JP2001086779A - 2慣性ねじれ軸系の構造可変2自由度トルク制御方法 - Google Patents
2慣性ねじれ軸系の構造可変2自由度トルク制御方法Info
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Abstract
において、よい指令追従特性を維持すると同時に外乱抑
制特性の向上を図る。 【解決手段】トルク指令とトルクメータにより検出した
軸トルクとの偏差を入力とする切換スイッチと、切換ス
イッチの出力を入力とするm個のPID制御器と、該m
個のPID制御器の出力足算から構成した直列補償器
と、トルク指令を入力とするフィードフォワード比例補
償器を備え、直列補償器の出力とフィードフォワード比
例補償器の出力との和をモータトルクとして軸トルクを
制御する手段をとり、フィードフォワード比例補償器に
よって指令追従特性を改善し、スイッチの切換でPID
制御器を変えることによって外乱抑制特性を改善する。
Description
剛性弾性軸で結合される2慣性ねじれ軸系のトルク制御
方法に関するものである。
けるモータドライブシステムにおいては、電動機と負荷
が低剛性の弾性軸で結合されていると共振系となり、軸
ねじれ振動が発生し問題となることがある。その概要を
図2〜図5により説明する。図2は2慣性ねじれ軸系を
示し、1は電動機、2は負荷、3は弾性軸である。この
ように弾性軸3で結合されている場合、この機械系に
は、軸ねじれ振動モードが存在し、2慣性ねじれ軸系と
なる。図2の2慣性ねじれ軸系をブロック線図で示す
と、図3になる。ただし、Tmはモータトルク、Tcは
軸トルク、TLは負荷側の外乱トルク、ωmは電動機速
度、ωLは負荷速度、θcは軸ねじれ角、Kcは軸のバ
ネ定数、Dcは軸の粘性係数、Jmは電動機慣性、JL
は負荷慣性である。図3において開ループ系のトルク伝
達特性として、外乱トルクTLから軸トルクTcまでの
開ループ伝達関数GL(s)およびモータトルクTmか
ら軸トルクTcまでの開ループ伝達関数Gm(s)はそ
れぞれ数1に示す(1)式と(2)式で与えられる。
は2慣性ねじれ軸系の固有共振周波数とダンピング係数
で、それぞれ数2に示す(3)式及び(4)式で表され
る。
慮すべき制御性能には外乱抑制特性(フィードバック特
性)と指令追従特性(目標値追随特性)がある。まず、
外乱抑制特性から、外乱トルクTLの印加により生じた
軸のねじれ振動を抑えるために、図4の(a)の点線
(ア)のような前記開ループ伝達関数GL(s)の周波
数応答ゲイン特性のピークを抑える必要がある。また、
図4の(b)に同図の(a)のゲイン特性(ア),
(イ)に対応する位相特性を示している。一方、指令追
従特性から、軸トルクTcをトルク指令T*に速やかに
且つ振動なく追従させるために、前記トルク指令T*か
ら前記軸トルクTcまでの閉ループ伝達関数Ф*(s)
を図5の(a)の実線(ウ)のような望ましい周波数応
答ゲイン特性を持たせる必要がある。即ち、0周波数か
ら共振周波数ωoの近辺までの周波数帯域で、ゲイン特
性は常に定数の0dBに近い値を持たなければならな
い。また、図5の(b)に同図の(a)のゲイン特性
(ウ),(エ),(オ)に対応する位相特性を示してい
る。
cは非常に小さい値であり、(4)式から分かるよう
に、ダンピング係数ζoが小さいので、開ループ系周波
数応答のゲイン特性|GL(jω)|と|Gm(jω)
|はそれぞれ図4の(a)の点線(ア)と図5の(a)
の点線(エ)のようになり、ωoの共振周波数で、ゲイ
ン特性に高いピークが生じ、周波数ωoの軸ねじれ共振
が発生しやすくなり、外乱抑制特性と指令追従特性は両
方ともよくない。このような2慣性ねじれ軸系のトルク
制御には、従来はPID(比例- 積分-微分)制御が用
いられていたが、近年の現代制御理論の発展に伴い、制
御系の周波数応答の整形に関する理論としたH∞制御や
PIDと併用した制御が広く研究されている。また、2
慣性ねじれ軸系のトルク制御に従来のゲイン固定型PI
D制御を適用する場合、外乱抑制が容易にできるが、指
令追従の速応性を上げるために、PID制御器の各ゲイ
ンの値を大きく設定する必要がある。しかるに、制御器
のゲインをあまり大きく設定すると、リミッターなどハ
ード上の制限から実機への適用は難しい。
特性やロバスト安定性のよい制御器を設計できるが、一
般にH∞制御器の次元が高くなるので、高速、高機能の
CPUが必要となり、コスト、ソフト面から実機への適
用も難しい。本発明は前述のような従来技術の問題点に
鑑みてなされたものであって、外乱抑制特性と指令追従
特性の改善を目的として、ゲインの大きい制御器、また
は高速、高機能のCPUを使用した制御器を用いること
なく、請求項1において、構造可変2自由度補償器を使
用することで、外乱抑制特性と指令追従特性の両方とも
よい2慣性ねじれ軸系の構造可変2自由度トルク制御を
提供するものである。
的を達成するために、請求項1の如く、トルク指令T *
とトルクメータにより検出した軸トルクTcとの偏差Δ
Tを入力とする切換スイッチKと、切換スイッチKの出
力を入力とするm個のPID制御器と、該m個のPID
制御器の出力足算から構成した直列補償器5と、トルク
指令T*を入力とするフィードフォワード比例補償器6
を備え、直列補償器の出力とフィードフォワード比例補
償器の出力との和をモータトルクTmとして軸トルクT
cを制御する手段をとる2慣性ねじれ軸系の構造可変2
自由度トルク制御方法であり、スイッチKの切換でPI
D制御器を変えることによって制御系の外乱抑制特性を
改善し、フィードフォワード比例補償器6によって制御
系の指令追従特性を改善する。
指令追従特性を改善する目的を達成するために、軸ねじ
れ振動の原因である周波数応答GL(jω)とGm(j
ω)のゲイン特性にあるピークを抑えると同時に、外乱
抑制特性と指令追従特性の両方ともよい構造可変補償器
を設けることにより課題を解決するものである。以下で
これらの手段の詳細を図によって説明する。図1は本発
明の請求項1を説明するためのブロック線図であり、ま
ず、外乱抑制特性を改善するために、図1に示す如くト
ルク制御として、トルク指令T*とトルクメータにより
検出した軸トルクTcの偏差ΔTを入力とする切換スイ
ッチKと、切換スイッチKの出力を入力とするm個のP
ID制御器と、これらPID制御器の出力足算から構成
した直列補償器5を設け、次に、トルクの指令追従特性
を改善するために、トルク指令T*を入力とするフィー
ドフォワード比例補償器6を設け、前記直列補償器の出
力と前記フィードフォワード比例補償器の出力との和を
求め、その和を2慣性ねじれ軸系4のモータトルクTm
とすることで、2慣性ねじれ軸系の構造可変2自由度ト
ルク制御系を構成している。直列補償器5の伝達関数F
1(s)は下記数3に示す(5)式のように表すことが
できる。
〜m)はそれぞれ各PID制御器の比例ゲイン、積分ゲ
インと微分ゲインであり、sはラプラス演算子である。
前記各PID制御器の各ゲインKpk、Kik及びK
dk(k=1〜m)の決定は、一例として係数図法に基
づく真鍋多項式により行うことができる。係数図法およ
び真鍋多項式の詳細な解説は、真鍋氏の「古典制御、最
適制御、H∞制御の統一的解釈」(平成3年10月計測
と制御学会誌30−10)や真鍋氏の「係数図法による
2慣性共振系制御器の設計」(平成10年1月電気学会
産業応用部門誌118−D−1)に掲載され、公知とな
っている。ここで、係数図法の概要を簡略に説明する。
一種であり、係数図を用いながら、その形の適切さを尺
度として、特性多項式と制御器を同時に設計することを
特徴とする。係数図法で用いている各種の数学的関係を
列挙すると次のようになる。n次の閉ループ系に対し
て、その特性多項式Δ(s)が数4に示す(6)式のよ
うに与えられたとする。
す安定度指標γiと等価時定数τは数5に示す(7)式
と(8)式のように定義されている。
につき、下記数6に示す(9)式の関係が満足されるこ
とである。
れた標準形安定度指標は、数7に示す(10)式のよう
になり、真鍋多項式と呼ばれる。
により前記直列補償器の各ゲインを決定する方法を具体
的に説明する。軸の粘性係数Dcの値が非常に小さいの
で、無視してDc=0(ζo=0)とすると、図1に示
すトルク制御系に対して、切換スイッチKの出力をk番
目のPID制御器に出力する場合(即ち、このときの直
列補償器5はPID制御器kとなる)、外乱抑制特性の
表現として外乱トルクTLから軸トルクTcまでの閉ル
ープ伝達関数ФLk(s)は、数8に示す(11)式で
与えられる。
k(s)は数9に示す(12)式となる。
に、閉ループ伝達関数ФLk(s)および特性多項式Δ
k(s)はフィードフォワード比例補償器6(F
2(s))と関係しなく、即ち、外乱抑制特性は直列補
償器5(F1(s))のみで設計できることである。こ
のとき、係数図法の安定度指標γi(i=1、2)と等
価時定数τは数10に示す(13)式となる。
達関数F1(s)のゲインKpk、Kik及びK
dkは、2慣性ねじれ軸系の機械定数と安定度指標γi
(i=1、2)および等価時定数τとの関数として数1
1に示す(14)式で決められる。
4)式により等価時定数τを、下記数12に示す(1
5)式と表現できる。
をあまり小さくすると、直列補償器5の伝達関数F
1(s)のゲインKpk、Kik及びKdkは大きくな
り、補償器の実現は難しくなる。従って、ゲインのあま
り大きい補償器にならないように、等価時定数τをγ1
×γ2 1/2/ωoに近い値とすればよい。特に、標準形
の安定度指標γ1=2.5、γ2=2を使い、かつ、τ
=γ1×γ2 1/2/ωo=5/(21/2ωo)と設定する
と、F1(s)のゲインKpk、Kik及びKd kは最
小化され、下記数13に示す(16)式のように2慣性
ねじれ軸系の機械定数のみで求められる。
き、直列補償器5をID制御器に簡略できる。以下、こ
のID制御器を一番目のPID制御器とし、”PID制
御器1”と呼ぶ。このPID制御器1のみによる2慣性
ねじれ軸系トルク制御では、図4の(a)の実線(イ)
で示すように、外乱トルクTLから軸トルクTcまでの
閉ループ伝達関数ФL1(s)の周波数応答ゲイン特性
は元の開ループゲイン特性(同図(a)の点線(ア))
と比べて高いピークが低く抑えられたので、外乱抑制特
性が改善されたことがわかる。具体的に計算すれば、ゲ
イン特性|ΦL1(jω)|の値を最大にする周波数ω
aおよびゲイン特性の最大値|ΦL1(jωa)|は、
d|ΦL1(jω)|/dω=0より下記数14に示す
(17)式のように計算できる。
=JL/Jmに対してゲイン特性の最大値は1.347
よりも小さいので、良好な外乱抑制特性をうることが分
かる。また、図5の(a)の破線(オ)で示すように、
トルク指令T*から軸トルクTcまでの閉ループ伝達関
数Ф* 1(s)の周波数応答ゲイン特性にも高いピーク
が生じないので、指令を追従する時に軸ねじれ振動も抑
制できる。しかし、ゲイン特性は、ω=ωo/51/2の
周波数で0dBより大幅に低下し、同図の実線(ウ)の
望ましい周波数ゲイン特性と大きな差が生じるので、指
令追従特性がよくない。ω=ωo/51/2の周波数での
指令追従のゲイン特性低下原因は、閉ループ伝達関数Ф
* 1(s)の周波数応答特性から解明できる。まず、図
1のトルク制御系の構造で、前記閉ループ伝達関数Ф*
1(s)およびトルク指令T*からトルク指令追従偏差
ΔTまでの伝達関数Фe1(s)をそれぞれ下記の数1
5に示す(18)式と(19)式のように求められる。
ルク制御を行う場合(即ち、フィードフォワード比例補
償器6をはずし、F2(s)=0とする)、各ゲインを
(16)式で決まったPID制御器1を(18)式に代
入し、そして、ラプラス演算子sの代わりに演算子jω
とおくと、閉ループ伝達関数Ф* 1(s)の周波数応答
特性Ф* 1(jω)は下記の数16に示す(20)式の
ようになる。
m1(ω)はそれぞれ分子多項式M1(ω)の実数部と
虚数部、Rn1(ω)とIn1(ω)はそれぞれ分母多
項式N 1(ω)の実数部と虚数部である。
数部(Rm1(ω)=Rn1(ω))を持ち、また、分
子の虚数部はIm1(ω)=0となるので、閉ループ周
波数応答特性Ф* 1(jω)のゲイン特性は|Φ
* 1(jω)|≦1となり、特に、図5の(a)に示す
破線(オ)のように共振周波数ωoのところで、Φ* 1
(jωo)=1(=0dB)となるので、PID制御器
1のみによりトルク指令を追従する際に軸ねじれ振動を
抑制できることが分かる。しかし、ω=ωo/51/2の
周波数で、Φ* 1(jωo/51/2)=0となるので、
この周波数近辺で軸トルクの指令追従特性が悪くなる。
に、図1の如くフィードフォワード比例補償器6を直列
補償器5と併用し、2自由度のトルク制御系を構成す
る。前述したように、フィードフォワード比例補償器6
は外乱抑制特性に影響を与えないので、指令追従特性の
改善だけで該フィードフォワード比例補償器6を設計す
ればよい。前記(19)式から分かるように、もしフィ
ードフォワード比例補償器6を1/Gm(s)として設
定すれば、全周波数域でトルク指令に対する追従偏差を
零にできて、即ち、優れた指令追従特性を得ることがで
きる。しかし、Dc=0の場合、フィードフォワード比
例補償器6の伝達関数F2(s)は1/Gm(s)=J
m(s2+ωo 2)/Kcのような2次微分型の伝達関
数となるので、制御器の実現が難しくなる。そこで、制
御帯域の低周波数域の指令追従特性の改善、特にω=ω
o/51/2の周波数での指令追従特性の改善を強調する
と、F2(s)を下記の数17に示す(21)式のよう
に設計すればよい。
直列補償器5(このとき、PID制御器1)と併用する
2自由度トルク制御を図1の2慣性ねじれ軸系に適用す
ると、指令追従特性を表現する閉ループ系の周波数応答
特性Ф* 1(jω)は図5の(a)の実線(カ)のよう
になる。ゲイン特性曲線の0dBと交差する周波数ω
cgは|Φ* 1(jω)|=1より下記数18に示す
(22)式のように求められる。
ぶ。0〜ωcgの周波数帯域にゲイン特性曲線|Ф* 1
(jω)|の値を最小、最大にする周波数ωbとωcお
よび最小値|Ф* 1(jωb)|と最大値|Ф* 1(j
ωc)|は、d|Ф* 1(jω)|/dω=0より下記
数19に示す(23)式のように計算できる。
帯域にゲイン特性曲線|Ф* 1(jω)|は1(0d
B)に近い値を取り、図5の(a)の実線(ウ)のよう
な望ましい周波数応答ゲイン特性に近いので、良好な外
乱抑制特性を維持すると同時に指令追従特性がよく改善
されることが分かる。
制御は切換スイッチKの出力をPID制御器1に出力す
る場合であり、直列補償器5に係数図法の標準形安定度
指標(γ1=2.5、γ2=2)で設計したPID制御
器1を適用することによって、良好な指令追従特性と良
好な外乱抑制特性を同時に得ることができた。しかし、
多くの場合、ステップ状の外乱トルクTLの印加により
生じた軸トルクTcのドロップ量をできるだけ抑えるこ
とが望まれる。そこで、以下、構造可変2自由度トルク
制御により外乱抑制特性をさらに改善する方法について
説明をする。
場合、ステップ状の外乱トルクTLの印加により生じた
軸トルクTcのドロップ量の大きさは、低周波数帯域の
閉ループ系周波数応答のゲイン特性|ФLk(jω)|
に依存する。低周波数帯域のゲイン特性|ФLk(j
ω)|が大きいほどステップ状の外乱トルクTLの印加
により生じた軸トルクTcのドロップ量も大きくなる。
一方、低周波数帯域のゲイン特性|ФLk(jω)|の
大きさはPID制御器kの積分ゲインKikにより大き
く左右される。これは具体的に、前記数8に示す(1
1)式と前記数9に示す(12)式からも分かるように
低周波数帯域のラプラス演算子s≒0となり、伝達関数
ФLk(s)の分母多項式はΔ(s)≒Δ(0)=Kc
×Kikとなり、また、ФLk(s)の分子多項式はK
ikと関係しないので、低周波数帯域のゲイン特性|Ф
Lk(jω)|の大きさは積分ゲインKikの大きさと
ほぼ反比例となる。したがって、前記軸トルクTcのド
ロップ量を減少するために、低周波数帯域のゲイン特性
|ФLk(jω)|を小さくするようにPID制御器k
の積分ゲインKikの値を大きく設定すればよい。
ゲインKp1、Ki1およびKd1が前記数12に示す
(15)式のように最小化され、積分ゲインKi1の値
が小さいので、外乱トルクTLの印加により生じた軸ト
ルクのドロップ量は大きい。そこで、以下、係数図法の
標準形の変形により積分ゲインを大きくするようにPI
D制御器kを設計する。
うに、直列補償器5にPID制御器kを適用する場合、
積分ゲインKikは安定度指標γ1の2乗とγ2に比例
する。ここで、時間応答の速応性を同一にするようにP
ID制御器1を適用する場合と同じ等価時定数τ=5/
(21/2ωo)を使えば、積分ゲインKikは安定度指
標のγi(i=1、2)のみで調整できる。したがっ
て、標準形安定度指標で設計したPID制御器1の積分
ゲインKi1より大きい積分ゲインKikを得るため
に、係数図法によりPID制御器kを設計する際に安定
度指標γi(i=1、2)をγ1≧2.5、γ2≧2の
ように設定すればよい。しかも、前記数6に示す(9)
式から分かるように、γ1≧2.5、γ2≧2であれ
ば、制御系は常に安定である。
標のγ2を標準形のγ2=2のまま使い、安定度指標の
γ1を標準形のγ1=2.5からγ1=2.5×21/2
に変えると、前述の如く積分ゲインKikは安定度指標
のγ1の二乗に比例するため、このときのPID制御器
kの積分ゲインKikは標準形の安定度指標で設計した
PID制御器1の積分ゲインKi1の2倍となるので、
外乱トルクTLの印加により生じた軸トルクのドロップ
量を元の1/2に減らすことができる。次に軸トルクの
ドロップ量をさらに減らそうとする場合、例えば、安定
度指標のγ1を標準形のγ1=2.5からγ1=2.5
×21/2に変えると同時に、安定度指標のγ2を標準形
のγ2=2からγ2=3に変えることによって、積分ゲ
インKi kは積分ゲインKi1の3倍となり、軸トルク
のドロップ量を元の1/3に減らすことができる。以上
のように、過大な制御器ゲインにならない限り、標準形
安定度指標の変形によりPID制御器kの積分ゲインK
ikを大きくすることによって、軸トルクのドロップ量
を減らすことができる。以下、標準形の変形γ1=2.
5×21/2、γ2=2により設計したPID制御器をP
ID制御器2とし、標準形の変形γ1=2.5×
21/2、γ2=3により設計したPID制御器をPID
制御器3とする。
用すると、外乱抑制特性の表現とする閉ループ系周波数
応答のゲイン特性|ФL2(jω)|と|ФL3(j
ω)|はそれぞれ図6(a)の破線(ク)と実線(ケ)
で示すようになり、低周波数帯域で|ФL1(jω)|
(同図の点線(キ))より小さいので、PID制御器1
の適用より外乱抑制特性が改善されたことが分かる。し
かし、2自由度トルク制御を適用する場合、図7(a)
の破線(コ)と実線(サ)で示すように、指令追従特性
を表現する周波数応答のゲイン特性|Ф* 2(jω)|
と|Ф* 3(jω)|は|Ф* 1(jω)|(同図の点
線(シ))と比べると、最大値がやや大きいので、ステ
ップ状のトルク指令T*を追従する時に、時間応答の立
上りに大きいなオーバシュートが発生し、PID制御器
1の適用より指令追従特性が悪くなることが分かる。つ
まり、同一のPID制御器k(k=1〜3)を使うと、
外乱抑制特性と指令追従特性との間でトレードオフの関
係がある。そこで、このトレードオフの問題を解決する
ために、本発明請求項1の如く、トルク偏差ΔTを入力
とする切換スイッチKを設け(図1)、この切換スイッ
チKでPID制御器k(k=1〜3)を切換制御するこ
とによって、指令追従特性と外乱抑制特性の両方ともよ
くなる。以下、トルク指令T*の時間変動状況に基づい
て切換スイッチKの切換制御動作について説明をする。
T*の追従に、時間応答の立上りにオーバシュートが出
やすいから、PID制御器1を使った方がよい。一方、
ランプ状のような変動の遅いトルク指令T*の追従に、
時間応答の立上りにオーバシュートがあまり出ないか
ら、外乱抑制を強調するために、PID制御器1以外の
PID制御器k(k≠1)を使った方がよい。以上のよ
うな考えから、トルク指令T*の時間変動状況によっ
て、下記の数20に示す(24)式のようなスイッチング関
数fs(t)を作って、このスイッチング関数で前記切
換スイッチKを切換制御し、PID制御器k(k=1〜
3)を切換えることができる。
令の微分絶対値|dT*/dt|が定数Cより大きい値
をとる時点、Tsは整定時間(整定時間とは、時間応答
がスタートから一定の値に落着くまで経過した時間であ
り、等価時定数τの約3倍、即ち、Ts=3τ)であ
る。fs(t)=1の場合、前記トルク偏差ΔTをPI
D制御器1に入力、fs(t)=0の場合、前記トルク
偏差ΔTをPID制御器k(k≠1)に入力する。(2
4)式より、トルク指令T*に速い変動がある限り、ト
ルク指令T*の変動発生の時点toiから整定時間経過
後までの間に、スイッチング関数fs(t)=1、PI
D制御器1をトルク指令の追従に適用する。その他の場
合、例えば、トルク指令T*に変動がない、または、遅
い変動しかない場合、スイッチング関数fs(t)=
0、PID制御器2(またはPID制御器3)を適用す
る。このようにすると、指令追従特性と外乱抑制特性を
両方とも改善することが実現できる。
れ軸系の構造可変2自由度トルク制御方法は、トルク制
御系は図1に示すように、切換スイッチKおよびm個の
PID制御器を含んだ直列補償器5(F1(s))とフ
ィードフォワード比例補償器6(F2(s))を併用し
た構造可変2自由度制御で構成され、直列補償器に含ま
れたPID制御器k(例えば、k=1〜3)とフィード
フォワード比例補償器6はそれぞれ外乱抑制特性と指令
追従特性から設計できる。まず、係数図法の標準形安定
度指標(γ1=2.5、γ2=2)により(16)式で
PID制御器1を設計し、指令追従特性を改善するため
に、フィードフォワード比例補償器6(F2(s))を
直列補償器5(F1(s))と併用し、フィードフォワ
ード比例補償器6のゲインKfを(21)式により求
め、そして、外乱抑制特性をさらに改善するために、係
数図法の標準形安定度指標の変形(γ1≧2.5、γ2
≧2)により(14)式でPID制御器2(またはPI
D制御器3)を設計する手段と、トルク指令T*の時間
変動状況に基づいて制御されるスイッチング関数f
s(t)で切換スイッチKを切換制御し、前記PID制
御器k(k=1〜3)を切換えることにより指令追従特
性と外乱抑制特性を両方とも改善することができる。
体的形態をさらに説明する。数値例とした2慣性ねじれ
軸系の機械定数は、電動機慣性、負荷慣性、軸バネ定数
を下記数21に示す(25)式の値としたときの構造可
変2自由度トルク制御の各ゲインKi、Kd及びKfの
決定例について説明する。
(3)式と(4)式より、ωo=63.25〔rad/
sec〕の共振周波数とζo=0.016(軸の粘性係
数D c=0.1〔Nmsec/rad〕としたとき)の
ダンピング係数ζoを持つ。ダンピング係数ζoが小さ
いので、外乱抑制特性と指令追従特性を表現する開ルー
プ系の周波数応答特性GL(s)とGm(s)は、それ
ぞれ図4と図5に示す点線(ア)と(エ)のように、ゲ
イン特性が共振周波数ωoのところにピークが生じる。
補償器5に、PID制御器1を適用すると、PID制御
器の各ゲインは、前記の(16)式よりKp1=0、K
i1=35.78、Kd1=0.048となる。このP
ID制御器1のみを2慣性ねじれ軸系トルク制御に適用
すると、外乱抑制特性を表現する閉ループ系周波数応答
特性ФL1(jω)は、図4に示す実線(イ)のように
なり、ゲイン特性にはピークが生じないので、軸のねじ
れ振動を抑えられる良好な外乱抑制特性をうることがわ
かる。しかし、指令追従特性を表現する閉ループ系周波
数応答特性Ф* 1(jω)は、図5に示す破線(オ)の
ようになり、ゲイン特性にはω=ωo/51/2の周波数
でゲイン特性が0dBより大幅に低下し、軸トルクの指
令追従特性がよくない。
制御の指令追従特性を改善するために、トルク制御系に
本発明の2自由度制御を適用し、トルク指令T*をゲイ
ンK fにより増幅するフィードフォワード比例補償器6
(F2(s))を追加し、該フィードフォワード比例補
償器6の出力と直列補償器5の出力との和を2慣性ねじ
れ軸系4のモータトルクTmとする。前記の(21)式
により計算すれば、フィードフォワード比例ゲインKf
の値はKf=1.6となる。この2自由度補償器(PI
D制御器1とフィードフォワード比例補償器6の組み合
せ)を前記の2慣性ねじれ軸系トルク制御に適用する
と、指令追従特性を表現する閉ループ系周波数応答特性
Ф* 1(jω)は、図5に示す実線(カ)のようにな
り、0〜ωc gの周波数帯域にゲイン特性は0dBに近
いため、軸ねじれ振動を抑制する同時に指令追従特性が
よく改善されることが分かる。
ルクTcのドロップ量を減らすために、係数図法の標準
形安定度指標の変形により、PID制御器2(γ1=
2.5×21/2、γ2=2で設計)とPID制御器3
(γ1=2.5×21/2、γ2=3で設計)を設計する
と、PID制御器2とPID制御器3の各ゲインは、前
記の(14)式よりKp2=2、Ki2=71.55、
Kd2=0.063と、Kp 3=4、Ki3=107.
33、Kd3=0.095となる。PID制御器2また
はPID制御器3をそれぞれ前記の2慣性ねじれ軸系の
2自由度制御に適用すると、外乱抑制特性を表現する閉
ループ系周波数応答特性ФL2(jω)とФL 3(j
ω)は、それぞれ図6に示す破線(ク)と実線(ケ)の
ようになり、低周波数帯域にゲイン特性がPID制御器
1のФL1(jω)(同図の点線(キ))より低いので
外乱抑制特性が改善されたことがわかる。しかし、指令
追従特性から見ると、閉ループ系周波数応答特性Ф* 2
(jω)とФ* 3(jω)は、それぞれ図7に示す破線
(コ)と実線(サ)のようになり、PID制御器1のФ
* 1(jω)(同図の点線(シ))よりゲイン特性の最
大値がやや大きいので、指令追従特性がよくないことが
わかる。また、図8に2自由度トルク制御のPID制御
器k(k=1〜3)を適用するとき、軸トルクTcのス
テップ状のトルク指令T*(10Nm)およびステップ
状の外乱トルクTL(10Nm)に対する時間応答を示
す。ただし、同図の点線(ス)、破線(セ)と実線
(ソ)はそれぞれPID制御器1、PID制御器2とP
ID制御器3と対応している。時間応答からわかるよう
に、PID制御器2とPID制御器3はPID制御器1
と比べて、同じ整定時間を持ち、しかも外乱トルクの印
加により生じた軸トルクのドロップ量を1/2と1/3
まで減らすが、トルク指令追従の立上り応答にオーバシ
ュートが大きい。
用すると、ステップ状のトルク指令T*を入力した時点
toから、スイッチング関数はfs(t)=1となり、
トルク指令の追従にPID制御器1が適用され、応答の
整定時間Tsを経過すると、スイッチング関数はf
s(t)=0となり、切換スイッチKの出力をPID制
御器1からはずしてPID制御器2(またはPID制御
器3)に出力する。このように、前記切換スイッチKの
切換により、指令追従にPID制御器1を、外乱抑制に
PID制御器2(またはPID制御器3)を交替して適
用することによって、指令追従特性と外乱抑制特性をと
もによくすることができる。図9に構造可変2自由度ト
ルク制御を適用するときの時間応答を示す。ただし、同
図の破線(チ)と実線(ツ)は、それぞれ切換スイッチ
KでPID制御器1からPID制御器2に、PID制御
器1からPID制御器3に切換える場合の応答と対応し
ている。また、同図の点線(タ)は切換を行わないとき
のPID制御器1のみを適用する応答である。図9の時
間応答で示すように、応答途中で切換スイッチKを切換
制御することにより指令追従特性と外乱抑制特性の両方
ともよい構造可変2自由度トルク制御ができることがわ
かる。
ば、2慣性ねじれ軸系トルク制御系を、切換スイッチK
およびm個のPID制御器kを含んだ直列補償器5と、
フィードフォワード比例補償器6を併用する構造可変2
自由度制御で構成し、トルク指令の時間変動状況に基づ
いて制御されるスイッチング関数fs(t)により切換
スイッチを切換制御し、PID制御器k(k=1〜3)
の間に切換を行うことによって、指令追従特性と外乱抑
制特性の両方ともよい2慣性ねじれ軸系の構造可変2自
由度トルク制御を提供できる。
である。
の周波数応答特性を示す図である。
の周波数応答特性を示す図である。
るための周波数応答特性を示す図である。
るための周波数応答特性を示す図である。
る。
だ直列補償器 3 フィードフォワード比例補償器 Jm 電動機慣性 JL 負荷慣性 KJ 慣性比(JL/Jm) Kc 軸のバネ定数 Dc 軸の粘性係数 T* トルク指令 Tm モータトルク Tc 軸トルク TL 負荷側の外乱トルク ΔT トルク指令と軸トルクとの偏差値 ωm 電動機速度 ωL 負荷速度 θc 軸ねじれ角 F1(s) 直列補償器の伝達関数 K 切換スイッチ m PID制御器kの個数 Kpk PID制御器kの比例ゲイン(k=1〜
m) Kik PID制御器kの積分ゲイン(k=1〜
m) Kdk PID制御器kの微分ゲイン(k=1〜
m) F2(s) フィードフォワード比例補償器の伝達関数 Kf フィードフォワード比例補償器の比例ゲ
イン ωo 2慣性ねじれ軸系の固有共振周波数 ζo 2慣性ねじれ軸系のダンピング係数 ωcg ゲイン交差周波数 τ 等価時定数 γi 安定度指標 fs(t) 切換スイチKを切換制御するためのスイッ
チング関数 toi トルク指令の微分絶対値|dT*/dt
|が定数Cより大きい値をとる時点 Ts 時間応答の整定時間 Gm(s) TmからTcまでの開ループ伝達関数 GL(s) TLからTcまでの開ループ伝達関数 Φ* k(s) k番目のPID制御器を適用するときの
T*からTcまでの伝達関数 ΦLk(s) 番目のPID制御器を適用するときのT
LからTcまでの伝達関数 Φek(s) k番目のPID制御器を適用するときの
T*からΔTまでの伝達関数
Claims (1)
- 【請求項1】 弾性軸を介して、電動機から負荷へ駆動
トルクを伝達する2慣性ねじれ軸系において、 トルク指令T*とトルクメータにより検出した軸トルク
Tcとの偏差ΔTを入力とする切換スイッチKを設け、
該スイッチKの出力を入力とするm個(mは整数)のP
ID制御器を設け、該m個のPID制御器の出力足算か
ら構成した直列補償器(5)を設け、更に前記トルク指
令T*を入力とするフィードフォワード比例補償器
(6)を設け、前記直列補償器の出力と前記フィードフ
ォワード比例補償器の出力との和を求め、その和を前記
2慣性ねじれ軸系モータトルクTmとする2自由度トル
ク制御系を設け、前記トルク指令T*に基づいて制御さ
れるスイッチング関数fs(t)で、前記切換スイッチ
Kを切換制御し、前記m個のPID制御器の間に切換を
行うことを特徴とする2慣性ねじれ軸系の構造可変2自
由度トルク制御方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP26160199A JP4375849B2 (ja) | 1999-09-16 | 1999-09-16 | 2慣性ねじれ軸系の構造可変2自由度トルク制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP26160199A JP4375849B2 (ja) | 1999-09-16 | 1999-09-16 | 2慣性ねじれ軸系の構造可変2自由度トルク制御方法 |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2001086779A true JP2001086779A (ja) | 2001-03-30 |
JP2001086779A5 JP2001086779A5 (ja) | 2006-07-06 |
JP4375849B2 JP4375849B2 (ja) | 2009-12-02 |
Family
ID=17364179
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP26160199A Expired - Lifetime JP4375849B2 (ja) | 1999-09-16 | 1999-09-16 | 2慣性ねじれ軸系の構造可変2自由度トルク制御方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4375849B2 (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN104993766A (zh) * | 2015-08-05 | 2015-10-21 | 南京埃斯顿自动控制技术有限公司 | 一种二质量系统谐振抑制方法 |
CN109048907A (zh) * | 2018-08-23 | 2018-12-21 | 广东工业大学 | 消除惯量变化的机器人控制方法 |
JP2019122208A (ja) * | 2018-01-11 | 2019-07-22 | トヨタ自動車株式会社 | モータのトルク制御装置 |
-
1999
- 1999-09-16 JP JP26160199A patent/JP4375849B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN104993766A (zh) * | 2015-08-05 | 2015-10-21 | 南京埃斯顿自动控制技术有限公司 | 一种二质量系统谐振抑制方法 |
CN104993766B (zh) * | 2015-08-05 | 2017-06-30 | 南京埃斯顿自动控制技术有限公司 | 一种二质量系统谐振抑制方法 |
JP2019122208A (ja) * | 2018-01-11 | 2019-07-22 | トヨタ自動車株式会社 | モータのトルク制御装置 |
CN109048907A (zh) * | 2018-08-23 | 2018-12-21 | 广东工业大学 | 消除惯量变化的机器人控制方法 |
CN109048907B (zh) * | 2018-08-23 | 2020-10-16 | 广东工业大学 | 消除惯量变化的机器人控制方法 |
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A977 | Report on retrieval |
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