KR20090085405A - 다중안테나 시스템에서 빔포밍을 고려한 채널품질 정보를 결정하기 위한 장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 다중안테나 시스템에서 빔포빙을 고려한 채널품질 정보를 결정하기 위한 장치 및 방법에 관한 것으로, 다중안테나 시스템에서 빔포빙을 고려한 채널품질 정보를 결정하기 위한 송신기에 있어서, 전체 주파수 톤에서 채널이 상수인 주파수 톤 구간들을 구분하고, 채널이 상수인 구간에 대해 각 주파수 톤마다 서로 다른 빔포밍 가중치를 곱하여 빔을 형성한 후, 프리앰블 신호를 전송하는 송신기와, 채널이 상수인 구간에 대해 각 주파수 톤마다 서로 다른 빔포밍 가중치를 곱하여 빔포밍된 프리앰블 신호를 수신하여 채널벡터를 추정하고, 상기 프리앰블 신호가 전송되는 주파수 톤 상에서 각각 채널전력을 계산하고 산술평균을 취하여 송신안테나 수를 곱한 결과를 양자화하는 수신기를 포함하여, 빔포밍 이득을 고려하여 사용자들을 대상으로 스케줄링할 수 있고, 현실적인 MCS의 선택을 통해 처리율을 향상시킬 수 있다.

직교주파수분할(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: OFDM), 주파수 톤, 빔포밍, 프리앰블, CQI(Channel Quality Indicator).

Description

다중안테나 시스템에서 빔포빙을 고려한 채널품질 정보를 결정하기 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR DECIDING CHANNEL QUALITY INDICATOR USING BEAMFORMING IN MULTIPLE ANTENNA SYSTEM}

본 발명은 다중안테나 시스템에서 관한 것으로, 특히 다중안테나 시스템에서 빔포밍을 고려한 채널품질 정보를 결정하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.

차세대 이동 및 무선통신 시스템은 현재보다 매우 큰 고속 데이터 전송과 시스템 용량을 요구하고 있다. 이러한 요구를 충족시키기 위해 최근 다중안테나를 사용하여 데이터를 송수신하는 기술들이 널리 연구되고 있다. 다중안테나를 이용하여 송수신하는 기술중 하나인 빔포밍(beamforming)은 송신 또는 수신 안테나 빔이 해당 단말에만 국한되도록 하는 기술이다.

도 1은 종래기술에 따른 다중안테나 시스템에서 빔포밍 데이터 전송의 예를 도시하고 있다.

상기 도 1을 참조하면, 다중안테나 시스템에서 기지국에서는 프리앰블 신호 를 다중 안테나를 통해 전송하고, 단말에서는 프리앰블 신호를 사용해 CQI(=양자화된 프리앰블 CINR(Carrier-to-Interference-plus-Noise-Ratio) 정보를 측정하고 이를 기지국으로 피드백한다. 기지국은 피드백된 CQI정보를 사용해 하향링크 시에 사용할 MCS(Modulation and Coding Scheme)를 선택한다. 현재는 프리앰블 신호를 보낼 때 동일 가중치(Equal Weight)를 사용하고 있다.

상기 프리앰블 신호를 보낼 때 동일 가중치를 사용하면 공간상으로 안테나 어레이와 직교하는 방향으로 송신 빔 전력패턴(100)이 형성된다. 참고로 상기 도 1은 특정 주파수 톤을 가지는 전파의 공간적 빔 전력패턴을 표시한 것이다. 만약 채널이 가시거리(Line of Sight: LOS)라면 강한 프리앰블 신호를 받는 사용자 단말들(100)은 공간적으로 한정될 수밖에 없다. 프리앰블의 빔 방향이 그 사용자 단말(120)과 일치하지 않으면, 실제로는 채널 강도가 강한 사용자(120)라고 할지라도 작은 CQI를 기지국에 보고하게 되는 문제점이 발생하게 된다. 예를 들어, User 2(120)는 거리상 User 1(110)보다 강한 채널 강도를 가지지만 프리앰블 신호의 빔 방향이 User 1(110)과 일치하기 때문에 User 2(120)는 User 1 보다 더 작은 CQI를 기지국에 피드백하게 된다.

따라서, 첫째 프리앰블 신호의 빔 방향과 공간적으로 일치하지 않는 사용자(120)들은 스케줄링에서 제외될 가능성이 커지고. 둘째, 사용자(120)가 스케줄링되더라도 더 높은 MCS 레벨을 할당받을 수 있는데도 낮은 MCS를 할당받을 가능성이 커진다. 이러한 문제점은 채널이 저속일수록 또한 송신안테나의 수가 많아질수록 더 심각해 진다. 이러한 문제는 데이터 전송의 형평성(fairness)을 저하하고, 시스 템 전체의 전송률을 감소시키는 원인이 된다.

이를 해결하기 위해 먼저 CDD(Cyclic Delay Diversity)를 생각할 수 있다. CDD는 시공간 영역(space-time domain)에서 신호를 전송하는 기법의 하나로, 다중안테나 중, 제 1 안테나로는 신호를 그대로 보내고, 제 2 안테나로는 Δ만큼의 지연을 주어 신호를 보내고, 제 3 안테나로는 2Δ만큼의 지연을 주고, 제 m 안테나로는 (m-1)Δ만큼의 지연을 주어 신호를 보내는 방식으로 데이터를 전송한다. 일정 지연 (m-1)Δ을 주어 신호를 보내면 k 번째 주파수 톤 상에서 신호의 위상이

만큼 변하게 된다. 이러한 신호의 위상 변화는 k 번째 주파수 톤 상에서 빔의 방향을 공간적으로 변경시킨다.

하지만, CDD 기술을 사용시 많은 지연을 강제로 발생시키는 것이므로 다중경로의 최대 지연이 더 커지게 된다. OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템을 설계할 때 보통 CP(Cyclic Prefix)의 길이를 다중경로의 최대 지연보다 크도록 설정한다. 이는 심벌간간섭(Inter Symbol Interference: 이하 "ISI"라 칭함)를 해결하는 OFDM의 전형적인 방법이다. 그런데 CDD 기술을 사용하면 다중경로의 최대 지연구간이 CP보다 더 길어지게 되어 ISI를 발생시킨다. 상기 CDD에 의한 성능 감소는 송신안테나의 개수가 많을수록 더 심각해 진다. 또한 CDD를 적용하여 프리앰블 신호를 보냄으로써 기지국이 얻게 되는 CQI는 실제 단말의 채널의 종합적인 강도와는 다소 차이가 있게 된다. CDD는 주파수 톤 인덱스가 증가함에 따라 프리앰블 빔을 공간상에서 천천히 회전시키는 효과를 갖는다. 그런 데 그 회전속도가 빠르면 지연이 커져서 ISI 문제가 생기게 되고, 회전이 느리면 전 주파수 톤에 대한 종합적 채널의 강도를 정확하게 구할 수 없게 되는 문제점이 발생하게 된다.

다중안테나 시스템에서 빔포밍을 고려한 효율적인 CQI 레벨을 결정하기 위한 장치 및 방법을 제안하여 상기 문제점을 해결하고자 한다.

상기한 과제를 달성하기 위한 본 발명의 제 1 견지에 따르면, 다중안테나 시스템에서 빔포빙을 고려한 채널품질 정보를 결정하기 위한 송신기에 있어서, 전체 주파수 톤에서 채널이 상수인 주파수 톤 구간들을 구분하고, 채널이 상수인 구간에 대해 각 주파수 톤마다 서로 다른 빔포밍 가중치를 곱하여 빔을 형성한 후, 프리앰블 신호를 전송하는 빔형성부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기한 과제를 달성하기 위한 본 발명의 제 2 견지에 따르면, 다중안테나 시스템에서 빔포빙을 고려한 채널품질 정보를 결정하기 위한 수신기에 있어서, 채널이 상수인 구간에 대해 각 주파수 톤마다 서로 다른 빔포밍 가중치를 곱하여 빔포밍된 프리앰블 신호를 수신하여 채널벡터를 추정하는 검출부와, 상기 프리앰블 신호가 전송되는 주파수 톤 상에서 각각 채널전력을 계산하고 산술평균을 취하여 송신안테나 수를 곱한 결과를 양자화하는 CQI 계산부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기한 과제를 달성하기 위한 본 발명의 제 3 견지에 따르면, 다중안테나 시스템에서 빔포빙을 고려한 채널품질 정보를 결정하기 위한 방법에 있어서, 전체 주 파수 톤에서 채널이 상수인 주파수 톤 구간들을 구분하는 과정과, 상기 채널이 상수인 구간에 대해 각 주파수 톤마다 서로 다른 빔포밍 가중치를 곱하여 빔을 형성하는 과정과, 상기 형성된 빔을 통해 프리앰블 신호를 전송하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기한 과제를 달성하기 위한 본 발명의 제 4 견지에 따르면, 다중안테나 시스템에서 빔포빙을 고려한 채널품질 정보를 결정하기 위한 방법에 있어서, 채널이 상수인 구간에 대해 각 주파수 톤마다 서로 다른 빔포밍 가중치를 곱하여 빔포밍된 프리앰블 신호를 수신하여 채널벡터를 추정하는 과정과, 상기 프리앰블 신호가 전송되는 주파수 톤 상에서 각각 채널전력을 계산하고 산술평균을 취하여 송신안테나 수를 곱한 결과를 양자화하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.

상술한 바와 같이, 다중안테나 시스템에서 프리앰블 신호를 각 주파수 톤 상에서 다른 방향(Direction)을 가지고 공간상으로 전송되도록 함으로써, 빔포밍 이득을 고려하여 사용자들을 대상으로 스케줄링할 수 있고, 일종의 다중 사용자 다이버시티 이득(multi-user diversity gain)과 스케줄링 공평성(scheduling fairness)를 얻을 수 있으며, 현실적인 MCS의 선택을 통해 처리율을 향상시킬 수 있다.

이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명 한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

이하, 본 발명은 다중안테나 시스템에서 빔포밍을 고려한 CQI(Channel Quality Indicator)를 결정을 하기 위한 장치 및 방법에 대해 설명하기로 한다.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 다중안테나 시스템에서 빔포밍을 고려하여 CQI를 결정하기 위한 송수신기를 도시하고 있다.

상기 도 2를 참조하면, 송신기는 부호화부(201), 변조부(203), 빔형성부(205), 빔포밍 벡터부(207)를 포함하여 구성되고, 수신기는 검출부(211), 복조부(213), 복호화부(215), CQI 계산부(217)를 포함하여 구성된다.

상기 송신기의 부호화부(201)는 각각의 입력 신호를 소정 부호율에 따라 부호화하여 변조부(203)로 부호 심볼을 출력한다. 예를 들어, 상기 부호화는 길쌈부호기(convolutional encoder), 터보부호기(turbo encoder), LDPC(low density parity check) 부호기 등을 이용하여 수행될 수 있다. 상기 변조부(203)는 상기 부호화부(201)로부터 입력되는 상기 부호 심볼을 소정 변조 방식에 따라 변조하여 상 기 빔 형성부(205)로 변조 심볼을 출력한다. 예를 들어, 상기 변조방식에는 1개의 비트(s=1)를 하나의 복소 신호에 사상하는 BPSK(Binary Phase Shift Keying), 2개의 비트(s=2)를 하나의 복소 신호에 사상하는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 3개의 비트(s=3)를 하나의 복소 신호에 사상하는 8QAM(8ary Quadrature Amplitude Modulation), 4개의 비트(s=4)를 하나의 복소 신호에 사상하는 16QAM 등이 있다.

여기서, 상기 변조방식 및 상기 부호율은 단말로부터 피드백되는 CQI 값 혹은 CINR 값에 따라 결정된다.

상기 빔 형성부(205)는 상기 변조부(203)로부터 입력되는 상기 변조 심볼을 안테나 소자 수만큼 복제하고, 각각의 복제된 신호에 상기 계산된 빔포밍 가중치를 곱하여 해당 안테나를 통해 출력한다. 즉, 상기 빔 형성 가중치를 이용하여 송신 빔을 형성하고, 상기 형성된 송신 빔의 방향으로 송신 신호를 출력한다.

특히, 본 발명에서 상기 빔 형성부(205)는 상기 빔포빙 벡터부(207)로부터 프리앰블에 사용되는 빔포밍 벡터의 집합을 제공받고, 전 주파수 톤에서 채널계수가 상수인 주파수 톤 구간을 결정한 후, 채널계수가 상수인 주파수 톤 구간에서 빔포밍 벡터 집합 내의 가중치 벡터를 교대로 송신안테나에 곱하여 프리앰블 신호를 전송한다.

도 6은 본 발명의 실시예에 따른 주파수 톤에 대한 프리앰블 빔포밍 적용 예를 도시하고 있다.

상기 도 6을 참조하면, 기지국의 송신기에서 프리앰블을 복수의 단말들로 방 송할 때, 전 주파수 톤을 사용해 신호를 보내지 않고, 3 톤마다 건너뛰며 신호를 보낸다. 이는 3 섹터를 기준으로 간섭이 없는 프리앰블 신호들을 보내기 위함이다. 보통 OFDM에서 인접한 주파수 톤들의 채널은 높은 상관관계를 가진다. 특히, 단말이 저속일 경우 더 많은 인접 주파수 톤들 상에서 채널은 높은 상관관계를 유지한다. 현 IEEE 802.16e 표준규격에 4개 송신안테나를 가지는 기지국을 사용해 빔포밍을 적용하면 보통 12개의 주파수 톤 상에서 채널이 상수라고 가정할 수 있다. 즉, 인접한 12개의 주파수 톤 상에 같은 빔포밍 가중치를 적용해도 큰 성능 저하가 발생하지 않는다. 따라서, 프리앰블 신호를 전송할 때도 12개 이내의 톤 상에서는 채널 계수가 변하지 않는다고 가정할 수 있다.

기지국 송신안테나가 4개라고 가정할 시, 3개 섹터를 고려하여 직교한 빔포밍 가중치 벡터들을 4번 적용하기 위해 4x3=12개의 주파수 톤이 필요하다. 이는 채널을 상수로 생각할 수 있는 인접 주파수 톤의 수 12와 같으므로, 직교 빔포밍 가중치 벡터들이 4개 적용되기까지 주파수 채널은 같은 값이라 가정할 수 있다. 따라서, 3개씩 건너뛰는 4개의 주파수 톤들을 통해 상이한 직교한 빔포밍 가중치 벡터들이 적용된 프리앰블 신호를 보낸다면, 같은 채널 상으로 전체 직교 가중치 벡터들을 모두 적용하는 효과가 생기게 되어, 결과적으로 얻게 되는 CQI는 12개 주파수 톤들에 대해 빔포밍이 적용된 채널의 강도를 정확히 표현할 수 있다. 하지만 종래에서는 모든 주파수 톤에 대해 같은 빔포밍 벡터를 적용하여, 결과적으로 얻게 되는 CQI가 빔포밍이 적용된 채널의 강도를 정확히 표현할 수 없었다.

상기 빔포밍 벡터부(207)는 프리앰블에 사용되는 공간적으로 직교하는 빔포밍 가중치 벡터들을 구성하여 필요시 상기 빔 형성부(205)로 제공한다. 상기 공간적으로 직교하는 빔포밍 가중치 집합의 한 예로써, M_T x 1 빔포밍 가중치들을 하기 <수학식 1>과 같이 정할 수 있다.

여기서, (-)^T는 벡터 전치(Transpose) 연산을 나타낸다.

이하 설명의 편의를 위해 기지국의 송신 안테나 수 M_T를 4로 가정한다. 만약 안테나 수에 따라 그에 상응하는 공간적으로 직교하는 빔포밍 가중치의 집합을 유 사한 방법으로 쉽게 구할 수 있다. 단, 직교하는 빔포밍 가중치 벡터들은 하기 <수학식 2>의 성질을 만족해야 한다.

여기서, 상기 w_i는 i 번째 빔포밍 가중치 벡터이고, 상기 w_j는 j 번째 빔포밍 가중치 벡터이고, (­)^H는 허미션 연산이다.

도 5는 본 발명에 따른 송신안테나가 4개일 때의 4개의 직교한 빔의 공간적 전력패턴을 도시하고 있다. 여기서, 송신안테나 이격 거리는 파장(λ)/2 라고 가정한다.

상기 도 5를 참조하면, 상기 <수학식 1>에서 빔포밍 가중치 벡터를 w₀로 사용할 경우 ① 빔이 형성되고, 빔포밍 가중치 벡터를 w₁로 사용할 경우 ② 빔이 형성되고, 빔포밍 가중치 벡터를 w₂로 사용할 경우 ③ 빔이 형성되고, 빔포밍 가중치 벡터를 w₃으로 사용할 경우 ④ 빔이 형성된다.

여기서, 24개의 전체 주파수 톤에 프리앰블을 전송할 경우, 이때 상기 프리앰블 신호를 빔포밍하는 일 예를 도시하고 있는 도 6을 참조하기로 한다. IEEE 802.16e 규격에서 4개의 송신안테나를 사용할 경우 12개 주파수 톤 구간에서 채널 계수는 상수라고 가정한다.

상기 도 6을 참조하면, 12개의 주파수 톤 구간(600, 602)은 각각 상수 채널

,

의 값(1 x M_T 벡터임)을 갖는다. 3 섹터를 고려하여 제 1 주파수 톤 구간(600)에서 0 번째 주파수 톤에 w₀ 빔포밍 가중치 벡터를 곱하고, 3 번째 주파수 톤에 w₁ 빔포밍 가중치 벡터를 곱하고, 6 번째 주파수 톤에 w₂ 빔포밍 가중치 벡터를 곱하고, 9 번째 주파수 톤에 w₃ 빔포밍 가중치 벡터를 곱한다. 그리고 제 2 주파수 톤 구간(602)에서 12 번째 주파수 톤에 w₀ 빔포밍 가중치 벡터를 곱하고, 15 번째 주파수 톤에 w₁ 빔포밍 가중치 벡터를 곱하고, 18 번째 주파수 톤에 w₂ 빔포밍 가중치 벡터를 곱하고, 21 번째 주파수 톤에 w₃ 빔포밍 가중치 벡터를 곱한다.

한편, 상기 수신기의 검출부(211)는 수신안테나를 통해 수신되는 빔포밍된 프리앰블 신호를 이용하여 채널추정을 한 후 수신 심볼을 검출하고, 상기 검출된 수신 심볼을 상기 복조부(213)로 출력한다. 또한, 상기 채널 추정한 결과(

,

)를 상기 CQI 계산부(217)로 제공한다.

일반적으로 채널벡터를 직교하는 기본(basis) 벡터들(단 w_i는 M_T x 1 벡터임)의 선형 합(linear summation)으로서 하기 <수학식 3>과 같이 표시할 수 있다.

여기서, {w_i}의 직교성을 사용하면 복소 상수값 {a_i}를 하기 <수학식 4>와 같이 구할 수 있다.

여기서,

는 1 x M_T 채널벡터이고, a_i는 i 번째 주파수 톤에 대한 채널계수이고, w_i는 i 번째 빔포밍 가중치 벡터이고, (­)^H는 허미션 연산을 의미한다.

기지국에서 하나의 주파수 톤을 사용해 프리앰블 신호를 보낼 때 가중치 벡터 w_i를 사용하면, 단말에서는 채널상태를

에 비례하는 값으로 평가할 수 있게 된다. 4개의 인접한 톤들 상으로 각기 다른 가중치를 적용했을 경우 ] 상기 CQI 계산부(217)는 인접한 주파수 톤들 상에서의 상수 채널 강도를

와 같이 구할 수 있다.

상기

와 상기

은 하기 <수학식 5>와 같이 나타낼 수 있다.

여기서,

는 제 1 주파수 톤 구간(600)에 대한 채널벡터이고,

는 제 2주파수 톤 구간(602)에 대한 채널벡터이고, a_i는 제 1 주파수 톤 구간(600)에서 i 번째 주파수 톤에 대한 채널계수이고, b_i는 제 2 주파수 톤 구간(602)에서 i 번째 주파수 톤에 대한 채널계수이고, w_i는 i 번째 빔포밍 가중치 벡터이고, (­)^H는 허미션 연산을 의미한다.

직교한 가중치를 반영한 프리앰블 신호의 전송은 그 구현이 CDD에 비해 간단하다. CDD의 경우 주파수 도메인에서 위상을 변경하는 방식으로 구현이 된다. 그 이유는 CDD를 위해 각 주파수 톤에서 다른 위상이 구현되어야 하기 때문이다. 그 반면 직교한 가중치는 이미 설정되어 있는 가중치를 주파수 톤에 그대로 적용만 하면 되기 때문에 별도로 위상을 계산할 필요가 없다. 어떤 빔포밍 가중치를 적용할 것인지를 결정할 때는 프리앰블 신호가 주파수 축 상에서 3톤 마다 건너뛰며 보내진다는 사실을 고려하기만 하면 된다.

상기 복조부(213)는 상기 검출부(211)로부터 입력되는 수신 심볼을 소정 복조 방식에 따라 복조하여 연결되는 상기 복호화부(215)로 복조 심볼을 출력한다. 상기 복호화부(215)는 상기 복조부(213)로부터 입력되는 복조 심볼을 소정 복호율에 따라 복호화하여 원래의 신호로 복원한다.

상기 CQI 계산부(217)는 상기 검출부(211)로부터의 상기 추정된 채널 정보(

,

)를 이용하여 CINR 값을 계산한 후 상기 송신단으로 피드백한다.

상기 프리앰블 신호는 주파수 톤 인덱스가 3m(for m=0,1,2,3,4,5,6,7)인 주파수 톤으로 보내진다고 가정한다. 단말에서는 프리앰블 신호가 보내지는 주파수 톤에 대해 채널전력을 구해 더한 후 프리앰블 신호가 보내진 주파수 톤의 수로 나눈다. 즉, CINR 값은 결과는 하기 <수학식 6>과 같다

이 된다. (위에서 노이즈 및 간섭신호의 파워 합은 1이라고 가정함.) 주어진 결과는 톤 당 채널의 전력 평균의 1/4 배이다. 따라서 제대로 된 톤 당 채널의 평균전력을 구하려면 위에서 구한 값에 안테나 개수 4를 곱해야 한다. 여기서 4는 안테나 개수를 의미한다. 최종적으로 얻게 되는 톤 당 CINR은 하기 <수학식 7>과 같다.

상기 CINR은, 빔포밍이 적용되었을 경우에 전체 주파수 톤들의 채널 상태를 취합한, 평균적인 CINR이다.

단말에서 CQI(=상기 CINR을 양자화한 정보)는 프리앰블 신호가 전송되는 주파수 톤 상에서 각각 채널전력을 계산한 후, 이를 산술 평균하고, 그 다음 M_T를 곱한 결과를 양자화한 것으로 구해야 한다.(노이즈와 갑섭 신호의 전력 합이 1이 아닐 경우 이 전력 합으로 한번 더 나누어야 CINR이 됨. 그러나 여기서는 설명의 편의상 노이즈와 간섭 신호의 전력 합이 1이라 가정함.) M_T를 곱하는 이유는 프리앰블 신호 M_T개에 직교한 가중치 M_T개가 적용되었을 때, M_T개의 주파수 톤에서 계산된 개 채널 전력을 모두 더해야만 1개 채널 벡터(1*M_T)에 대한 전력이 되기 때문이다. M_T개의 주파수 톤에서 계산된 M_T개 채널 전력을 모두 더한 후 M_T로 나누어야 산술평균이 되므로, 이 산술평균에 M_T를 곱해야만 1개 채널 벡터에 대한 전력을 구할 수 있다.

종래에 각각 동일 가중치(equal weight)에 의한 프리앰블 신호와 CDD에 의한 프리앰블 신호가 보내졌을 때 얻을 수 있는 CINR은, 빔포밍이 적용되었을 경우에 전체 주파수 톤들의 채널상태를 취합한 평균적인 CINR이라 할 수 없으며, 이는 혹은 스케줄링을 수행할 때 혹은 MCS를 결정할 때 잘못된 판단을 야기하게 되어 시스템의 전송률을 저하하게 된다.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 다중안테나 시스템에서 CQI 결정하기 위한 기지국 동작 흐름도를 도시하고 있다.

상기 도 3을 참조하면, 상기 기지국은 300 단계에서 서로 직교하는 빔포밍 벡터 집합을 구성한다(상기 <수학식 1> 참조).

이후, 상기 기지국은 302 단계에서 전체 주파수 톤에서 채널계수가 상수인 주파수 톤 구간을 결정한다. 예를 들면, IEEE 802.16e 규격에서 4개의 송신안테나를 사용할 경우 12개 주파수 톤들은 상수 채널이라 가정할 수 있다.

이후, 상기 기지국은 304 단계에서 채널계수가 상수인 주파수 톤 구간에 대해서 각 주파수 톤마다 서로 다른 빔포밍 벡터를 곱한다. 전체 24개의 주파수 톤에서 프리앰블을 빔포밍하는 일 예를 도시하고 있는 상기 도 6 참조하기로 한다.

이후, 상기 기지국은 306 단계에서 빔포밍된 프리앰블 신호를 전송한다.

이후, 상기 기지국은 본 발명의 CQI을 결정하기 위한 절차를 종료한다.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 다중안테나 시스템에서 CQI 결정하기 위한 단말 동작 흐름도를 도시하고 있다.

상기 도 4를 참조하면, 단말은 400 단계에서 빔포밍된 프리앰블 신호를 수신한다.

이후, 상기 단말은 402 단계에서 프리앰블 신호가 전송되는 주파수 톤 상에서 각각 채널전력을 계산한 후, 이를 산술 평균하고, 그 다음 송신안테나를 곱한 결과를 양자화하여 구한다.

이후, 상기 단말은 404 단계에서 피드백 채널을 통해 상기 CINR 값을 피드백한다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

도 1은 종래기술에 따른 다중안테나 시스템에서 빔포밍 데이터 전송의 예시도,

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 다중안테나 시스템에서 빔포밍을 고려하여 CQI를 결정하기 위한 송수신기,

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 다중안테나 시스템에서 CQI 결정하기 위한 기지국 동작 흐름도,

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 다중안테나 시스템에서 CQI 결정하기 위한 단말 동작 흐름도,

도 5는 본 발명에 따른 송신안테나가 4개일 때의 4개의 직교한 빔의 전력패턴을 예시도 및,

도 6은 본 발명에 따른 전체 24개의 주파수 톤에서 프리앰블을 빔포밍하는 예시도.

Claims (16)

1. 다중안테나 시스템에서 빔포빙을 고려한 채널품질 정보를 결정하기 위한 송신기에 있어서,

   전체 주파수 톤에서 채널이 상수인 주파수 톤 구간들을 구분하고, 채널이 상수인 구간에 대해 각 주파수 톤마다 서로 다른 빔포밍 가중치를 곱하여 빔을 형성한 후, 프리앰블 신호를 전송하는 빔형성부를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기
2. 제 1항에 있어서,

   상기 빔포밍 가중치 집합을 구성하는 빔포밍 벡터부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
3. 제 2항에 있어서,

   상기 빔포밍 가중치들은 서로 각각 직교성을 갖는 것을 특징으로 하는 송신기.
4. 제 1항에 있어서,

   상기 채널이 상수인 주파수 톤 구간과 구간 사이는 상수가 아닌 것을 특징으로 하는 송신기.
5. 제 1항에 있어서,

   상기 채널이 상수인 구간에 대해 각 주파수 톤마다 서로 다른 빔포밍 가중치를 곱하여 빔을 형성할 시, 3 섹터를 기준으로 프리앰블을 보낼 때 3톤마다 건너뛰며 서로 다른 빔포밍 가중치를 곱하여 빔을 형성하는 것을 특징으로 하는 송신기.
6. 다중안테나 시스템에서 빔포빙을 고려한 채널품질 정보를 결정하기 위한 수신기에 있어서,

   채널이 상수인 구간에 대해 각 주파수 톤마다 서로 다른 빔포밍 가중치를 곱하여 빔포밍된 프리앰블 신호를 수신하여 채널벡터를 추정하는 검출부와,

   상기 프리앰블 신호가 전송되는 주파수 톤 상에서 각각 채널전력을 계산하고 산술평균을 취하여 송신안테나 수를 곱한 결과를 양자화하는 CQI 계산부를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
7. 제 1항에 있어서,

   상기 채널벡터는 직교하는 기초 벡터(basis vector)들의 선형합(linear summation)으로 하기 <수학식 8>과 같이 나타낼 수 있는 것을 특징으로 하는 수신기.

   

   여기서,

   

   는 채널벡터이고, a_i는 프리앰블 신호가 보내지는 i 번째 주파수 톤에 대한 채널계수이고, w_i는 i 번째 빔포밍 가중치 벡터이고, (­)^H는 허미션 연산을 의미한다.
8. 제 7항에 있어서,

   상기 {w_i}의 직교성을 사용하면 복소 상수값 {a_i}를 하기 <수학식 9>와 같이 구할 수 있는 것을 특징으로 하는 수신기.

   

   여기서,

   

   는 채널벡터이고, a_i는 프리앰블 신호가 보내지는 i 번째 주파수 톤에 대한 채널계수이고, w_i는 i 번째 빔포밍 가중치 벡터임.
9. 다중안테나 시스템에서 빔포밍을 고려한 채널품질 정보를 결정하기 위한 방법에 있어서,

   전체 주파수 톤에서 채널이 상수인 주파수 톤 구간들을 구분하는 과정과,

   상기 채널이 상수인 구간에 대해 각 주파수 톤마다 서로 다른 빔포밍 가중치를 곱하여 빔을 형성하는 과정과,

   상기 형성된 빔을 통해 프리앰블 신호를 전송하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
10. 제 9항에 있어서,

    상기 빔포밍 가중치 집합을 구성하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
11. 제 10항에 있어서,

    상기 빔포밍 가중치들은 서로 각각 직교성을 갖는 것을 특징으로 하는 방법.
12. 제 9항에 있어서,

    상기 채널이 상수인 주파수 톤 구간과 구간 사이는 상수가 아닌 것을 특징으로 하는 방법.
13. 제 9항에 있어서,

    상기 채널이 상수인 구간에 대해 각 주파수 톤마다 서로 다른 빔포밍 가중치를 곱하여 빔을 형성할 시, 3 섹터를 기준으로 프리앰블을 보낼 때 3톤마다 건너뛰며 서로 다른 빔포밍 가중치를 곱하여 빔을 형성하는 것을 특징으로 하는 방법.
14. 다중안테나 시스템에서 빔포빙을 고려한 채널품질 정보를 결정하기 위한 방법에 있어서,

    채널이 상수인 구간에 대해 각 주파수 톤마다 서로 다른 빔포밍 가중치를 곱하여 빔포밍된 프리앰블 신호를 수신하여 채널벡터를 추정하는 과정과,

    상기 프리앰블 신호가 전송되는 주파수 톤 상에서 각각 채널전력을 계산하고 산술평균을 취하여 송신안테나 수를 곱한 결과를 양자화하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
15. 제 14항에 있어서,

    상기 채널벡터는 직교하는 기초 벡터(basis vector)들의 선형합(linear summation)으로 하기 <수학식 10>과 같이 나타낼 수 있는 것을 특징으로 하는 방법.

    

    여기서,

    

    는 채널벡터이고, a_i는 프리앰블 신호가 보내지는 i 번째 주파수 톤에 대한 채널계수이고, w_i는 i 번째 빔포밍 가중치 벡터이고, (­)^H는 허미션 연산을 의미한다.
16. 제 15항에 있어서,

    상기 {w_i}의 직교성을 사용하면 복소 상수값 {a_i}를 하기 <수학식 11>와 같이 구할 수 있는 것을 특징으로 하는 방법.

    

    여기서,

    

    는 채널벡터이고, a_i는 프리앰블 신호가 보내지는 i 번째 주파수 톤에 대한 채널계수이고, w_i는 i 번째 빔포밍 가중치 벡터임.

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