KR100950640B1 - 폐순환 전송 다이버시티 시스템에서의 안테나 가중치 결정방법 및 장치 - Google Patents

폐순환 전송 다이버시티 시스템에서의 안테나 가중치 결정방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 다수의 전송 안테나들을 사용하는 폐순환 전송 다이버시티 통신 시스템에서 전송 안테나들을 위한 가중치를 채널의 상태에 따라서 적응적으로 결정하는 방법 및 장치에 관한 것으로서, 채널 특성의 시간과 공간에 따른 변화를 이용하여 안테나 가중치를 결정함으로써 비트 오류율 성능을 크게 개선한다. 심볼 에너지와 백색 잡음 에너지 통계적인 채널 특성에 따라 고정된 평균 전송 전력이 유지되도록 하는 파라미터들은 미리 정해진다. 안테나 가중치들은 데이터 심볼들의 수신시에 추정되는 채널 이득들과 상기 미리 정해진 파라미터들을 이용하여 결정된다. 이러한 본 발명은 요구되는 비트 오류율을 만족시키기 위해서 필요로 하는 평균 전송 전력을 감소시키고 결국 요구되는 전송 안테나 개수를 줄일 수 있기 때문에 고품질의 데이터 전송을 필요로 하는 이동 통신 시스템의 전송 안테나 설치 비용을 줄일 수 있다.
Figure R1020030038390
CLOSE-LOOP TRANSMIT DIVERSITY, ANTENNA WEIGHTS, BIT ERROR RATE

Description

폐순환 전송 다이버시티 시스템에서의 안테나 가중치 결정 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR DETERMINING ANTENNA WEIGHTS IN CLOSE-LOOP TRANSMIT DIVERSITY SYSTEM}
도 1은 일반적인 폐순환 전송 다이버시티 시스템의 간략화된 기저대역 구성을 나타낸 블럭도.
도 2는 종래 기술에 따른 안테나 가중치 결정부의 구성을 보다 상세하게 나타낸 블럭도.
도 3은 본 발명에 따른 안테나 가중치 결정부의 구성을 나타낸 블럭도.
도 4는 상기 도 3에 나타낸 전력 이득 획득부들의 상세 구성을 나타낸 블럭도.
도 5는 종래 기술과 본 발명에 따른 평균 비트 오류율들을 비교하는 도면.
본 발명은 복수의 전송 안테나들을 사용하는 폐순환 전송 다이버시티 시스템 에 관한 것으로서, 특히 각 안테나들의 가중치를 채널들의 상태에 따라서 적응적으로 결정하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
무선통신 시스템에서 페이딩(Fading)에 의한 신호의 열화(Degradation)을 완화시키기 위한 효과적인 기술 중의 하나는 송신 다이버시티(transmit diversity)이다. 송신 다이버시티는 송신기에서 전송하고자 하는 데이터를 복수의 송신 안테나들을 통해 전송하여, 수신기에서 데이터를 보다 안정적으로 수신할 수 있도록 하는 기술이다.
도 1은 M개의 전송 안테나들을 갖는 폐순환 전송 다이버시티 시스템의 간략화된 기저대역 구성을 나타낸 블럭도이다. 여기서 폐순환란 송신기가 복수의 전송 안테나들을 통해 데이터를 전송함에 있어서 수신기로부터 피드백된 정보를 이용함을 의미한다.
도시한 바와 같이, 송신기(100)에서 변조기(110)는 전송하고자 하는 정보를 포함하는 비트 스트림을 입력으로 하여 소정 변조방식에 따라 심볼 에너지 Es를 가지는 데이터 심볼 d를 생성한다. M개의 곱셈기들(120,122,124)은 상기 데이터 심볼 d에 각각 해당하는 안테나에 대해 할당된 가중치 w1, w2, ... wM을 곱하여 M개의 전송 안테나들(130,132,134)로 전달한다. M개의 전송 안테나들(130,132,134)은 상기 가중된 데이터 심볼 dwm을 무선(air)으로 방사한다.
수신기(140)에서 수신 안테나(150)는 송신기(100)로부터의 무선 신호를 수신한다. 덧셈기(160)는 수신기(140)에서 상기 무선 신호를 수신하는 과정에서 부가 백색 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise: AWGN)이 부가됨을 나타낸다. 상기 무선 신호는 송신기(100)에서 전송하고자 하는 데이터와 함께 미리 알려진 파일럿 성분(Pilot)을 포함하고 있다. 채널 추정부(170)는 상기 파일럿을 이용하여 상기 M개의 전송 안테나들(130,132,134)로부터 수신기(140)로의 채널 임펄스 응답(Channel Impulse Response) 특성을 나타내는 채널 이득들 h1, h2, ... hM 을 계산한다. 상기 파일럿을 제외한 나머지 데이터는 원래의 정보를 복원할 수 있도록 복조부(180)로 제공된다.
안테나 가중치 결정부(190)는 상기 계산된 채널 이득들 h1, h2, ... hM을 이용하여 안테나 가중치들 w1, w2, ... wM을 계산하고, 상기 계산된 안테나 가중치들은 도시하지 않은 송신 소자들을 이용하여 피드백 채널(10)을 통해 송신기(100)로 전송된다.
상기와 같이 구성되는 전송 다이버시티 시스템에서 안테나 가중치 결정부(190)가 전송 안테나들(130, 132, 134)을 위한 안테나 가중치들을 계산하는 절차를 설명하면 하기와 같다. 먼저, 수신단에서의 수신 신호는 다음의 <수학식 1>과 같이 표현된다.
Figure 112003021200596-pat00001
여기서 r은 수신 신호이고 m은 전송 안테나 인덱스이고 M은 전송 안테나들의 개수이고 Es는 송신기에서 사용된 심볼 에너지이고 d는 데이터 심볼이다. d가 이진 데이터 심볼인 경우라면 Es는 비트 에너지 Eb와 동일하다. wm은 m번째 안테나에 부여된 가중치이고 hm는 m번째 전송 안테나로부터 수신기로의 채널 특성이고, n은 채널 잡음이다.
데이터 심볼 d가 d는 +1 또는 -1을 동일한 확률로 갖는 이진 데이터 심볼이라면, 수신 신호의 순간 신호대 잡음비(Signal to Noise Ratio: SNR)는 다음의 <수학식 2>와 같다.
Figure 112003021200596-pat00002
여기서 No는 백색 잡음(AWGN)의 분산(variance)이다. 신호대 잡음비를 최대화하기 위해서 안테나 가중치는 다음의 <수학식 3>과 같이 결정된다.(R. T. Derryberry, S. D. Gray, D. M. Ionescu, G. Mandyam, and B. Raghothaman, "Transmit diversity in 3G CDMA system," IEEE Commun. Mag., pp. 68-75, Apr. 2002)
Figure 112003021200596-pat00003
여기에서
Figure 112008010130119-pat00004
는 상기 채널 특성 hm의 공액(Conjugate) 복소수를 의미한다.
도 2는 종래 기술에 따른 안테나 가중치 결정부(190)의 구성을 보다 상세하 게 나타낸 블럭도이다.
도시된 바와 같이, 공액 복소수 발생부들(191-1 내지 191-M)은 각각 채널 이득들 h1, ... hM의 공액을 구하며, 전력이득 획득부들(192-1 내지 192-M)은 각각 채널 이득들의 절대값을 제곱함으로써 채널 전력 이득들을 구한다. 합산기(193)는 상기 채널 전력 이득들을 합산하며, 제곱근 발생부(194)는 상기 합산된 채널 전력 이득들의 제곱근을 구하고, 역수 발생부(195)는 상기 제곱근의 역을 구한다. 곱셈기들(196-1 내지 196-M)은 상기 채널 이득들의 공액에 상기 제곱근의 역을 곱하여 가중치들 w1, ... wM을 구한다.
이상에서 설명한 종래의 가중치 결정 방식은 데이터 심볼들의 전송시 소모되는 전력이 항상 일정하도록 정규화(normalize)되어 있다. 즉, 각 데이터 심볼의 전송시, 안테나 가중치들의 전력 이득들의 합은 항상 1이 되도록 함으로써 공간(안테나)적으로만 송신 전력을 분배시킨다. 이러한 종래 기술은 시간과 공간(안테나) 모두 변화하는 무선 채널의 특성 중에서 공간적인 변화만을 고려하는 것으로서 시변하는 무선 채널에 대해서 중요한 성능 평가의 척도가 되는 평균 비트 오류율(Bit Error Rate: BER)을 최소화하지는 못한다는 단점이 있었다.
따라서 상기한 바와 같이 동작되는 종래 기술의 문제점을 해결하기 위하여 창안된 본 발명은, 폐순환 전송 다이버시티 시스템에서 시간과 공간에 따라 변화하는 무선 채널 특성을 고려하여 안테나 가중치를 결정하는 방법 및 장치를 제공한다.
본 발명은 폐순환 전송 다이버시티 시스템에서 평균 전송 전력이 고정되도록 하면서 평균 비트 오류율을 최소화하는 안테나 가중치의 결정 방법 및 장치를 제공한다.
본 발명에 따른 폐순환 전송 다이버시티 시스템에서 M 개의 전송 안테나들을 위한 안테나 가중치들을 결정하는 방법은 상기 M 개의 전송 안테나들로부터 수신기로의 채널 이득들을 추정하는 과정과, 상기 추정된 채널 이득들을 근거로 하여 상기 M 개의 전송 안테나들을 위한 안테나 가중치들을 결정하는 과정을 포함하고, 상기 안테나 가중치들은 상기 M 개의 전송 안테나들로부터 전송 심볼당 고정된 평균 전송 전력에 따라서 평균 비트 에러율을 최소화하도록 결정됨을 포함한다.
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본 발명에 따른 폐순환 전송 다이버시티 시스템에서 M 개의 전송 안테나들을 위한 안테나 가중치들을 결정하는 장치는 상기 M 개의 전송 안테나들로부터 수신기로의 채널 이득들을 추정하는 채널 추정부와, 상기 추정된 채널 이득들을 근거로 하여 상기 M 개의 전송 안테나들을 위한 안테나 가중치들을 결정하는 안테나 가중치 결정부를 포함하고, 상기 안테나 가중치들은 상기 M 개의 전송 안테나들로부터 전송 심볼당 고정된 평균 전송 전력에 따라서 평균 비트 에러율을 최소화하도록 결정됨을 포함한다.
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하기에서 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
후술되는 본 발명은 동작 시점에서의 채널 상태와 심볼당 평균 전송 전력에 따라 안테나의 가중치를 결정하는 것이다. 안테나 가중치는 전송 안테나들로부터 수신기로의 채널 정보와 평균 전송 전력의 제한 조건을 근거로 결정된다.
본 발명이 적용되는 폐순환 전송 다이버시티 시스템의 구성은 도 1에 이미 개시된 바와 같다. 특히 본 발명은 도 1의 폐순환 전송 다이버시티 시스템에서 안테나 가중치 결정부(190)의 동작에 관계된다. 즉 본 발명에 따른 안테나 가중치 결정부(190)는 매 데이터 심볼의 수신 신호대 잡음비를 최대화하는 것이 아니라, 복수의 데이터 심볼들의 평균 비트 오류율을 최소화하도록 안테나 가중치를 결정한다.
폐순환 전송 다이버시티 시스템에서의 평균 비트 오류율은 다음의 <수학식4>와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112003021200596-pat00005
여기서 Pb란 M개의 전송 안테나들로부터 수신기로의 채널 임펄스 응답 특성을 나타내는 채널 이득들 h1, h2, ... hM에 대한 평균 비트 오류율을 나타내는 확률 밀도 함수이고, E는 평균 함수를 의미한다. 또한 Q( ) 은 다음의 <수학식 5>와 같이 정의되는 알려진 함수이다.
Figure 112003021200596-pat00006
Figure 112003021200596-pat00007
는 순간 비트 오류율을 의미하는 것으로서 수신 신호의 순간 신호대 잡음비
Figure 112003021200596-pat00008
가 증가함에 따라 단조 감소한다.
심볼당 평균 전송 전력은
Figure 112003021200596-pat00009
으로 나타내어지고, 평균 전송 전력이 고정되어 있는 상황에서 평균 비트 오류율을 최소화하는 것은 하기의 <수학식 6>을 구하는 것과 동일하다.
Figure 112003021200596-pat00010
Figure 112003021200596-pat00011
여기서 E[ ]는 통계적인 평균 함수이다. 상기 <수학식 6>은 {} 안의 수식을 최소화하는 안테나 가중치들 w1, w2, ... wM을 구함을 의미한다. 여기에서는 계산의 편의를 위하여 평균 전송 전력 이득이 1로 고정되어 있는 것으로 가정하였다.
그러면 1로 고정되는 상기 평균 전송 전력의 제한조건은 다음 <수학식 7>과 동일하다.
Figure 112003021200596-pat00012
여기서 α는 시간영역에서 한 심볼 전송당 사용되는 전송 전력의 양을 나타내게 된다. Cauchy-Schwarts 부등식에 따르면 신호대 잡음비는 다음 <수학식 8>과 같이 제한된다.
Figure 112003021200596-pat00013
상기 <수학식 8>에서 신호대 잡음비가 최대가 되기 위해서는 다음 <수학식 9>가 만족되어야 한다.
Figure 112003021200596-pat00014
Q( ) 는 단조 감소하는 함수이므로 상기 <수학식 9>와 같이 안테나 가중치들을 결정하게 되면 α가 주어졌을 때 순간 신호대 자음비를 최대화하게 되고, 결론 적으로는 순간 비트 오류율이 최소화된다.
그러면 평균 전송 전력이 고정되어 있을 때 평균 비트 오류율을 최소화하는 것은 다음 <수학식 10>과 같이 보다 더 간단한 수학식으로 표현된다.
Figure 112003021200596-pat00015
Figure 112003021200596-pat00016
여기서 g 또는 G는
Figure 112003021200596-pat00017
로서 전송 안테나 채널 특성을 나타내는 채널 이득들의 합이다. 상기 G의 확률 밀도 함수 PG( )는 전송 안테나들로부터 수신기로 형성되는 무선 채널들의 통계적인 성질에 따라 미리 알 수 있다. 구체적으로 설명하면, 무선 통신 기술에서 통상적으로 고려되는 레일레이 페이딩에 따른 채널 특성 모델은 이미 알려져 있다. 그러면 G는 상기 알려진 채널 특성 모델에 따른 채널 이득들의 합으로서 계산된다.
상기 <수학식 10>은 제한 조건이 있는 경우의 최적화 문제로서 Variational Calculus에 의해 알려진 전형적인 문제이다. 그러므로 상기 <수학식 10>을 만족하는 α는 다음 <수학식11>과 같이 표현된다.
Figure 112003021200596-pat00018
여기서 W( )는 알려진 램버트(Lambert) W 함수로서(R.M. Coreless, G. H. Gonnet, D. E. G. Hare, D. J. Jerrey, and D. E. Knuth, "On the Lambert W function," Advances in Computational Mathematics, vol. 5, pp. 329-359, 1996) 다음 <수학식 12>와 같이 정의된다.
Figure 112003021200596-pat00019
또한 λ는 평균 전송 전력의 제한 조건
Figure 112003021200596-pat00020
을 만족시키도록 정해지는 상수이다. 그러면 평균 비트 오류율을 최소화하는 각 안테나의 가중치들은 다음 <수학식 13>과 같이 계산된다.
Figure 112003021200596-pat00021
여기서 α는 상기 <수학식 11>에 의해 구해지는 것이다.
상기 <수학식 13>에서
Figure 112003021200596-pat00022
Figure 112003021200596-pat00023
는 채널 이득들과 관계없이 미리 계산 가능한 상수들이다. 따라서 안테나 가중치 결정부는 상기 상수들을 미리 계산하여 메모리에 저장하여 두고, 데이터 심볼의 수신시마다 추정되는 채널 이득들과 상기 미리 저장된 상수들을 이용하여 안테나 가중치들을 계산한다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 안테나 가중치 결정부(190)의 구성을 나타낸 블럭도이다.
도시된 바와 같이, 공액 복소수 발생부들(205-1 내지 205-M)은 각각 채널 이 득들 h1, ... hM의 공액을 구하며, 전력이득 획득부들(210-1 내지 210-M)은 각각 채널 이득들의 절대값을 제곱함으로써 채널 전력 이득들을 구한다. 합산기(215)는 상기 채널 전력 이득들을 합산하며, 역수 발생부(220)는 상기 합산된 채널 전력 이득들의 역을 구한다.
곱셈기(225)는 상기 합산된 채널 전력 이득들에 미리 저장된 상수
Figure 112003021200596-pat00024
를 곱하며, 제곱 발생부(230)는 상기 곱셈기(225)의 출력을 제곱하고, 램버트 W 함수 발생부(235)는 상기 제곱 발생부(230)의 출력의 램버트 W 함수 출력을 구한다. 곱셈기(240)는 상기 램버트 W 함수 출력에 미리 저장된 함수
Figure 112003021200596-pat00025
를 곱하며, 제곱근 발생부(245)는 상기 곱셈기(240)의 출력의 제곱근을 구한다. 곱셈기(250)는 상기 제곱근 발생부(245)의 출력에 상기 역수 발생부(220)의 출력을 곱한다.
곱셈기들(255-1 내지 255-M)은 상기 채널 이득들의 공액에 상기 곱셈기(250)의 출력을 각각 곱하여 가중치들 w1, ... wM을 구한다.
도 4는 상기 도 3에 나타낸 전력 이득 획득부들(210-1 내지 210-M)의 상세 구성을 나타낸 블럭도이다. 도시한 바와 같이, m번째 전력 이득 획득부(210-m)에서 절대값 계산기(310)는 입력되는 채널 이득 hm의 절대값 |hm|을 계산하며, 제곱 계산기(320)는 상기 절대값의 제곱 |hm|2를 계산하여 채널 전력 이득의 제곱을 출력한다.
복수의 전송 안테나 별 무선 채널이 레일레이 페이딩 채널일 경우 종래 기술에 의해 안테나 가중치를 결정할 때의 평균 비트 오류율은 다음 <수학식 14>와 같이 나타내어진다.
Figure 112003021200596-pat00026
여기서 μ는
Figure 112003021200596-pat00027
이다.
본 발명에 의해 안테나 가중치를 결정할 때의 평균 비트 오류율은 다음 <수학식 1>와 같이 나타내어진다.
Figure 112003021200596-pat00028
여기서 λ는 다음 <수학식 16>에 나타낸 것처럼 1로 결정되는 평균 전송 전력의 제한 조건을 만족하는 상수이다.
Figure 112003021200596-pat00029
도 5는 상기한 <수학식 15>와 <수학식 16>을 이용하여 계산한 평균 비트 오류율들을 나타낸 것으로서, 흰 점은 종래의 기술에 따른 평균 비트 오류율을 나타낸 것이고 검은 점은 본 발명에 따른 평균 비트 오류율을 나타낸 것이다. 도시한 바와 같이, 본 발명에 따른 안테나 가중치 결정 방식은 종래의 기술에 따른 방식에 비해서 동일한 신호대 잡음비 환경에서 월등히 낮은 평균 비트 오류율을 보여준다. 구체적으로, 전송 안테나의 개수 M = 3 일 때의 본 발명은 평균 비트 오류율에서 약 7.4dB 만큼 향상된 성능을 나타낸다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되지 않으며, 후술되는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
이상에서 상세히 설명한 바와 같이 동작하는 본 발명에 있어서, 개시되는 발명중 대표적인 것에 의하여 얻어지는 효과를 간단히 설명하면 다음과 같다.
본 발명은, 전송단에서 안테나 가중치를 시간-공간적으로 변화하는 이동 무선 채널의 특성에 최적화하여 바꿈으로써 폐순환 전송 다이버시티 시스템의 평균 비트 오류율을 최소화 할 수 있다. 평균 비트 오류율의 감소는 전송측에서 요구되는 평균 전력의 감소를 가져오기 때문에 배터리 사용 시간을 늘릴 수 있고, 또한 전송단의 배터리의 크기를 줄일 수 있다. 요구되는 평균 비트 오류율을 만족시키는데 필요한 전송 안테나의 개수를 줄일 수 있기 때문에, 전송 다이버시티 시스템을 설치하는데 드는 비용을 절감할 수 있는 효과가 있다.

Claims (8)

  1. 폐순환 전송 다이버시티 시스템에서 M 개의 전송 안테나들을 위한 안테나 가중치들을 결정하는 방법에 있어서,
    상기 M 개의 전송 안테나들로부터 수신기로의 채널 이득들을 추정하는 과정과,
    상기 추정된 채널 이득들을 근거로 하여 상기 M 개의 전송 안테나들을 위한 안테나 가중치들을 결정하는 과정을 포함하고,
    상기 안테나 가중치들은 상기 M 개의 전송 안테나들로부터 전송 심볼당 고정된 평균 전송 전력에 따라서 평균 비트 에러율을 최소화하도록 결정됨을 포함하는 안테나 가중치 결정 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 안테나 가중치들은 하기의 수학식에 따라 결정되는 안테나 가중치 결정 방법,
    Figure 112008010130119-pat00030
    여기서 wm은 m번째 전송 안테나를 위한 안테나 가중치이고, m은 1부터 M 까지의 정수이고, hm은 상기 m번째 전송 안테나로부터 상기 수신기로의 채널 이득이고, W는 램버트 W 함수이고, Es는 심볼 에너지이고 λ는 상기 전송 심볼당 평균 전송 전력이 고정되도록 미리 정해지는 상수이고, No는 백색 잡음(AWGN)의 분산임.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 λ는 하기의 수학식을 만족시키도록 정해지는 안테나 가중치 결정 방법,
    Figure 112008010130119-pat00031
    여기서 g는 각 심볼 전송에 대해 상기 수신기에서 추정된 상기 M 개의 전송 안테나들의 채널 이득들의 합임.
  4. 폐순환 전송 다이버시티 시스템에서 M 개의 전송 안테나들을 위한 안테나 가중치들을 결정하는 장치에 있어서,
    상기 M 개의 전송 안테나들로부터 수신기로의 채널 이득들을 추정하는 채널 추정부와,
    상기 추정된 채널 이득들을 근거로 하여 상기 M 개의 전송 안테나들을 위한 안테나 가중치들을 결정하는 안테나 가중치 결정부를 포함하고,
    상기 안테나 가중치들은 상기 M 개의 전송 안테나들로부터 전송 심볼당 고정된 평균 전송 전력에 따라서 평균 비트 에러율을 최소화하도록 결정됨을 포함하는 안테나 가중치 결정 장치.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 안테나 가중치들은 하기의 수학식에 따라 결정되는 안테나 가중치 결정 장치,
    Figure 112008010130119-pat00032
    여기서 wm은 m번째 전송 안테나를 위한 안테나 가중치이고, m은 1부터 M 까지의 정수이고, hm은 상기 m번째 전송 안테나로부터 수신기로의 채널 이득이고, W는 램버트 W 함수이고, Es는 심볼 에너지이고, λ는 상기 고정된 평균 전송 전력이 유지되도록 미리 정해지는 상수이고, No는 백색 잡음(AWGN)의 분산임.
  6. 제 5 항에 있어서, 상기 λ는 하기의 수학식을 만족시키도록 정해지는 안테나 가중치 결정 장치,
    Figure 112008010130119-pat00033
    여기서 g는 각 심볼 전송에 대해 상기 수신기에서 추정된 M 개의 전송 안테나들의 채널 이득들의 합임.
  7. 제2항에 있어서,
    상기
    Figure 112009070849641-pat00040
    Figure 112009070849641-pat00041
    는 채널 이득들과 관계없이 미리 계산 가능한 상수들을 포함하는 안테나 가중치 결정 방법.
  8. 제5항에 있어서,
    상기
    Figure 112009070849641-pat00042
    Figure 112009070849641-pat00043
    는 채널 이득들과 관계없이 미리 계산 가능한 상수들을 포함하는 안테나 가중치 결정 장치.
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