KR101143332B1

KR101143332B1 - 채널 변동들을 보상하는 다중 안테나 모바일 통신시스템에서 신호들을 전송하는 방법 및 장치

Info

Publication number: KR101143332B1
Application number: KR1020040055520A
Authority: KR
Inventors: 엔젤리키 알렉시우; 모하마드 콰디
Original assignee: 알카텔-루센트 유에스에이 인코포레이티드
Priority date: 2003-07-16
Filing date: 2004-07-16
Publication date: 2012-05-09
Also published as: US20050020237A1; US7242724B2; EP1499056A1; JP4574258B2; EP1536586A1; JP2005039840A; KR20050009233A

Abstract

모바일 원격 통신 네트워크에서 2개 이상의 안테나를 구비한 송신기로부터의 신호들 전송하는 방법이 제공된다. 상기 방법은, 채널 상태 정보를 결정하는 단계, 상기 채널 상태 정보의 신뢰성을 추정하는 단계, 및 적어도 하나의 데이터 시퀀스를 공간-시간 블록 엔코딩하는 단계를 포함한다. 상기 데이터 시퀀스를 전송하기 전에, 선형 변환은 채널 변동들을 적어도 부분적으로 보상하도록 상기 데이터 시퀀스에 적용된다. 상기 선형 변환은 상기 채널 상태 정보에 의존하고 상기 채널 상태 정보의 추정된 신뢰성에 의존한다.

모바일 원격 통신 네트워크, 채널 상태 정보, 데이터 시퀀스, 선형 변환

Description

채널 변동들을 보상하는 다중 안테나 모바일 통신 시스템에서 신호들을 전송하는 방법 및 장치{Method and apparatus for transmitting signals in a multi-antenna mobile communications system that compensates for channel variations}

도 1은 MIMO 원격 통신 시스템을 기술하는 도면.

도 2는 UMTS(범용 모바일 원격 통신 시스템: Universal Mobile Telecommunications System)에서의 송신기 및 수신기 구현을 기술하는 도면.

도 3은 UMTS에서의 대안적인 송신기 및 수신기 구현을 기술하는 도면.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

9': 스프레딩/스크램블링

10: CSI 신뢰성 계산

20: 공간-시간 코드 Z

20': 공간-시간 코드 Z

22: 채널 코딩 레이트 매칭 인터리빙 변조

본 발명은 무선 통신들에 관한 것이며, 특히 모바일 원격 통신 네트워크에서 2개 이상의 안테나들을 구비한 송신기로부터의 신호 전송에 관한 것이다.

모바일 원격 통신 시스템들에서, 송신기로의 채널에 관한 피드백 정보가 송신기로 하여금 채널 변동들을 보상하게 함으로써 이점들을 생성하여도, 채널이 경험하는 시간 동안의 고속 변동들 때문에 채널에 관한 신뢰성 있는 피드백을 얻기가 어렵다.

모바일 사용자 터미널이 고속으로 이동하는 경우, 채널 추정, 파워 제어, 양자화 및 피드백 지연의 조합된 효과들은 "폐루프(closed loop)"인, 즉 수신기에서 송신기로의 피드백을 포함하는 피드백 구성들이 고속 채널 변동들을 정확하게 트랙킹하지 못하게 한다. 따라서, 송신기 및 수신기 양자에서 채널에 관한 불완전한 정보로 인해, 성능은 이동 모바일의 속도가 증가할수록 더욱 악화되는 경향이 있다. 한편, 수신기로부터의 피드백에 의존하지 않는 "개루프(open-loop)"인 공간-시간 블록 코딩 기법들(space-time block coding schemes)의 성능은 모바일 속도들이 증가함에 따라 향상되고, 속도 증가에 따라 채널 추정 결함들에 점차 덜 민감하게 되는 경향이 있다.

채널 피드백이 완전한 경우 최적 전송 전략(optimal transmission strategy)은 피드백에 의해 명시되는 단일 방향으로의 전송임을 보여주고 있다. 이것은 빔형성 전략(beamforming strategy)으로 알려져 있다. 반대로, 어떠한 채널 피드백도 없는 경우 최적 전략은 직교 독립 방향들로 동일 파워를 전송하는 것임을 보여주고 있다. 이것은 다이버시티 전략(diversity strategy)으로 알려져 있다. 그러나, 사실상, 피드백 정보는 종종 완전하거나 또는 제로인 것은 없다.

채널들에 관한 불완전 피드백은 알려진 분야에서 고려되기 시작했다. 한 알려진 방법에서, 소정의 전송 전략은 그것의 입력 공간 공분산 매트릭스의 등급에 따라 분류된다. 예를 들면, 빔형성 전략은 1 등급 매트릭스에 대응하고, 전 등급을 갖는 공분산 매트릭스는 다이버시티 전략을 나타낸다.

본 발명의 실시예는 모바일 원격 통신 네트워크에서 2개 이상의 안테나를 구비한 송신기로부터 신호들을 전송하는 방법에 관한 것이다. 상기 방법은, 채널 상태 정보를 결정하며, 채널 상태 정보의 신뢰성을 추정하며, 및 적어도 하나의 데이터 시퀀스를 공간-시간 블록 엔코딩을 포함한다. 데이터 시퀀스를 전송하기 전에, 선형 변환은 채널 변동들을 적어도 부분적으로 보상하도록 그 데이터 시퀀스에 적용된다. 선형 변환은 채널 상태 정보에 의존하고 채널 상태 정보의 추정된 신뢰성에 의존한다.

데이터 시퀀스를 블록 엔코딩하기 전에 선형 변환을 적용하거나, 또는 데이터 시퀀스를 블록 엔코딩한 후에 선형 변환을 적용하는 것이 바람직하다. 공간-시간 블록 엔코딩은 알라마우티(Alamouti) 공간-시간 블록 엔코딩이다. 송신기는 바람직하게는 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 또는 광대역 코드 분할 다중 액세스(W-CDMA) 전송 구성에 따라 동작하는 기지국(base station)이다. 기지국은 바람직하게는 범용 모바일 원격 통신 시스템(UMTS: Universal Mobile Telecommunications System) 표준에 따라 동작한다.

본 발명의 다른 실시예들은 또한 대응하는 송신기, 수신기, 및 모바일 원격 통신용 네트워크를 제공한다.

발명자는 광범위한 모바일 속도들에 대한 성능을 향상시키기 위하여 공간-시간 코드들과 함께 채널 상태 정보를 사용할 수 있는 방법을 고안했다. 따라서, 채널 상태 정보 및 채널 상태 정보 신뢰성 모두에 관하여 적응되는 선형 프리코딩 함수가 제공된다.

발명의 실시예들은 채널 지식의 양 끝단들, 즉 송신기에서 완전한 채널 지식이 있는 경우와 수신기에서 전혀 채널 지식이 없는 경우와, 이 2개의 끝단들 사이에서의 모든 경우들을 처리할 수 있다. 2개의 끝단들 사이에서, 이용 가능 채널 상태 정보는 공간-시간 코드 성능을 향상시키기 위하여 채널 상태 정보 신뢰성을 고려한다. 성능은 폐루프를 포함하는 네트워크들과 개루프를 포함하는 네트워크들 모두에서 향상된다.

발명의 실시예는 범용 모바일 원격 통신 시스템(UMTS) 공간-시간 코딩된 시스템이며, 채널 상태 정보의 신뢰성에 관한 지식은 채널 상태 정보 및 채널 상태 정보 신뢰성 조건들을 변화시키는데 송신기를 적응시키기 위하여 채널 상태 정보 그 자체와 함께 사용된다. 한정된 채널 상태 정보 신뢰성으로 인한 성능 저하는 분투되어 강건함이 이루어진다.

본 발명의 실시예들은 예로서 첨부 도면을 참조하여 기술되게 된다.

쉽게 이해하기 위해 보다 포괄적인 기술은, 범용 모바일 원격 통신 시스템(UMTS) 형태의 모바일 원격 통신 네트워크에서의 구현 양상들에 관한 설명이 수반된다. 본 발명은 UMTS에 뿐만 아니라, 예로서 한정되지 않는, 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 및 광대역 코드 분할 다중 액세스(W-CDMA) 등의 통신 시스템들에 적용된다.

예를 들면 UMTS용 MIMO 시스템들은, 통상적으로 공간-시간 블록 엔코딩을 포함한다. 2개 송신 안테나의 공간-시간 블록 엔코딩 구성의 예는, 1998년 10월, pp1451-1458, No. 8, Vol.16, 통신에서의 선택 영역에 관한 IEEE 저널, S.M. 알라마우티, "무선 통신용 단순 전송 다이버시티 기술", 에 나타나 있으며, 또한 미국 특허 US 6,185,258호 개시되어 있다. 이러한 기법의 엔코딩 및 전송 시퀀스는 다음과 같다: 제 1 전송 시간 인스턴트 t₁, 심볼들 x₁, x₂는 안테나 1 및 2 각각으로부터 전송되고, 다음 전송 인스턴트 t₂ 심볼들 -x₂ ^*, x₁ ^* 는 안테나 1 및 2 각각으로부터 전송되며, ^*는 켤레 복소수를 표시한다. 이 전송 시퀀스 Z는

와 같은 매트릭스 형태로 표현될 수 있다.

다른 배경으로서, MIMO 시스템들의 성능은 가끔 프리코딩에 의해 향상될 수 있다고 알려져 있다. 프리코딩은 선형 변환을 부호들에 적용하는 것을 의미한다. 예를 들면, 공간-시간 코딩 시스템용 선형 프리코더는, 채널 상태 정보가 2002년 10월, n°10, Vol.50, 신호 처리에 관한 IEEE 트랜잭션들, 에스. 조우, 지. 비. 기안나키스(S. Zhou, G.B. Giannakis)의 제목 "채널 평균 피드백에 기초하는 최적 송신기 최적의 빔 형성 및 공간-시간 블록 코딩"에 의한 논문에 기술되는 경우를 고려한다.

채널 상태 정보의 지식을 이용하는 선형 프리코더는 성능을 향상시키도록 공간-시간 코딩 MINO 시스템에 포함된다. 도 1에 도시되는 바와 같이, M개의 송신 안테나들 및 N개의 수신 안테나들로 구성되는 다중 입력 다중 출력(MIMO) 통신 네트워크를 고려해보자. 예를 들면, 송신기는 모바일 원격 통신들의 기지국이다.

이하의 분석에 대하여, 네트워크는 하나의 수신 안테나(즉, N=1)를 가지는 것으로 여겨지나; 표현되는 방법은 수신 안테나들 중 임의 개수 안테나에 대하여 보편화될 수 있다. 보편성을 상실하지 않고, 주파수에 있어서 비선택적인 채널을 고려해 보자. Mx1 채널 벡터 h의 각 엔트리 h_i은 채널 상태를 나타내며, 또한 송신 안테나(i)와 수신 안테나 사이에서, 채널 전송 함수 또는 채널 응답으로 알려져 있다. 채널 상태에 관한 임의 정보는 송신기 및 수신기에서 알려진다.

도 1에 도시된 바와 같이, 공간-시간 엔코더는 코드워드들의 Q×M 매트릭스 Z로 전송되도록 입력 데이터 시퀀스 x=(x₁, x₂,...x_Q)를 맵핑하며, M 평행 시퀀스들로 쪼개진다. 이러한 코드워드들은 이용 가능 채널 정보에 그 코드를 적응시키도록 L로 표시된 M×M 선형 변환에 의해 변환된다. Q×M 매트릭스 C=ZL의 컬럼으로 표시되는 결과의 시퀀스들은, Q 시간 간격들마다 M 송신 안테나들로부터 전송된다. Q×1 벡터 y에 포함되는 수신 신호는 Q×1 벡터 n으로 특징지어지고 σ²I_Q와 동일한 공분산 매트릭스를 갖는 추가 화이트 가우시안 노이즈(white Gaussian noise)에 의해 붕괴되는 M개 송신 시퀀스의 중첩이다:

식 (1)

다수의 부호 주기들(공간-시간 코드워드 범위)마다 채널이 일정하게 유지되고 이하의 코드워드 주기동안 통계적으로 독립적인 형태로 변화하는 블록-페이딩 모델이 가정된다.

수신기에서 부호 단위 검출이 실행된다. 수신기는 최대 비 조합(maximal ratio combining, MRC) 수신기이며, 소정의 프리코더 매트릭스 C의 신호 대 잡음 비를 최대화하는 것이다. 처리되는 문제점은 완전하거나 또는 불완전한 채널 상태 정보가 송신기에 이용가능한지에 상관없이 최적 프리코더 매트릭스 C를 선택하는 방법이다.

채널 상태 정보(channel state information, CSI)는 한정된 피드백 대역폭으로 인해 양자화될 수 있는 채널 추정들을 의미한다. 채널 상태 정보는 완전하게 정확하지 않아 완전하게 신뢰성 있지 않다는 의미에서 부분적이다.

수신기에서 이용 가능한 (부분) 채널 상태 정보(CSI) f(h)에 기초하여, 그 정보에 관한 채널 h 조건(및 조건 채널로 표시됨)이 이제 고려된다. 이러한 분석에 대하여, h, f는 가우시안 분포 N(0, σ_h ²I)을 따르도록 가정된다.

조건 채널의 기대치를 다음과 같이 표시한다.

E{h｜f}=

식 (2)

조건 채널은 부분 CSI 함수 f의 함수로서 표현될 수 있다:

h｜f(h)=

+ε 식 (3)

여기서, ε는 채널 추정 에러이고, ε는 σ_ε ²의 분산을 가진다.

최적 프리코더 매트릭스 C는 부호-에러율(symbol-error-rate, SER)의 최소화에 기초하여 계산된다. 전술되는 조우(Zhou) 및 가안나키스(Giannakis) 논문에서 기술되는 바와 같이 SER의 폐쇄 형태 표현이 사용되고, 처노프(Chernoff) 바운드로 알려진 SER의 바운드가 상기 분석에 사용되게 된다. 처노프 바운드들의 배경은, 엠. 케이. 사이몬, 엠.에스. 알로우이니의, "범용 페이딩 채널들에 의한 디지털 통신: 성능 분석에 관한 단일화된 방법"2000, 존 윌레이 & 손스의 성능 분석에 관한 단일화된 방법"에 제공된다.

바운드를 계산하기 위하여, 수신기에서의 신호 대 잡음 비가 우선 결정된다.

식 (1)로 정의되는 전술된 신호 모델에 따라, MRC 수신기에서의 신호 대 잡음 비 γ는 다음과 같이 될 수 있다.

식 (4)

여기서, E는 기대치, h는 채널 벡터, S는 전송되는 부호, H는 매트릭스의 헤르미시안을 표시하고, σ²는 노이즈 분산, E_s는 평균 부호 에너지이다. 부호들은 m-PSK 배열로 이루어진다.

이하의 고유의 분해에 기초하면:

식 (5)

여기서, U는 C^HC의 고유벡터들의 매트릭스이고, U_C는 유니타리이고, C^HC의 i번째 고유 값 δ_i을 가지는 ∧_C =diag(δ₁,δ₂,...δ_M)(즉, ∧_C 는 C^HC의 고유 값들의 대각선 매트릭스임)이고, 신호 대 잡음 비 γ는 각각의 부-채널(각각의 부채널은 송신 안테나에 대응함)에 대한 신호 대 잡음 비들의 합이다:

식 (6)

각 부채널의 평균 SNR은 이전에 언급된 조우 및 기안나키스 논문에서 보여주고 있다:

식 (7)

여기서,

이고, ρ는 실제 채널, 즉 채널 벡터 h와 f로 표시되는 채널 상태 정보(CSI) 간의 상관 계수이다. (이것은 이하의 식 15에서 정의된다).

SER의 처노프 바운드는 전술된 사이몬 및 알로우이니 논문에서 다음과 같이 판명된다:

식 (8)

여기서, α=(m-1)/m, ζ=g_m-PSK σ_ε ²E_s/σ², g _m-PSK =sin²(π/m)

최적의 프리코더는 페어와이즈(pairwise) 에러 확률의 최대화(유니온 바운드)에 기초한다. 특히, 최적 프리코더 매트릭스 C는 부호 에러율을 최소화하기 위하여 이하의 최적화 문제점에 관한 솔루션이다.

식 (9)

이것은 C에 관하여 SER_BOUND 서브젝트를 1과 같이 한정되는 송신 파워를 나타내는 C^HC의 대각선 엘리먼트들의 덧셈으로 최소화하는 것을 의미한다.

이제, 평균 조건 채널의 상관 매트릭스에 대해서 알아보자.

식 (10)

여기서, U_h는 평균 조건 채널의 상관 매트릭스의 고유 벡터들에 관한 매트릭스이고, D_h=diag(?

?²,0,..,0)는 평균 조건 채널의 상관 매트릭스의 고유 값에 관한 매트릭스이고, λ=?

?²ㆍ?

?는 물론

의 놈(norm)이다.

최적 프리코더 C는 다음과 같다고 전술된 조우 및 기안나키스 논문에서 판명되었다.

U_c=U_h 식 (11)

식 (5)와 (11)을 조합하면, 최적 프리코더 매트릭스

C=ZL=Z∧_C ^½U_h ^H 식 (12)

(유니타리 매트릭스 Z는 공간-시간 엔코더임)는 평균 조건 채널의 상관 매트릭스의 고유 벡터들에 따라 수직 방향들을 향하는 다중 빔들에 있어서 범용 빔형성기이다. 고유벡터들에 따른 파워 로딩은 매트릭스 ∧_C로 판정된다.

Ee인 평균 전송되는 부호 파워와 동등한 식 (9)의 파워 제약은 최적 ∧_C=diag(δ1, δ2, ...δM )을 식별하는데 사용된다:

식 (13)

δ₁= 1-(M-1)δ₂ 식 (14)

여기서, σ=(1+M/ξ)², b=λ/(ξσ_ε ²)+(1+M/ξ)(2M-1), c=M(M-1)이고, ()₊는 최대(0)에 관계하고, 즉 괄호의 표현은 네거티브인 경우 포지티브가 달리 제로로 설정되는 경우에 그것의 실제 계산 값을 취한다.

2개 안테나 전송 시스템에 적용

알라마우티 공간-시간 블록 코딩을 이용한 2×1(2개 송신 안테나, 1개 수신 안테나) 시스템에 제안된 프리코더 매트릭스 C의 적용이 이제 고려된다. 이 경우에, 전술된 바와 같다:

식 (12)에서 제공되는 프리코더 C의 계산은 노이즈가 가우시안 분포를 따른다는 가정들에 기초하며, 그것은 공지된 공분산 σ2의 n~N(0, σ²I), 조건 채널 h｜f(h)~N(ρf, σ_ε ²I)이고, 즉 조건 채널은 평균 ρf 및 공분산 σ_ε ²I에 있어서 가우시안 분포를 따르며, 여기서 전술된 바와 같이 f는 수신기에서 이용 가능한 부분 CSI 정보이고, ρ는 실제 채널 h와 CSI 정보 f간의 상관 계수이고, ρ는 채널 상태 정보(CSI)의 신뢰성을 나타내며, 다음과 같이 된다:

E{hf^H}=ρσ_h ²I 식 (15)

σ_ε ²=σ_h ²(1-｜ρ｜²) 식 (16)

는 에러의 분산이다. σ_h ²은 물론 채널 벡터 h의 분산이다.

ρ의 값에 의존하는 3가지 경우를 다음과 같이 고려해 보자:

1) CSI 신뢰성 ρ가 0<ρ<1인 경우, 2개 송신 안테나 시스템의 경우에서 식 (2)의 선형 변환 L은 다음과 같이 된다:

여기서, δ1,δ2는 식 (13)에서 기술되고,

는 식 (10)에서 기술된다.

2) CSI 신뢰성 ρ=0인 경우, 식 (8)에서 제공되는 SER의 처노프 바운드는 다음과 같이 된다:

이고, 상기 경우에서 최소화 문제점 (9)에 관한 솔루션은 δ₁= δ₂= ...=δ_M =1/M이 된다. 2개 송신 안테나 시스템의 경우에서 선형 변환 L은 다음과 같이 된다:

전송 기법은 2×1 수직 공간-시간 코딩(알라마우티)과 동일하다.

3) CSI 신뢰성 ρ→1인 경우, 식 (16)에 따라 σ_ε ²→0, ξ→0이다.

이 경우에, 브래킷들의 표현이 네거티브 값을 취한다. 한 고유 값만이 넌-제로이고, δ₁=1이며, 2개 송신 안테나 시스템의 경우에 선형 변환 L은 다음과 같이 된다:

전송 구성은 빔형성기와 동일하다.

채널 상태 정보(CSI) 신뢰성의 계산

채널 상태 정보(CSI) 신뢰성에 관한 추정은 CSI 정보의 본질에 달려 있다. 약간의 지연 D(QT_C), 즉 Q 코드워드 길이 및 T_C 칩 지속 기간의 함수인 지연 이후에 실제 채널 계수들이 수신기에서 송신기로 피드백된다는 가정 하에, 피드백 벡터 f, 즉 채널 상태 정보는 다음과 같이 얻어진다.

f(h(i))=h(i-D) 식 (17)

즉, 상기는 시간 i에서의 피드백 CSI가 시간 i-D에서 실제 채널이 되도록 고려됨을 의미한다.

상기 경우에, CSI 신뢰성은 상관 계수 ρ이고, 여기서

E{h(i)h(i-D)^H}=ρσ_h ²I 식 (18)

지연 d는 피드백 기간과 동일하다고 가정될 수 있으며, 그것은 시간 슬롯이다. CSI 신뢰성 ρ의 계산은 연속 채널 피드백 샘플들에 걸쳐 실행 평균에 기초한다. 이러한 평균은 포게팅 인자(forgetting factor) α를 도입함으로써 이전의 피드백 샘플들을 고려한다. 포게팅 인자 α는 과거의 채널 추정들과 비교하여 각각의 새로운 채널 추정들의 기여를 가중시키는 것을 목적으로 한다. 수학 용어들에서, CSI의 신뢰성은 다음과 같다:

ρ(1)=0

ρ(n)=(1-σ)hf^*+αρ(n-1) 식 (19)

σ의 값은, CSI가 고속으로 변화하는 경우에 작은 것으로 선택된다. 이것은 과거 샘플들의 효과가 보다 작게 하기 위한 것이다. 반대로, CSI가 보다 안정적인 경우, 과거 샘플들을 보다 더 많이 고려하게 된다.

채널 상태 정보(CSI)가 피드백 지연 이외에 다른 요인들로 인해 불완전하게 됨에 주목해야 한다. 예를 들면, 관련 표준 규격에 따라 소수의 피드백 비트들이 사용되는 범용 모바일 원격 통신 시스템(UMTS) 네트워크의 경우에서처럼 대역폭 제한들로 인해, 그것은 채널의 양자화된 형태 또는 시간 슬롯 상에서 채널 추정들에 의한 평균일 수 있다.

UMTS 시스템 아키텍처

주파수 분할 이중(FDD) 다운링크를 갖는 범용 모바일 원격 통신 시스템(UMTS)에의 적용을 생각해 보자. 채널이 주파수 선택적이거나 또는 선택적이지 않은 경우에 관하여 어떠한 가정도 행해지지 않는다. 주파수 분할 이중(FDD) 업링크(즉, 모바일 사용자 터미널에서 기지국으로) 및 다운링크(즉, 기지국에서 모바일 사용자 터미널로) 주파수들은 채널 상태 정보 또는 동등한 정보가 송신기(기지국)로 피드백되도록 상이하다.

전송 구성 및 채널 상태 정보(CSI) 신뢰성에 관하여, CSI 신뢰성은 식 (17), (18), (19)에서 알 수 있듯이 이전의 피드백 주기들(예를 들면, 시간 슬롯들) 동안 채널 추정들을 고려한다. CSI 신뢰성은 또한 도플러 시프트, 피드백 양자화, 채널 추정 에러들에 의해 영향을 받는다.

선형 변환 매트릭스 L의 계산은 이전의 시간 슬롯 동안의 CSI 신뢰성 ρ 및 CSIf를 요구한다. 도 12를 다시 참조하며, 코드워드들의 매트릭스 Z가 공지되어 있고, ∧_C는 식(13)에서 결정되고, U_h ^H는 f, ρ, 식 (10)에서 결정되며, 여기서

=ρf이다.

수신기에서, 전송에 적용되는 선형 변환 매트릭스 L은 추정되어야 하고, 그것의 레이크(Rake) 수신기의 각 탭에 대하여 공간-시간 디코더에 제공된다. 수신기는, 선형 변환 매트릭스 L이 고려되는 것을 제외하고는 공간-시간 블록 코드들에 사용되는(그리고 전술된 알라마우티 논문에서 기술되는) 것과 동일하다. 정말로, 디스프레딩(despreading) 이후에, 각 탭 p에 수신된 신호는 다음과 같다:

식 (20)

여기서, δ₁+δ₂=1, δ₁,δ₂≥0, 즉, δ₁=(1+β)/2, δ₂=(1-β)/2이며, Σ^p는 탭 p의 노이즈 매트릭스이고, 신호들 y의 첨자는 2개 시간 간격들에서 수신된 부호들을 말한다. 전송 신호들 x₂, x₁를 복구하기 위하여, 이하의 동작들이 수신 신호 y^p에 적용된다.

식 (21)

여기서,

식 (22)

는 탭 p의 복합 채널들이다. 조합기 블록은 각 탭의 검출된 부호들을 조합한다.

UMTS 시스템 실행

UMTS 송신기(2) 및 수신기(4)는 도 2에 도시된다. UMTS 주파수 분할 이중(FDD) 다운링크 송신-수신 기법은 위에 기술된 바와 같이 선형 프리코딩에 의존하는 CSI(f) 및 CSI 신뢰성(ρ)을 포함한다. 송신기(2)는 그래서 채널에 관한 약간의 지식(f,ρ)을 가지며, 피드백된다. FDD 다운링크(즉, 기지국에서 이동국으로)를 동작하는 UMTS 네트워크에서, CSI는 수신기(4)(즉, 이동국)에 의해 전송되는 비트들로 제공되는 피드백 채널 추정들(6)로서 얻어진다. 송신기에서, 관련 모듈들은 선형 프리코더(L,8), CSI를 수신하고 CSI 신뢰성을 결정하는 프로세서(10), 및 L 결정기(12)이다. 수신기에서, 관련 모듈들은 CSI 신뢰성을 결정하는 프로세서(14), L 결정기(16), 공간-시간 디코더(18)이다.

송신기(2)에서, 선형 프리코더(L,8)는 채널 코딩, 레이트 매칭 인터리빙(rate matching interleaving), 알려진 형태의 변조(기능적 클럭(22)으로 도시됨) 이후 공간-시간 블록 엔코더(20)로부터 제공되는 공간-시간 엔코딩된 부호들에 적용된다. 선형 프리코더(L) 계수들은 L 결정기(12)에서 CSI 및 CSI 신뢰성에 기초하여 계산된다. 프로세서(10)에서 CSI 신뢰성(ρ)의 계산은 CSI, 즉 수신기(4)로부터 피드백된 채널 추정들(6)에 기초한다. 그것은 포게팅 인자를 사용하는 오버타임-순차적 채널 추정들(실행 평균)을 평균으로 실행된다. 포게팅 인자는, 과거 CSI와 비교하여 현재 CSI의 기여를 가중시키는 것에 목적이 있다. 본 정보는 UMTS에서 이용 가능한 경우 저속 피드백 링크를 사용한 송신기에 피드백된다. UMTS 업링크 채널은, 수신된 신호에 관하여 송신기에 정보를 통신하는데 이용 가능한 다수 비트들이 있다. 선형 프리코더(8)의 출력들은 스프레딩/스크램블링되고(9), 전송 이전에 공동 파일롯 채널(Common Pilot Channel, CPICH) 코딩(11)의 부가를 필요로 한다.

수신기(4)에서, 수신된 신호들은 프로세서(14, 송신기 같은)에서 CSI 신뢰성(ρ)을 계산하는데 사용되도록 채널 추정 블록(26)에 CSI, 즉 추정들(f)을 제공하는데 사용된다. 또한, 신호들은 디스프레딩(28)되고 공간-시간 블록 디코더(24)에 적용된다. 수신기(4)에서, 공간-시간 블록 디코더(STD, 24)는 종래의 것(알라마우티 논문 및 위에 언급된 특허에서 기술됨)과 같은 구조를 가지지만, 채널 추정들 대신에, L의 계수들에 따른 채널의 선형 변환, 즉

으로 정의되는 동등한 채널을 고려할 필요가 있다. 도 2에 도시되는 바와 같이, 선형 프리코더(L) 계수들은 L 결정기(16)에 의해 수신기에서 추정된다. 이것은 채널 추정 블록(26) 및 CSI 신뢰성을 결정하는 프로세서(14)로부터의 입력들을 가진다. 공간-시간 디코더(24)의 출력들은 조합기(30)에 제공되며, 채널 디코딩되고, 역 레이트 매칭되고, 디인터리빙되고, 알려진 형태(기능 블록(32)으로 도 2에 도시됨)로 복조된다.

다른 UMTS 실행

대안적인 구현이 기술되며, CSI, 즉 수신기에 의해 제공되는 채널 추정들로부터 송신기에서 결정되는 선형 변환 매트릭스 L 대신에, 선형 변환 매트릭스 L의 계수들은 수신기에 의해 제공된다.

도 3에 도시된 상기 대안적인 실시예에서, 송신기(2')는 수신기(4')에 의해 프리코더 L의 계수들이 주어진다. 주파수 분할 이중(FDD) 다운링크에 있어서 동작하는 상기 UMTS 송신기(2') 및 수신기(4')에서, 이러한 계수들은 이동국에 의해 전송되는 피드백 비트들이다. 제안된 UMTS 네트워크는 도 3에 도시되며, UMTS FDD 다운링크 송신-수신 기법은 이전에 설명한 바와 같이 CSI 및 CSI 신뢰성 종속 선형 프리코딩을 포함한다. 송신기에서 관계 모듈은 선형 프리코더(L)이다. 수신기에서 관계 모듈은 CSI 신뢰성, L 결정기(16'), 공간-시간 디코더(24')를 결정하는 프로세서(14')이다.

송신기에서, 선형 프리코더(L)는 채널 코딩, 레이트 매칭, 인터리빙, 알려진 형태의 변조(기능 블록(22')으로 도시됨) 이후에 공간-시간 엔코더(20')로부터 제공되는 공간-시간 엔코딩된 부호들에 적용된다. 선형 프리코더(8')로부터의 출력들은 스프레딩/스크램블링(9')되고, 전송이전에 공동 파일롯 채널(CPICH)(11')의 부가를 필요로 한다. 선형 프리코더(L) 계수들은 이하에서 설명되는 바와 같이 수신기(4')에 제공되고, 송신기에 공중으로 피드백된다.

수신기에서, CSI 신뢰성(14'로 표시되는 기능 블록에서)의 계산은 CSI, 즉 채널 추정 블록(26)으로부터 제공되는 채널 추정들에 기초한다. 그것은 포게팅 인자를 사용하는 오버타임 시퀀스 채널 추정들(실행 평균)을 평균화함으로써 실행된다. 포게팅 인자는 과거 CSI와 비교하여 현재 CSI의 기여를 가중시키는 것에 목적이 있으며; 그 목적은 저속 가변 CSI 신뢰성을 고려하게 된다. 선형 프리코더(L) 계수들은 L 결정기(16')에서 CSI 및 CSI 신뢰성에 기초하여 계산된다.

수신기(4')에서, 수신된 신호들은 채널 추정 블록(26')에서 채널 추정들을 제공하는데 사용되고, 디스프레딩(28)이후, 공간-시간 디코더(24')에 적용된다. 수신기에서, 공간-시간 블록 디코더(STD)(24')는 종래의 것(위에 언급된 알라마우티 논문 및 특허에서 기술된)과 동일한 구조를 가지지만, 채널 추정 대신에 L의 계수들에 따른 채널의 선형 변환, 즉 H=[heq-1 heq-2 ]=HL 으로 정의되는 동등한 채널을 고려할 필요가 있다. 공간-시간 디코더의 출력들은 조합기(30')에 제공되어, 채널 디코딩되고, 역 레이트 매칭되고, 디인터리빙되고, 공지된 형태(기능 블록(32)으로 도 2에 도시됨)로 복조된다.

Claims

모바일 원격 통신 네트워크(mobile telecommunications network)에서 2개 이상의 송신 안테나를 포함하는 송신기로부터 신호들을 전송하는 방법에 있어서:

채널 상태 정보를 결정하는 단계;

상기 채널 상태 정보의 신뢰성을 추정하는 단계;

적어도 하나의 데이터 시퀀스를 공간-시간 블록 엔코딩하는 단계; 및

상기 데이터 시퀀스를 전송하기 전에, 채널 변동들을 적어도 부분적으로 보상하도록 선형 변환을 상기 데이터 시퀀스에 적용하는 단계로서, 상기 선형 변환은 상기 채널 상태 정보에 의존하고 상기 채널 상태 정보의 상기 추정된 신뢰성에 의존하는, 상기 선형 변환 적용 단계를 포함하고,

상기 채널 상태 정보는 채널 계수들의 형태의 채널 추정들이며, 시간 간격(n) 동안의 상기 채널 상태 정보는 이전의 시간 간격(n-1) 동안 정확하다고 가정되고, 상기 채널 상태 정보 신뢰성(ρ)은,

ρ(1)=0

ρ(n)=(1-α)hf^*+αρ(n-1) 로서 결정되고,

여기서, h는 채널 벡터이고, f는 최신 채널 상태 정보이고, ^*는 켤레 복소수를 표시하고, α는 포게팅 인자(forgetting factor)인, 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 채널 상태 정보는 채널 추정들인, 신호 전송 방법.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 채널 상태 정보의 신뢰성은 최신 채널 상태 정보 및 이전 채널 상태 정보로부터 결정되는, 신호 전송 방법.
제 3 항에 있어서,

상기 최신 채널 상태 정보는 상기 이전 채널 상태 정보에 대한 가중치가 제공되고, 상기 가중치는 채널 상태 정보 신뢰성에 의존하는, 신호 전송 방법.
삭제
제 1 항에 있어서,

α는 상기 최신 채널 상태 정보와 최후의 이전 채널 상태 정보 사이의 변동의 크기에 의존하여 선택되는, 신호 전송 방법.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 공간-시간 블록 엔코딩은 제 1 전송 시간 인스턴트에서 제 1 심볼이 2개의 안테나들 중 제 1 안테나로부터 전송되고, 제 2 심볼이 상기 2개의 안테나들 중 제 2 안테나로부터 전송되며, 다음 전송 인스턴트에서 상기 제 2 심볼의 네거티브 켤레 복소수가 상기 제 1 안테나로부터 전송되고, 상기 제 2 심볼의 켤레 복소수가 상기 제 1 안테나로부터 전송되는, 신호 전송 방법.
모바일 원격 통신용 송신기에 있어서:

적어도 2개의 송신 안테나들, 공간-시간 블록 엔코더, 채널 변동들을 적어도 부분적으로 보상하도록 공간-시간 블록 엔코더로부터 또는 공간-시간 블록 엔코더에 데이터 시퀀스를 변환하도록 동작하는 선형 변환 장치, 채널 상태 정보를 수신하고 상기 채널 상태 정보의 신뢰성을 추정하도록 동작하는 프로세서, 및 상기 채널 상태 정보 및 상기 채널 상태 정보의 상기 추정된 신뢰성에 의존하여 적용될 선형 변환을 결정하도록 동작하는 프로세서를 포함하고,

상기 채널 상태 정보는 채널 계수들의 형태의 채널 추정들이며, 시간 간격(n) 동안의 상기 채널 상태 정보는 이전의 시간 간격(n-1) 동안 정확하다고 가정되고, 상기 채널 상태 정보 신뢰성(ρ)은,

ρ(1)=0

ρ(n)=(1-α)hf^*+αρ(n-1) 로서 결정되고,

여기서, h는 채널 벡터이고, f는 최신 채널 상태 정보이고, ^*는 켤레 복소수를 표시하고, α는 포게팅 인자인, 모바일 원격 통신용 송신기.
모바일 원격 통신용 수신기에 있어서:

공간-시간 블록 디코더 및 채널 추정기, 상기 채널 추정기에 의해 제공되는 채널 상태 정보로부터 채널 상태 정보 신뢰성을 추정하도록 동작하는 프로세서, 및 상기 채널 상태 정보와 상기 채널 상태 정보의 상기 추정된 신뢰성에 의존하여 수신된 데이터에 적용되는 선형 변환을 결정하도록 동작하는 프로세서를 포함하고,

상기 채널 상태 정보는 채널 계수들의 형태의 채널 추정들이며, 시간 간격(n) 동안의 상기 채널 상태 정보는 이전의 시간 간격(n-1) 동안 정확하다고 가정되고, 상기 채널 상태 정보 신뢰성(ρ)은,

ρ(1)=0

ρ(n)=(1-α)hf^*+αρ(n-1) 로서 결정되고,

여기서, h는 채널 벡터이고, f는 최신 채널 상태 정보이고, ^*는 켤레 복소수를 표시하고, α는 포게팅 인자인, 모바일 원격 통신용 수신기.
송신기 및 수신기를 포함하는 모바일 원격 통신용 네트워크에 있어서:

상기 송신기는 공간-시간 블록 엔코더, 및 채널 변동들을 적어도 부분적으로 보상하도록 선형 변환을 적용함으로써 상기 공간-시간 블록 엔코더로부터 또는 상기 공간-시간 블록 엔코더에 데이터 시퀀스를 변환하도록 동작하는 선형 변환 장치를 포함하며, 상기 송신기는 적어도 2개의 송신 안테나들을 포함하고,

상기 수신기는, 공간-시간 블록 디코더 및 채널 추정기, 상기 채널 추정기에 의해 제공되는 채널 상태 정보로부터 채널 상태 정보 신뢰성을 추정하도록 동작하는 프로세서, 및 다른 전송용 데이터 시퀀스에 적용될 상기 채널 상태 정보 및 상기 채널 상태 정보의 상기 추정된 신뢰성에 의존하여 다른 선형 변환의 변환 매트릭스의 계수들을 결정하도록 동작하는 프로세서를 포함하고,

상기 다른 선형 변환 매트릭스의 상기 계수들은 상기 선형 변환을 위해 상기 송신기에서 사용하기 위해 상기 수신기에서 상기 송신기로 전송되고,

상기 채널 상태 정보는 채널 계수들의 형태의 채널 추정들이며, 시간 간격(n) 동안의 상기 채널 상태 정보는 이전의 시간 간격(n-1) 동안 정확하다고 가정되고, 상기 채널 상태 정보 신뢰성(ρ)은,

ρ(1)=0

ρ(n)=(1-α)hf^*+αρ(n-1) 로서 결정되고,

여기서, h는 채널 벡터이고, f는 최신 채널 상태 정보이고, ^*는 켤레 복소수를 표시하고, α는 포게팅 인자인, 모바일 원격 통신용 네트워크.