、図１の
ユーザ局１４のいくつかのブロックの詳細を示す。図２
に、逆拡散器２２に信号を与えるアンテナＡ１４1を再
び示す。図２では逆拡散器２２を拡大して、逆拡散およ
び分解マルチパス・ブロック４０を示す。ブロック４０
は２つの異なるチャンネルから到着する信号を逆拡散す
る。前に述べたように、逆拡散器２２はアンテナＡ１４
1が受信する情報の異なるチャンネルを処理する。図２
では、これらの異なるチャンネルを主共通制御物理チャ
ンネル（ＰＣＣＰＣＨ）と専用物理チャンネル（ＤＰＣ
Ｈ）で示す。従来技術では、ＰＣＣＰＣＨは基地局１２
から全てのユーザ局（すなわち、基地局１２と通信する
ユーザ１４およびその他の局）に同じチャンネルとして
送信され、ｗ1（ｎ）とｗ2(ｎ）に応じた重み付けはさ
れていない。しかしＤＰＣＨはユーザ局に特有であっ
て、ｗ1（ｎ）とｗ2(ｎ）に応じた重み付けがされてい
る。ＰＣＣＰＣＨもＤＰＣＨもフレーム書式で通信さ
れ、各フレームは多数のスロットを含む。例えばＷＣＤ
ＭＡでは、各フレームは１６スロットを含む。またＰＣ
ＣＰＣＨでもＤＰＣＨでも、これらのチャンネルの各ス
ロットは同じパイロット記号で始まり、また情報記号を
含む。このように、ブロック４０は各受信スロットを処
理し、ＤＰＣＨ記号ストリームとＰＣＣＰＣＨ記号スト
リームを出力する。これらのストリームの処理について
以下に説明する。
図２の拡大図を見ると理解しやすい。図２には、図１の
ユーザ局１４のいくつかのブロックの詳細を示す。図２
に、逆拡散器２２に信号を与えるアンテナＡ１４1を再
び示す。図２では逆拡散器２２を拡大して、逆拡散およ
び分解マルチパス・ブロック４０を示す。ブロック４０
は２つの異なるチャンネルから到着する信号を逆拡散す
る。前に述べたように、逆拡散器２２はアンテナＡ１４
1が受信する情報の異なるチャンネルを処理する。図２
では、これらの異なるチャンネルを主共通制御物理チャ
ンネル（ＰＣＣＰＣＨ）と専用物理チャンネル（ＤＰＣ
Ｈ）で示す。従来技術では、ＰＣＣＰＣＨは基地局１２
から全てのユーザ局（すなわち、基地局１２と通信する
ユーザ１４およびその他の局）に同じチャンネルとして
送信され、ｗ1（ｎ）とｗ2(ｎ）に応じた重み付けはさ
れていない。しかしＤＰＣＨはユーザ局に特有であっ
て、ｗ1（ｎ）とｗ2(ｎ）に応じた重み付けがされてい
る。ＰＣＣＰＣＨもＤＰＣＨもフレーム書式で通信さ
れ、各フレームは多数のスロットを含む。例えばＷＣＤ
ＭＡでは、各フレームは１６スロットを含む。またＰＣ
ＣＰＣＨでもＤＰＣＨでも、これらのチャンネルの各ス
ロットは同じパイロット記号で始まり、また情報記号を
含む。このように、ブロック４０は各受信スロットを処
理し、ＤＰＣＨ記号ストリームとＰＣＣＰＣＨ記号スト
リームを出力する。これらのストリームの処理について
以下に説明する。
【００２４】ブロック４０からのＤＰＣＨ記号ストリー
ムは情報記号抽出器４２とパイロット記号抽出器４４に
入る。ブロック４２と４４はその名の示すように動作し
て、ＤＰＣＨ記号ストリームからＤＰＣＨ情報記号とＤ
ＰＣＨパイロット記号をそれぞれ取り出す。本発明では
ＤＰＣＨ情報記号を （以下ｘ（ｎ）と表記する）で表し、ＤＰＣＨパイロッ
ト記号を （以下ｙ（ｎ）と表記する）で表す。太字は本明細書の
種々の値がベクトルであることを表す。ＤＰＣＨ情報記
号ｘ（ｎ）は抽出器４２からＭＲＣブロック２３に出力
され、ＤＰＣＨパイロット記号ｙ（ｎ）は抽出器４４か
らチャンネル評価器２４に出力される。これについては
後で詳細に説明する。
ムは情報記号抽出器４２とパイロット記号抽出器４４に
入る。ブロック４２と４４はその名の示すように動作し
て、ＤＰＣＨ記号ストリームからＤＰＣＨ情報記号とＤ
ＰＣＨパイロット記号をそれぞれ取り出す。本発明では
ＤＰＣＨ情報記号を （以下ｘ（ｎ）と表記する）で表し、ＤＰＣＨパイロッ
ト記号を （以下ｙ（ｎ）と表記する）で表す。太字は本明細書の
種々の値がベクトルであることを表す。ＤＰＣＨ情報記
号ｘ（ｎ）は抽出器４２からＭＲＣブロック２３に出力
され、ＤＰＣＨパイロット記号ｙ（ｎ）は抽出器４４か
らチャンネル評価器２４に出力される。これについては
後で詳細に説明する。
【００２５】逆拡散および分解マルチパス・ブロック４
０とその出力であるＰＣＣＰＣＨ記号ストリームに戻る
と、このストリームはＰＣＣＰＣＨパイロット記号抽出
器４６に入る。ＰＣＣＰＣＨパイロット記号抽出器４６
はＰＣＣＰＣＨ記号ストリームからＰＣＣＰＣＨパイロ
ット記号を取り出す。本明細書ではＰＣＣＰＣＨパイロ
ット記号を （以下ｚ（ｎ）と表記する）で表す。ＰＣＣＰＣＨパイ
ロット記号ｚ（ｎ）は抽出器４６からチャンネル評価器
２４に出力される。これについて次に詳細に説明する。
０とその出力であるＰＣＣＰＣＨ記号ストリームに戻る
と、このストリームはＰＣＣＰＣＨパイロット記号抽出
器４６に入る。ＰＣＣＰＣＨパイロット記号抽出器４６
はＰＣＣＰＣＨ記号ストリームからＰＣＣＰＣＨパイロ
ット記号を取り出す。本明細書ではＰＣＣＰＣＨパイロ
ット記号を （以下ｚ（ｎ）と表記する）で表す。ＰＣＣＰＣＨパイ
ロット記号ｚ（ｎ）は抽出器４６からチャンネル評価器
２４に出力される。これについて次に詳細に説明する。
【００２６】図２のチャンネル評価器２４は、抽出器４
６からＰＣＣＰＣＨパイロット記号ｚ（ｎ）を受けるチ
ャンネル測定ブロック５０を含む。前に述べたように、
チャンネル評価器２４は少なくとも到着する逆拡散デー
タに基づいてチャンネル測定とチャンネル推定を行う
が、ここでブロック５０がチャンネル測定を行う態様を
詳細に検討する。特定して述べると、従来の方法ではＰ
ＣＣＰＣＨパイロット記号は基地局の異なる送信アンテ
ナ毎に異なる。この例では、抽出されたＰＣＣＰＣＨパ
イロット記号ｚ（ｎ）は基地局アンテナＡ１２1に対応
するパイロット記号の１つの集合と、基地局アンテナＡ
１２2に対応するパイロット記号の別の集合を含む。定
義によりユーザ局１４は基地局１２が送信するパイロッ
ト記号の値を知っているので、ブロック５０は実際に受
信したパイロット記号と既知の送信パイロット記号との
差から、送信アンテナ毎に実際に受信したパイロット記
号の変化を反映してチャンネル測定値を決定する。本明
細書では、アンテナＡ１２1に対応するチャンネル測定
値を （以下 はαと表記する）で表し、アンテナＡ１２2に対応する
チャンネル測定値をα2,nで表す。α1,nとα2,nはチャ
ンネル測定ブロック５０からビームフォーマ係数計算ブ
ロック５２に出力される。
６からＰＣＣＰＣＨパイロット記号ｚ（ｎ）を受けるチ
ャンネル測定ブロック５０を含む。前に述べたように、
チャンネル評価器２４は少なくとも到着する逆拡散デー
タに基づいてチャンネル測定とチャンネル推定を行う
が、ここでブロック５０がチャンネル測定を行う態様を
詳細に検討する。特定して述べると、従来の方法ではＰ
ＣＣＰＣＨパイロット記号は基地局の異なる送信アンテ
ナ毎に異なる。この例では、抽出されたＰＣＣＰＣＨパ
イロット記号ｚ（ｎ）は基地局アンテナＡ１２1に対応
するパイロット記号の１つの集合と、基地局アンテナＡ
１２2に対応するパイロット記号の別の集合を含む。定
義によりユーザ局１４は基地局１２が送信するパイロッ
ト記号の値を知っているので、ブロック５０は実際に受
信したパイロット記号と既知の送信パイロット記号との
差から、送信アンテナ毎に実際に受信したパイロット記
号の変化を反映してチャンネル測定値を決定する。本明
細書では、アンテナＡ１２1に対応するチャンネル測定
値を （以下 はαと表記する）で表し、アンテナＡ１２2に対応する
チャンネル測定値をα2,nで表す。α1,nとα2,nはチャ
ンネル測定ブロック５０からビームフォーマ係数計算ブ
ロック５２に出力される。
【００２７】ビームフォーマ係数計算ブロック５２は値
α1,nとα2,nに応じて位相差値（φ 1（ｎ）とφ2（ｎ）
で示す）を計算する。ここでφ1（ｎ）とφ2（ｎ）は後
で説明するように角位相差であり、２進値形式に符号化
されたｗ1（ｎ）とｗ2(ｎ）の値（またはｗ1（ｎ）が基
準化された値のときはｗ2(ｎ）の値だけ）をそれぞれ生
成する。前に述べたように従来技術のモード１ではｗ
2(ｎ）の値は２つの状態の一方だけをとる。したがっ
て、ブロック５２はα2,nの値をこれらの２つの状態の
一方にマッピングする。このマッピング機能を図３のグ
ラフ５２ｇに、虚軸と実軸に沿ってプロットして示す。
詳しく述べると、グラフ５２ｇはｗ2(ｎ）の２つの可能
な値に対応する２つの陰をつけた部分５２1と５２2を示
す。これらの２つの値はφ2（ｎ）の２つの対応する値
にマッピングする。特定して述べると、チャンネル測定
値 が領域５２1内にあるときはφ2（ｎ）の値は０度であ
る。φ2（ｎ）のこの０度という値はビームフォーマ係
数２進符号化ブロック５４に出力され、ブロック５４は
０度というφ2（ｎ）の角度値を対応する２進値ｗ
2(ｎ）＝０に変換し、ｗ2(ｎ）＝０の値を基地局１２に
フィードバックする。他方で、チャンネル測定値 が領域５２2内にあるときはφ2（ｎ）の値はπ度であ
る。φ2（ｎ）のこのπ度という値はビームフォーマ係
数２進符号ブロック５４に出力され、ブロック５４はπ
度というφ2（ｎ）の角度値を対応する２進値ｗ2(ｎ）
＝１に変換し、ｗ2(ｎ）＝１の値を基地局１２にフィー
ドバックする。
α1,nとα2,nに応じて位相差値（φ 1（ｎ）とφ2（ｎ）
で示す）を計算する。ここでφ1（ｎ）とφ2（ｎ）は後
で説明するように角位相差であり、２進値形式に符号化
されたｗ1（ｎ）とｗ2(ｎ）の値（またはｗ1（ｎ）が基
準化された値のときはｗ2(ｎ）の値だけ）をそれぞれ生
成する。前に述べたように従来技術のモード１ではｗ
2(ｎ）の値は２つの状態の一方だけをとる。したがっ
て、ブロック５２はα2,nの値をこれらの２つの状態の
一方にマッピングする。このマッピング機能を図３のグ
ラフ５２ｇに、虚軸と実軸に沿ってプロットして示す。
詳しく述べると、グラフ５２ｇはｗ2(ｎ）の２つの可能
な値に対応する２つの陰をつけた部分５２1と５２2を示
す。これらの２つの値はφ2（ｎ）の２つの対応する値
にマッピングする。特定して述べると、チャンネル測定
値 が領域５２1内にあるときはφ2（ｎ）の値は０度であ
る。φ2（ｎ）のこの０度という値はビームフォーマ係
数２進符号化ブロック５４に出力され、ブロック５４は
０度というφ2（ｎ）の角度値を対応する２進値ｗ
2(ｎ）＝０に変換し、ｗ2(ｎ）＝０の値を基地局１２に
フィードバックする。他方で、チャンネル測定値 が領域５２2内にあるときはφ2（ｎ）の値はπ度であ
る。φ2（ｎ）のこのπ度という値はビームフォーマ係
数２進符号ブロック５４に出力され、ブロック５４はπ
度というφ2（ｎ）の角度値を対応する２進値ｗ2(ｎ）
＝１に変換し、ｗ2(ｎ）＝１の値を基地局１２にフィー
ドバックする。
【００２８】次に従来技術のモード１の別の態様に注目
する。特定して述べると、ユーザ局１４はｗ2(ｎ）の値
を基地局１２に送信するが、この送信に種々の影響が与
えられることは明らかである。すなわち、ユーザ局１４
から基地局１２へのフィードバック信号にはチャンネル
の影響がある。基地局１２から見たとき、ユーザ局１４
からのｗ2(ｎ）のフィードバック送信に対応する、基地
局１２が実際に受信した信号を表す値を （以下ｗ2（波バー）(ｎ）と表記する)とする。フィー
ドバック復号および処理ブロック２１はｗ2（波バー）
(ｎ）を復号し処理してこれに対応する値ｗ2,T（ｎ）を
出力する。次に、これに乗数１８2を掛ける。基地局１
２が正しい値ｗ2(ｎ）を用いてｗ2,T（ｎ）を決定し、
これにより積信号（すなわち、ｗ2,T（ｎ）Ｓi）を生成
するのが理想的であるが、フィードバック・チャンネル
の影響のために基地局１２はｗ2(ｎ）の違う値を用いる
ことがある。例えば、ユーザ局１４がｗ2(ｎ）＝０とい
う値を基地局１２に送信しても、フィードバック・チャ
ンネルのために、受信する値はｗ2（波バー）(ｎ）＝１
かも知れない。逆に、ユーザ局１４がｗ2(ｎ）＝１とい
う値を基地局１２に送信しても、フィードバック・チャ
ンネルのために、受信する値はｗ2（波バー）(ｎ）＝０
かも知れない。このような可能性があるので、従来技術
のモード１を用いるときはユーザ局１４は、この技術で
ビームフォーマ確認またはアンテナ確認と呼ぶ過程を更
に行う。これについて次に詳細に説明する。
する。特定して述べると、ユーザ局１４はｗ2(ｎ）の値
を基地局１２に送信するが、この送信に種々の影響が与
えられることは明らかである。すなわち、ユーザ局１４
から基地局１２へのフィードバック信号にはチャンネル
の影響がある。基地局１２から見たとき、ユーザ局１４
からのｗ2(ｎ）のフィードバック送信に対応する、基地
局１２が実際に受信した信号を表す値を （以下ｗ2（波バー）(ｎ）と表記する)とする。フィー
ドバック復号および処理ブロック２１はｗ2（波バー）
(ｎ）を復号し処理してこれに対応する値ｗ2,T（ｎ）を
出力する。次に、これに乗数１８2を掛ける。基地局１
２が正しい値ｗ2(ｎ）を用いてｗ2,T（ｎ）を決定し、
これにより積信号（すなわち、ｗ2,T（ｎ）Ｓi）を生成
するのが理想的であるが、フィードバック・チャンネル
の影響のために基地局１２はｗ2(ｎ）の違う値を用いる
ことがある。例えば、ユーザ局１４がｗ2(ｎ）＝０とい
う値を基地局１２に送信しても、フィードバック・チャ
ンネルのために、受信する値はｗ2（波バー）(ｎ）＝１
かも知れない。逆に、ユーザ局１４がｗ2(ｎ）＝１とい
う値を基地局１２に送信しても、フィードバック・チャ
ンネルのために、受信する値はｗ2（波バー）(ｎ）＝０
かも知れない。このような可能性があるので、従来技術
のモード１を用いるときはユーザ局１４は、この技術で
ビームフォーマ確認またはアンテナ確認と呼ぶ過程を更
に行う。これについて次に詳細に説明する。
【００２９】図２の拡張ブロック図に戻って、ビームフ
ォーマ確認について更に説明する。特定して述べると、
前に述べたようにＤＰＣＨパイロット記号ｙ（ｎ）は抽
出器４４からチャンネル評価器２４に出力され、またこ
れも前に述べたが、ＤＰＣＨパイロット記号はｗ
1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）に応じて基地局１２により修正
されている。図２を参照して以下に説明するように、Ｄ
ＰＣＨパイロット記号ｙ（ｎ）はチャンネル推定および
ビームフォーマ確認ブロック５６に接続する。ブロック
５６は、チャンネル測定ブロック５０からチャンネル測
定値α1,nとα2,nを、またビームフォーマ係数計算ブロ
ック５２から位相差値φ1（ｎ）とφ2（ｎ）を受ける。
これらの入力に応じて、ブロック５６はチャンネル推定
値（前にｈn（山バー）の記号で導入した）をＭＲＣブ
ロック２３に出力するが、そのときビームフォーマ確認
過程は、前にフィードバックされたビームフォーマ係数
を考慮してｈn（山バー）が正しく推定されたことを確
かめる。特定して述べると、ｈn（山バー）は次の式４
により定義される。
ォーマ確認について更に説明する。特定して述べると、
前に述べたようにＤＰＣＨパイロット記号ｙ（ｎ）は抽
出器４４からチャンネル評価器２４に出力され、またこ
れも前に述べたが、ＤＰＣＨパイロット記号はｗ
1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）に応じて基地局１２により修正
されている。図２を参照して以下に説明するように、Ｄ
ＰＣＨパイロット記号ｙ（ｎ）はチャンネル推定および
ビームフォーマ確認ブロック５６に接続する。ブロック
５６は、チャンネル測定ブロック５０からチャンネル測
定値α1,nとα2,nを、またビームフォーマ係数計算ブロ
ック５２から位相差値φ1（ｎ）とφ2（ｎ）を受ける。
これらの入力に応じて、ブロック５６はチャンネル推定
値（前にｈn（山バー）の記号で導入した）をＭＲＣブ
ロック２３に出力するが、そのときビームフォーマ確認
過程は、前にフィードバックされたビームフォーマ係数
を考慮してｈn（山バー）が正しく推定されたことを確
かめる。特定して述べると、ｈn（山バー）は次の式４
により定義される。
【００３０】式４は、ユーザ局１４が受信する信号内の
全体の変化（すなわち、チャンネル推定ｈn（山バ
ー））がチャンネル測定係数α1,nおよびα2,nと、重み
係数ｗ1,T(n)およびｗ2,T(n)（基地局１２がユーザ局１
４に送信する前の信号に対して基地局１２で掛ける係
数）で反映されていることを数学的に示す。このよう
に、ビームフォーマ確認は、基地局１２が用いるｗ1,T
（ｎ）とｗ2,T（ｎ）をユーザ局１４が確認し、これら
の値を用いてｈn（山バー）を決定する過程である。
全体の変化（すなわち、チャンネル推定ｈn（山バ
ー））がチャンネル測定係数α1,nおよびα2,nと、重み
係数ｗ1,T(n)およびｗ2,T(n)（基地局１２がユーザ局１
４に送信する前の信号に対して基地局１２で掛ける係
数）で反映されていることを数学的に示す。このよう
に、ビームフォーマ確認は、基地局１２が用いるｗ1,T
（ｎ）とｗ2,T（ｎ）をユーザ局１４が確認し、これら
の値を用いてｈn（山バー）を決定する過程である。
【００３１】また、ブロック５６はチャンネル測定値α
1,nとα2,nを受信するので、ビームフォーマ係数計算ブ
ロック５２からの位相差値φ1（ｎ）とφ2（ｎ）からｗ
1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）を識別することができると仮定
すれば、式４は１つの方式においてチャンネル推定ｈn
（山バー）が直接計算から得られることを示す。しかし
基地局１２はｗ2(ｎ）ではなくｗ2（波バー）(ｎ）に応
答するので、ビームフォーマ確認は、基地局１２がｗ2
（波バー）(ｎ）のどんな値を受信したかをユーザ局１
４が予測し、次にその予測値を用いて式４の対応値ｗ
2,T（ｎ）を識別してｈn（山バー）を決定する過程であ
る。この考え方を更に理解するには、ビームフォーマ確
認の例を見るのがよい。スロットｎ＝１において、ユー
ザ局１４はｗ2(１）というフィードバック値を基地局１
２に送信すると仮定する。これに応じて、基地局１２は
値ｗ2（波バー）(１）を受信し、ブロック２１は対応す
る値ｗ2,T（１）を生成し、積ｗ2,T（１）Ｓiを形成し
て、ユーザ局１４に送信する。従来技術のモード１で用
いられるビームフォーマ確認では、ユーザ局１４は信号
ｗ2,T（１）Ｓiを受信し、この信号から基地局１２がそ
の対応する送信に実際にｗ2,T（１）のどんな値を用い
たかを決定しようと試みる。この試みは、仮説試験と呼
ぶ方法を用いてブロック５６で行う。ブロック５６は、
ユーザ局１４からフィードバックされた実際の値ｗ
2(１）ではなくこの決定された値を用いてｈn（山バ
ー）を決定し、ＭＲＣブロック２３はｈn（山バー）の
この値を用いて信号を更に処理する。
1,nとα2,nを受信するので、ビームフォーマ係数計算ブ
ロック５２からの位相差値φ1（ｎ）とφ2（ｎ）からｗ
1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）を識別することができると仮定
すれば、式４は１つの方式においてチャンネル推定ｈn
（山バー）が直接計算から得られることを示す。しかし
基地局１２はｗ2(ｎ）ではなくｗ2（波バー）(ｎ）に応
答するので、ビームフォーマ確認は、基地局１２がｗ2
（波バー）(ｎ）のどんな値を受信したかをユーザ局１
４が予測し、次にその予測値を用いて式４の対応値ｗ
2,T（ｎ）を識別してｈn（山バー）を決定する過程であ
る。この考え方を更に理解するには、ビームフォーマ確
認の例を見るのがよい。スロットｎ＝１において、ユー
ザ局１４はｗ2(１）というフィードバック値を基地局１
２に送信すると仮定する。これに応じて、基地局１２は
値ｗ2（波バー）(１）を受信し、ブロック２１は対応す
る値ｗ2,T（１）を生成し、積ｗ2,T（１）Ｓiを形成し
て、ユーザ局１４に送信する。従来技術のモード１で用
いられるビームフォーマ確認では、ユーザ局１４は信号
ｗ2,T（１）Ｓiを受信し、この信号から基地局１２がそ
の対応する送信に実際にｗ2,T（１）のどんな値を用い
たかを決定しようと試みる。この試みは、仮説試験と呼
ぶ方法を用いてブロック５６で行う。ブロック５６は、
ユーザ局１４からフィードバックされた実際の値ｗ
2(１）ではなくこの決定された値を用いてｈn（山バ
ー）を決定し、ＭＲＣブロック２３はｈn（山バー）の
この値を用いて信号を更に処理する。
【００３２】従来技術のモード１の説明を終わるに当た
って注意すべきことは、仮説試験に関する操作と共にｗ
2(ｎ）の２つの可能なデータ値だけを用いれば、妥当な
レベルの性能速度での誤り率は実用可能な程度になるこ
とである。以下に説明する従来技術のモード２およびモ
ード３に比べて従来技術のモード１のフィードバック遅
れは比較的小さいので、一定レベルの性能を達成するこ
とができる。しかし後で説明するように、モード１にお
ける２状態レベルの量子化により得られる分解度は、従
来技術のモード２とモード３に比べて低い。
って注意すべきことは、仮説試験に関する操作と共にｗ
2(ｎ）の２つの可能なデータ値だけを用いれば、妥当な
レベルの性能速度での誤り率は実用可能な程度になるこ
とである。以下に説明する従来技術のモード２およびモ
ード３に比べて従来技術のモード１のフィードバック遅
れは比較的小さいので、一定レベルの性能を達成するこ
とができる。しかし後で説明するように、モード１にお
ける２状態レベルの量子化により得られる分解度は、従
来技術のモード２とモード３に比べて低い。
【００３３】表１の従来技術のモード２の動作を見る
と、これは比較的中位のドップラー・フェージング速度
（例えば、基地局１２と通信する或る移動体ユーザ局１
４がモード１の通信の場合より低い速度で移動している
ときなど）で用いられる。またモード２は式１の約束を
用いてｗ1（ｎ）を（そしてその対応値のφ1（ｎ）を）
基準化するが、ビームフォーマ係数計算ブロック５２で
のφ2（ｎ）とｗ2(ｎ）の計算の分解度は高くなる。特
定して述べると、モード２ではブロック５２は２値ビー
ムフォーマ係数にスロット当たり４５度のコンステレー
ション（constellation）回転を与える。すなわち、逐
次のスロット毎に、前のスロットに対して４５度回転さ
せてφ2（ｎ）とｗ2(ｎ）を決定する。特に、かかる回
転を４回行うと全体で１８０度に相当するので、４５度
のコンステレーション回転を用いる場合は、ユーザ局１
４は各連続する４スロット内の各逐次スロットに４５度
回転を加えてスロットを一般的に分析する。この回転を
ユーザ局１４で行うには、対象とするスロットを受信し
たタイム・スロットに部分的に基づいてφ2（ｎ）とｗ2
(ｎ）の値を決定し、次に４スロットのグループｉの所
定のスロットに与える回転に関してｗ2(ｎ）の値を選択
する。この回転について、次の表２と図４を参照して以
下に説明する。
と、これは比較的中位のドップラー・フェージング速度
（例えば、基地局１２と通信する或る移動体ユーザ局１
４がモード１の通信の場合より低い速度で移動している
ときなど）で用いられる。またモード２は式１の約束を
用いてｗ1（ｎ）を（そしてその対応値のφ1（ｎ）を）
基準化するが、ビームフォーマ係数計算ブロック５２で
のφ2（ｎ）とｗ2(ｎ）の計算の分解度は高くなる。特
定して述べると、モード２ではブロック５２は２値ビー
ムフォーマ係数にスロット当たり４５度のコンステレー
ション（constellation）回転を与える。すなわち、逐
次のスロット毎に、前のスロットに対して４５度回転さ
せてφ2（ｎ）とｗ2(ｎ）を決定する。特に、かかる回
転を４回行うと全体で１８０度に相当するので、４５度
のコンステレーション回転を用いる場合は、ユーザ局１
４は各連続する４スロット内の各逐次スロットに４５度
回転を加えてスロットを一般的に分析する。この回転を
ユーザ局１４で行うには、対象とするスロットを受信し
たタイム・スロットに部分的に基づいてφ2（ｎ）とｗ2
(ｎ）の値を決定し、次に４スロットのグループｉの所
定のスロットに与える回転に関してｗ2(ｎ）の値を選択
する。この回転について、次の表２と図４を参照して以
下に説明する。
【００３４】４スロットのグループｉ内の第１のスロッ
ト４ｉについて表２と図４を参照すると、ユーザ局１４
内のビームフォーマ係数計算ブロック５２が決定するφ
2（ｎ）とｗ2(ｎ）の値は、グラフ６０に示すようにま
た垂直の虚軸に対して回転しない軸６０axで表すよう
に、０度の回転に基づく。詳しく述べると、グラフ６０
は２つの陰のある領域６０1と６０2を示す。チャンネル
測定ブロック５０からのチャンネル測定値 が領域６０1の中にある場合は、ブロック５２はφ2（４
ｉ）の値を０度と計算し、符号化ブロック５４はこの値
を符号化して対応する２値形式ｗ2（４ｉ）＝０を生成
し、基地局１２にフィードバックする。逆に、チャンネ
ル測定値 が領域６０2の中にある場合は、ブロック５２はφ2（４
ｉ）の値をπ度と計算し、符号化ブロック５４はこの値
を符号化して対応する２値形式ｗ2(４ｉ）＝１を生成
し、基地局１２にフィードバックする。また表２とグラ
フ６０上の点の位置は、ｗ2（波バー）（４ｉ）の値に
応じて基地局１２が実現する位相回転を示す。特定して
述べると、基地局１２が受信するｗ2（波バー）（４
ｉ）の値が０に等しい場合は、基地局１２のフィードバ
ック復号および処理ブロックはスロット４ｉのチャンネ
ル測定位相変化を０度として処理する。しかし、基地局
１２が受信するｗ2（波バー）（４ｉ）の値が１に等し
い場合は、基地局１２はスロット４ｉのチャンネル測定
位相変化をπ度として処理する。
ト４ｉについて表２と図４を参照すると、ユーザ局１４
内のビームフォーマ係数計算ブロック５２が決定するφ
2（ｎ）とｗ2(ｎ）の値は、グラフ６０に示すようにま
た垂直の虚軸に対して回転しない軸６０axで表すよう
に、０度の回転に基づく。詳しく述べると、グラフ６０
は２つの陰のある領域６０1と６０2を示す。チャンネル
測定ブロック５０からのチャンネル測定値 が領域６０1の中にある場合は、ブロック５２はφ2（４
ｉ）の値を０度と計算し、符号化ブロック５４はこの値
を符号化して対応する２値形式ｗ2（４ｉ）＝０を生成
し、基地局１２にフィードバックする。逆に、チャンネ
ル測定値 が領域６０2の中にある場合は、ブロック５２はφ2（４
ｉ）の値をπ度と計算し、符号化ブロック５４はこの値
を符号化して対応する２値形式ｗ2(４ｉ）＝１を生成
し、基地局１２にフィードバックする。また表２とグラ
フ６０上の点の位置は、ｗ2（波バー）（４ｉ）の値に
応じて基地局１２が実現する位相回転を示す。特定して
述べると、基地局１２が受信するｗ2（波バー）（４
ｉ）の値が０に等しい場合は、基地局１２のフィードバ
ック復号および処理ブロックはスロット４ｉのチャンネ
ル測定位相変化を０度として処理する。しかし、基地局
１２が受信するｗ2（波バー）（４ｉ）の値が１に等し
い場合は、基地局１２はスロット４ｉのチャンネル測定
位相変化をπ度として処理する。
【００３５】また表２と図４はグループｉ内の残りの３
スロットを示す。ここで図４では同様の参照番号を用い
るので、グラフ６２はスロット４ｉ＋１に対応してπ／
４度に等しい回転を表し、グラフ６４はスロット４ｉ＋
２に対応してπ／２度に等しい回転を表し、グラフ６６
はスロット４ｉ＋３に対応して３π／４度に等しい回転
を表す。別の観点からグラフ６２を見ると、スロット４
ｉ＋１に用いるその軸６２axは垂直の虚軸に対してπ／
４度回転していることを表す。またグラフ６２は２つの
陰のある領域６２1と６２2を示す。ユーザ局１４のブロ
ック５０が決定するチャンネル測定値 が領域６２1内にある場合はφ2（４ｉ＋１）の値はπ／
４度であり、ｗ2(４ｉ＋１）＝０に対応する２進値が基
地局１２にフィードバックされる。チャンネル測定値 が領域６２2内にある場合はφ2（４ｉ＋１）の値は−３
π／４度であり、ｗ2(４ｉ＋１）＝１に対応する２進値
が基地局１２にフィードバックされる。また表２とグラ
フ６２上の点の位置は、ｗ2（波バー）（４ｉ＋１）の
値に応じて基地局１２が実現する位相回転を示す。特に
スロット４ｉ＋１では、基地局１２が受信するｗ2（波
バー）（４ｉ＋１）の値が０に等しい場合は、基地局１
２のフィードバック復号および処理ブロックはスロット
４ｉ＋１のチャンネル推定位相変化をπ／４度として処
理する。しかし基地局１２が受信するｗ2（波バー）
（４ｉ＋１）の値が１に等しい場合は、基地局１２はス
ロット４ｉ＋１のチャンネル推定位相変化を−３π／４
度として処理する。この第２の例と上に述べた先行例か
ら、従来技術のモード２において、ユーザ局１４がφ2
（ｎ）に与える表２と図４の残りの値と例と、その値の
ｗ2(ｎ）への変換と、基地局１２のフィードバック復号
および処理ブロックによるｗ2（波バー）（ｎ）の値の
解釈を、当業者は容易に理解することができる。
スロットを示す。ここで図４では同様の参照番号を用い
るので、グラフ６２はスロット４ｉ＋１に対応してπ／
４度に等しい回転を表し、グラフ６４はスロット４ｉ＋
２に対応してπ／２度に等しい回転を表し、グラフ６６
はスロット４ｉ＋３に対応して３π／４度に等しい回転
を表す。別の観点からグラフ６２を見ると、スロット４
ｉ＋１に用いるその軸６２axは垂直の虚軸に対してπ／
４度回転していることを表す。またグラフ６２は２つの
陰のある領域６２1と６２2を示す。ユーザ局１４のブロ
ック５０が決定するチャンネル測定値 が領域６２1内にある場合はφ2（４ｉ＋１）の値はπ／
４度であり、ｗ2(４ｉ＋１）＝０に対応する２進値が基
地局１２にフィードバックされる。チャンネル測定値 が領域６２2内にある場合はφ2（４ｉ＋１）の値は−３
π／４度であり、ｗ2(４ｉ＋１）＝１に対応する２進値
が基地局１２にフィードバックされる。また表２とグラ
フ６２上の点の位置は、ｗ2（波バー）（４ｉ＋１）の
値に応じて基地局１２が実現する位相回転を示す。特に
スロット４ｉ＋１では、基地局１２が受信するｗ2（波
バー）（４ｉ＋１）の値が０に等しい場合は、基地局１
２のフィードバック復号および処理ブロックはスロット
４ｉ＋１のチャンネル推定位相変化をπ／４度として処
理する。しかし基地局１２が受信するｗ2（波バー）
（４ｉ＋１）の値が１に等しい場合は、基地局１２はス
ロット４ｉ＋１のチャンネル推定位相変化を−３π／４
度として処理する。この第２の例と上に述べた先行例か
ら、従来技術のモード２において、ユーザ局１４がφ2
（ｎ）に与える表２と図４の残りの値と例と、その値の
ｗ2(ｎ）への変換と、基地局１２のフィードバック復号
および処理ブロックによるｗ2（波バー）（ｎ）の値の
解釈を、当業者は容易に理解することができる。
【００３６】次にユーザ局１４が送信するｗ2(ｎ）に応
じる従来技術のモード２による処理の別の態様について
説明する。まず前にモード１に関して約束を導入したよ
うに、基地局１２から見たとき、ユーザ局１４からのｗ
2(ｎ）のフィードバック信号に対応する、基地局１２が
実際に受信した信号を表す値をｗ2（波バー）（ｎ）と
する。次に注意すべきことは、従来技術のモード２では
フィードバック復号および処理ブロック２１は、ｗ
2（波バー）（ｎ）の受信値毎にｗ2,T（ｎ）の値を決定
するのに実際は平均化フィルタを用いることである。特
定して述べると、ブロック２１はｗ2(または基地局１２
から見るとｗ2（波バー））の４つの値の平均を計算す
るので、その結果のｗ2,T（ｎ）は次の式５により定義
される。 式５の中のｗ2（波バー）（４ｉ）は基地局１２がフィ
ードバック・チャンネルを介して受信した最新のビーム
フォーマ係数を示し、式５の中の残りの３つの加数はそ
の最新の係数の前の３つの別のビームフォーマ係数を示
す。従来技術のモード２ではこれらの４つの値を平均し
（すなわち、４で割り）、基地局１２はこの結果ｗ2,T
（ｎ）に、乗算器２０2に接続する第２の出力１８2から
の信号を掛ける。一方、ｗ1,T（ｎ）は単に基準化され
た値ｗ1（ｎ）の対応値なので、基地局１２はこれに、
乗算器２０1に接続する第１の出力１８1からの信号を掛
ける。
じる従来技術のモード２による処理の別の態様について
説明する。まず前にモード１に関して約束を導入したよ
うに、基地局１２から見たとき、ユーザ局１４からのｗ
2(ｎ）のフィードバック信号に対応する、基地局１２が
実際に受信した信号を表す値をｗ2（波バー）（ｎ）と
する。次に注意すべきことは、従来技術のモード２では
フィードバック復号および処理ブロック２１は、ｗ
2（波バー）（ｎ）の受信値毎にｗ2,T（ｎ）の値を決定
するのに実際は平均化フィルタを用いることである。特
定して述べると、ブロック２１はｗ2(または基地局１２
から見るとｗ2（波バー））の４つの値の平均を計算す
るので、その結果のｗ2,T（ｎ）は次の式５により定義
される。 式５の中のｗ2（波バー）（４ｉ）は基地局１２がフィ
ードバック・チャンネルを介して受信した最新のビーム
フォーマ係数を示し、式５の中の残りの３つの加数はそ
の最新の係数の前の３つの別のビームフォーマ係数を示
す。従来技術のモード２ではこれらの４つの値を平均し
（すなわち、４で割り）、基地局１２はこの結果ｗ2,T
（ｎ）に、乗算器２０2に接続する第２の出力１８2から
の信号を掛ける。一方、ｗ1,T（ｎ）は単に基準化され
た値ｗ1（ｎ）の対応値なので、基地局１２はこれに、
乗算器２０1に接続する第１の出力１８1からの信号を掛
ける。
【００３７】上記から当業者が理解するように、従来技
術のモード２も２つの値の１つ（すなわち、ｗ2(ｎ））
のフィードバックを実現する。しかし更に位相回転を用
いることにより、従来技術のモード１よりも大きなビー
ムフォーマ分解度が得られる。言い換えると、任意の所
定のスロットのｗ2(ｎ）は従来技術のモード１の場合の
ように２つの値の１つだけをとるが、４スロットにわた
る４５度回転を用いることにより事実上８つの可能な値
（すなわち、２値／スロット＊４スロット／回転サイク
ル＝８値）のコンステレーションを生成する。しかし注
意すべきは、従来技術のモード２は、従来技術のモード
１が用いたような任意の型のビームフォーマ確認を用い
ないことである。本発明者の見るところでは、従来技術
のモード２ではビームフォーマ確認は実行できない。な
ぜなら、４サイクルの４５度回転と組み合わせるので、
複雑すぎて実行不可能になるからである。また位相回転
と平均化により従来技術のモード１に比べて全体の遅れ
が増加するので、従来技術のモード２の分解度が優れて
いるという利点は部分的に相殺される。
術のモード２も２つの値の１つ（すなわち、ｗ2(ｎ））
のフィードバックを実現する。しかし更に位相回転を用
いることにより、従来技術のモード１よりも大きなビー
ムフォーマ分解度が得られる。言い換えると、任意の所
定のスロットのｗ2(ｎ）は従来技術のモード１の場合の
ように２つの値の１つだけをとるが、４スロットにわた
る４５度回転を用いることにより事実上８つの可能な値
（すなわち、２値／スロット＊４スロット／回転サイク
ル＝８値）のコンステレーションを生成する。しかし注
意すべきは、従来技術のモード２は、従来技術のモード
１が用いたような任意の型のビームフォーマ確認を用い
ないことである。本発明者の見るところでは、従来技術
のモード２ではビームフォーマ確認は実行できない。な
ぜなら、４サイクルの４５度回転と組み合わせるので、
複雑すぎて実行不可能になるからである。また位相回転
と平均化により従来技術のモード１に比べて全体の遅れ
が増加するので、従来技術のモード２の分解度が優れて
いるという利点は部分的に相殺される。
【００３８】表１の従来技術のモード３の動作を見る
と、従来技術のモード１および２に比べて比較的低いド
ップラー・フェージング速度に用いられることが分か
る。モード３のフェージング速度は、ユーザ局１４が比
較的低速で移動しているときに相当する。ユーザ局１４
の速度が低いので、従来技術のモード３では追加の処理
を行う時間の余裕がある。特定して述べると、モード３
はビームフォーマ係数の量子化を増やすが、この増加は
従来技術のモード２の図２に示すような回転により得ら
れるのではない。従来技術のモード３は全部で４ビット
の情報をフィードバックする。ここで１ビットは振幅訂
正ビットであり、残りの３ビットは位相シフトの訂正用
である。
と、従来技術のモード１および２に比べて比較的低いド
ップラー・フェージング速度に用いられることが分か
る。モード３のフェージング速度は、ユーザ局１４が比
較的低速で移動しているときに相当する。ユーザ局１４
の速度が低いので、従来技術のモード３では追加の処理
を行う時間の余裕がある。特定して述べると、モード３
はビームフォーマ係数の量子化を増やすが、この増加は
従来技術のモード２の図２に示すような回転により得ら
れるのではない。従来技術のモード３は全部で４ビット
の情報をフィードバックする。ここで１ビットは振幅訂
正ビットであり、残りの３ビットは位相シフトの訂正用
である。
【００３９】これまでは従来技術で実現される閉ループ
送信アンテナ・ダイバーシティ・システム１０について
説明したが、次に好ましい実施の形態をシステム１０で
実現する態様について説明する。好ましい実施の形態を
概観すると、これまで説明したものとは異なる種々の態
様を含む。まず、好ましい実施の形態では従来技術のモ
ード１および２を用いず、代わりに単一動作モードを用
いる。この単一動作モードは従来技術のモード１および
２の全ドップラー・フェージング領域をカバーするの
で、以後はこれを広範囲閉ループ・モードと呼ぶ。した
がって、広範囲閉ループ・モードと従来技術のモード３
とを組み合わせると、閉ループ通信のためのドップラー
周波数の全予想範囲に適用することができる。第２に、
広範囲閉ループ・モードは、従来技術の２つのモードの
代わりに１つのモードを用いることの他に、従来技術と
は更に異なる別の態様を含む。かかる態様の１つはビー
ムフォーマ係数を決定するのに２つの位相回転を用いる
ことである。また別の態様はビームフォーマ係数を決定
するための位相回転を実現する同じモードで、２つの異
なる方法のどちらかを用いて実現するビームフォーマ確
認を用いることである。以下の本明細書の説明から、当
業者はこれらの各点をよく理解できると思う。
送信アンテナ・ダイバーシティ・システム１０について
説明したが、次に好ましい実施の形態をシステム１０で
実現する態様について説明する。好ましい実施の形態を
概観すると、これまで説明したものとは異なる種々の態
様を含む。まず、好ましい実施の形態では従来技術のモ
ード１および２を用いず、代わりに単一動作モードを用
いる。この単一動作モードは従来技術のモード１および
２の全ドップラー・フェージング領域をカバーするの
で、以後はこれを広範囲閉ループ・モードと呼ぶ。した
がって、広範囲閉ループ・モードと従来技術のモード３
とを組み合わせると、閉ループ通信のためのドップラー
周波数の全予想範囲に適用することができる。第２に、
広範囲閉ループ・モードは、従来技術の２つのモードの
代わりに１つのモードを用いることの他に、従来技術と
は更に異なる別の態様を含む。かかる態様の１つはビー
ムフォーマ係数を決定するのに２つの位相回転を用いる
ことである。また別の態様はビームフォーマ係数を決定
するための位相回転を実現する同じモードで、２つの異
なる方法のどちらかを用いて実現するビームフォーマ確
認を用いることである。以下の本明細書の説明から、当
業者はこれらの各点をよく理解できると思う。
【００４０】広範囲閉ループ・モードにおいてビームフ
ォーマ係数を決定するのに２つの位相回転を用いる態様
について以下に説明する。広範囲閉ループ・モードは式
１の以前の約束を用いて、後で詳細に説明するようにｗ
1（ｎ）の値を基準化し、またこれによりその位相差の
対応値φ1（ｎ）を基準化する。しかし好ましい実施の
形態では、ビームフォーマ係数計算ブロック５２でのφ
2（ｎ）とｗ2(ｎ）の計算において、従来技術のモード
１および２とは異なる全体分解度が得られる。特定して
述べると、広範囲閉ループ・モードのブロック５２は２
値ビームフォーマ係数にスロット当たり９０度のコンス
テレーション回転を与える。したがって、逐次スロット
ｎ、ｎ＋１、ｎ＋２など毎に、先行スロットに対する９
０度回転に基づいてφ2（ｎ）とｗ2(ｎ）を決定する。
かかる回転を２回行うと１８０度に相当するので、９０
度コンステレーション回転ではユーザ局１４は一般に各
逐次スロットに９０度回転を加えることによりスロット
を分析する。この回転を得るには、ユーザ局１４が対象
とするスロットを受信したタイム・スロットに部分的に
基づいてφ2（ｎ）の値を決定し、次に２つのスロット
のグループｉ内の所定のスロットに与えられる回転に対
してφ2（ｎ）の値を選択する。この回転について、次
の表３と図５を参照して以下に説明する。また前に示し
たようにこれらの操作は図１に示すシステム１０内で実
現して好ましい実施の形態を生成することができる。
ォーマ係数を決定するのに２つの位相回転を用いる態様
について以下に説明する。広範囲閉ループ・モードは式
１の以前の約束を用いて、後で詳細に説明するようにｗ
1（ｎ）の値を基準化し、またこれによりその位相差の
対応値φ1（ｎ）を基準化する。しかし好ましい実施の
形態では、ビームフォーマ係数計算ブロック５２でのφ
2（ｎ）とｗ2(ｎ）の計算において、従来技術のモード
１および２とは異なる全体分解度が得られる。特定して
述べると、広範囲閉ループ・モードのブロック５２は２
値ビームフォーマ係数にスロット当たり９０度のコンス
テレーション回転を与える。したがって、逐次スロット
ｎ、ｎ＋１、ｎ＋２など毎に、先行スロットに対する９
０度回転に基づいてφ2（ｎ）とｗ2(ｎ）を決定する。
かかる回転を２回行うと１８０度に相当するので、９０
度コンステレーション回転ではユーザ局１４は一般に各
逐次スロットに９０度回転を加えることによりスロット
を分析する。この回転を得るには、ユーザ局１４が対象
とするスロットを受信したタイム・スロットに部分的に
基づいてφ2（ｎ）の値を決定し、次に２つのスロット
のグループｉ内の所定のスロットに与えられる回転に対
してφ2（ｎ）の値を選択する。この回転について、次
の表３と図５を参照して以下に説明する。また前に示し
たようにこれらの操作は図１に示すシステム１０内で実
現して好ましい実施の形態を生成することができる。
【００４１】表３と図５から分かるように、２つのスロ
ットのグループｉ内の第１のスロット２ｉについて、ユ
ーザ局１４内のビームフォーマ係数計算ブロック５２が
決定するφ2（２ｉ）の値は、グラフ７０に示すように
また垂直の虚軸に対して回転しない軸７０axで表すよう
に、０度の回転に基づく。詳しく述べると、グラフ７０
は２つの陰のある領域７０1と７０2を示す。ブロック５
０からのチャンネル測定値 が領域７０1内にある場合は、ブロック５２はφ2（２
ｉ）の値を０度と計算し、ブロック５４はこの値を符号
化してｗ2（２ｉ）＝０の２進の対応値を生成して、基
地局１２にフィードバックする。逆に、チャンネル測定
値 が領域７０2内にある場合は、ブロック５２はφ2（２
ｉ）の値をπ度と計算し、ブロック５４はこの値を符号
化してｗ2（２ｉ）＝１の２進の対応値を生成して、基
地局１２にフィードバックする。また表３とグラフ７０
上の点の位置は、ｗ 2（波バー）（２ｉ）の可能な値に
応じて基地局１２が実現する位相回転を示す。特定して
述べると、基地局１２がｗ2（波バー）（２ｉ）＝０と
いう値を受信した場合は、基地局１２のフィードバック
復号および処理ブロックはスロット２ｉのチャンネル測
定位相変化を０度として処理する。基地局１２がｗ
2（波バー）（２ｉ）＝１という値を受信した場合は、
基地局１２のフィードバック復号および処理ブロックは
スロット２ｉのチャンネル測定位相変化をπ度として処
理する。
ットのグループｉ内の第１のスロット２ｉについて、ユ
ーザ局１４内のビームフォーマ係数計算ブロック５２が
決定するφ2（２ｉ）の値は、グラフ７０に示すように
また垂直の虚軸に対して回転しない軸７０axで表すよう
に、０度の回転に基づく。詳しく述べると、グラフ７０
は２つの陰のある領域７０1と７０2を示す。ブロック５
０からのチャンネル測定値 が領域７０1内にある場合は、ブロック５２はφ2（２
ｉ）の値を０度と計算し、ブロック５４はこの値を符号
化してｗ2（２ｉ）＝０の２進の対応値を生成して、基
地局１２にフィードバックする。逆に、チャンネル測定
値 が領域７０2内にある場合は、ブロック５２はφ2（２
ｉ）の値をπ度と計算し、ブロック５４はこの値を符号
化してｗ2（２ｉ）＝１の２進の対応値を生成して、基
地局１２にフィードバックする。また表３とグラフ７０
上の点の位置は、ｗ 2（波バー）（２ｉ）の可能な値に
応じて基地局１２が実現する位相回転を示す。特定して
述べると、基地局１２がｗ2（波バー）（２ｉ）＝０と
いう値を受信した場合は、基地局１２のフィードバック
復号および処理ブロックはスロット２ｉのチャンネル測
定位相変化を０度として処理する。基地局１２がｗ
2（波バー）（２ｉ）＝１という値を受信した場合は、
基地局１２のフィードバック復号および処理ブロックは
スロット２ｉのチャンネル測定位相変化をπ度として処
理する。
【００４２】また表３と図５から分かるように、２スロ
ットのグループｉ内の第２のスロット２ｉ＋１につい
て、ユーザ局１４内のビームフォーマ係数計算ブロック
５２が決定するφ2（２ｉ＋１）の値は、グラフ７２に
示すようにまた垂直の虚軸に対して９０度回転する軸７
２axで表すように、９０度の回転に基づく。グラフ７２
は２つの陰のある領域７２1と７２2を示す。ブロック５
０からのチャンネル測定値 が領域７２1内にある場合は、ブロック５２はφ2（２ｉ
＋１）の値をπ／２度と計算し、ブロック５４はこの値
を符号化してｗ2(２ｉ＋１）＝０の２進の対応値を生成
して、基地局１２にフィードバックする。逆に、チャン
ネル測定値 が領域７２2内にある場合は、ブロック５２はφ2（２ｉ
＋１）の値を−π／２度と計算し、ブロック５４はこの
値を符号化してｗ2(２ｉ＋１）＝１の２進の対応値を生
成して、基地局１２にフィードバックする。また、表３
とグラフ７２上の点の位置は、ｗ2（波バー）（２ｉ＋
１）の値に応じて基地局１２が実現する位相回転を示
す。特定して述べると、基地局１２がｗ2（波バー）
（２ｉ＋１）＝０という値を受信した場合は、基地局１
２のフィードバック復号および処理ブロックはスロット
２ｉ＋１のチャンネル測定位相変化をπ／２度として処
理する。基地局１２がｗ2（波バー）（２ｉ＋１）＝１
という値を受信した場合は、基地局１２はスロット２ｉ
のチャンネル測定位相の変化を−π／２度として処理す
る。
ットのグループｉ内の第２のスロット２ｉ＋１につい
て、ユーザ局１４内のビームフォーマ係数計算ブロック
５２が決定するφ2（２ｉ＋１）の値は、グラフ７２に
示すようにまた垂直の虚軸に対して９０度回転する軸７
２axで表すように、９０度の回転に基づく。グラフ７２
は２つの陰のある領域７２1と７２2を示す。ブロック５
０からのチャンネル測定値 が領域７２1内にある場合は、ブロック５２はφ2（２ｉ
＋１）の値をπ／２度と計算し、ブロック５４はこの値
を符号化してｗ2(２ｉ＋１）＝０の２進の対応値を生成
して、基地局１２にフィードバックする。逆に、チャン
ネル測定値 が領域７２2内にある場合は、ブロック５２はφ2（２ｉ
＋１）の値を−π／２度と計算し、ブロック５４はこの
値を符号化してｗ2(２ｉ＋１）＝１の２進の対応値を生
成して、基地局１２にフィードバックする。また、表３
とグラフ７２上の点の位置は、ｗ2（波バー）（２ｉ＋
１）の値に応じて基地局１２が実現する位相回転を示
す。特定して述べると、基地局１２がｗ2（波バー）
（２ｉ＋１）＝０という値を受信した場合は、基地局１
２のフィードバック復号および処理ブロックはスロット
２ｉ＋１のチャンネル測定位相変化をπ／２度として処
理する。基地局１２がｗ2（波バー）（２ｉ＋１）＝１
という値を受信した場合は、基地局１２はスロット２ｉ
のチャンネル測定位相の変化を−π／２度として処理す
る。
【００４３】ｗ2(ｎ）の値を決定する広範囲閉ループ・
モードのこれまでの動作は、表３の実際の位相差値φ
（ｎ）（すなわち、０、π、π／２、−π／２のどれ
か）に関連して数学的に表すことができる。この場合好
ましい実施の形態ではスロットｎについて、次の式６で
定義される瞬時パワーＰ（ｎ）を最大にするようにφ
（ｎ）を選ぶ。 式６は種々の約束を含むので、これについて以下に定義
する。まず、 は複素数ｘの実数部を示す。次に、”Ｈ”という上付き
記号はマトリクスまたはベクトル転置の共役を示す。最
後に、‖ｖ‖はベクトルｖのユークリッド・ノルムを示
す。
モードのこれまでの動作は、表３の実際の位相差値φ
（ｎ）（すなわち、０、π、π／２、−π／２のどれ
か）に関連して数学的に表すことができる。この場合好
ましい実施の形態ではスロットｎについて、次の式６で
定義される瞬時パワーＰ（ｎ）を最大にするようにφ
（ｎ）を選ぶ。 式６は種々の約束を含むので、これについて以下に定義
する。まず、 は複素数ｘの実数部を示す。次に、”Ｈ”という上付き
記号はマトリクスまたはベクトル転置の共役を示す。最
後に、‖ｖ‖はベクトルｖのユークリッド・ノルムを示
す。
【００４４】また式６から分かるように、好ましい実施
の形態では瞬時パワーＰ（ｎ）の最大値は、ｎが偶数の
ときは 、ｎが奇数のときは で、φ2（ｎ）が式６の項 を最大にする値のときに起こる。このように好ましい実
施の形態では、φ2（ｎ）の値は、ｎが奇数または偶数
について、図６のブロック図で得られるように、 の項だけを参照して２つの値を選択してよい。特定して
述べると、図６はこの結果を得るブロック図を示すもの
で、図２のビームフォーマ係数計算ブロック５２とビー
ムフォーマ係数２進符号化ブロック５４を結合したもの
である。また参考のために、図６の結合されたブロック
を今後はブロック５２／５４と呼ぶ。ブロックを結合し
た理由は、図６は上の式６に示す位相差φ2（ｎ）の決
定を実現すると共に、この差を２進形式すなわちｗ
2(ｎ）の対応する値に符号化するからである。最後に比
較のために注意したいことは、瞬時パワーを最大にする
ために位相差を計算する従来技術の１つの方法は、単に
ルックアップテーブルを用いるだけということである。
しかし後で説明するように、この好ましい実施の形態は
かかる方式より複雑でない。
の形態では瞬時パワーＰ（ｎ）の最大値は、ｎが偶数の
ときは 、ｎが奇数のときは で、φ2（ｎ）が式６の項 を最大にする値のときに起こる。このように好ましい実
施の形態では、φ2（ｎ）の値は、ｎが奇数または偶数
について、図６のブロック図で得られるように、 の項だけを参照して２つの値を選択してよい。特定して
述べると、図６はこの結果を得るブロック図を示すもの
で、図２のビームフォーマ係数計算ブロック５２とビー
ムフォーマ係数２進符号化ブロック５４を結合したもの
である。また参考のために、図６の結合されたブロック
を今後はブロック５２／５４と呼ぶ。ブロックを結合し
た理由は、図６は上の式６に示す位相差φ2（ｎ）の決
定を実現すると共に、この差を２進形式すなわちｗ
2(ｎ）の対応する値に符号化するからである。最後に比
較のために注意したいことは、瞬時パワーを最大にする
ために位相差を計算する従来技術の１つの方法は、単に
ルックアップテーブルを用いるだけということである。
しかし後で説明するように、この好ましい実施の形態は
かかる方式より複雑でない。
【００４５】図６において、チャンネル測定ブロック５
０からの値α1,nとα2,nは結合ブロック５２／５４に入
力する。特定して述べると、これらの値は複素点乗積ブ
ロック８０の入力８０1と８０2に結合する。ブロック８
０は、入力８０1と８０2に与えられる値の複素点乗積を
決定する機能を表す。図６に示す例では、この積はブロ
ック８０の出力８０3であって、これを次の式７に示
す。 このように、ブロック８０は式７にも示すように、式６
の項 の最初の２つの被乗数の積を生成する。
０からの値α1,nとα2,nは結合ブロック５２／５４に入
力する。特定して述べると、これらの値は複素点乗積ブ
ロック８０の入力８０1と８０2に結合する。ブロック８
０は、入力８０1と８０2に与えられる値の複素点乗積を
決定する機能を表す。図６に示す例では、この積はブロ
ック８０の出力８０3であって、これを次の式７に示
す。 このように、ブロック８０は式７にも示すように、式６
の項 の最初の２つの被乗数の積を生成する。
【００４６】複素点乗積ブロック８０からの点乗積出力
は交番スイッチ８２に結合する。スイッチ８２は１つの
スロットで第１の位置に切り替わり、次のスロットで第
２の位置に切り替わる。特定して述べると、ｉスロット
のグループ内の第１のスロット２ｉでは、スイッチ８２
は複素点乗積ブロック８０の出力を実成分抽出ブロック
８４に接続し、ｉスロットのグループ内の第２のスロッ
ト２ｉ＋１では、スイッチ８２は複素点乗積ブロック８
０の出力を虚成分抽出ブロック８６に接続する。
は交番スイッチ８２に結合する。スイッチ８２は１つの
スロットで第１の位置に切り替わり、次のスロットで第
２の位置に切り替わる。特定して述べると、ｉスロット
のグループ内の第１のスロット２ｉでは、スイッチ８２
は複素点乗積ブロック８０の出力を実成分抽出ブロック
８４に接続し、ｉスロットのグループ内の第２のスロッ
ト２ｉ＋１では、スイッチ８２は複素点乗積ブロック８
０の出力を虚成分抽出ブロック８６に接続する。
【００４７】実成分抽出ブロック８４はその入力に与え
られる値の実数部だけを選択して出力し、逆に、虚成分
抽出ブロック８６はその入力に与えられる値の虚数部だ
けを出力する。実成分抽出ブロック８４の出力は、比較
器または比較機能でもある決定ブロック８８に入る。ブ
ロック８４からの実成分が０以上の場合はブロック９０
に進み、逆にブロック８４からの実成分が０より小さい
場合はブロック９２に進む。虚成分抽出ブロック８６の
出力は、比較器または比較機能でもある決定ブロック９
４に入る。ブロック８６からの虚成分が０以下の場合は
ブロック９６に進み、逆にブロック８６からの虚成分が
０より大きい場合はブロック９８に進む。
られる値の実数部だけを選択して出力し、逆に、虚成分
抽出ブロック８６はその入力に与えられる値の虚数部だ
けを出力する。実成分抽出ブロック８４の出力は、比較
器または比較機能でもある決定ブロック８８に入る。ブ
ロック８４からの実成分が０以上の場合はブロック９０
に進み、逆にブロック８４からの実成分が０より小さい
場合はブロック９２に進む。虚成分抽出ブロック８６の
出力は、比較器または比較機能でもある決定ブロック９
４に入る。ブロック８６からの虚成分が０以下の場合は
ブロック９６に進み、逆にブロック８６からの虚成分が
０より大きい場合はブロック９８に進む。
【００４８】ブロック５０／５２の動作により生成され
る最終結果は、図６のブロック９０、９２、９６、９８
に示す値の割当てを見れば当業者は理解できる。スロッ
トｎ＝２ｉでは、後で示すように で式６の項 の最大化に基づいて、決定ブロック８８は流れをブロッ
ク９０か９２かに決め、これらの２つのブロック９０と
９２はそれぞれｎ＝２ｉにおいて表３に示す２つの異な
る値（すなわち、それぞれ０またはπ）のどちらかをφ
2（ｎ）に割り当てる。またブロック９０と９２はφ
2（ｎ）に割り当てられた値を、表３に示すように対応
する２進の対応値ｗ2(ｎ）に符号化する。またスロット
ｎ＝２ｉ＋１では、後で示すように で式６の項 の最大化に基づいて、決定ブロック９４は流れをブロッ
ク９６か９８かに決め、これらの２つのブロック９６と
９８はそれぞれｎ＝２ｉ＋１において表３に示す２つの
異なる値（すなわち、それぞれπ／２または−π／２）
のどちらかをφ2（ｎ）に割り当てる。またブロック９
６と９８はφ2（ｎ）に割り当てられた値を、表３に示
すように対応する２進の対応値ｗ2(ｎ）に符号化する。
最後に、注意すべきであるが、ブロック９０、９２、９
６、９８のどれかから割り当てられた値は図２に示す各
ブロックに与えられる。すなわち、ｗ2(ｎ）の値は基地
局１２にフィードバックされ、φ2（ｎ）の値はビーム
フォーマ確認ブロック５６に入る。
る最終結果は、図６のブロック９０、９２、９６、９８
に示す値の割当てを見れば当業者は理解できる。スロッ
トｎ＝２ｉでは、後で示すように で式６の項 の最大化に基づいて、決定ブロック８８は流れをブロッ
ク９０か９２かに決め、これらの２つのブロック９０と
９２はそれぞれｎ＝２ｉにおいて表３に示す２つの異な
る値（すなわち、それぞれ０またはπ）のどちらかをφ
2（ｎ）に割り当てる。またブロック９０と９２はφ
2（ｎ）に割り当てられた値を、表３に示すように対応
する２進の対応値ｗ2(ｎ）に符号化する。またスロット
ｎ＝２ｉ＋１では、後で示すように で式６の項 の最大化に基づいて、決定ブロック９４は流れをブロッ
ク９６か９８かに決め、これらの２つのブロック９６と
９８はそれぞれｎ＝２ｉ＋１において表３に示す２つの
異なる値（すなわち、それぞれπ／２または−π／２）
のどちらかをφ2（ｎ）に割り当てる。またブロック９
６と９８はφ2（ｎ）に割り当てられた値を、表３に示
すように対応する２進の対応値ｗ2(ｎ）に符号化する。
最後に、注意すべきであるが、ブロック９０、９２、９
６、９８のどれかから割り当てられた値は図２に示す各
ブロックに与えられる。すなわち、ｗ2(ｎ）の値は基地
局１２にフィードバックされ、φ2（ｎ）の値はビーム
フォーマ確認ブロック５６に入る。
【００４９】ブロック８４による実成分の抽出に関して
ブロック５０／５２の動作を更に理解するため以下に詳
細に説明する。この説明から、当業者は図６の特定の実
施の形態で実現される別の利点を理解することができ
る。一般に実成分抽出ブロック８４と決定ブロック８８
は、或る複素算術恒等式を利用して瞬時パワーＰ（ｎ）
を最大にするφ2（ｎ）の値を決定する。この方式で動
作するとき、これらのブロックの構造は他の計算または
記憶を用いた方法に比べて複雑さが少ない。ブロック８
４と８８は の場合を処理する。φ2（ｎ）のこれらの２つの値の意
味を更に検討すると、式６の実数部の最後の被乗数は式
８と９に示す値になる。
ブロック５０／５２の動作を更に理解するため以下に詳
細に説明する。この説明から、当業者は図６の特定の実
施の形態で実現される別の利点を理解することができ
る。一般に実成分抽出ブロック８４と決定ブロック８８
は、或る複素算術恒等式を利用して瞬時パワーＰ（ｎ）
を最大にするφ2（ｎ）の値を決定する。この方式で動
作するとき、これらのブロックの構造は他の計算または
記憶を用いた方法に比べて複雑さが少ない。ブロック８
４と８８は の場合を処理する。φ2（ｎ）のこれらの２つの値の意
味を更に検討すると、式６の実数部の最後の被乗数は式
８と９に示す値になる。
【００５０】式８と９から理解されるように、Ｐ（ｎ）
を最大にするには、φ2（ｎ）の値は の結果が正になるようにしなければならない。例えば、 が正の値の場合は、式８と９の２つの被乗数の中、式８
から得られる被乗数１を掛けるとＰ（ｎ）を最大にする
ことができる。決定ブロック８８はこの場合は流れをブ
ロック９０に進めてφ2（ｎ）に０度の値を割り当て
る。なぜなら、この値がＰ（ｎ）を最大にするからであ
る。別の例として、 が負の値の場合は、これに式９から得られる被乗数−１
を掛けて正の積を形成すればＰ（ｎ）は最大になり、決
定ブロック８８はこの場合は流れをブロック９２に進め
てφ2（ｎ）にπ度の値を割り当てる。なぜなら、この
値がＰ（ｎ）を最大にするからである。したがってどち
らの場合も、ブロック８８、９０、９２はｅjθを実際
に掛けるという複雑な計算を行わずに、この決定を行う
ことができる。
を最大にするには、φ2（ｎ）の値は の結果が正になるようにしなければならない。例えば、 が正の値の場合は、式８と９の２つの被乗数の中、式８
から得られる被乗数１を掛けるとＰ（ｎ）を最大にする
ことができる。決定ブロック８８はこの場合は流れをブ
ロック９０に進めてφ2（ｎ）に０度の値を割り当て
る。なぜなら、この値がＰ（ｎ）を最大にするからであ
る。別の例として、 が負の値の場合は、これに式９から得られる被乗数−１
を掛けて正の積を形成すればＰ（ｎ）は最大になり、決
定ブロック８８はこの場合は流れをブロック９２に進め
てφ2（ｎ）にπ度の値を割り当てる。なぜなら、この
値がＰ（ｎ）を最大にするからである。したがってどち
らの場合も、ブロック８８、９０、９２はｅjθを実際
に掛けるという複雑な計算を行わずに、この決定を行う
ことができる。
【００５１】ブロック８６による虚成分の抽出に関して
ブロック５０／５２の動作を更に理解するため以下に詳
細に説明する。この説明から、当業者は図６の特定の実
施の形態で実現される別の利点を理解することができ
る。虚成分抽出ブロック８６と決定ブロック９４は、或
る複素算術恒等式を利用して瞬時パワーＰ（ｎ）を最大
にするφ2（ｎ）の値を決定する。したがってこの場合
も、他の計算または記憶を用いた方法に比べて複雑が少
ない或る実施の形態を示す。ブロック８６と９４は の場合を処理する。φ2（ｎ）のこれらの２つの値の意
味を更に検討すると、式６の実数部の最後の被乗数 は式１０と１１に示す値になる。
ブロック５０／５２の動作を更に理解するため以下に詳
細に説明する。この説明から、当業者は図６の特定の実
施の形態で実現される別の利点を理解することができ
る。虚成分抽出ブロック８６と決定ブロック９４は、或
る複素算術恒等式を利用して瞬時パワーＰ（ｎ）を最大
にするφ2（ｎ）の値を決定する。したがってこの場合
も、他の計算または記憶を用いた方法に比べて複雑が少
ない或る実施の形態を示す。ブロック８６と９４は の場合を処理する。φ2（ｎ）のこれらの２つの値の意
味を更に検討すると、式６の実数部の最後の被乗数 は式１０と１１に示す値になる。
【００５２】式１０と１１は虚の結果を生成する。好ま
しい実施の形態に関して分かるように、式６内の実数値
に掛けた場合は、次の複素算術原理から理解できるよう
に、これらの結果は結果の虚数部の符号に影響を与える
ことがある。この場合もＰ（ｎ）を最大にするには、φ
2（ｎ）の値は の結果が正になるようにしなければならない。しかしス
ロット２ｉ＋１の場合は であって、式１０と１１に示すように の値はブロック８０からの点乗積を含み、ｊまたは−ｊ
を掛けたものである。次の式１２乃至１５は、ブロック
８６と９４の理解を助ける別の複素算術原理を示す。こ
こで、ｖとｙは複素数であり、ｊまたは−ｊを次のよう
に掛けたものである。
しい実施の形態に関して分かるように、式６内の実数値
に掛けた場合は、次の複素算術原理から理解できるよう
に、これらの結果は結果の虚数部の符号に影響を与える
ことがある。この場合もＰ（ｎ）を最大にするには、φ
2（ｎ）の値は の結果が正になるようにしなければならない。しかしス
ロット２ｉ＋１の場合は であって、式１０と１１に示すように の値はブロック８０からの点乗積を含み、ｊまたは−ｊ
を掛けたものである。次の式１２乃至１５は、ブロック
８６と９４の理解を助ける別の複素算術原理を示す。こ
こで、ｖとｙは複素数であり、ｊまたは−ｊを次のよう
に掛けたものである。
【００５３】以上のことから、またＰ（ｎ）を最大にす
るという目的から、式１２乃至１５は次のことを示す。
式１３と式１２を比べると、式１３の複素数積の実数部
の方が大きい（すなわち、ｂと−ｂではｂの方が大き
い）。またこの２つの式が示すように、正の虚数値（す
なわち、ｂ）を持つ複素数から実数部が大きいという結
果を得るには複素数に−ｊを掛けなければならない。こ
のように図６から、ブロック８０からの複素点乗積が正
の虚数値（ブロック８６から抽出される）を持つ場合
は、−ｊを掛けたときに積 は最大になる。これはφ2（ｎ）＝−π／２のときに起
こる。この場合は決定ブロック９４は流れをブロック９
８に進めて、φ2（ｎ）に−π／２度を割り当てる。ま
た式１４と式１５を比べると、式１４の複素数積の実数
部の方が大きい（すなわち、ｄと−ｄを比べて）。この
２つの式が示すように、負の虚数値（すなわち、ｄ）を
持つ複素数からこの結果を得るには複素数にｊを掛けな
ければならない。このように図６から、ブロック８０か
らの複素点乗積が負または０の虚数値（ブロック８６か
ら抽出される）を持つ場合は、ｊを掛けたときに積 は最大になる。これはφ2（ｎ）＝π／２のときに起こ
る。この場合は決定ブロック９４は流れをブロック９６
に進めて、φ2（ｎ）にπ／２度を割り当てる。したが
ってどちらの場合もＰ（ｎ）を最大にするφ2（ｎ）の
正しい値が割り当てられ、実際にｅjθを掛けるという
複雑な計算を行う必要はない。
るという目的から、式１２乃至１５は次のことを示す。
式１３と式１２を比べると、式１３の複素数積の実数部
の方が大きい（すなわち、ｂと−ｂではｂの方が大き
い）。またこの２つの式が示すように、正の虚数値（す
なわち、ｂ）を持つ複素数から実数部が大きいという結
果を得るには複素数に−ｊを掛けなければならない。こ
のように図６から、ブロック８０からの複素点乗積が正
の虚数値（ブロック８６から抽出される）を持つ場合
は、−ｊを掛けたときに積 は最大になる。これはφ2（ｎ）＝−π／２のときに起
こる。この場合は決定ブロック９４は流れをブロック９
８に進めて、φ2（ｎ）に−π／２度を割り当てる。ま
た式１４と式１５を比べると、式１４の複素数積の実数
部の方が大きい（すなわち、ｄと−ｄを比べて）。この
２つの式が示すように、負の虚数値（すなわち、ｄ）を
持つ複素数からこの結果を得るには複素数にｊを掛けな
ければならない。このように図６から、ブロック８０か
らの複素点乗積が負または０の虚数値（ブロック８６か
ら抽出される）を持つ場合は、ｊを掛けたときに積 は最大になる。これはφ2（ｎ）＝π／２のときに起こ
る。この場合は決定ブロック９４は流れをブロック９６
に進めて、φ2（ｎ）にπ／２度を割り当てる。したが
ってどちらの場合もＰ（ｎ）を最大にするφ2（ｎ）の
正しい値が割り当てられ、実際にｅjθを掛けるという
複雑な計算を行う必要はない。
【００５４】次に基地局１２に戻って、ユーザ局１４か
らフィードバックされる閉ループ値に応じる広範囲閉ル
ープ・モードについて説明する。まず、上に述べた約束
を確認する。すなわち、ユーザ局１４はｗ2(ｎ）（基準
化されていない場合はｗ1（ｎ）も）の値をフィードバ
ックするが、このフィードバック値はフィードバック・
チャンネル内のチャンネルの影響を受けるので、基地局
１２が実際に受信する対応値をｗ2（波バー）（ｎ）で
表す。この値が分かると、フィードバック復号および処
理ブロック２１は２ステップの動作を行う。簡単のため
に、これらのステップについて以下に別々に説明する。
らフィードバックされる閉ループ値に応じる広範囲閉ル
ープ・モードについて説明する。まず、上に述べた約束
を確認する。すなわち、ユーザ局１４はｗ2(ｎ）（基準
化されていない場合はｗ1（ｎ）も）の値をフィードバ
ックするが、このフィードバック値はフィードバック・
チャンネル内のチャンネルの影響を受けるので、基地局
１２が実際に受信する対応値をｗ2（波バー）（ｎ）で
表す。この値が分かると、フィードバック復号および処
理ブロック２１は２ステップの動作を行う。簡単のため
に、これらのステップについて以下に別々に説明する。
【００５５】ブロック２１の最初の動作として、ブロッ
ク２１はｗ2（波バー）（ｎ）に応じてｗ2（波バー）
（ｎ）に対応する実際の位相差（φ2,T（ｎ）で表す）
を決定する。この決定は表３のマッピングにより行う。
言い換えると、スロットｎ＝２ｉにおいてｗ2（波バ
ー）（２ｉ）が２進値の０に等しい場合は、ブロック２
１はφ2,T（２ｉ）が０度に等しいと決定し、ｗ2（波バ
ー）（２ｉ）が２進値の１に等しい場合は、ブロック２
１はφ2,T（２ｉ）がπ度に等しいと決定する。またス
ロットｎ＝２ｉ＋１においてｗ2（波バー）（２ｉ＋
１）が２進値の０に等しい場合は、ブロック２１はφ
2,T（２ｉ＋１）がπ／２度に等しいと決定し、ｗ2（波
バー）（２ｉ＋１）が２進値の１に等しい場合は、ブロ
ック２１はφ2,T（２ｉ＋１）が−π／２度に等しいと
決定する。
ク２１はｗ2（波バー）（ｎ）に応じてｗ2（波バー）
（ｎ）に対応する実際の位相差（φ2,T（ｎ）で表す）
を決定する。この決定は表３のマッピングにより行う。
言い換えると、スロットｎ＝２ｉにおいてｗ2（波バ
ー）（２ｉ）が２進値の０に等しい場合は、ブロック２
１はφ2,T（２ｉ）が０度に等しいと決定し、ｗ2（波バ
ー）（２ｉ）が２進値の１に等しい場合は、ブロック２
１はφ2,T（２ｉ）がπ度に等しいと決定する。またス
ロットｎ＝２ｉ＋１においてｗ2（波バー）（２ｉ＋
１）が２進値の０に等しい場合は、ブロック２１はφ
2,T（２ｉ＋１）がπ／２度に等しいと決定し、ｗ2（波
バー）（２ｉ＋１）が２進値の１に等しい場合は、ブロ
ック２１はφ2,T（２ｉ＋１）が−π／２度に等しいと
決定する。
【００５６】ブロック２１の第２の動作は、直ぐ上に述
べたφ2,T（ｎ）の決定された値に応じるものである。
特定して述べると、値φ2,T（ｎ）を受信するとブロッ
ク２１は乗算器２０1と２０2で用いる実際の被乗数を決
定する。前に述べたようにｗ 1,T（ｎ）は基準化されて
いるので、好ましい実施の形態では乗算器１８1で用い
るその実際の基準化された値を次の式１６のように設定
する。 もちろん式１６の値は定数なので、１度だけ計算すれば
よいし、または或る記憶要素などで固定してもよい。し
かしｗ2,T（ｎ）は前にブロック２１が決定したφ
2,T（ｎ）の実際の値に基づく。また好ましい実施の形
態では、ｗ2,T（ｎ）の値は２つの逐次のスロットに対
応するφ2,Tの２つの受信値（すなわち、φ2,T（ｎ）と
φ2,T（ｎ−１））の平均を用いる。これを次の式１７
に示す。
べたφ2,T（ｎ）の決定された値に応じるものである。
特定して述べると、値φ2,T（ｎ）を受信するとブロッ
ク２１は乗算器２０1と２０2で用いる実際の被乗数を決
定する。前に述べたようにｗ 1,T（ｎ）は基準化されて
いるので、好ましい実施の形態では乗算器１８1で用い
るその実際の基準化された値を次の式１６のように設定
する。 もちろん式１６の値は定数なので、１度だけ計算すれば
よいし、または或る記憶要素などで固定してもよい。し
かしｗ2,T（ｎ）は前にブロック２１が決定したφ
2,T（ｎ）の実際の値に基づく。また好ましい実施の形
態では、ｗ2,T（ｎ）の値は２つの逐次のスロットに対
応するφ2,Tの２つの受信値（すなわち、φ2,T（ｎ）と
φ2,T（ｎ−１））の平均を用いる。これを次の式１７
に示す。
【００５７】式１７で示す２スロット平均法は、好まし
い実施の形態では従来技術に用いられた４スロット平均
法（例えば、式５）に比べて計算の複雑さと遅れが一層
少なくなることを示す。また分析と説明のために述べる
と、式１７の括弧内の２つの加数は複素平面内の加算を
表すので、式１７に関して次の項を定義してθT（ｎ）
という関連する因数を導入する。 このように、式１８は２つの逐次のスロットに対応する
φ2,Tの２つの受信値の平均としてθT（ｎ）を定義す
る。偶数スロットｎでは 、奇数のスロットｎでは なので、偶数スロットｎからの任意の１つと直前の奇数
スロットｎ−１の平均は４つの値の１つ、すなわち だけをとる。また式１７と１８の結果から、乗算器２０
1および２０2はそれぞれｗ1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）の値
を用いて信号ｗ1,T（ｎ）Ｓiとｗ2,T（ｎ）Ｓiを生成
し、これらをそれぞれアンテナＡ１２1とＡ１２2により
ユーザ局１４に送信する。
い実施の形態では従来技術に用いられた４スロット平均
法（例えば、式５）に比べて計算の複雑さと遅れが一層
少なくなることを示す。また分析と説明のために述べる
と、式１７の括弧内の２つの加数は複素平面内の加算を
表すので、式１７に関して次の項を定義してθT（ｎ）
という関連する因数を導入する。 このように、式１８は２つの逐次のスロットに対応する
φ2,Tの２つの受信値の平均としてθT（ｎ）を定義す
る。偶数スロットｎでは 、奇数のスロットｎでは なので、偶数スロットｎからの任意の１つと直前の奇数
スロットｎ−１の平均は４つの値の１つ、すなわち だけをとる。また式１７と１８の結果から、乗算器２０
1および２０2はそれぞれｗ1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）の値
を用いて信号ｗ1,T（ｎ）Ｓiとｗ2,T（ｎ）Ｓiを生成
し、これらをそれぞれアンテナＡ１２1とＡ１２2により
ユーザ局１４に送信する。
【００５８】基地局１２が好ましい広範囲閉ループ・モ
ードに従って信号ｗ1,T（ｎ）Ｓiとｗ2,T（ｎ）Ｓiをユ
ーザ局１４に送信したので、次にチャンネル推定および
ビームフォーマ確認ブロック５６の好ましい実施の形態
で実現される、ユーザ局１４における好ましいビームフ
ォーマ確認について述べる。前にビームフォーマ確認を
導入したときに説明したように、基地局１２からの送信
はフィードバック・チャンネルにより影響を受ける重み
値（例えば、ｗ2,T（ｎ））を用いるので、ビームフォ
ーマ確認は一般に基地局１２が用いる実際の重み値を確
認するユーザ局１４の作業である。次にユーザ局１４は
確認した値を用いて、ブロック２３の最大比結合に用い
るｈn（山バー）の値を決定する。好ましい実施の形態
では、ビームフォーマ確認は広範囲閉ループ・モードで
２つの異なる方法の一方を用いて実現される。それぞれ
の方法については後で説明する。
ードに従って信号ｗ1,T（ｎ）Ｓiとｗ2,T（ｎ）Ｓiをユ
ーザ局１４に送信したので、次にチャンネル推定および
ビームフォーマ確認ブロック５６の好ましい実施の形態
で実現される、ユーザ局１４における好ましいビームフ
ォーマ確認について述べる。前にビームフォーマ確認を
導入したときに説明したように、基地局１２からの送信
はフィードバック・チャンネルにより影響を受ける重み
値（例えば、ｗ2,T（ｎ））を用いるので、ビームフォ
ーマ確認は一般に基地局１２が用いる実際の重み値を確
認するユーザ局１４の作業である。次にユーザ局１４は
確認した値を用いて、ブロック２３の最大比結合に用い
るｈn（山バー）の値を決定する。好ましい実施の形態
では、ビームフォーマ確認は広範囲閉ループ・モードで
２つの異なる方法の一方を用いて実現される。それぞれ
の方法については後で説明する。
【００５９】図７はチャンネル推定およびビームフォー
マ確認ブロック５６のブロック図の詳細を示すもので、
これを好ましい実施の形態に関連して詳細に説明する。
前に述べたように、ブロック５６は図２の他のブロック
から種々の入力を受ける。すなわち、パイロット記号抽
出器４４からのＤＰＣＨパイロット記号ｙ（ｎ）と、ビ
ームフォーマ係数計算ブロック５２からの位相差値φ1
（ｎ）およびφ2（ｎ）（またはφ1（ｎ）が基準化され
ている場合はφ2（ｎ）だけ）は、ビームフォーマ確認
ブロック１００に入る。またブロック５６は、チャンネ
ル測定ブロック５０からチャンネル測定値α1,nおよび
α2,nを入力として受ける。値α1,nは第１のマルチスロ
ット平均化推定器１０２の入力に接続し、α2,nは第２
のマルチスロット平均化推定器１０４の入力に接続す
る。
マ確認ブロック５６のブロック図の詳細を示すもので、
これを好ましい実施の形態に関連して詳細に説明する。
前に述べたように、ブロック５６は図２の他のブロック
から種々の入力を受ける。すなわち、パイロット記号抽
出器４４からのＤＰＣＨパイロット記号ｙ（ｎ）と、ビ
ームフォーマ係数計算ブロック５２からの位相差値φ1
（ｎ）およびφ2（ｎ）（またはφ1（ｎ）が基準化され
ている場合はφ2（ｎ）だけ）は、ビームフォーマ確認
ブロック１００に入る。またブロック５６は、チャンネ
ル測定ブロック５０からチャンネル測定値α1,nおよび
α2,nを入力として受ける。値α1,nは第１のマルチスロ
ット平均化推定器１０２の入力に接続し、α2,nは第２
のマルチスロット平均化推定器１０４の入力に接続す
る。
【００６０】推定器１０２および１０４の出力は入力値
α1,nおよびα2,nに対応する推定値であって、約束によ
りこれらをα1,n（山バー）およびα2,n（山バー）で示
す。推定値α1,n（山バー）およびα2,n（山バー）は各
乗算器１０６および１０８の入力被乗数として接続し、
また推定値α2,n（山バー）はビームフォーマ確認ブロ
ック１００の入力にも接続する。ビームフォーマ確認ブ
ロック１００の出力は基地局１２が用いる値ｗ
2,T（ｎ）のユーザ局１４による推定値であり、記号と
してｗ2,T（山バー）（ｎ）で表す。値ｗ2,T（山バー）
（ｎ）は第２の入力被乗数として乗算器１０８に接続す
る。また図７に示すｗ1,T（山バー）（ｎ）の値は式１
６で与えられる定数であって、乗算器１０６に第２の入
力被乗数として接続する。乗算器１０６および１０８の
積出力は加算器１１０に入り、加算器１１０の出力はＭ
ＲＣブロック２３に出力ｈn（山バー）を与える。次
に、チャンネル推定およびビームフォーマ確認ブロック
５６の動作を説明する。
α1,nおよびα2,nに対応する推定値であって、約束によ
りこれらをα1,n（山バー）およびα2,n（山バー）で示
す。推定値α1,n（山バー）およびα2,n（山バー）は各
乗算器１０６および１０８の入力被乗数として接続し、
また推定値α2,n（山バー）はビームフォーマ確認ブロ
ック１００の入力にも接続する。ビームフォーマ確認ブ
ロック１００の出力は基地局１２が用いる値ｗ
2,T（ｎ）のユーザ局１４による推定値であり、記号と
してｗ2,T（山バー）（ｎ）で表す。値ｗ2,T（山バー）
（ｎ）は第２の入力被乗数として乗算器１０８に接続す
る。また図７に示すｗ1,T（山バー）（ｎ）の値は式１
６で与えられる定数であって、乗算器１０６に第２の入
力被乗数として接続する。乗算器１０６および１０８の
積出力は加算器１１０に入り、加算器１１０の出力はＭ
ＲＣブロック２３に出力ｈn（山バー）を与える。次
に、チャンネル推定およびビームフォーマ確認ブロック
５６の動作を説明する。
【００６１】推定器１０２および１０４は入力に受けた
チャンネル測定値の精度を高める。好ましい実施の形態
では、推定器１０２および１０４はそれぞれの入力のマ
ルチスロット平均を計算して、より正確な推定値と期待
される値（α1,n（山バー）およびα2,n（山バー）で表
す）を出力する。好ましくは、用いるマルチスロット平
均化法はこの技術で知られている重み付きマルチスロッ
ト平均化法であって、低いまたは中間のチャンネル・フ
ェージング速度では６スロットに重み［０．３，０．
８，１，１，０．８，０．３］を付け、高いフェージン
グ速度では４スロットに重み［０．６，１，１，０．
６］を付けて平均する。
チャンネル測定値の精度を高める。好ましい実施の形態
では、推定器１０２および１０４はそれぞれの入力のマ
ルチスロット平均を計算して、より正確な推定値と期待
される値（α1,n（山バー）およびα2,n（山バー）で表
す）を出力する。好ましくは、用いるマルチスロット平
均化法はこの技術で知られている重み付きマルチスロッ
ト平均化法であって、低いまたは中間のチャンネル・フ
ェージング速度では６スロットに重み［０．３，０．
８，１，１，０．８，０．３］を付け、高いフェージン
グ速度では４スロットに重み［０．６，１，１，０．
６］を付けて平均する。
【００６２】ブロック５６内の残りのブロックと項目の
動作を理解するため、まず式１６と１８を式４に代入し
て、次の式１９の形でチャンネル推定を定義する。
動作を理解するため、まず式１６と１８を式４に代入し
て、次の式１９の形でチャンネル推定を定義する。
【００６３】式１９のα1,nとα2,nの値には、それぞれ
推定器１０２および１０４からの精度を高めた推定値α
1,n（山バー）とα2,n（山バー）を用いてよい。またｈ
n（山バー）の決定を完成するために、ブロック５６は
θT（ｎ）を決定する。好ましい実施の形態ではこの動
作はＤＰＣＨパイロット記号ｙ（ｎ）の値に応じてビー
ムフォーマ確認ブロック１００が行う。この点で注意す
べききであるが、第１に好ましい実施の形態ではパイロ
ット記号（前に述べたように異なる送信アンテナＡ１２
1とＡ１２2ではパイロット記号が異なる）は互いに直交
する。第２に好ましい実施の形態のビームフォーマ確認
ブロック１００は、直交するＤＰＣＨパイロット記号に
応じて２つの異なる方法のどちらかでθT（ｎ）を決定
する。一般にこの２つの方法の第１の方法を２回転仮説
試験法と呼び、第２の方法を４仮説単一ショット試験法
と呼ぶ。これらの方法を以下に詳細に説明する。
推定器１０２および１０４からの精度を高めた推定値α
1,n（山バー）とα2,n（山バー）を用いてよい。またｈ
n（山バー）の決定を完成するために、ブロック５６は
θT（ｎ）を決定する。好ましい実施の形態ではこの動
作はＤＰＣＨパイロット記号ｙ（ｎ）の値に応じてビー
ムフォーマ確認ブロック１００が行う。この点で注意す
べききであるが、第１に好ましい実施の形態ではパイロ
ット記号（前に述べたように異なる送信アンテナＡ１２
1とＡ１２2ではパイロット記号が異なる）は互いに直交
する。第２に好ましい実施の形態のビームフォーマ確認
ブロック１００は、直交するＤＰＣＨパイロット記号に
応じて２つの異なる方法のどちらかでθT（ｎ）を決定
する。一般にこの２つの方法の第１の方法を２回転仮説
試験法と呼び、第２の方法を４仮説単一ショット試験法
と呼ぶ。これらの方法を以下に詳細に説明する。
【００６４】どちらの好ましいビームフォーマ確認方法
も直交するＤＰＣＨパイロット記号ｙ（ｎ）に応じてθ
T（ｎ）を決定するが、かかる記号を次の式２０のよう
に書くことができる。 式２０で、Ψ（ｎ）は成分当たりの分散がσ2であるゼ
ロ平均ガウス雑音係数である。また式２０のベクトル (以下ｂと表記する)はブロック１００が推定器１０４か
ら受けるα1,nとα2,nに対して定義され、次の式２１の
ように書かれる。 式２１で、｛ｄk（１），．．．，ｄk（ＮY）｝はアン
テナｋのＤＰＣＨパイロット・パターンであり、ＮYは
スロット当たりのパイロット記号の数である。また式２
０および２１（その他の式も）は理想的な解を与える
が、好ましい実施の形態を実現するときは理想的な対応
値α2,nではなくα2,n（山バー）などの推定値を用い
る。
も直交するＤＰＣＨパイロット記号ｙ（ｎ）に応じてθ
T（ｎ）を決定するが、かかる記号を次の式２０のよう
に書くことができる。 式２０で、Ψ（ｎ）は成分当たりの分散がσ2であるゼ
ロ平均ガウス雑音係数である。また式２０のベクトル (以下ｂと表記する)はブロック１００が推定器１０４か
ら受けるα1,nとα2,nに対して定義され、次の式２１の
ように書かれる。 式２１で、｛ｄk（１），．．．，ｄk（ＮY）｝はアン
テナｋのＤＰＣＨパイロット・パターンであり、ＮYは
スロット当たりのパイロット記号の数である。また式２
０および２１（その他の式も）は理想的な解を与える
が、好ましい実施の形態を実現するときは理想的な対応
値α2,nではなくα2,n（山バー）などの推定値を用い
る。
【００６５】したがって、好ましい実施の形態が選ぶビ
ームフォーマ確認は経験的な検出確率を最大にする。こ
の確率を式２１に適用すると一般に次の式２２が得られ
る。 ただし、ｍは指標付け、 は許容できるφ(m)（山バー）値のインデックスセッ
ト、μ（ｍ）はｍに依存するしきい値パラメータであ
る。ｎ＝２ｉのときは φ(1)（山バー）＝０およびφ
(2)（山バー）＝πであり、ｎ＝２ｉ＋１のときは φ
(1)（山バー）＝π／２およびφ(2)（山バー）＝−π／
２である。
ームフォーマ確認は経験的な検出確率を最大にする。こ
の確率を式２１に適用すると一般に次の式２２が得られ
る。 ただし、ｍは指標付け、 は許容できるφ(m)（山バー）値のインデックスセッ
ト、μ（ｍ）はｍに依存するしきい値パラメータであ
る。ｎ＝２ｉのときは φ(1)（山バー）＝０およびφ
(2)（山バー）＝πであり、ｎ＝２ｉ＋１のときは φ
(1)（山バー）＝π／２およびφ(2)（山バー）＝−π／
２である。
【００６６】図８はビームフォーマ確認ブロック１００
1の第１の例のブロック図を示す。これは図７のビーム
フォーマ確認ブロックとして容易に実現することができ
構成であって、後で説明する２回転仮説試験法に従って
動作する。まず、ブロック１００1はｗ2,T（山バー）
（ｎ）で示す推定値を与える。これは後で示すように式
２２内の値φ(m)（山バー）に関係する。またｗ2,T（山
バー）（ｎ）の値は、所定のスロットｎについてユーザ
局１４に送信する前に基地局１２が信号に付けた重みｗ
2,T（ｎ）の値をユーザ局１４が推定した値である。
1の第１の例のブロック図を示す。これは図７のビーム
フォーマ確認ブロックとして容易に実現することができ
構成であって、後で説明する２回転仮説試験法に従って
動作する。まず、ブロック１００1はｗ2,T（山バー）
（ｎ）で示す推定値を与える。これは後で示すように式
２２内の値φ(m)（山バー）に関係する。またｗ2,T（山
バー）（ｎ）の値は、所定のスロットｎについてユーザ
局１４に送信する前に基地局１２が信号に付けた重みｗ
2,T（ｎ）の値をユーザ局１４が推定した値である。
【００６７】図８はベクトル形成ブロック１１２を含
む。ブロック１１２は、各パイロット・データと式２１
に示す該当するチャンネル推定値αk,nとの積に従っ
て、ｂ2（ｎ）のベクトル要素を決定する。しかし値α
k,nに関して注意すべきは、ブロック１１２は実際に
は、マルチスロット平均化推定器１０４の出力である精
度を高めた値α2,n（山バー）を用いるということであ
る。ブロック１１２が決定するベクトルｂ2（ｎ）は複
素点乗積ブロック１１４の入力１１４1に被乗数として
入る。ブロック１１４は別の入力１１４2にＤＰＣＨパ
イロット記号抽出器４４から別の被乗数ベクトルｙ
（ｎ）を受ける。ブロック１１４は入力１１４1と１１
４2に与えられる値の複素点乗積を決定する機能を表
す。図８に示す例ではこの積をブロック１１４の出力１
１４3で示す。またこれを次の式２３に示す。 式２３にも示すように、ブロック１１４は式２２内の項 の最初の２つの被乗数の積を生成する。
む。ブロック１１２は、各パイロット・データと式２１
に示す該当するチャンネル推定値αk,nとの積に従っ
て、ｂ2（ｎ）のベクトル要素を決定する。しかし値α
k,nに関して注意すべきは、ブロック１１２は実際に
は、マルチスロット平均化推定器１０４の出力である精
度を高めた値α2,n（山バー）を用いるということであ
る。ブロック１１２が決定するベクトルｂ2（ｎ）は複
素点乗積ブロック１１４の入力１１４1に被乗数として
入る。ブロック１１４は別の入力１１４2にＤＰＣＨパ
イロット記号抽出器４４から別の被乗数ベクトルｙ
（ｎ）を受ける。ブロック１１４は入力１１４1と１１
４2に与えられる値の複素点乗積を決定する機能を表
す。図８に示す例ではこの積をブロック１１４の出力１
１４3で示す。またこれを次の式２３に示す。 式２３にも示すように、ブロック１１４は式２２内の項 の最初の２つの被乗数の積を生成する。
【００６８】複素点乗積ブロック１１４からの積出力は
交番スイッチ１１６に入る。ｉスロットのグループ内の
第１のスロット２ｉではスイッチ１１６は第１の位置に
切り替わり、複素点乗積ブロック１１４の出力１１４3
を実成分抽出ブロック１１８に接続する。第２のスロッ
ト２ｉ＋１ではスイッチ１１６は第２の位置に切り替わ
り、複素点乗積ブロック１１４の出力１１４3を虚成分
抽出ブロック１２０に接続する。
交番スイッチ１１６に入る。ｉスロットのグループ内の
第１のスロット２ｉではスイッチ１１６は第１の位置に
切り替わり、複素点乗積ブロック１１４の出力１１４3
を実成分抽出ブロック１１８に接続する。第２のスロッ
ト２ｉ＋１ではスイッチ１１６は第２の位置に切り替わ
り、複素点乗積ブロック１１４の出力１１４3を虚成分
抽出ブロック１２０に接続する。
【００６９】実成分抽出ブロック１１８はその入力に与
えられる値の実数部だけを選択して出力し、この実数部
を加数として加算器１２２の第１の入力１２２1に与え
る。加算器１１２の第２の入力１２２2はしきい値ブロ
ック１２４からｋevenで示すしきい値を受ける。加算器
１２２の出力１２２3は比較器または比較機能である決
定ブロック１２６に接続する。出力１２２3からの和が
０以上の場合はブロック１２８に進むが、この和が０よ
り小さい場合はブロック１３０に進む。図８に示すよう
にブロック１２８および１３０はそれぞれφ2,T（山バ
ー）（ｎ）に位相差値（すなわち、それぞれ０とπ）を
与え、この値を２スロット平均化ブロック１３２に出力
する。２スロット平均化ブロック１３２の出力はブロッ
ク１００ 1が出力する最終値ｗ2,T（山バー）（ｎ）であ
り、図７に関して上に説明したのと同様に接続する。
えられる値の実数部だけを選択して出力し、この実数部
を加数として加算器１２２の第１の入力１２２1に与え
る。加算器１１２の第２の入力１２２2はしきい値ブロ
ック１２４からｋevenで示すしきい値を受ける。加算器
１２２の出力１２２3は比較器または比較機能である決
定ブロック１２６に接続する。出力１２２3からの和が
０以上の場合はブロック１２８に進むが、この和が０よ
り小さい場合はブロック１３０に進む。図８に示すよう
にブロック１２８および１３０はそれぞれφ2,T（山バ
ー）（ｎ）に位相差値（すなわち、それぞれ０とπ）を
与え、この値を２スロット平均化ブロック１３２に出力
する。２スロット平均化ブロック１３２の出力はブロッ
ク１００ 1が出力する最終値ｗ2,T（山バー）（ｎ）であ
り、図７に関して上に説明したのと同様に接続する。
【００７０】虚成分抽出ブロック１２０はその入力に与
えられる値の虚数部だけを選択して出力し、この虚数部
を加数として加算器１３４の第１の入力１３４1に与え
る。加算器１３４の第２の入力１３４2はしきい値ブロ
ック１２４からｋoddで示すしきい値を受ける。加算器
１３４の出力１３４3は比較器または比較機能である決
定ブロック１３６に接続する。出力１３４3からの和が
０以下の場合はブロック１３８に進むが、この和が０よ
り大きい場合はブロック１４０に進む。図８に示すよう
にブロック１３８および１４０はそれぞれφ2,T（山バ
ー）（ｎ）に位相差値（すなわち、それぞれπ／２と−
π／２）を与え、この値を２スロット平均化ブロック１
３２に出力する。
えられる値の虚数部だけを選択して出力し、この虚数部
を加数として加算器１３４の第１の入力１３４1に与え
る。加算器１３４の第２の入力１３４2はしきい値ブロ
ック１２４からｋoddで示すしきい値を受ける。加算器
１３４の出力１３４3は比較器または比較機能である決
定ブロック１３６に接続する。出力１３４3からの和が
０以下の場合はブロック１３８に進むが、この和が０よ
り大きい場合はブロック１４０に進む。図８に示すよう
にブロック１３８および１４０はそれぞれφ2,T（山バ
ー）（ｎ）に位相差値（すなわち、それぞれπ／２と−
π／２）を与え、この値を２スロット平均化ブロック１
３２に出力する。
【００７１】上に説明したように、しきい値ブロック１
２４はしきい値ｋevenとｋoddをそれぞれ加算器１２２
と１３４に与える。次にこれらの値の生成について説明
するが、これに関する影響については、後でブロック１
００1の全体の動作の中で説明する。これらの値の生成
について、次の４つの点について検討する。まず、しき
い値の添字「ｅｖｅｎ」と［ｏｄｄ」はブロック１００
1が分析するスロットに（すなわちｎの値が偶数（例え
ば、２ｉ）か奇数（例えば、２ｉ＋１）かに）対応す
る。ｋevenはｎが偶数のスロットのときに決定されて用
いられ、ｋoddはｎが奇数のスロットのときに決定され
て用いられる。第２に、前に述べたようにビームフォー
マ係数計算ブロック５２は計算された位相差値φ
2（ｎ）をビームフォーマ確認ブロック１００に与える
が、図８ではこれをしきい値ブロック１２４の入力とし
て示す。したがって、しきい値ブロック１２４はユーザ
局１４が最後に基地局１２にフィードバックした値に対
応する位相差値を記憶する。第３にユーザ局１４はこの
技術で知られた１つ以上の種々のアルゴリズムを含み、
これについてユーザ局１４はフィードバック誤り率の或
る測度（例えば、０と１の間という測度で、本発明では
これをε（すなわち、 ）で表す）を持つ。第４に、以下の説明から理解される
ように、ｋevenはブロック５２からのφ2（ｎ）を考慮
して が発生する論理的確率であり、ｋoddはブロック５２か
らのφ2（ｎ）を考慮して が発生する論理的確率である。
２４はしきい値ｋevenとｋoddをそれぞれ加算器１２２
と１３４に与える。次にこれらの値の生成について説明
するが、これに関する影響については、後でブロック１
００1の全体の動作の中で説明する。これらの値の生成
について、次の４つの点について検討する。まず、しき
い値の添字「ｅｖｅｎ」と［ｏｄｄ」はブロック１００
1が分析するスロットに（すなわちｎの値が偶数（例え
ば、２ｉ）か奇数（例えば、２ｉ＋１）かに）対応す
る。ｋevenはｎが偶数のスロットのときに決定されて用
いられ、ｋoddはｎが奇数のスロットのときに決定され
て用いられる。第２に、前に述べたようにビームフォー
マ係数計算ブロック５２は計算された位相差値φ
2（ｎ）をビームフォーマ確認ブロック１００に与える
が、図８ではこれをしきい値ブロック１２４の入力とし
て示す。したがって、しきい値ブロック１２４はユーザ
局１４が最後に基地局１２にフィードバックした値に対
応する位相差値を記憶する。第３にユーザ局１４はこの
技術で知られた１つ以上の種々のアルゴリズムを含み、
これについてユーザ局１４はフィードバック誤り率の或
る測度（例えば、０と１の間という測度で、本発明では
これをε（すなわち、 ）で表す）を持つ。第４に、以下の説明から理解される
ように、ｋevenはブロック５２からのφ2（ｎ）を考慮
して が発生する論理的確率であり、ｋoddはブロック５２か
らのφ2（ｎ）を考慮して が発生する論理的確率である。
【００７２】上の説明から、しきい値ブロック１２４は
ｋevenとｋoddを次の式２４および２５に従って決定す
る。 式２４および２５内のσ2（山バー）は式２０に関して
上に定義した雑音分散σ2の推定値である。また式２４
および２５内の自然対数はそれぞれρeven（φ（ｎ））
とρodd（φ（ｎ））という関数を用いており、これら
の関数は式２６乃至２９に従って定義される。各関数の
値はしきい値ブロック１２４がブロック５２から受ける
φ2（ｎ）の値に基づく。
ｋevenとｋoddを次の式２４および２５に従って決定す
る。 式２４および２５内のσ2（山バー）は式２０に関して
上に定義した雑音分散σ2の推定値である。また式２４
および２５内の自然対数はそれぞれρeven（φ（ｎ））
とρodd（φ（ｎ））という関数を用いており、これら
の関数は式２６乃至２９に従って定義される。各関数の
値はしきい値ブロック１２４がブロック５２から受ける
φ2（ｎ）の値に基づく。
【００７３】次にブロック１００1の全体の動作につい
て説明する。一般にブロック１００1は４つのコンステ
レーション値（すなわち、偶数スロットｎでは 、奇数スロットｎでは ）のどれが式２２の解（すなわち、最大値）を生成する
かを決定する。また式２１から容易に分かるように、こ
の最大値は、（１）ＤＰＣＨパイロット記号（すなわ
ち、ｙ（ｎ））と、（２）精度を高めたチャンネル推定
値（すなわち、平均化し、ＰＣＣＰＣＨパイロット記号
に応じて得られたα2,n（山バー））にＰＣＣＰＣＨパ
イロット記号を掛けた積、との点乗積に関係する。ブロ
ック１００1の次の動作は（図６のいくつかの動作と同
様の性質から理解されるように）この点乗積の実数部と
虚数部を取り出し、φ2（ｎ）のどの値にこの点乗積を
掛けると最大値が得られるかを決定する。しかし以下の
動作の説明から分かるように、この方法により全体の計
算の複雑さは減る。それは、上に説明したように、好ま
しい実施の形態ではフィードバック復号および処理ブロ
ック２１は、式１７に示すように２つの逐次のフィード
バック値に応じる平均としてｗ2,T（ｎ）を決定する
が、これを最初は処理しないからである。以上から分か
るように、スイッチ１１６は、偶数スロット（すなわ
ち、ｎが偶数（例えば、２ｉ）のときは２つのコンステ
レーション値｛０、π｝だけを考慮し、奇数スロット
（すなわちｎが奇数（例えば、２ｉ＋１）のときは２つ
のコンステレーション値｛π／２、−π／２｝だけを考
慮するするように動作する。また図６に関連して前に説
明した複素数原理を用いれば複雑さはいくらか減る。読
者はこの説明をよく知っているはずなので、図８に関し
ては詳細に繰り返さない。
て説明する。一般にブロック１００1は４つのコンステ
レーション値（すなわち、偶数スロットｎでは 、奇数スロットｎでは ）のどれが式２２の解（すなわち、最大値）を生成する
かを決定する。また式２１から容易に分かるように、こ
の最大値は、（１）ＤＰＣＨパイロット記号（すなわ
ち、ｙ（ｎ））と、（２）精度を高めたチャンネル推定
値（すなわち、平均化し、ＰＣＣＰＣＨパイロット記号
に応じて得られたα2,n（山バー））にＰＣＣＰＣＨパ
イロット記号を掛けた積、との点乗積に関係する。ブロ
ック１００1の次の動作は（図６のいくつかの動作と同
様の性質から理解されるように）この点乗積の実数部と
虚数部を取り出し、φ2（ｎ）のどの値にこの点乗積を
掛けると最大値が得られるかを決定する。しかし以下の
動作の説明から分かるように、この方法により全体の計
算の複雑さは減る。それは、上に説明したように、好ま
しい実施の形態ではフィードバック復号および処理ブロ
ック２１は、式１７に示すように２つの逐次のフィード
バック値に応じる平均としてｗ2,T（ｎ）を決定する
が、これを最初は処理しないからである。以上から分か
るように、スイッチ１１６は、偶数スロット（すなわ
ち、ｎが偶数（例えば、２ｉ）のときは２つのコンステ
レーション値｛０、π｝だけを考慮し、奇数スロット
（すなわちｎが奇数（例えば、２ｉ＋１）のときは２つ
のコンステレーション値｛π／２、−π／２｝だけを考
慮するするように動作する。また図６に関連して前に説
明した複素数原理を用いれば複雑さはいくらか減る。読
者はこの説明をよく知っているはずなので、図８に関し
ては詳細に繰り返さない。
【００７４】次にブロック１００1の実成分抽出ブロッ
ク１１８の動作とその出力に対する応答を説明し、式２
２の結果を最大にする推定値φ2,T（山バー）（ｎ）を
決定する方法を示す。実成分抽出ブロック１１８とその
出力に関連するブロックはｎが偶数で の場合を処理する。ｎが偶数なので、加算器１２２でこ
の抽出された実数部と、しきい値ブロック１２４からの
しきい値ｋevenとを加算する。ｋevenの計算についての
前の説明から当業者が理解するように、ｋevenは非ゼロ
数である。得られた和の出力１２３3を決定ブロック１
２６に与える。決定ブロック１２６は、式８と９の以前
の説明から理解される方法で流れを決める。特定して述
べると、式８と９から理解されるように、ブロック１２
６の決定によりφ2,T（山バー）（ｎ）の値が２つの値
のどちらか（すなわち、φ2,T（山バー）（ｎ）＝０ま
たはφ2,T（山バー）（ｎ）＝π）をとると、式２２内
の項 は被乗数１か−１になる。式２２内の積の 内の項 以外の部分にブロック１２４からのｋevenしきい値を加
えた値が正の場合は、φ2,T（山バー）（ｎ）＝０の場
合に対応する１という被乗数を前記和に掛けると、式２
２の最大値が得られる。 が正であることを決定ブロック１２６が検出し、流れを
ブロック１２８に進めてφ2,T（山バー）（ｎ）に０度
の値を割り当てると、この解は実現される。
ク１１８の動作とその出力に対する応答を説明し、式２
２の結果を最大にする推定値φ2,T（山バー）（ｎ）を
決定する方法を示す。実成分抽出ブロック１１８とその
出力に関連するブロックはｎが偶数で の場合を処理する。ｎが偶数なので、加算器１２２でこ
の抽出された実数部と、しきい値ブロック１２４からの
しきい値ｋevenとを加算する。ｋevenの計算についての
前の説明から当業者が理解するように、ｋevenは非ゼロ
数である。得られた和の出力１２３3を決定ブロック１
２６に与える。決定ブロック１２６は、式８と９の以前
の説明から理解される方法で流れを決める。特定して述
べると、式８と９から理解されるように、ブロック１２
６の決定によりφ2,T（山バー）（ｎ）の値が２つの値
のどちらか（すなわち、φ2,T（山バー）（ｎ）＝０ま
たはφ2,T（山バー）（ｎ）＝π）をとると、式２２内
の項 は被乗数１か−１になる。式２２内の積の 内の項 以外の部分にブロック１２４からのｋevenしきい値を加
えた値が正の場合は、φ2,T（山バー）（ｎ）＝０の場
合に対応する１という被乗数を前記和に掛けると、式２
２の最大値が得られる。 が正であることを決定ブロック１２６が検出し、流れを
ブロック１２８に進めてφ2,T（山バー）（ｎ）に０度
の値を割り当てると、この解は実現される。
【００７５】または、式２２内の積の 内の項 以外の部分にブロック１２４からのｋevenしきい値を加
えた値が負の場合は、φ 2,T（山バー）（ｎ）＝πの場
合に対応する-１という被乗数を残りの部分に掛ける
と、式２２の最大値が得られる。 が負であることを決定ブロック１２６が検出し、流れを
ブロック１３０に進めてφ2,T（山バー）（ｎ）にπ度
の値を割り当てると、この解は実現される。これまでの
説明から当業者が理解するように、式２２はｎが偶数の
ときは一般にブロック１００1により最大になるが、そ
の他に、フィードバック誤り率εも部分的にφ2,T（山
バー）（ｎ）を決定する。特に後者について述べると、
当業者が確認するように、εが比較的小さいときは、ブ
ロック５２が前に決定してブロック１００1に与えたφ2
（ｎ）と同じ値がφ2,T（山バー）（ｎ）に割り当てら
れる可能性が大きい。最後に、ブロック１１８、１２
６、１２８、１３０を用いることにより、実際にｅjθ
を掛けるという追加の複雑な計算を必要とせずに、式２
２の解を生成することができる。
えた値が負の場合は、φ 2,T（山バー）（ｎ）＝πの場
合に対応する-１という被乗数を残りの部分に掛ける
と、式２２の最大値が得られる。 が負であることを決定ブロック１２６が検出し、流れを
ブロック１３０に進めてφ2,T（山バー）（ｎ）にπ度
の値を割り当てると、この解は実現される。これまでの
説明から当業者が理解するように、式２２はｎが偶数の
ときは一般にブロック１００1により最大になるが、そ
の他に、フィードバック誤り率εも部分的にφ2,T（山
バー）（ｎ）を決定する。特に後者について述べると、
当業者が確認するように、εが比較的小さいときは、ブ
ロック５２が前に決定してブロック１００1に与えたφ2
（ｎ）と同じ値がφ2,T（山バー）（ｎ）に割り当てら
れる可能性が大きい。最後に、ブロック１１８、１２
６、１２８、１３０を用いることにより、実際にｅjθ
を掛けるという追加の複雑な計算を必要とせずに、式２
２の解を生成することができる。
【００７６】次に虚成分抽出ブロック１２０の動作とそ
の出力に対する応答を説明する。これも式２２の推定最
大結果を生じるφ2,T（山バー）（ｎ）の値を決定す
る。虚成分抽出ブロック１２０とその出力に関連するブ
ロックはｎが奇数で の場合を処理する。ｎが奇数なので、加算器１３４でこ
の抽出された虚数部と、しきい値ブロック１２４からの
しきい値ｋoddとを加算する。ｋevenと同様にｋo ddも非
ゼロ数であって、ｋoddの符号と大きさに応じてブロッ
ク１２０から抽出された虚数部をシフトする。加算器１
３４から得られる和の出力１３４3を決定ブロック１３
６に与える。決定ブロック１３６は、式１０と１１の以
前の説明から理解される方法で流れを決める。特定して
述べると、式１０と１１から理解されるように、ブロッ
ク１３４の決定によりφ2,T（山バー）（ｎ）の値が２
つの値のどちらか（すなわち、φ2,T（山バー）（ｎ）
＝π／２またはφ2,T（山バー）（ｎ）＝−π／２）を
とると、式２２内の項 は被乗数ｊか−ｊになる。
の出力に対する応答を説明する。これも式２２の推定最
大結果を生じるφ2,T（山バー）（ｎ）の値を決定す
る。虚成分抽出ブロック１２０とその出力に関連するブ
ロックはｎが奇数で の場合を処理する。ｎが奇数なので、加算器１３４でこ
の抽出された虚数部と、しきい値ブロック１２４からの
しきい値ｋoddとを加算する。ｋevenと同様にｋo ddも非
ゼロ数であって、ｋoddの符号と大きさに応じてブロッ
ク１２０から抽出された虚数部をシフトする。加算器１
３４から得られる和の出力１３４3を決定ブロック１３
６に与える。決定ブロック１３６は、式１０と１１の以
前の説明から理解される方法で流れを決める。特定して
述べると、式１０と１１から理解されるように、ブロッ
ク１３４の決定によりφ2,T（山バー）（ｎ）の値が２
つの値のどちらか（すなわち、φ2,T（山バー）（ｎ）
＝π／２またはφ2,T（山バー）（ｎ）＝−π／２）を
とると、式２２内の項 は被乗数ｊか−ｊになる。
【００７７】更に、項 というこれらの被乗数の１つを掛けて式２２の項 を最大にするには、複素数が正の虚数部（ブロック１２
０から抽出された）を持つときはこの複素数に−ｊを掛
けなければならない。したがって図８において、ブロッ
ク１２０からの複素点乗積としきい値ｋoddを加算器１
３４で加算した数が正の虚数部を持つ場合はφ2（ｎ）
＝−π／２のときに積 は最大になるので、決定ブロック１３４は流れをブロッ
ク１４０に進め、この場合はφ2,T（山バー）（ｎ）に
−π／２という値を割り当てる。逆に、複素数が負また
は０の虚数部を持つ場合は、項 という被乗数の１つを掛けてこの数を最大にするには、
この複素数にｊを掛けなければならない。このように図
８において、ブロック１２０からの複素点乗積としきい
値ｋoddを加算器１３４で加算した数が負または０の虚
数値を持つ場合はφ2（ｎ）＝π／２のときに積 は最大になるので、決定ブロック１３４は流れをブロッ
ク１３８に進め、この場合はφ2,T（山バー）（ｎ）に
π／２という値を割り当てる。以上の説明から、式２２
はｎが奇数のときは一般にブロック１００1により最大
になることが分かるが、この場合もフィードバック誤り
率εの相対的な値からこの決定を補うという更に優れた
機能を有する。
０から抽出された）を持つときはこの複素数に−ｊを掛
けなければならない。したがって図８において、ブロッ
ク１２０からの複素点乗積としきい値ｋoddを加算器１
３４で加算した数が正の虚数部を持つ場合はφ2（ｎ）
＝−π／２のときに積 は最大になるので、決定ブロック１３４は流れをブロッ
ク１４０に進め、この場合はφ2,T（山バー）（ｎ）に
−π／２という値を割り当てる。逆に、複素数が負また
は０の虚数部を持つ場合は、項 という被乗数の１つを掛けてこの数を最大にするには、
この複素数にｊを掛けなければならない。このように図
８において、ブロック１２０からの複素点乗積としきい
値ｋoddを加算器１３４で加算した数が負または０の虚
数値を持つ場合はφ2（ｎ）＝π／２のときに積 は最大になるので、決定ブロック１３４は流れをブロッ
ク１３８に進め、この場合はφ2,T（山バー）（ｎ）に
π／２という値を割り当てる。以上の説明から、式２２
はｎが奇数のときは一般にブロック１００1により最大
になることが分かるが、この場合もフィードバック誤り
率εの相対的な値からこの決定を補うという更に優れた
機能を有する。
【００７８】ブロック１００1の説明の最後として、偶
数スロットｎのときはブロック１２８または１３０によ
り、また奇数スロットｎのときはブロック１３８または
１４０による決定されるφ2,T（山バー）（ｎ）の各値
は、２スロット平均化ブロック１３２の入力に接続す
る。ブロック１３２は２つの最新の受信値φ2,T（山バ
ー）（ｎ）とφ2,T（山バー）（ｎ−１）を平均してそ
の出力値ｗ2,T（山バー）（ｎ）を生成する。したがっ
てこの平均化法は、基地局１２が２つの逐次のビームフ
ォーマ係数を平均するという、式１７に関して前に説明
した動作を近似する。またブロック１００1の動作か
ら、好ましい実施の形態を前に導入したときに、２つの
回転する仮説試験と呼ぶ型のビームフォーマ確認を用い
ると述べた理由が分かる。特に図８から分かるように、
スロットｎ毎に２つの仮説のどちらかを試験する。すな
わち偶数スロットｎでは２つの仮説は に対応し、奇数スロットｎでは２つの仮説は に対応する。またこの試験が回転すると言う理由は、ｎ
が奇数か偶数かに従ってこの試験が２つの仮説の各集合
を交互に用いるからである。
数スロットｎのときはブロック１２８または１３０によ
り、また奇数スロットｎのときはブロック１３８または
１４０による決定されるφ2,T（山バー）（ｎ）の各値
は、２スロット平均化ブロック１３２の入力に接続す
る。ブロック１３２は２つの最新の受信値φ2,T（山バ
ー）（ｎ）とφ2,T（山バー）（ｎ−１）を平均してそ
の出力値ｗ2,T（山バー）（ｎ）を生成する。したがっ
てこの平均化法は、基地局１２が２つの逐次のビームフ
ォーマ係数を平均するという、式１７に関して前に説明
した動作を近似する。またブロック１００1の動作か
ら、好ましい実施の形態を前に導入したときに、２つの
回転する仮説試験と呼ぶ型のビームフォーマ確認を用い
ると述べた理由が分かる。特に図８から分かるように、
スロットｎ毎に２つの仮説のどちらかを試験する。すな
わち偶数スロットｎでは２つの仮説は に対応し、奇数スロットｎでは２つの仮説は に対応する。またこの試験が回転すると言う理由は、ｎ
が奇数か偶数かに従ってこの試験が２つの仮説の各集合
を交互に用いるからである。
【００７９】図９はビームフォーマ確認ブロック１００
2の第２の例のブロック図を示す。これは図７のビーム
フォーマ確認ブロック１００として実現することもでき
る。ブロック１００2は後で説明する４仮説単一ショッ
ト試験に従って動作し、ｗ2,T（山バー）（ｎ）で示す
推定値（これは次の式３０内の値θ(m)（山バー）に関
係する）を生成する。 ただし、ｍは指標付け、 は許容できるθ(m)（山バー）値のインデックスセッ
ト、μ（ｍ）はｍに依存するしきい値パラメータであ
り、また である。ブロック１００2は図８のブロック１００1とい
くつかの構成要素を共用するが、図９のかかる構成要素
には図８と同じ参照番号を用いる。これらの項目につい
て簡単に述べると、同じ入力値ｙ（ｎ）、α2,n（山バ
ー）、φ2（ｎ）と、ｂ2（ｎ）のベクトル要素を決定す
るベクトル形成ブロック１１２と、上に示した式２３の
結果を生成する複素点乗積ブロック１１４を含む。ブロ
ック１００ 2の残りの態様はブロック１００1と種々の点
で異なる。これについては後で詳細に説明する。
2の第２の例のブロック図を示す。これは図７のビーム
フォーマ確認ブロック１００として実現することもでき
る。ブロック１００2は後で説明する４仮説単一ショッ
ト試験に従って動作し、ｗ2,T（山バー）（ｎ）で示す
推定値（これは次の式３０内の値θ(m)（山バー）に関
係する）を生成する。 ただし、ｍは指標付け、 は許容できるθ(m)（山バー）値のインデックスセッ
ト、μ（ｍ）はｍに依存するしきい値パラメータであ
り、また である。ブロック１００2は図８のブロック１００1とい
くつかの構成要素を共用するが、図９のかかる構成要素
には図８と同じ参照番号を用いる。これらの項目につい
て簡単に述べると、同じ入力値ｙ（ｎ）、α2,n（山バ
ー）、φ2（ｎ）と、ｂ2（ｎ）のベクトル要素を決定す
るベクトル形成ブロック１１２と、上に示した式２３の
結果を生成する複素点乗積ブロック１１４を含む。ブロ
ック１００ 2の残りの態様はブロック１００1と種々の点
で異なる。これについては後で詳細に説明する。
【００８０】ブロック１１４からの点乗積はその出力を
介して４つの異なる乗算器１５０、１５２、１５４、１
５６に第１の被乗数として接続する。また各乗算器１５
０、１５２、１５４、１５６はそれぞれ第２の被乗数 を受ける。これらの第２の被乗数を説明しまたブロック
１００2の全体の動作を説明すれば、図８のブロック１
００1と比較することにより、前に式１７に関して説明
した基地局１２が行う２スロット平均化をブロック１０
０2が直接処理することが理解される。前に述べたよう
に、偶数スロットと奇数スロットを平均するとθ
(m)（山バー）のコンステレーションは集合｛π／４、
３π／４、−３π／４、−π／４｝の中の４つの値であ
る。後で理解されるように、ブロック１００2はこの全
コンステレーションを１つの並列動作で処理する。各乗
算器１５０、１５２、１５４、１５６の出力は実成分抽
出ブロック１５８、１６０、１６２、１６４にそれぞれ
入力として接続し、これらのブロックはその入力値の実
数部を取り出して、出力をそれぞれ加算器１６６、１６
８、１７０、１７２に第１の加数として与える。また各
加算器１６６、１６８、１７０、１７２はしきい値ブロ
ック１７４から第２の加数を受ける。
介して４つの異なる乗算器１５０、１５２、１５４、１
５６に第１の被乗数として接続する。また各乗算器１５
０、１５２、１５４、１５６はそれぞれ第２の被乗数 を受ける。これらの第２の被乗数を説明しまたブロック
１００2の全体の動作を説明すれば、図８のブロック１
００1と比較することにより、前に式１７に関して説明
した基地局１２が行う２スロット平均化をブロック１０
０2が直接処理することが理解される。前に述べたよう
に、偶数スロットと奇数スロットを平均するとθ
(m)（山バー）のコンステレーションは集合｛π／４、
３π／４、−３π／４、−π／４｝の中の４つの値であ
る。後で理解されるように、ブロック１００2はこの全
コンステレーションを１つの並列動作で処理する。各乗
算器１５０、１５２、１５４、１５６の出力は実成分抽
出ブロック１５８、１６０、１６２、１６４にそれぞれ
入力として接続し、これらのブロックはその入力値の実
数部を取り出して、出力をそれぞれ加算器１６６、１６
８、１７０、１７２に第１の加数として与える。また各
加算器１６６、１６８、１７０、１７２はしきい値ブロ
ック１７４から第２の加数を受ける。
【００８１】更にしきい値ブロック１７４に関して述べ
ると、ブロック５２からのφ2（ｎ）の値は指数計算ブ
ロック１７６に入り、ブロック１７６は値 を決定して出力する。この出力は２スロット平均化ブロ
ック１７８に接続し、ブロック１７８は２つの逐次の
値、すなわち と に応じて出力値 を与える。この出力がしきい値ブロック１７４の入力で
ある。またしきい値ブロック１７４は図８のしきい値ブ
ロック１２４と同様に、フィードバック・ビット誤り率
εに応答する。図９のブロック１００2ではθ(m)（山バ
ー）の４値コンステレーションを考慮するので、式３０
に関するその決定はより正確である。しかしこのため、
ブロック１７４からのしきい値の決定はより複雑にな
る。特定して述べると、しきい値ブロック１７４はεに
応じて、またθ（ｎ）の対応する値に基づいて、式３０
のμ（ｍ）の実際の値を次の表４に示すように決定す
る。 表４からｍに対応する値が決定され、θ（ｎ）の同じ値
に対応して加算器１６６、１６８、１７０、１７２にそ
れぞれ与えられる。例えば、ｍが所定の値でθ（ｎ）＝
π／４の場合は、決定されたしきい値μ（ｍ）が加算器
１６６に与えられる。いずれにしても、各値μ（ｍ）
と、実成分抽出ブロック１５８、１６０、１６２、１６
４からの対応する出力とを加算する。
ると、ブロック５２からのφ2（ｎ）の値は指数計算ブ
ロック１７６に入り、ブロック１７６は値 を決定して出力する。この出力は２スロット平均化ブロ
ック１７８に接続し、ブロック１７８は２つの逐次の
値、すなわち と に応じて出力値 を与える。この出力がしきい値ブロック１７４の入力で
ある。またしきい値ブロック１７４は図８のしきい値ブ
ロック１２４と同様に、フィードバック・ビット誤り率
εに応答する。図９のブロック１００2ではθ(m)（山バ
ー）の４値コンステレーションを考慮するので、式３０
に関するその決定はより正確である。しかしこのため、
ブロック１７４からのしきい値の決定はより複雑にな
る。特定して述べると、しきい値ブロック１７４はεに
応じて、またθ（ｎ）の対応する値に基づいて、式３０
のμ（ｍ）の実際の値を次の表４に示すように決定す
る。 表４からｍに対応する値が決定され、θ（ｎ）の同じ値
に対応して加算器１６６、１６８、１７０、１７２にそ
れぞれ与えられる。例えば、ｍが所定の値でθ（ｎ）＝
π／４の場合は、決定されたしきい値μ（ｍ）が加算器
１６６に与えられる。いずれにしても、各値μ（ｍ）
と、実成分抽出ブロック１５８、１６０、１６２、１６
４からの対応する出力とを加算する。
【００８２】各加算器１６６、１６８、１７０、１７２
の出力は最大検出および相関回路１８０に入力として接
続する。以下に詳細に説明するように、回路１８０はそ
の４入力の中の最大の入力を決定し、この値と相関する
θ（ｎ）の値を選択する。例えば、最大入力が加算器１
６６からの入力の場合は、回路１８０はこの値を検出し
てθ（ｎ）＝π／４の値をその最大値に相関させる。当
業者が理解するように、回路１８０は同様に、θ（ｎ）
＝３π／４を加算器１６８からの最大値に、またθ
（ｎ）＝−３π／４を加算器１７０からの最大値に、ま
たθ（ｎ）＝−π／４を加算器１７２からの最大値に相
関させる。いずれにしても、θ（ｎ）という相関値が、
ブロック１００2から値ｗ2,T（山バー）（ｎ）として出
力される。
の出力は最大検出および相関回路１８０に入力として接
続する。以下に詳細に説明するように、回路１８０はそ
の４入力の中の最大の入力を決定し、この値と相関する
θ（ｎ）の値を選択する。例えば、最大入力が加算器１
６６からの入力の場合は、回路１８０はこの値を検出し
てθ（ｎ）＝π／４の値をその最大値に相関させる。当
業者が理解するように、回路１８０は同様に、θ（ｎ）
＝３π／４を加算器１６８からの最大値に、またθ
（ｎ）＝−３π／４を加算器１７０からの最大値に、ま
たθ（ｎ）＝−π／４を加算器１７２からの最大値に相
関させる。いずれにしても、θ（ｎ）という相関値が、
ブロック１００2から値ｗ2,T（山バー）（ｎ）として出
力される。
【００８３】同等のブロックについて種々説明し、ブロ
ック１００2内の種々のブロックの動作と式３０内の各
項について説明したので、当業者にはブロック１００2
の動作についての更に詳細な説明は必要ないと思う。要
約すると、乗算器１５０、１５２、１５４、１５６は点
乗積ブロック１１４の出力にθ（ｎ）のそれぞれの可能
な値を掛け、掛けた結果の実数部を取り出して、式３０
の項 を与える。また、ブロック１７４によるしきい値の調整
と各加算器の動作はブロック１００1についてすでに説
明した操作と同様である。また式３０にはμ（ｍ）とい
う項が加わっている。最後に、ブロック１８０は式３０
の目標である最大の解を選択する。
ック１００2内の種々のブロックの動作と式３０内の各
項について説明したので、当業者にはブロック１００2
の動作についての更に詳細な説明は必要ないと思う。要
約すると、乗算器１５０、１５２、１５４、１５６は点
乗積ブロック１１４の出力にθ（ｎ）のそれぞれの可能
な値を掛け、掛けた結果の実数部を取り出して、式３０
の項 を与える。また、ブロック１７４によるしきい値の調整
と各加算器の動作はブロック１００1についてすでに説
明した操作と同様である。また式３０にはμ（ｍ）とい
う項が加わっている。最後に、ブロック１８０は式３０
の目標である最大の解を選択する。
【００８４】式３０を解く１つの実施の形態であるブロ
ック１００2の説明をこれで終わるが、これは図８のブ
ロック１００1の実施の形態に比べてやや複雑である。
例えば、ブロック１００2では４つの複素乗算が必要で
あるが、これはブロック１００1では必要ない。他方で
ブロック１００2は、式１７に関して前に説明したよう
な基地局１２が行う２スロット平均化の影響を直接考慮
する。これらの考慮点とその他の設計要因または評価基
準から、当業者はブロック１００1と１００2のどちらか
を選ぶことができる。最後に、ブロック１００2は４仮
説単一ショット試験法（すなわち、スロットｎ毎に単一
の並列動作で４つの仮説を試験する方法、ただし４つの
仮説はθ（ｎ）＝｛π／４、３π／４、−３π／４、−
π／４｝に対応する）で動作すると前に述べた理由は、
ブロック１００2の動作から分かる。
ック１００2の説明をこれで終わるが、これは図８のブ
ロック１００1の実施の形態に比べてやや複雑である。
例えば、ブロック１００2では４つの複素乗算が必要で
あるが、これはブロック１００1では必要ない。他方で
ブロック１００2は、式１７に関して前に説明したよう
な基地局１２が行う２スロット平均化の影響を直接考慮
する。これらの考慮点とその他の設計要因または評価基
準から、当業者はブロック１００1と１００2のどちらか
を選ぶことができる。最後に、ブロック１００2は４仮
説単一ショット試験法（すなわち、スロットｎ毎に単一
の並列動作で４つの仮説を試験する方法、ただし４つの
仮説はθ（ｎ）＝｛π／４、３π／４、−３π／４、−
π／４｝に対応する）で動作すると前に述べた理由は、
ブロック１００2の動作から分かる。
【００８５】上記から理解されるように、これまで説明
した種々の実施の形態は、従来技術のモード１と２に代
わる単一の広範囲閉ループ・モードを提供する。この好
ましい広範囲閉ループ・モードは種々の利点を有する。
例えば、スロット当たりのコンステレーション回転によ
り、ｗ2,T（ｎ）は４つの可能な値（すなわち、２値／
スロット＊２スロット／回転サイクル＝４値）の有効な
コンステレーションを含む。これと平滑化平均フィルタ
により妥当な解が得られ、また中低位のチャンネル・フ
ェージング速度におけるフィードバック遅れが減る。別
の例として、好ましい実施の形態の広範囲閉ループ・モ
ードをシミュレートすると、従来技術のモード１と２と
同等のまたはより優れた結果が得られる。従来技術はモ
ード１と２を切り替える必要があるのでこれに対応する
複雑さと遅れがあったが、好ましい実施の形態では２つ
の従来技術のモードの代わりに単一モードを用いるので
かかる欠点がなくなった。更に別の利点として、上述の
教示は２アンテナより多いアンテナｘを持つ基地局に適
用することができる。この場合も第１の値ｗ1（ｎ）を
基準化し、ユーザ局１４は他のｘアンテナごとにφ
（ｎ）の値を決定し、対応する重みをこれらの各値に割
り当てて、基地局にフィードバックする。
した種々の実施の形態は、従来技術のモード１と２に代
わる単一の広範囲閉ループ・モードを提供する。この好
ましい広範囲閉ループ・モードは種々の利点を有する。
例えば、スロット当たりのコンステレーション回転によ
り、ｗ2,T（ｎ）は４つの可能な値（すなわち、２値／
スロット＊２スロット／回転サイクル＝４値）の有効な
コンステレーションを含む。これと平滑化平均フィルタ
により妥当な解が得られ、また中低位のチャンネル・フ
ェージング速度におけるフィードバック遅れが減る。別
の例として、好ましい実施の形態の広範囲閉ループ・モ
ードをシミュレートすると、従来技術のモード１と２と
同等のまたはより優れた結果が得られる。従来技術はモ
ード１と２を切り替える必要があるのでこれに対応する
複雑さと遅れがあったが、好ましい実施の形態では２つ
の従来技術のモードの代わりに単一モードを用いるので
かかる欠点がなくなった。更に別の利点として、上述の
教示は２アンテナより多いアンテナｘを持つ基地局に適
用することができる。この場合も第１の値ｗ1（ｎ）を
基準化し、ユーザ局１４は他のｘアンテナごとにφ
（ｎ）の値を決定し、対応する重みをこれらの各値に割
り当てて、基地局にフィードバックする。
【００８６】この場合も、瞬時パワーを最大にするよう
にφ（ｎ）を決定する。これは式６の拡張として得られ
る。更に別の例として、好ましい広範囲閉ループ・モー
ドと従来技術のモード３を結合して、表１内のドップラ
ー・フェージングの全範囲をカバーすることができる。
例示した利点の別の例として、ビームフォーマ確認の別
の方法を開示した。最後の例として、本発明はＣＤＭＡ
以外のシステム（例えば、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）
や、直交周波数分割多重通信（ＯＦＤＭ））にも適用す
ることができる。種々の実施の形態について詳細に説明
したが、特許請求の範囲に規定されている本発明の範囲
から逸れずに種々の修正や変更を行うことができる。
にφ（ｎ）を決定する。これは式６の拡張として得られ
る。更に別の例として、好ましい広範囲閉ループ・モー
ドと従来技術のモード３を結合して、表１内のドップラ
ー・フェージングの全範囲をカバーすることができる。
例示した利点の別の例として、ビームフォーマ確認の別
の方法を開示した。最後の例として、本発明はＣＤＭＡ
以外のシステム（例えば、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）
や、直交周波数分割多重通信（ＯＦＤＭ））にも適用す
ることができる。種々の実施の形態について詳細に説明
したが、特許請求の範囲に規定されている本発明の範囲
から逸れずに種々の修正や変更を行うことができる。
【００８７】連邦政府後援の研究開発に関する言明本出
願は、米国暫定出願番号第６０／１４８，９７２号（Ｔ
Ｉ−２９５４７ＰＳ）、１９９９年８月１３日出願の、
３５Ｕ．Ｓ．Ｃ．§１１９（ｅ）（１）に従う権利を請
求する。
願は、米国暫定出願番号第６０／１４８，９７２号（Ｔ
Ｉ−２９５４７ＰＳ）、１９９９年８月１３日出願の、
３５Ｕ．Ｓ．Ｃ．§１１９（ｅ）（１）に従う権利を請
求する。
【図１】好ましい実施の形態を実現することのできる閉
ループ送信アンテナ・ダイバーシティ・システムの図。
ループ送信アンテナ・ダイバーシティ・システムの図。
【図２】図１のユーザ局１４の選択されたブロックの拡
張図。
張図。
【図３】従来技術のモード１による、２つの異なる位相
シフト値の一方に対するチャンネル測定値のマッピング
を示すグラフ。
シフト値の一方に対するチャンネル測定値のマッピング
を示すグラフ。
【図４】従来技術のモード２による、それぞれ４５度回
転して回転毎に２つの異なる位相シフト値の一方に対し
てチャンネル測定値をマッピングするチャンネル測定値
のマッピングを示すグラフ。
転して回転毎に２つの異なる位相シフト値の一方に対し
てチャンネル測定値をマッピングするチャンネル測定値
のマッピングを示すグラフ。
【図５】好ましい実施の形態の広範囲閉ループ・モード
による、それぞれ９０度回転して回転毎に２つの異なる
位相シフト値の一方に対してチャンネル測定値をマッピ
ングするチャンネル測定値のマッピングを示すグラフ。
による、それぞれ９０度回転して回転毎に２つの異なる
位相シフト値の一方に対してチャンネル測定値をマッピ
ングするチャンネル測定値のマッピングを示すグラフ。
【図６】図２の、また好ましい実施の形態における、ビ
ームフォーマ係数計算ブロック５２とビームフォーマ係
数２進符号化ブロック５４の機能的動作のブロック図。
ームフォーマ係数計算ブロック５２とビームフォーマ係
数２進符号化ブロック５４の機能的動作のブロック図。
【図７】図２の、また好ましい実施の形態における、チ
ャンネル推定およびビームフォーマ確認ブロック５６の
ブロック図。
ャンネル推定およびビームフォーマ確認ブロック５６の
ブロック図。
【図８】図７のビームフォーマ確認ブロック１００とし
て容易に実現され、また２回転仮説試験法に従って動作
する、ビームフォーマ確認ブロック１００1の第１の実
現のブロック図。
て容易に実現され、また２回転仮説試験法に従って動作
する、ビームフォーマ確認ブロック１００1の第１の実
現のブロック図。
【図９】これも図７のビームフォーマ確認ブロック１０
０として実現され、また４仮説単一ショット試験に従っ
て動作する、ビームフォーマ確認ブロック１００2の第
２の実現のブロック図。
０として実現され、また４仮説単一ショット試験に従っ
て動作する、ビームフォーマ確認ブロック１００2の第
２の実現のブロック図。
１０ 無線通信システム １２ ユーザ局 １４ 送信局 ２２ 逆拡散回路 ２４ チャンネル評価器 ５０ チャンネル測定回路 ５２ ビームフォーマ係数計算回路
Claims (32)
- 【請求項１】 ユーザ局を含む無線通信システムであっ
て、前記ユーザ局は、 逆拡散回路であって、送信局の少なくとも第１の送信ア
ンテナと第２の送信アンテナから送られる複数のスロッ
トを受信して逆拡散し、前記複数のスロットはそれぞれ
パイロット記号の第１の集合を含む第１のチャンネルと
パイロット記号の第２の集合を含む第２のチャンネルを
含む、逆拡散回路と、 前記第１の送信アンテナからの複数のスロット内の所定
のスロット毎に、また前記所定のスロット内のパイロッ
ト記号の第１の集合に応じて、第１のチャンネル測定値
を測定する回路と、 前記第２の送信アンテナからの複数のスロット内の所定
のスロット毎に、また前記所定のスロット内のパイロッ
ト記号の第１の集合に応じて、第２のチャンネル測定値
を測定する回路と、 前記所定のスロットについての前記第１のチャンネル測
定値と第２のチャンネル測定値に応じて、また前記所定
のスロットの直前に前記逆拡散回路が受信したスロット
に対する前記所定のスロットの９０度回転に応じて、複
数のスロット内の所定のスロット毎に位相差値を測定す
る回路と、を備える無線通信システム。 - 【請求項２】 前記ユーザ局は前記位相差値を表す少な
くとも１つの重み値を前記送信局に送信する回路を更に
備え、これにより前記送信局は前記少なくとも１つの重
み値に応じて少なくとも１つの追加のスロット内の記号
に重みを付けて少なくとも１つの追加のスロットを前記
ユーザ局に送信することができる、請求項１に記載の無
線通信システム。 - 【請求項３】 パイロット記号の前記第１の集合は重み
の付かない記号を含み、パイロット記号の前記第２の集
合は重み付きの記号を含む、請求項２に記載の無線通信
システム。 - 【請求項４】 位相差値を測定する前記回路は、前記複
数のスロット内の第１のスロットに関して、第１の事例
では、前記第１のチャンネル測定値と第２のチャンネル
測定値に応じる複素点乗積の実数部がゼロ以上かどうか
に応じて位相差値を測定し、 位相差値を測定する前記回路は、前記複数のスロット内
の第１のスロットに関して、前記第１のスロットの直後
の第２の事例では、前記第１のチャンネル測定値と第２
のチャンネル測定値に応じる複素点乗積の虚実数部がゼ
ロ以下かどうかに応じて位相差値を測定する、請求項３
に記載の無線通信システム。 - 【請求項５】 前記ユーザ局は、前記複数のスロット内
の所定のスロット毎に、前記送信局が前記第２の送信ア
ンテナで送信する所定のスロットの重み付き記号に与え
られる位相差重み値を推定するビームフォーマ確認回路
を更に備える、請求項３に記載の無線通信システム。 - 【請求項６】 前記所定のスロット毎の重み付き記号は
重み付きパイロット記号を含み、 前記ビームフォーマ確認回路は、前記複数のスロット内
の所定のスロット毎に、前記所定のスロットの重み付き
パイロット記号に応じて、また前記第２のチャンネル測
定値と前記所定のスロットについて前記第２の送信アン
テナから受信したパイロット記号の前記第２の集合との
積に応じて、前記位相差重み値を推定する、請求項５に
記載の無線通信システム。 - 【請求項７】 前記積は前記第２のチャンネル測定値に
応じ、すなわち前記積は前記所定のスロットについての
前記第２のチャンネル測定値の重み付けに応じ、更に前
記所定のスロットの前に受信した複数のスロットについ
ての前記第２のチャンネル測定値の重み付き測定値と、
前記所定のスロットの後に受信した複数のスロットにつ
いての前記第２のチャンネル測定値の重み付き測定値に
更に応じる、請求項６に記載の無線通信システム。 - 【請求項８】 前記ユーザ局は所定のスロットの測定さ
れた位相差値を記憶する回路を更に備え、 また前記ビームフォーマ確認回路は、前記所定のスロッ
トの直後の複数のスロット内のスロットについて、また
フィードバック誤りの確率と前記記憶された位相差値の
測定値に応じて、前記位相差重み値を推定する、請求項
７に記載の無線通信システム。 - 【請求項９】 前記ビームフォーマ確認回路は前記複数
のスロット内の第１のスロットに関して、第１の事例で
は、第１の位相差値と第２の位相差値から成る２つの位
相差値の一方に応じて経験的に検出する確率を最大にす
るよう、前記第１のスロット内の重み付き記号に与えら
れる第１の位相差重み値を推定し、 前記ビームフォーマ確認回路は前記複数のスロット内の
第２のスロットに関して、前記第１の事例の後の第２の
事例では、第３の位相差値と第４の位相差値から成る２
つの位相差値の一方に応じて経験的に検出する確率を最
大にするよう、前記第２のスロット内の重み付き記号に
与えられる第２の位相差重み値を推定し、 前記第３および第４の位相差値は前記第１および第２の
位相差値とは異なる、請求項６に記載の無線通信システ
ム。 - 【請求項１０】 前記ビームフォーマ確認回路は、前記
複数のスロット内の所定のスロット毎に、所定のスロッ
トの重み付きパイロット記号の複素点乗積に応じて位相
差重み値を推定し、前記積は前記第２のチャンネル測定
値と前記所定のスロットについての前記第２の送信アン
テナから受信した重み付きパイロット記号に応じる積で
あり、 前記ビームフォーマ確認回路は、前記複素点乗積の実数
部がゼロ以上であるかどうかに応じて第２の位相差重み
値を推定し、 前記ビームフォーマ確認回路は、前記複素点乗積の虚数
部がゼロ以下であるかどうかに応じて第１の位相差重み
値を推定する、請求項９に記載の無線通信システム。 - 【請求項１１】 前記ビームフォーマ確認回路は、前記
第１の位相差重み値と前記第２の位相差重み値の平均と
して前記位相差重み値を推定する、請求項１０に記載の
無線通信システム。 - 【請求項１２】 前記積は前記第２のチャンネル測定値
に応じ、すなわち前記積は前記所定のスロットの前記第
２のチャンネル測定値の重み付けに応じ、更に前記所定
のスロットの前に受信した複数のスロットについての前
記第２のチャンネル測定値の重み付き測定値と、前記所
定のスロットの後に受信した複数のスロットについての
前記第２のチャンネル測定値の重み付き測定値に更に応
じる、請求項１１に記載の無線通信システム。 - 【請求項１３】 前記ユーザ局は所定のスロットの測定
された位相差値を記憶する回路を更に備え、 前記ビームフォーマ確認回路は、前記所定のスロットの
直後の複数のスロット内のスロットについて、またフィ
ードバック誤りの確率と前記記憶された位相差値の測定
値に応じて、前記位相差重み値を推定する、請求項１２
に記載の無線通信システム。 - 【請求項１４】 前記ユーザ局は、前記第１の送信アン
テナおよび第２の送信アンテナから受信しまた同じタイ
ム・スロットに対応するスロットのチャンネル推定値を
決定する回路を更に備え、また前記チャンネル推定値は
第１の加数と第２の加数の和に応じて決定され、 前記第１の加数は前記第２のチャンネル測定値と第２の
位相差重み値に応じる第１の積を含み、 前記第２の位相差値は前記第１の位相差値の重み値に対
して基準化されており、 前記第２の加数は前記第１のチャンネル測定値と第１の
位相差重み値に応じる第２の積を含む、請求項１０に記
載の無線通信システム。 - 【請求項１５】 前記ユーザ局は、前記第１の送信アン
テナおよび第２の送信アンテナから受信し同じタイム・
スロットに対応するスロットを前記チャンネル推定値に
応じて処理する最大比結合回路を更に備える、請求項１
４に記載の無線通信システム。 - 【請求項１６】 前記第１の積は前記第２のチャンネル
測定値に応じ、すなわち前記第１の積は前記所定のスロ
ットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付け
に応じ、更に前記所定のスロットの前に受信した複数の
スロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み
付き測定値と、前記所定のスロットの後に受信した複数
のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重
み付き測定値に更に応じ、 前記第２の積は前記第１のチャンネル測定値に応じ、す
なわち前記積は前記所定のスロットの前記第１のチャン
ネル測定値の重み付けに応じ、更に前記所定のスロット
の前に受信した複数のスロットについての前記第１のチ
ャンネル測定値の重み付き測定値と、前記所定のスロッ
トの後に受信した複数のスロットについての前記第１の
チャンネル測定値の重み付き測定値に更に応じる、請求
項１４に記載の無線通信システム。 - 【請求項１７】 前記ユーザ局は、前記第１の送信アン
テナおよび第２の送信アンテナから受信し同じタイム・
スロットに対応するスロットを前記チャンネル推定値に
応じて処理する最大比結合回路を更に備える、請求項１
５に記載の無線通信システム。 - 【請求項１８】 前記ビームフォーマ確認回路は前記複
数のスロット内の各所定のスロットに関して、４つの異
なる位相差値の１つに応じて経験的に検出する確率を最
大にするよう、前記所定のスロット内の重み付き記号に
与えられる位相差重み値を推定する、請求項６に記載の
無線通信システム。 - 【請求項１９】 前記ビームフォーマ確認回路は、前記
複数のスロット内の所定のスロット毎に、前記所定のス
ロットの重み付きパイロット記号の複素点乗積に更に応
じて前記位相差重み値を推定し、前記積は前記第２のチ
ャンネル測定値と前記所定のスロットについて前記第２
の送信アンテナから受信した重み付きパイロット記号に
応じる積であり、 前記ビームフォーマ確認回路は、４つの異なる位相差値
の１つをそれぞれ対応する被乗数として前記積に掛ける
回路を更に含み、 前記ビームフォーマ確認回路は、最大の積を得る対応す
る被乗数として前記位相差重み値を推定する、請求項１
８に記載の無線通信システム。 - 【請求項２０】 前記積は前記第２のチャンネル測定値
に応じ、すなわち前記積は前記所定のスロットについて
の前記第２のチャンネル測定値の重み付けに応じ、また
前記所定のスロットの前に受信した複数のスロットにつ
いての前記第２のチャンネル測定値の重み付き測定値
と、前記所定のスロットの後に受信した複数のスロット
についての前記第２のチャンネル測定値の重み付き測定
値に更に応じる、請求項１９に記載の無線通信システ
ム。 - 【請求項２１】 前記ユーザ局は所定のスロットの測定
された位相差値を記憶する回路を更に備え、 前記ビームフォーマ確認回路は、前記所定のスロットの
直後の複数のスロット内のスロットについて、またフィ
ードバック誤りの確率と前記記憶された位相差値の測定
値に応じて、前記位相差重み値を推定する、請求項２０
に記載の無線通信システム。 - 【請求項２２】 前記ユーザ局は前記第１の送信アンテ
ナおよび第２の送信アンテナから受信しまた同じタイム
・スロットに対応するスロットのチャンネル推定値を決
定する回路を更に備え、また前記チャンネル推定値は第
１の加数と第２の加数の和に応じて決定され、 前記第１の加数は前記第２のチャンネル測定値と第２の
位相差重み値に応じる第１の積を含み、 前記第２の位相差値は前記第１の位相差値の重み値に対
して基準化されており、 前記第２の加数は前記第１のチャンネル測定値と第１の
位相差重み値に応じる第２の積を含む、請求項１９に記
載の無線通信システム。 - 【請求項２３】 前記ユーザ局は、前記第１の送信アン
テナおよび第２の送信アンテナから受信し同じタイム・
スロットに対応するスロットを前記チャンネル推定値に
応じて処理する最大比結合回路を更に備える、請求項２
２に記載の無線通信システム。 - 【請求項２４】 前記第１の積は前記第２のチャンネル
測定値に応じ、すなわち前記第１の積は前記所定のスロ
ットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付け
に応じ、また前記所定のスロットの前に受信した複数の
スロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み
付き測定値と、前記所定のスロットの後に受信した複数
のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重
み付き測定値に更に応じ、 前記第２の積は前記第１のチャンネル測定値に応じ、す
なわち前記積は前記所定のスロットについての前記第１
のチャンネル測定値の重み付けに応じ、また前記所定の
スロットの前に受信した複数のスロットについての前記
第１のチャンネル測定値の重み付き測定値と、前記所定
のスロットの後に受信した複数のスロットについての前
記第１のチャンネル測定値の重み付き測定値に更に応じ
る、請求項２２に記載の無線通信システム。 - 【請求項２５】 前記ユーザ局は、前記第１の送信アン
テナおよび第２の送信アンテナから受信し同じタイム・
スロットに対応するスロットを前記チャンネル推定値に
応じて処理する最大比結合回路を更に備える、請求項２
４に記載の無線通信システム。 - 【請求項２６】 前記第１のチャンネル測定値と第２の
チャンネル測定値と位相差値は、ドップラー・フェージ
ングの第１の速度に応じて第１の閉ループ動作モードで
測定され、また前記ユーザ局はドップラー・フェージン
グの第２の速度に応じて第２の閉ループ動作モードで動
作する回路を更に含む、請求項１に記載の無線通信シス
テム。 - 【請求項２７】 前記ユーザ局は、前記第２の閉ループ
モードで振幅および位相訂正ビットを前記送信局に送信
する回路を更に含み、前記送信局は前記振幅および位相
訂正ビットに応じて少なくとも１つの追加スロットを前
記ユーザ局に送信する、請求項２６に記載の無線通信シ
ステム。 - 【請求項２８】 送信局を更に含み、前記送信局は、 少なくとも１つの重み値に応じるフィードバック・チャ
ンネル重み値に応じて重み付き記号を形成するための、
記号に重みを付ける回路と、 スロット内の重み付き記号を前記ユーザ局に送信する回
路と、を備える、請求項３に記載の無線通信システム。 - 【請求項２９】 送信局を更に含み、前記送信局は、 前記ユーザ局が２つの逐次のタイム・スロットで受信す
る２つのスロットに応じて前記ユーザ局から前記送信局
に送る２つの重み値の平均により決まるフィードバック
・チャンネル重み値に応じて重み付き記号を形成するた
めの、記号に重みを付ける回路と、 スロット内の重み付き記号を前記ユーザ局に送信する回
路と、を備える、請求項３に記載の無線通信システム。 - 【請求項３０】 前記ユーザ局はＷＣＤＭＡユーザ局を
含む、請求項１に記載の無線通信システム。 - 【請求項３１】 ユーザ局を含む無線通信システムであ
って、前記ユーザ局は、 逆拡散回路であって、送信局の少なくとも第１の送信ア
ンテナと第２の送信アンテナから送られる複数のスロッ
トを受信して逆拡散し、前記複数のスロットはそれぞれ
パイロット記号の第１の集合を含む第１のチャンネルと
パイロット記号の第２の集合を含む第２のチャンネルを
含む、逆拡散回路と、 前記第１の送信アンテナからの複数のスロット内の所定
のスロット毎に、また前記所定のスロット内のパイロッ
ト記号の第１の集合に応じて、第１のチャンネル測定値
を測定する回路と、 前記第２の送信アンテナからの複数のスロット内の所定
のスロット毎に、また前記所定のスロット内のパイロッ
ト記号の第１の集合に応じて、第２のチャンネル測定値
を測定する回路と、 前記所定のスロットについての前記第１のチャンネル測
定値と第２のチャンネル測定値に応じて、また前記所定
のスロットの直前に前記逆拡散回路が受信したスロット
に対する前記所定のスロットの所定の度の回転に応じ
て、複数のスロット内の所定のスロット毎に位相差値を
測定する回路と、 前記複数のスロット内の所定のスロット毎に、前記送信
局が前記第２の送信アンテナで送信した所定のスロット
のパイロット記号の第１の集合に与えられる位相差重み
値を推定するビームフォーマ確認回路と、を備える無線
通信システム。 - 【請求項３２】 無線通信システムを操作する方法であ
って、 送信局の少なくとも第１の送信アンテナと第２の送信ア
ンテナから送られる複数のスロットを受信して逆拡散
し、また前記複数のスロットはそれぞれパイロット記号
の第１の集合を含む第１のチャンネルとパイロット記号
の第２の集合を含む第２のチャンネルを含み、 前記第１の送信アンテナからの複数のスロット内の所定
のスロット毎に、また前記所定のスロット内のパイロッ
ト記号の第１の集合に応じて、第１のチャンネル測定値
を測定し、 前記第２の送信アンテナからの複数のスロット内の所定
のスロット毎に、また前記所定のスロット内のパイロッ
ト記号の第１の集合に応じて、第２のチャンネル測定値
を測定し、 前記所定のスロットについての前記第１のチャンネル測
定値と第２のチャンネル測定値に応じて、また前記所定
のスロットの直前に前記逆拡散回路が受信したスロット
に対する前記所定のスロットの９０度回転に応じて、複
数のスロット内の所定のスロット毎に位相差値を測定す
る、ステップを含む、無線通信システムを操作する方
法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US14897299P | 1999-08-13 | 1999-08-13 | |
| US148972 | 1999-08-13 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2012145803A Division JP5624586B2 (ja) | 1999-08-13 | 2012-06-28 | ９０度位相回転とビームフォーマ確認を用いた閉ループ・モードを持つ符号分割多元接続無線システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001127675A true JP2001127675A (ja) | 2001-05-11 |
| JP5096650B2 JP5096650B2 (ja) | 2012-12-12 |
Family
ID=22528258
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000282674A Expired - Lifetime JP5096650B2 (ja) | 1999-08-13 | 2000-08-14 | ９０度位相回転とビームフォーマ確認を用いた閉ループ・モードを持つ符号分割多元接続無線システム |
| JP2012145803A Expired - Lifetime JP5624586B2 (ja) | 1999-08-13 | 2012-06-28 | ９０度位相回転とビームフォーマ確認を用いた閉ループ・モードを持つ符号分割多元接続無線システム |
Family Applications After (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2012145803A Expired - Lifetime JP5624586B2 (ja) | 1999-08-13 | 2012-06-28 | ９０度位相回転とビームフォーマ確認を用いた閉ループ・モードを持つ符号分割多元接続無線システム |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP1076425B1 (ja) |
| JP (2) | JP5096650B2 (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004304579A (ja) * | 2003-03-31 | 2004-10-28 | Nifty Corp | アクセスポイント選択プログラム |
| JP2005176325A (ja) * | 2003-11-24 | 2005-06-30 | Mitsubishi Electric Research Laboratories Inc | 無線通信システムにおいて送信ダイバシティ利得を高める方法および無線通信システム |
| WO2006075733A1 (ja) * | 2005-01-17 | 2006-07-20 | Sharp Kabushiki Kaisha | 通信装置 |
| US7453924B2 (en) | 2003-01-17 | 2008-11-18 | Panasonic Corporation | Diversity receiver and diversity reception method |
| JP2009530898A (ja) * | 2006-03-16 | 2009-08-27 | サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド | マルチユーザーを支援する多重アンテナシステムにおけるフィードバック情報の送受信方法及びこれを支援するフィードバックシステム |
| JP2013507815A (ja) * | 2009-10-08 | 2013-03-04 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | セルラ方式通信ネットワークの無線局の動作方法 |
| JP2014014093A (ja) * | 2008-10-10 | 2014-01-23 | Qualcomm Incorporated | ワイヤレス通信システムにおけるチャネルフィードバックのための方法および装置 |
| JP2019146217A (ja) * | 2007-10-29 | 2019-08-29 | パナソニック株式会社 | 通信装置、通信方法及び集積回路 |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA2380039C (en) * | 2001-04-03 | 2008-12-23 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method of transmitting control data in cdma mobile communication system |
| JP4587357B2 (ja) * | 2001-07-12 | 2010-11-24 | 三洋電機株式会社 | 無線基地システムおよび送信指向性制御方法 |
| WO2005032159A2 (en) * | 2003-09-24 | 2005-04-07 | Sarnoff Corporation | Method and apparatus for performing modulation/demodulation in a wireless communication system |
| US8254507B2 (en) | 2007-06-18 | 2012-08-28 | Broadcom Corporation | Method and system for SFBC/STBC in a communication diversity system using angle feedback |
| WO2009003035A2 (en) * | 2007-06-26 | 2008-12-31 | Broadcom Corporation | Method and system for adaptation between different closed-loop, open-loop and hybrid techniques for multiple antenna systems |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6131016A (en) * | 1997-08-27 | 2000-10-10 | At&T Corp | Method and apparatus for enhancing communication reception at a wireless communication terminal |
-
2000
- 2000-08-11 EP EP00117209.7A patent/EP1076425B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-08-14 JP JP2000282674A patent/JP5096650B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
2012
- 2012-06-28 JP JP2012145803A patent/JP5624586B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| JPN6010017570, Ｎｏｋｉａ, "Ｐｒｏｐｏｓａｌ ｔｏ ｓｉｍｐｌｉｆｙ ｔｈｅ Ｔｘ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｃｌｏｓｅｄ ｌｏｏｐ ｍｏｄｅｓ", ３ＧＰＰ ＴＳＧ ＲＡＮ ＷＧ１, 19990713, ＴＳＧＲ１＃６（９９）９４５, 第３頁−第５頁，第８頁−第１０頁, FI * |
Cited By (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7453924B2 (en) | 2003-01-17 | 2008-11-18 | Panasonic Corporation | Diversity receiver and diversity reception method |
| JP2004304579A (ja) * | 2003-03-31 | 2004-10-28 | Nifty Corp | アクセスポイント選択プログラム |
| JP2005176325A (ja) * | 2003-11-24 | 2005-06-30 | Mitsubishi Electric Research Laboratories Inc | 無線通信システムにおいて送信ダイバシティ利得を高める方法および無線通信システム |
| WO2006075733A1 (ja) * | 2005-01-17 | 2006-07-20 | Sharp Kabushiki Kaisha | 通信装置 |
| US8270514B2 (en) | 2005-01-17 | 2012-09-18 | Sharp Kabushiki Kaisha | Communication device |
| US11283659B2 (en) | 2005-01-17 | 2022-03-22 | Sharp Kabushiki Kaisha | Communication device |
| US8514962B2 (en) | 2005-01-17 | 2013-08-20 | Sharp Kabushiki Kaisha | Communication device |
| US8743993B2 (en) | 2005-01-17 | 2014-06-03 | Sharp Kabushiki Kaisha | Communication device |
| US10833903B2 (en) | 2005-01-17 | 2020-11-10 | Sharp Kabushiki Kaisha | Communication device |
| JP2009530898A (ja) * | 2006-03-16 | 2009-08-27 | サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド | マルチユーザーを支援する多重アンテナシステムにおけるフィードバック情報の送受信方法及びこれを支援するフィードバックシステム |
| JP2019146217A (ja) * | 2007-10-29 | 2019-08-29 | パナソニック株式会社 | 通信装置、通信方法及び集積回路 |
| JP2014014093A (ja) * | 2008-10-10 | 2014-01-23 | Qualcomm Incorporated | ワイヤレス通信システムにおけるチャネルフィードバックのための方法および装置 |
| US10491356B2 (en) | 2008-10-10 | 2019-11-26 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for channel feedback by multiple description coding in a wireless communication system |
| US8983397B2 (en) | 2008-10-10 | 2015-03-17 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for channel feedback by multiple description coding in a wireless communication system |
| KR101782077B1 (ko) | 2009-10-08 | 2017-09-26 | 코닌클리케 필립스 엔.브이. | 셀룰러 통신 네트워크에서 무선 스테이션을 동작시키기 위한 방법 |
| JP2016006989A (ja) * | 2009-10-08 | 2016-01-14 | コーニンクレッカ フィリップス エヌ ヴェＫｏｎｉｎｋｌｉｊｋｅ Ｐｈｉｌｉｐｓ Ｎ．Ｖ． | セルラ方式通信ネットワークの無線局の動作方法 |
| JP2013507815A (ja) * | 2009-10-08 | 2013-03-04 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | セルラ方式通信ネットワークの無線局の動作方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP5096650B2 (ja) | 2012-12-12 |
| EP1076425A2 (en) | 2001-02-14 |
| EP1076425B1 (en) | 2018-05-30 |
| EP1076425A3 (en) | 2009-09-16 |
| JP2012231514A (ja) | 2012-11-22 |
| JP5624586B2 (ja) | 2014-11-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP5624586B2 (ja) | ９０度位相回転とビームフォーマ確認を用いた閉ループ・モードを持つ符号分割多元接続無線システム | |
| US6831943B1 (en) | Code division multiple access wireless system with closed loop mode using ninety degree phase rotation and beamformer verification | |
| US7079867B2 (en) | Semi-blind transmit antenna array device using feedback information and method thereof in a mobile communication system | |
| RU2291570C2 (ru) | Пространственно-временное разнесение при передаче (пврп) для множественных антенн в радиосвязи | |
| KR101143332B1 (ko) | 채널 변동들을 보상하는 다중 안테나 모바일 통신시스템에서 신호들을 전송하는 방법 및 장치 | |
| KR100663525B1 (ko) | 공간-시간 빔 형성을 위한 간섭전력 측정 장치 및 방법 | |
| US6501747B1 (en) | Manifold assisted channel estimation and demodulation for CDMA systems in fast fading environments | |
| KR20090085405A (ko) | 다중안테나 시스템에서 빔포밍을 고려한 채널품질 정보를 결정하기 위한 장치 및 방법 | |
| KR101124338B1 (ko) | 다중입출력 통신 시스템을 위한 데이터 전송 방법 | |
| US6856610B2 (en) | Wireless code division multiple access communications system with channel estimation using fingers with sub-chip spacing | |
| US20050111566A1 (en) | Wireless communication apparatus and method for multiple transmit and receive antenna system using multiple codes | |
| JP2003018058A (ja) | 送信機、その送信方法及び通信システム | |
| US6831956B1 (en) | Wireless communications system with combining of multiple paths selected from sub-windows in response to the primary synchronization channel | |
| US6829290B1 (en) | Wireless communications system with combining of multiple paths selected from correlation to the primary synchronization channel | |
| EP1583258B1 (en) | Array antenna radio communication apparatuses | |
| KR20090002706A (ko) | 다중 입출력 무선통신 시스템에서 스트림별 유효 신호대잡음비 생성 장치 및 방법 | |
| Dahlhaus et al. | Smart antenna concepts with interference cancellation for joint demodulation in the WCDMA UTRA uplink | |
| Deng et al. | Blind channel estimator for V-BLAST coded DS-CDMA system in frequency-selective fading environment | |
| Kim et al. | Performance analysis of an MC-CDMA system with antenna array in a fading channel | |
| JP3740063B2 (ja) | 基地局装置およびダイバーシチ制御方法 | |
| EP1511187A2 (en) | Transmission power control for multiple codes multiple antennas system | |
| Novakovic et al. | Generalised full/partial closed loop transmit diversity | |
| Katz et al. | Recent advances in multi-antenna based code acquisition | |
| Kim | Performance enhancement scheme for adaptive antenna arrays in DS/CDMA systems | |
| WO2008023921A1 (en) | Detecting apparatus and method in mimo system |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20070814 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20100309 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100402 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20100702 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20100707 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20100802 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20100805 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20100902 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20100907 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20101004 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20110204 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20110506 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20110511 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20110603 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20110608 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20110704 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20110707 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20110804 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20120228 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20120628 |
|
| A911 | Transfer to examiner for re-examination before appeal (zenchi) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911 Effective date: 20120806 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20120914 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20120921 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 5096650 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20150928 Year of fee payment: 3 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |