JP2001037774A - 高周波焼灼装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 無効電力を低減し、装置全体の効率を上げ、
省エネ化を目論むことができる高周波焼灼装置を提供す
る。 【解決手段】 高周波電力生成部に直流電力を供給する
直流電源回路部１４は商用電源側の前置電源回路１５
と、その後段の可変電源回路１６とからなり、前置電源
回路１５は主電源スイッチがＯＮされるとダイオードブ
リッジ３４で整流した脈流波でダイオード３６を経て平
滑用コンデンサ３８を充電し、さらに操作パネル１２の
スイッチ操作により制御回路１７を介して第１の起動信
号Ｓ１がゲート制御部４０に入力されることにより脈流
波をＭＯＳＦＥＴ３７のスイッチングにより、インダク
タ３５で蓄積したエネルギでコンデンサ３８をより高い
電圧まで充電するようにし、また、可変電源回路１６は
出力スイッチ４のＯＮ操作により、第２の起動信号Ｓ２
でゲート制御部４７を起動して、ＤＣ−ＤＣ変換動作を
行うことにより、無効電力を低減し、装置全体の効率を
上げる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は高周波電力を生体組
織に印加して治療のための焼灼処置を行う高周波焼灼装
置に関する。

【０００２】

【従来の技術】高周波焼灼装置（電気メス装置とも言
う）では、装置の性質上、数百ｋＨｚ程度の高周波電力
を発生させる為、非常に高いレベルの輻射ノイズが発せ
られる事は周知の事実である。従って、装置内部回路か
ら輻射されるノイズは非常に高レベルであり、各種のセ
ンサ信号に重畳する事も有り、そのセンサ信号により制
御される制御系での誤動作を誘発する要因となってい
た。

【０００３】また、電子機器の軽薄短小化傾向に伴い、
高周波電力を生成させる上で必要な直流電源回路も後述
するシリーズ方式からスイッチングレギュレータ化に移
行しており、更に装置内部で発生するノイズレベルは上
昇傾向にある。これらの不要輻射ノイズは他の医療機器
に干渉して誤動作を誘発する要因であり、また、他の医
療機器だけではなく、電気メス装置自体に対する干渉も
引き起こす為、誤動作、或いは誤制御などを引き起こす
要因となっている。

【０００４】図９は高周波焼灼装置（電気メス装置とも
言う）に搭載される第１の従来例の電源回路７１の一例
であり、シリーズ方式と呼ばれる電源回路方式である。
図示しない絶縁トランスにて絶縁された商用電源は、ダ
イオードブリッジＤＢにより整流された後、コンデンサ
Ｃａにて平滑され、直流電圧となる。この時、コンデン
サＣａにより平滑された直流電圧は、定電圧化されてい
ない為、負荷条件により電圧レベルは変動する為、この
まま高周波電力生成部に供給する事は出来ない。

【０００５】その為、ダイオードブリッジＤＢとコンデ
ンサＣａにより平滑された直流電圧は、図９の電圧制御
部７２に入力されて、この部分で所定の電圧レベルに調
整されて安定化された後、高周波電力生成部に供給され
る。この電圧制御部７２ではダイオードブリッジＤＢと
コンデンサＣａにより平滑された直流電圧を入力電圧Ｖ
ｉｎとして、制御トランジスタＴｒ１のコレクタ−エミ
ッタを通して出力端から出力電圧Ｖｏを出力する。

【０００６】出力電圧Ｖｏは抵抗ＲａとＲｂで所定の分
圧比に分圧設定され、その分圧された電圧と基準電圧源
による基準電圧Ｖｒが誤差増幅器Ｅａの非反転及び反転
入力端に印加され、この誤差増幅器Ｅａで分圧された電
圧と基準電圧Ｖｒとの差が増幅されて制御トランジスタ
Ｔｒ２のベースに入力される。

【０００７】制御トランジスタＴｒ２のコレクタには、
ベースに入力された信号に基づいて決定されたレベルの
電圧が発生する事になり、これが制御トランジスタＴｒ
１のベースに供給されて、制御トランジスタＴｒ１のコ
レクタからは制御トランジスタＴｒ１のベースに応じて
電圧レベルが発生する事になる。なお、制御トランジス
タＴｒ１のベースとコレクタとは抵抗Ｒｃが接続されて
いる。

【０００８】即ち、図９中の分圧抵抗Ｒａ、Ｒｂ、誤差
増幅器Ｅａ、基準電圧Ｖｒ及び制御トランジスタＴｒ
１、Ｔｒ２から構成される制御ループにより、出力電圧
Ｖｏは下式から表される電圧に定電圧制御され、負荷状
態に依らずに、一定の電圧を維持する事が可能となる。

【０００９】 Ｖｏ＝（１＋Ｒａ／Ｒｂ））×Ｖｒ （１）この第１
の従来例ではまず、電気メス装置の制御部からは、ユー
ザにより選択された出力モード、並びに出力設定値に応
じて基準電圧Ｖｒを電圧制御部７２の誤差増幅器Ｅａの
反転入力端子に送出する。一方、誤差増幅器Ｅａの非反
転入力端子には図９中の出力電圧Ｖｏを所定の分圧比に
設定された抵抗ＲａとＲｂで分圧された電圧が入力さ
れ、この信号と、電圧Ｖｒとの差を増幅した信号が、制
御トランジスタＴｒ２のベースに入力される。図９の第
１の従来例は以下の長所、及び短所がある。

【００１０】長所：（１）回路構成が極めて簡単であ
り、比較的容易に構成できる。 （２）不要輻射ノイズが極めて低く、他の装置、並びに
自装置に対するノイズ干渉を抑制出来る。

【００１１】短所：（１）上図９中に図示していない絶
縁トランスが低周波用のものでなければならない為、装
置全体の大型化、重量化を招く（近年の軽薄短小化と逆
行する）。 （２）図９中の制御トランジスタＴｒ１での損失が高
く、効率が低いと同時に大型の放熱器が必要。

【００１２】また、第２の従来例として図１０に示すよ
うな電気メス装置に搭載される電源回路７１′があり、
これはスイッチングレギュレータ方式と呼ばれる電源回
路方式である。

【００１３】商用電源電圧は、ダイオードブリッジＤＢ
により整流された後、コンデンサＣａにて平滑され、直
流電圧となる。この直流電圧は、定電圧化されていない
為、負荷条件により電圧レベルは変動する為、このまま
高周波電力生成部に供給する事は出来ない。ここまで
は、第１の従来例に示した構成と同様である。

【００１４】第１の従来例と第２の従来例との大きな違
いは、定電圧制御を行う方法にある。図９では、基準電
圧Ｖｒと出力電圧の分圧値との差を誤差増幅器Ｅａによ
り増幅し、この増幅信号により制御トランジスタＴｒ１
を制御する事で定電圧化を図っていた（誤差増幅器出力
信号により、制御トランジスタＴｒ１のコレクタ−エミ
ッタ間電圧を制御する事で定電圧化が図られていた）。

【００１５】一方、図１０に示したスイッチング方式に
よる電源回路７１′では、図１０中の電圧制御部７２′
内のＳＷ素子（より具体的にはパワーＭＯＳＦＥＴ）Ｔ
ｒ３の駆動波形の時比率（デューティーサイクル）をゲ
ート制御部７３を介して制御する事で定電圧化を図って
いる。

【００１６】図１０ではダイオードブリッジＤＢで整流
され、コンデンサＣａで平滑された直流電圧は出力トラ
ンスＴのセンタタップに印加され、出力トランスＴの両
端の一端は整流用ダイオードＤａを介して接地され、他
端はＭＯＳＦＥＴ Ｔｒ３のドレイン−ソースを介して
接地されている。出力トランスＴの２次巻線の両端は直
列の抵抗Ｒｄ及びコンデンサＣｂが接続され、また、整
流用のダイオードＤｂ、Ｄｃ、チョークコイルＬａ、平
滑用コンデンサＣｃと分圧用の抵抗Ｒａ，Ｒｂ等が接続
されている。

【００１７】ダイオードＤｂ、Ｄｃの両カソードは正極
側の出力端に接続され、また抵抗Ｒａ、Ｒｂで分圧され
た電圧はゲート制御部７３を介してゲート駆動部７４に
印加され、このゲート駆動部７４のゲート駆動信号は抵
抗Ｒｅを介してＭＯＳＦＥＴＴｒ３のゲートに印加され
る。このＭＯＳＦＥＴ Ｔｒ３のゲートは抵抗Ｒｆを介
して接地されている。また、そのドレイン−ソース間に
は直列接続の抵抗Ｒｇ及びコンデンサＣｄと逆方向ダイ
オードＤｄが接続されている。

【００１８】この様な構成にして、ＰＷＭ（パルス幅変
調方式）でＭＯＳＦＥＴ Ｔｒ３のドレイン−ソースを
ＯＮ，ＯＦＦする。その基本原理を図１１に示す。尚、
図１１の回路構成は、図１０中のゲート制御部７３に該
当する。まず、電気メス装置の制御部からは、ユーザに
より選択された出力モード、並びに出力設定値に応じて
基準信号Ｖｒを図１１（Ａ）中の誤差増幅器Ｅａの反転
入力端子に送出すると同時に、誤差増幅器Ｅａの非反転
入力端子には、電源回路からの出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒａ
とＲｂとで決定される所定の分圧比によって分圧された
信号が入力される。

【００１９】誤差増幅器Ｅａからは、上記の基準電圧Ｖ
ｒと出力電圧の分圧値の差が増幅した直流レベルの信号
が出力され、この信号が誤差増幅器Ｅａの後段に配置さ
れたＰＷＭコンパレータＣｐの非反転入力端子に送出さ
れる。一方、ＰＷＭコンパレータＣｐの反転入力端子に
は、基準となる所定の周波数で発振する三角波発振器７
５からの三角波状の波形が入力され、前記した誤差増幅
器出力信号レベルと比較する事により、パルス幅を決定
する。

【００２０】例えば、図１１（Ｂ），（Ｃ）のタイムチ
ャートを参照して動作を説明すると、比較的負荷が軽い
状態図１１（Ｂ）の場合（低出力電圧、或いは、負荷電
流レベル小）、誤差増幅器Ｅａからの出力信号レベルは
増加する為、ＰＷＭコンパレータＣｐにより基準三角波
と比較して得られるパルス幅は短くなる。

【００２１】一方、図１１（Ｃ）のタイムチャートに示
した様に、比較的負荷が重くなった場合（高出力電圧、
或いは負荷電流レベル大）、誤差増幅器Ｅａからの出力
信号レベルは低下する為、ＰＷＭコンパレータＣｐによ
り基準三角波と比較して得られるパルス幅は長くなる。
ここで、図１１（Ｂ）中に示したデットタイムとは、負
荷増大時にパルス幅が所定のパルス幅以上に広がらない
様にする為の信号であり、これにより、最大パルス幅が
決定される（図１０中のスイッチ素子Ｔｒ３の保護）。

【００２２】上記した様にゲート制御部７３で制御され
たパルス信号（パルス幅変調されたパルス）は、図１０
中のスイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ ＴＲ３に
供給され、このＭＯＳＦＥＴ ＴＲ３では、このパルス
信号に応じてＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返す事になる。ス
イッチング方式の電源回路には、種々の方式があり、こ
れらの回路方式の選択は、使用用途や出力仕様などによ
り決定される。電気メス装置では比較的高い出力電力が
必要である事から、図１０では、フォワードコンバータ
方式を選択して開示している。以下、その動作について
説明する。

【００２３】上記した様に、ゲート制御部７３では、選
択された出力モード、出力設定値に応じて一定の電圧が
得られるようにフィードバック制御を行っており、ここ
では、スイッチング素子を駆動するパルス波形の時比率
（パルス幅）を随時変化させる事で実現している。

【００２４】ここで、パルスが発生している期間には、
スイッチング素子が導通して、ダイオードブリッジＤＢ
及び平滑コンデンサＣａにより得られた直流電源部の負
荷は短絡状態となる。この間に、トランスＴの１次巻線
には電流が流れ、磁束としてエネルギが蓄積されると同
時に、トランスＴの２次側の整流ダイオードＤｂが導通
する為、トランスＴの１次側に蓄積されたエネルギがダ
イオードＤｂを介して負荷に放出される（図１０中のＫ
１の経路で電流が流れて、負荷に電力が供給される）。

【００２５】更に、この時にトランスＴの２次側に流れ
る負荷電流により、チョークコイルＬａにもエネルギが
蓄積される。即ち、ゲート制御部７３により決定された
パルス幅は、トランスＴの１次側巻線に蓄積するエネル
ギ量を決定しており、これにより、負荷側に送出される
エネルギ量が決定されるわけである。

【００２６】一方、スイッチング素子がＯＦＦになった
期間では、このスイッチング素子はＯＦＦ状態となり導
通しない。従って、トランスＴの１次側巻線には電流が
流れず、更にトランスＴの２次側の整流ダイオードＤｂ
も遮断状態となる為、トランスＴの１次側から２次側へ
電力伝達は成されないが、トランスＴの２次側のチョー
クコイルＬａには逆起電圧が発生し、これにより還流ダ
イオードＤｃが導通状態となる。

【００２７】この時、スイッチング素子が導通状態の時
にトランスＴの２次側に流された負荷電流によりチョー
クコイルＬａに蓄積されたエネルギが還流ダイオードＤ
ｃを介して流れてこれが負荷電流として負荷に対して供
給される（図１０中のＫ２の経路で電流が流れる）。

【００２８】図１０に示す第２の従来例は以下の長所及
び短所がある。 長所：（１）上記の様に一度整流平滑して得られた直流
電圧を、高い周波数でスイッチングさせ、一度高周波電
力に変換した後に、再度整流平滑して直流電力に変換し
ている為、絶縁用のトランスは高周波用のトランスが使
用できる事に成り、装置の小型化が可能となる。 （２）スイッチング動作による制御である為、スイッチ
ング素子には理論的には損失が発生しない（電圧と電流
が同時に加わらない）為、効率が高く、シリーズ方式に
比べると放熱スペースを省く事も可能。即ち、高効率
で、装置の小型軽量化が可能となる。

【００２９】短所：（１）スイッチング動作の為、電
圧、或いは電流の立ち上がり／立ち下がり部分に於いて
高調波成分を含んでおり、不要輻射ノイズが増大し、他
の装置、或いは自装置に対してノイズが干渉する可能性
大。 （２）回路構成が複雑。 （３）第１の従来例と第２の従来例に共通する事である
が、定電圧回路に電力を供給する為の整流／平滑回路が
コンデンサインプット型である為、入力電流波形がパル
ス状波形となり、電源回路の力率が低下する事により同
じ負荷電力を得る為に必要な入力皮相電力が高くなり全
体的な電力変換効率が低下すると同時に、電圧歪みが発
生したり、他の装置に対して高調波電流障害を引き起こ
す。

【００３０】尚、皮相電力とは、有効電力と無効電力の
積が言い、この皮相電力に占める有効電力の割合を力率
と言う（図１２参照）。つまり、 力率＝有効電力／皮相電力 である。

【００３１】

【発明が解決しようとする課題】上記した第１の従来例
及び第２の従来例に共通する問題点として、入力段の整
流平滑部の問題がある。従来の整流平滑部の構成は図９
及び図１０に示すようなダイオードブリッジＤＢと平滑
コンデンサＣａから成るコンデンサインプット型と呼ば
れているが、この様な方式の場合、入力電流波形が電圧
と同様の正弦波状とはならず、図１２（Ｃ）に示すよう
にパルス状電流波形となり、基本周波数である５０／６
０Ｈｚに対して逓倍の高調波成分が含まれる事になり、
他の装置の入力コンデンサの異常温度上昇や、絶縁トラ
ンスからの異常発生など、その障害が今、問題になって
いる。

【００３２】図９等に示すように、コンデンサインプッ
ト型整流回路の場合、入力側からコンデンサＣａに対し
て電流が流れる期間は、整流された脈流電圧波形が、コ
ンデンサＣａに蓄積されたコンデンサ端子電圧Ｖｃより
も高くなった時にしか流れない為、図１２（Ｂ）に示す
コンデンサＣａの電圧波形において、図１２（Ｃ）の様
に入力電流の導通角（実際にコンデンサに電流が流れる
期間）が短くなり、入力電流波形がパルス状となってい
る。

【００３３】また、電源回路からの出力電流は、上記の
平滑コンデンサＣａに流れる電流、即ちパルス状電流の
平均値と一致する為、負荷が重くなって、出力電流レベ
ルが高くなると、このコンデンサＣａへの充電電流の平
均値レベルも上昇する。入力電流波形の平均値とは、即
ちパルス状電流波形の面積で表され、コンデンサＣａへ
電流が流れる期間（導通角）は負荷条件に依らずに一定
であるから、このパルス状電流の平均値（図１２（Ｃ）
に示した電流波形の面積）を上昇させる為には、電流値
の波高値を高くしてやる以外にない。これは、負荷電流
レベルが高くなるにつれて、入力電流の波高値も高くな
る事を意味する。

【００３４】この様に、入力電流波形の波高値が高くな
る事により、商用電源電圧の電圧歪みが発生するなど、
商用電源自体の品質低下に繋がると同時に、入力電流の
実効値レベルも上昇する事になり、先述した様な他の装
置の入力コンデンサＣａの異常発熱や、トランスからの
異音発生など他の装置に与える被害も甚大となる。ま
た、焼灼装置に関しても、同じ負荷電力が得る為に必要
な入力電流実効値が上昇する為、電力変換効率の低下に
繋がるなど弊害が大きい。

【００３５】そこで、近年では、上記した様な弊害を防
止する為の前置電源手段としてアクティブ平滑フィルタ
方式が注目されてきている。このアクティブ平滑フィル
タの基本概念図を図１３〜図１５に示す。

【００３６】図１３〜図１５は、アクティブ平滑フィル
タの基本概念を示しており、図１３はアクティブ平滑フ
ィルタ全体構成図、図１４は、アクティブ平滑フィルタ
制御部の構成図、そして図１５はアクティブ平滑フィル
タの作用を示したものである。まず、図１３を使ってア
クティブ平滑フィルタの全体的な動作概念を説明する。

【００３７】商用電源は入力フィルタ部８１を経てダイ
オードブリッジＤＢ、ブーストインダクタＬ、スイッチ
ング電流検出回路８２及びスイッチング回路８３を経て
アクティブ平滑フィルタ８４に入力されると共に、整流
用ダイオード８５，平滑用コンデンサ８６，抵抗８７を
経て出力端から出力される。整流用ダイオード８５は高
周波でスイッチングされた電力を整流する。このダイオ
ード８５は高速で、かつソフトリカバリ特性が要求され
る。

【００３８】上記出力端の電圧は図１４に示すように抵
抗９１、９２で分圧されて出力安定化させる帰還信号を
伝送する信号線８８によりアクティブ平滑フィルタ制御
部８４に入力される。

【００３９】スイッチング回路８３はアクティブ平滑フ
ィルタ制御部８４の出力信号でスイッチングし、このス
イッチング動作でブーストインダクタＬの充放電が行わ
れて負荷側に電力を供給する。スイッチング電流検出回
路８２はトランス，抵抗、コンデンサで構成され、その
出力はアクティブ平滑フィルタ制御部８４に入力され
る。このスイッチング電流検出回路８２はスイッチング
回路８３に流れる電流を検出し、この検出した信号は最
終的にスイッチング回路８３の駆動信号のパルス幅を決
定するファクタとなる。

【００４０】また、ダイオードブリッジＤＢの脈流電流
も入力電流波形制御信号として信号線８９を経てアクテ
ィブ平滑フィルタ制御部８４に入力される。この場合、
入力電圧と相似形の電流波形とするために抵抗を介して
脈流波形状の電流を入力する。この信号は出力安定化さ
せる帰還信号と掛け合わされて最終的にはこの掛け算信
号と、スイッチング電流検出信号との比較により、スイ
ッチング回路を駆動するパルス波形のパルス幅が決定さ
れる。

【００４１】なお、ダイオードブリッジＤＢによる脈流
波の波形を図１５（Ａ）に示す。また、アクティブ平滑
フィルタ制御部８４はスイッチング回路８３の抵抗を経
てＭＯＳＦＥＴ９０のゲートにスイッチングさせる制御
パルスを送る。この制御パルスの波形を図１５（Ｂ）に
示す。

【００４２】図１４に示すようにアクティブ平滑フィル
タ制御部８４は、抵抗９１、９２で分圧された電圧を基
準電圧源９３の電圧と比較してその誤差信号を出力する
オペアンプ９４を有し、このオペアンプ９４の出力は抵
抗を経て乗算器９５に入力され、この乗算器９５で脈流
電流（電圧）波形と乗算されて、ＰＷＭコンパレータ９
７に、スイッチング電流入力、基準電圧源９６の基準電
圧とともに入力され、このＰＷＭコンパレータ９７から
出力されるパルス波形はパルス発生器９８の出力と共
に、フリップフロップ９９に入力され、このフリップフ
ロップ９９からパルスを出力する。

【００４３】アクティブ平滑フィルタは、図１３に示す
通り、一種のスイッチング電源であり、トポロジとして
は昇圧コンバータに属する。従って、アクティブ平滑フ
ィルタの出力電圧は、商用入力電圧を直流した電圧より
も高い電圧となる。

【００４４】アクティブ平滑フィルタ制御部８４から
は、スイッチング回路８３を駆動する為のパルス波形が
出力され、このパルス波形に応じてスイッチング回路８
３中のスイッチ素子（パワーＭＯＳＦＥＴ）がＯＮ／Ｏ
ＦＦ動作を繰返す。

【００４５】まず、このスイッチ素子がＯＮした時に
は、ダイオードブリッジＤＢ、ブーストインダクタＬ、
スイッチング電流検出回路８２、スイッチング回路８３
中のスイッチ素子（パワーＭＯＳＦＥＴ）の経路で電流
が流れ、この電流により、ブーストインダクタＬにはエ
ネルギが蓄積される。この時、整流ダイオード８５のア
ノード端子の電位は基準電位ＧＮＤとなる為、整流ダイ
オード８５は導通状態にはならず、負荷側に対してエネ
ルギの伝達は成されない。

【００４６】そして、スイッチング回路８３中のスイッ
チ素子（パワーＭＯＳＦＥＴ）が、ＯＦＦ状態となった
時、ブーストインダクタＬには逆起電圧が発生し、整流
ダイオード８５が導通状態となる。この時、スイッチ素
子がＯＮしていた期間にブーストインダクタＬに蓄積さ
れたエネルギが、整流ダイオード８５を介して全て負荷
側に供給される事になる。このブーストインダクタＬか
ら流れる電流波形を図１５（Ａ）に示す。

【００４７】スイッチング回路８３の動作パルス波形の
制御は、図１４に示すように決定される。出力電圧を所
定の分圧比で分圧し、誤差増幅器９４の入力端子に入力
し、誤差増幅器９４の他の入力端子に基準電圧を入力
し、その誤差を増幅するところまでは、前記した第２の
従来例中のスイッチング方式の電源回路のＰＷＭ方式と
同じであるが、アクティブ平滑フィルタ方式の場合は、
その誤差増幅器９４の後段に乗算器９５が設けられてい
る事が大きな特徴である。

【００４８】この乗算器９５の一方の入力端子には、前
記した誤差増幅器９４の出力信号（直流レベル）が入力
され、もう一方の入力端子には、商用電源を整流した後
に得られる脈流状の電圧波形を電流信号として入力して
いる。従って、乗算器出力信号は、出力電圧に応じた直
流的な信号と、入力電圧波形に応じた信号を掛け合わせ
た脈流状の信号が出力される事になる。

【００４９】上記の乗算器９５から出力された脈流状の
信号は、ＰＷＭコンパレータ９７の入力端子に入力さ
れ、ＰＷＭコンパレータ９７の他の入力端子に入力され
たスイッチ素子に流れる電流と、基準電流レベルとを比
較する事により、所定のパルス幅を有するパルス波形が
生成される。そして、ここで決定されたパルス波形によ
って、スイッチング回路８３が駆動される事になる。

【００５０】この様に、アクティブ平滑フィルタ制御部
８４では、アクティブ平滑フィルタ出力電圧と、入力電
圧波形の２つのパラメータに則って制御される為、出力
電圧の定電圧制御と、入力電流の正弦波化制御（力率改
善制御）の２通りの制御を同時に行っている事になる。
これにより、以下に示す様な効果が得られる。

【００５１】（１）力率改善制御により入力電流波形が
電圧と同様、正弦波化となり（図１５中のブーストイン
ダクタに流れる電流波形が入力電流波形となる）、力率
が改善され、電源回路に於ける電力変換効率が上昇する
と同時に、入力電流の高調波成分含有量が著しく低下
し、高調波電流による障害を防ぐ事が可能となる。

【００５２】（２）アクティブ平滑フィルタ自体、定電
圧制御を行っている為、後段に接続されるＤＣ−ＤＣコ
ンバータに入力される電圧が一定となり、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの設計が容易になる。

【００５３】（３）整流された脈流電圧信号（厳密に言
えば、脈流電圧を電流信号に変換した信号）に則ってス
イッチング回路駆動パルス波形を決定している為、入力
電圧仕様をワールドワイド（例えば９０〜２６４Ｖ）自
動切換えとする事が可能となる。

【００５４】（４）但し、ワールドワイド入力対応とす
ると、回路構成が昇圧型コンバータであり、入力電圧よ
りも出力電圧仕様を高くしなければならない事から、ア
クティブ平滑フィルタの出力電圧仕様は４００Ｖｄｃ程
度となる。

【００５５】従って、主電源スイッチを投入した直後に
このアクティブ平滑フィルタを起動させると、瞬間的に
図１２の平滑コンデンサ（整流ダイオード８５後段に設
けられた平滑用のコンデンサ）８６を０から４００Ｖま
で充電しなければならず、その時に流れるラッシュ電流
は極めて高くなる。そのため、商用電源電圧の低下や歪
み発生を起こし、電源系統の遮断を引き起こす事があ
る。

【００５６】その為、従来、アクティブ平滑フィルタを
盛り込んだ回路では、主電源スイッチが投入されて、上
記した平滑コンデンサ８６が所定のレベル（このレベル
は商用入力電圧レベルに依存する。例えば１００Ｖ入力
の場合は、主電源スイッチ投入時の平滑コンデンサの充
電電圧は約１４０Ｖｄｃ程度となる）まで充電された後
にアクティブ平滑フィルタを起動する様に、タイムシー
ケンスにより制御されているが（例えば図１６参照）、
電気メス装置に搭載する場合、アクティブ平滑フィルタ
は高周波出力を行う時のみ動作していれば良く、待機時
に動作させる必要はない。

【００５７】更に言えば、待機時に置いて、アクティブ
平滑フィルタを動作させる事は、電気メス装置の待機時
中に於ける消費電力を増やすだけであり、これは全く無
効電力となる為、省エネルギの観点からいっても、不要
である。

【００５８】以上述べた内容を簡単に整理すると、従来
技術では以下に示すような問題が有った。 （１）近年の電子機器は軽薄短小化傾向が進んでおり、
医療機器に関しても同様の要望が高い。特に電気メス装
置の様に高電力を扱う機器では、装置全体で電源回路が
占める割合が高いが、第１の従来例に示した様なシリー
ズ方式の電源回路では、低周波用絶縁トランスが必要で
ある事、及び制御トランジスタの損失が高い為、放熱ス
ペースが必要と言う観点から小型化、軽量化には向いて
いなかった。

【００５９】（２）近年の電子機器の小型化、軽量化、
並びに高効率化のニーズ高揚に伴い、最近では（１）に
示した様なシリーズ方式の電源回路方式から、スイッチ
ング方式の電源（第２の従来例）に置き換わりつつあ
る。しかしながら、高電力をスイッチングすると言う動
作形態から、スイッチ動作がＯＮからＯＦＦ、及びその
逆の動作遷移時に於ける不要輻射ノイズレベルが高く、
自他装置を問わず、ノイズ干渉による誤動作が懸念され
ていた。

【００６０】また、この電源回路からの出力電力は高周
波電力を生成する上で必要であるが、高周波電力を出力
する必要がない期間、即ち待機時に於いては動作させる
必要はない（無駄な消費電力が増大すると同時に、処置
を行うのではなく、観察している最中に、他の観測装置
へのノイズ干渉による画像劣化を引き起こす）。

【００６１】（３）また、上記した電源回路方式（シリ
ーズ方式、及びスイッチング方式）に依らず、従来の電
源回路の入力部はダイオードブリッジと平滑用コンデン
サから成る整流平滑コンデンサを採用していたが、この
回路方式では、入力電流波形がパルス状となる為、入力
電流波形に高調波成分を含有する事になり、各種高調波
電流障害を引き起こすと同時に、電源回路の力率が低下
し、全体的な電力変換効率を低下させてしまうと言う問
題がある。

【００６２】（４）上記（３）に示した問題点を解決す
る為に、近年ではアクティブ平滑フィルタ回路が注目さ
れているが、電気メス装置でこの回路方式を使用する場
合、アクティブ平滑フィルタを動作させるのは、術者が
高周波出力を行う時だけで充分である。

【００６３】従って、従来のようにアクティブ平滑フィ
ルタの起動を主電源スイッチを投入してから、所定時間
後に行っていたのでは、起動時の突入電流を抑制させる
事は出来ても、待機時に於ける無効消費電力が増大する
などの問題が有った。

【００６４】本発明は、上述した点に鑑みてなされたも
ので、 （１）無効電力を低減し、装置全体の効率を上げ、省エ
ネ化を目論むことができる高周波焼灼装置を提供するこ
とを目的とする。

【００６５】（２）装置のダウンサイジングを図ると同
時に、不要輻射ノイズを低減し、他の医療機器や、高周
波焼灼装置本体に対するノイズ干渉を抑制することがで
きる高周波焼灼装置を提供することを目的とする。

【００６６】（３）高周波焼灼装置内に配置されている
種々のセンサ信号に対するノイズ干渉を低減し、装置の
誤制御、誤動作を抑制することができる高周波焼灼装置
を提供することを目的とする。

【００６７】

【課題を解決するための手段】高周波電流を組織に供給
する事により組織を切除、或いは／及び凝固するための
高周波電力生成部と、高周波電力を生成させる為の直流
電源生成部とを備えた高周波焼灼装置に於いて、高周波
電力生成部に対して、設定値に応じた直流電力を供給す
る為の、第１の調整された出力電圧を生成する第１の制
御電源手段と、前記第１の制御電源手段の前段に設けら
れており、前記第１の制御電源手段に供給する電源電圧
を昇圧し、所定の電圧にして出力する調整して出力する
第２の制御電源手段と、から成り、前記第１の制御電源
手段は、高周波電力の出力を制御する為の出力スイッチ
が操作された時点で起動するようになっており、前記第
２の制御電源手段は主電源スイッチが投入された後に、
ユーザの設定スイッチの操作状態に応じて起動するよう
に制御した事により、この第１の制御電源手段は、ユー
ザが出力スイッチを操作しない限り動作しない為、スイ
ッチング電源のように動作時に高レベルのノイズを発す
る回路を搭載しても、実際に高周波出力を行なう時のみ
動作する為、それ以外の待機状態においては動作しな
い。故に、不要輻射ノイズが発せられる事もなく、他の
医療機器に対するノイズ干渉を防止する事が可能となる
と同時に、高周波電力を発生させる必要のない時には動
作しない為、無駄な電力消費を削減できる様になる。

【００６８】更に、第１の制御電源手段に供給する為の
第２の制御電源手段の起動を、主電源スイッチを投入し
た後に、ユーザが更にフロントパネル上等に設けた設定
スイッチを押す事で起動させる構成としている為、やは
り、上記した通り、無駄な電力を削減できると同時に、
第２の制御電源手段起動時に於けるラッシュ電流を分散
させる事が可能となり、瞬間的な入力電源電圧の低下な
どを抑制する事が可能となる。

【００６９】また、高周波電流を組織に供給する事で組
織切除、或いは／及び凝固するための高周波電力を生成
する高周波電力生成部を備えた高周波焼灼装置におい
て、高周波焼灼装置の出力状況、或いは／及び異常状態
を監視する為の各種センサ、上記各種センサにより得ら
れた信号を、直流信号に変換する為の第１の信号変換回
路と、上記第１の信号変換回路により変換された信号
を、特定の周期でサンプリング及びホールドする為のサ
ンプル／ホールド回路と、上記サンプルホールド回路に
よりホールドされた信号をデジタル信号に変換する為の
第２の信号変換回路と、から成り、上記サンプル／ホー
ルド回路は、高周波電力生成部から高周波電力を出力さ
せる出力期間と出力を休止させる休止期間とを周期的に
持つように駆動する駆動信号に基づいて前記休止期間に
サンプリングをし、前記出力期間にはホールドするサン
プル／ホールド駆動信号により駆動されるように信号処
理を行うようにすることにより、各種センサ信号を高周
波電力が出力されていない休止期間にサンプリングを行
い、出力期間にホールドして、デジタル信号に変換して
制御部などに取り込むことにより、そのデジタル信号に
は高周波電力の出力期間におけるノイズが重畳しにくく
なり、高周波焼灼装置等の装置の誤動作を防止すること
ができるようにしている。

【００７０】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を説明する。 （第１の実施の形態）図１ないし図７は本発明の第１の
実施の形態に係り、図１は第１の実施の形態の高周波焼
灼装置を使用例で示し、図２は高周波焼灼装置の全体構
成を示し、図３は前置電源回路と可変電源回路の構成を
示し、図４は高周波電力を生成するパワーアンプ及び電
流検出部の構成を示し、図５は信号処理部としての電流
検出回路の構成を示し、図６は図５の動作説明図を示
し、図７は本実施の形態におけるパワーアンプの出力波
形を従来例との比較で示す。

【００７１】図１に示すように高周波電流により切除、
凝固等の処置を行う高周波焼灼装置１は、電源コード２
のプラグ２ａを商用電源のコンセントに接続し、（主）
電源スイッチ３をＯＮすることにより、商用電源が供給
されるようになっている。

【００７２】この高周波焼灼装置１には、高周波電流の
ＯＮ／ＯＦＦを行う例えばフットスイッチで構成された
出力スイッチ４が接続されており、術者はこのフットス
イッチを踏む操作により高周波電流のＯＮ／ＯＦＦを行
う。

【００７３】また、この高周波焼灼装置１の前面には、
例えば電源スイッチ３に隣接して生体組織５のポリープ
等の処置部位６に対して高周波電流を流すための処置具
電極７が先端に接続されたアクティブコード８の基端が
接続されるアクティブコード端子９Ａと、生体組織５に
広い面積で接触する対極板１０に接続された対極板接続
端子９Ｂ、９Ｃと、処置具電極７が内視鏡１１のチャン
ネルを通して使用される場合に該内視鏡１１の金属部に
接続される内視鏡接続端子９Ｄとが設けてあると共に、
出力スイッチ４に接続された接続コードが接続される出
力スイッチ接続端子９Ｅとが設けてある。

【００７４】また、この高周波焼灼装置１の前面には、
操作パネル１２が設けてあり、この操作パネル１２を操
作して、切除或いは凝固等の処置に応じて処置部位６に
対する処置に応じて高周波駆動波形を設定したり、出力
値等を設定することができるようにしている。図２は高
周波焼灼装置１の内部構成を示す。

【００７５】電源コード２により供給される商用電源は
直流電源回路部１４を構成する前置電源回路１５に入力
され、この前置電源回路１５により力率改善を行った直
流電力を生成した後、操作パネル１２での設定値に応じ
た直流電力を生成する可変電源回路１６に入力される。

【００７６】前置電源回路１５及び可変電源回路１６は
これを制御する制御回路１７と接続されている。また、
この制御回路１７は出力スイッチ４とスイッチ検知を行
うスイッチ検知回路１８を介して接続されると共に、操
作パネル１２とも接続されている。

【００７７】そして、制御回路１７は操作パネル１２に
より設定したモードに応じて前置電源回路１５を制御す
る第１の起動信号Ｓ１を出力し、可変電源回路１６に所
定の基準電圧信号を送出する。また、出力スイッチ検知
回路１８は出力スイッチ４のＯＮ操作を検知した場合の
第２の起動信号Ｓ２を可変電源回路１６に印加して、可
変電源回路１６を動作状態に設定したり、出力スイッチ
４のＯＦＦ操作を検知して可変電源回路１６を待機状態
に設定したりする制御を行う。

【００７８】可変電源回路１６の電源は高周波電力を生
成するパワーアンプ（高周波電力生成部）２１の電源端
に印加され、その電源の元で波形成形回路１９の出力波
形の信号をパワーアンプ２１で増幅することにより高周
波電力に変換して、出力トランス２２の１次巻線に印加
する。

【００７９】そして、トランス２２の２次巻線から高周
波電流を検出する電流検出回路２３ａ、２３ｂを経た
後、さらにカップリング用コンデンサ部２４のコンデン
サ２４ａ及び２４ｂ、２４ｃを経てアクティブコード端
子９Ａ及び対極板接続端子９Ｂ、９Ｃから出力される。
また、内視鏡接続端子９Ｄもコンデンサ２４ｄを介して
電流検出回路２３ｃと接続されている。

【００８０】これら３つの電流検出回路２３ａ〜２３ｃ
の検出出力は信号変換回路（より具体的にはＡＣ／ＤＣ
変換回路）２５に入力され、直流信号に変換された後、
信号比較回路２６により高周波の漏れ等が無いか比較さ
れ、その比較結果は制御回路１７に入力される。

【００８１】また、信号変換回路（ＡＣ／ＤＣ変換回
路）２５の出力信号はさらに信号変換回路（より具体的
にはＡ／Ｄ変換回路）２７に入力され、デジタルの信号
に変換された後、制御回路１７に入力され、これらの入
力信号をもとに制御回路１７は可変電源回路１６及び波
形成形回路１９を制御する。

【００８２】また、電流検出回路２３ｂ及び２３ｃとカ
ップリングコンデンサ部２４と各接続部も電流検出回路
２３ｄに接続され、電流を検出した出力信号は接続／断
線検知回路２８に入力され、電流検出回路２３ｄの出力
信号により、分割された２枚の対極板を用いた場合も含
めてその断線の有無（つまり、接続状態或いは断線状
態）を検知し、その検知結果を制御回路１７に出力す
る。

【００８３】制御回路１７は接続／断線検知回路２８の
検知結果に応じて波形生成回路１９及び可変電源回路１
６の出力を制御する。

【００８４】また、電流検出回路２３ｂとカップリング
コンデンサ部２４との接続部はインピーダンス検知回路
２９と接続され、分割された２枚の対極板の場合のイン
ピーダンスの検出によりそれらが生体に接触しているか
否かを検出し、その検出信号は信号変換回路（ＡＣ／Ｄ
Ｃ変換回路）３１に入力され、直流信号に変換された
後、その出力信号はさらに信号変換回路（Ａ／Ｄ変換回
路）３２に入力され、デジタルの信号に変換された後、
制御回路１７に入力され、インピーダンス検知回路２９
の検出信号をもとに制御回路１７は前置電源回路１５及
び波形成形回路１９の動作を制御する。

【００８５】図３は直流電源回路部１４、つまり前置電
源回路１５と可変電源回路１６の構成を示す。

【００８６】商用の交流電源３３から交流電力はダイオ
ードブリッジ３４を経て全波整流された後、その陽極側
端子はブーストインダクタ３５を経て、整流用のダイオ
ード３６のアノードに印加されると共に、スイッチング
素子としてのＭＯＳＦＥＴ３７のドレインに印加され
る。

【００８７】ダイオード３６のカソードには平滑用コン
デンサ３８の一端が接続され、その他端はダイオードブ
リッジ３４の負極側端子に接続され、このコンデンサ３
８の両端が前置電源回路１５の出力端となっている。

【００８８】また、ＭＯＳＦＥＴ３７のドレインは抵抗
３９を介してダイオードブリッジ３４の負極側端子に接
続され、またそのゲートはゲート制御部４０の出力端に
接続されている。

【００８９】このゲート制御部４０はダイオードブリッ
ジ３４の陽極側端子とダイオード３６のカソードの電圧
が入力され、また制御回路１７から操作パネル１２の操
作による第１の起動信号Ｓ１が制御回路１７を介して入
力されるようにしている。

【００９０】つまり、電源スイッチが単にＯＮされた状
態では制御回路１７はゲート制御部４０に第１の起動信
号Ｓ１をＭＯＳＦＥＴ３７に出力しない状態で、このＭ
ＯＳＦＥＴ３７は常時ＯＦＦであり、ユーザにより操作
パネル１２が操作されると、その操作パネル１２の操作
信号を検出すると、制御回路１７はゲート制御部４０を
起動する第１の起動信号Ｓ１を出力し、ゲート制御部４
０この第１の起動信号Ｓ１を受けてスイッチング信号を
ＭＯＳＦＥＴ３７に出力する。

【００９１】そして、単に電源スイッチのＯＮにより、
ダイオードブリッジ３４で商用電源を整流した脈流でコ
ンデンサ３８を急速に充電した状態において、さらにユ
ーザにより操作パネル１２が操作されると、ゲート制御
部４０は動作状態となり、ＭＯＳＦＥＴ３７を商用電源
の周波数よりもはるかに周波数が高い周波数（数１０ｋ
Ｈｚ〜数１００ｋＨｚ）で高速にスイッチング動作させ
ることにより、脈流の直流電源の状態でのスイッチング
動作により、ＭＯＳＦＥＴ３７をＯＮ時にチョークコイ
ル３５にエネルギを蓄積し、ＯＦＦ時にそのエネルギを
放出させてダイオード３６を介してコンデンサ３８側に
出力させるようにして、単なるコンデンサインプット型
の電源回路の場合よりも、負荷側へ供給できる電力を大
きくしている。

【００９２】つまり、脈流波を直接スイッチングした
後、整流して平滑化するため、入力電流を正弦波状にす
ることが可能となり、従来例で説明したコンデンサイン
プット型の電源回路の場合の流通角が小さいパルス状の
入力電流の場合の力率が低い状態を改善できる力率改善
回路として機能する。また、流通角が小さいパルス状の
入力電流の場合の高調波成分が多く含まれることを低減
化することができるようにしている。

【００９３】また、電源スイッチのＯＮの時にコンデン
サ３８を急速に充電するラッシュ電流と、操作パネル１
２をＯＮした場合にコンデンサ３８を急速に充電するラ
ッシュ電流との２回に分けてコンデンサ３８を充電する
構成にすることにより、１回で充電する場合よりもラッ
シュ電流を小さくして、このラッシュ電流時における放
射ノイズを低減化できるようにしている。

【００９４】ＤＣ−ＤＣコンバータとして機能する可変
電源回路１６は、前置電源回路１５の出力端に接続され
たその入力端にはトランス４１の１次巻線を介してスイ
ッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ４２のドレイン−ソ
ースが接続され、このトランス４１の２次巻線のの一端
にはダイオード４３のアノードが接続され、また２次巻
線の他端はダイオード４４を介して前記ダイオード４３
のカソードに接続され、両カソードはチョークコイル４
５を介してコンデンサ４６の一端に接続され、このコン
デンサ４６の他端は２次巻線の他端に接続され、コンデ
ンサ４６の両端が可変電源回路１６の直流出力端となっ
ている。

【００９５】また、ＭＯＳＦＥＴ４２のゲートは、この
ＭＯＳＦＥＴ４２をそのゲートに印加する第２の起動信
号Ｓ２でＭＯＳＦＥＴ４２をスイッチング動作させるこ
とにより、ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作をさせるゲ
ート制御部４７の出力端に接続され、このゲート制御部
４７には可変電源回路１６の陽極側出力端の電圧が入力
されると共に、出力スイッチ検知回路１８からの第２の
起動信号Ｓ２が入力されるようになっている。

【００９６】そして、出力スイッチ４がＯＮされた時
間、出力スイッチ検知回路１８は第２の起動信号Ｓ２を
ゲート制御部４７に出力し、このゲート制御部４７は第
２の起動信号Ｓ２が出力されている時間、ＭＯＳＦＥＴ
４２のゲートにスイッチング信号を印加して、このＭＯ
ＳＦＥＴ４２のドレイン−ソース間をＯＮ／ＯＦＦし、
前置電源回路１５の出力端からの直流電力を可変電源回
路１６でＤＣ／ＤＣ変換して、出力端から負荷側に供給
する。

【００９７】図４は高周波電力を生成するパワーアンプ
２１及び出力電流検出部の構成を示す。可変電源回路１
６の電力は出力トランス２２のセンタタップに印加さ
れ、その両端には逆方向ダイオードＤ１とスイッチング
回路５２の出力端がそれぞれ接続されている。

【００９８】また、波形生成回路１９の出力信号Ｓ３は
パワーアンプ２１のプリアンプ５３を経てスイッチング
回路５２に入力される。このプリアンプ５３は波形生成
回路１９からの出力信号Ｓ３が抵抗Ｒ１を介して相補的
接続で、それぞれコレクタが電源端とグランドに接続さ
れたトランジスタＱ１及びＱ２のベースに印加され、増
幅されてスイッチング回路５２に入力される。

【００９９】スイッチング回路５２に入力された信号は
抵抗Ｒ２を経てＭＯＳＦＥＴＴ３のゲートに印加され、
このゲートは抵抗Ｒ３を介して接地され、ドレインは出
力トランス２２に接続され、ソースは接地されている。
また、ドレイン−ソース間は抵抗Ｒ４及びコンデンサＣ
１と、逆方向ダイオードＤ２とが並列に接続されてい
る。

【０１００】また、波形生成回路１９の出力信号Ｓ３は
位相反転回路５４により位相反転された信号に変換され
た後、この信号はドライバ５５を介して電流検出信号変
換回路５６にサンプル／ホールド駆動信号Ｓ４として入
力される。このドライバ５５はプリアンプ５３と同様に
抵抗Ｒ５と相補的接続のトランジスタＱ４及びＱ５で構
成されている。

【０１０１】この電流検出信号変換回路５６には出力ト
ランス２２の２次側に配置され、高周波電流を検出する
電流センサ５７ａ、５７ｂ、５７ｃの出力信号が入力さ
れる。また、この電流検出信号変換回路５６は図５に示
すような構成である。なお、図４の電流検出信号変換回
路５６は図３の３つの同じ構成の電流検出回路２３ａ〜
２３ｃをまとめて示し、図５ではその１つの電流検出回
路を示している。

【０１０２】電流センサの検出信号は整流回路６１に入
力され、整流して平滑回路６２に出力する。つまり、電
流センサの検出信号は抵抗Ｒ６を介して演算増幅器（オ
ペアンプと略記）Ａ１の反転入力端に印加され、非反転
入力端は抵抗Ｒ７を介して接地されている。また、反転
入力端は逆方向ダイオードＤ３を介してその出力端に接
続され、この出力端は逆方向ダイオードＤ４を介して整
流回路６１の出力端に接続され、また、この出力端は抵
抗Ｒ８を介してオペアンプＡ１の反転入力端に接続され
ている。

【０１０３】整流回路６１の出力信号は平滑回路６２を
構成する抵抗Ｒ９を経てオペアンプＡ２の反転入力端に
印加され、このオペアンプＡ２の非反転入力端は抵抗Ｒ
１０を介して接地されている。また、オペアンプＡ２の
反転入力端は並列接続の抵抗Ｒ１１及びコンデンサＣ２
を介してその出力端に接続されている。この出力端は平
滑回路６２の出力端となり、この平滑回路６２で平滑さ
れた出力信号は、サンプル／ホールド回路６３を構成す
る抵抗Ｒ１２を介してオペアンプＡ３の非反転入力端に
印加され、このオペアンプＡ３の反転入力端は抵抗Ｒ１
３を介して接地されると共に、抵抗Ｒ１４を介して次段
のオペアンプＡ４の反転入力端に接続されている。

【０１０４】また、オペアンプＡ３の出力端は次段のオ
ペアンプＡ４の非反転入力端に接続されると共に、ＭＯ
ＳＦＥＴＱ６のドレインと接続され、そのソースはホー
ルド用コンデンサＣ３を介して接地され、そのゲートに
は図４に示すドライバ５５からのサンプル／ホールド駆
動信号Ｓ４が印加される。なお、図５では点線でサンプ
ル／ホールド駆動信号発生回路６５で示し、このサンプ
ル／ホールド駆動信号発生回路６５はサンプル／ホール
ド駆動信号Ｓ４をＭＯＳＦＥＴＱ６のゲートに印加す
る。

【０１０５】このサンプル／ホールド回路６３の出力信
号はフィルタ６４を通り、さらに信号変換回路（Ａ／Ｄ
変換回路）３２を経て制御回路１７に入力され、この制
御回路１７は信号変換回路３２の出力に応じて、つまり
正常に高周波電流が流れている状態か漏電等の異常な状
態であるかに応じて波形成形回路１９及び直流電源回路
部１４の出力の継続／遮断制御を行い、安全性を確保す
る。

【０１０６】本実施の形態における図４及び図５の構成
による電流検出の信号処理部では、図６（Ａ）に示すよ
うに波形生成回路１９の出力信号Ｓ３は期間ＴａでＨｉ
ｇｈ、期間ＴｂでＬｏｗとなる周期Ｔａ＋Ｔｂの矩形波
状の波形であり、この信号Ｓ３によって駆動されるパワ
ーアンプ２１、つまり高周波出力の出力波形は図６
（Ｂ）に示すように期間Ｔａでパルス形状となり、期間
Ｔｂで休止期間を持つ出力電圧（出力電流）の波形とな
る。

【０１０７】そして、電流を検出する電流検出の信号処
理部では電流センサ５７ａ〜５７ｃの検出信号を図６
（Ｃ）に示すように、高周波出力が停止している期間Ｔ
ｂにサンプリングして、高周波出力期間Ｔａではホール
ドするようにして、高周波出力期間Ｔａにおけるノイズ
の発生の影響を殆ど受けることなく、電流検出の信号を
制御回路１７に送ることができるようにしている。

【０１０８】本実施の形態の高周波焼灼装置１では図２
或いは図３に示すように直流電源回路部１４を高周波電
力生成部に対し、設定値に応じた直流電力を供給する第
１の制御電源手段としての可変電源回路１６と、この可
変電源回路１６の前段に設けられ、出力電圧を昇圧して
この可変電源回路１６に供給する第２の制御電源手段と
しての前置電源回路１５との２段構成にしてる。また、
操作パネル１２の設定により、制御回路１７を介して前
置電源回路１５を起動し、出力スイッチ４のＯＮ操作に
より可変電源回路１６を起動させるようにしていること
が特徴となっている。

【０１０９】次に本実施の形態の作用を説明する。ユー
ザは図１に示すように設定した状態で、電源スイッチ３
をＯＮ（投入）すると、まず図２中のコンデンサ３８が
入力電源電圧レベルに応じて所定の電圧まで充電され
る。

【０１１０】そして、その後、ユーザが操作パネル１２
中のスイッチを操作する事により、第２の制御電源手段
としての前置電源回路１５が動作を開始し、図２中のコ
ンデンサ３８を更に高い電圧、つまり第１の制御電源手
段としての可変電源回路１６側で必要とする所定の電圧
まで充電させる。

【０１１１】この様に、電源スイッチ３を投入時と、第
２制御電源手段起動時とに、コンデンサ３８を充電させ
る為に必要な突入電流を段階的に流すようにした為、瞬
間的な突入電流レベルを低下させる事が可能となり、商
用電源電圧の瞬間的な低下や、商用電源電圧歪を抑制出
来る。

【０１１２】更に、ユーザが操作パネル１２を押さない
限り、第２の制御電源手段は動作しない為、高周波焼灼
装置１の待機中に於ける無効電力を低減させる事が可能
となる。

【０１１３】更に、第１制御電源手段は、ユーザが高周
波出力電力のＯＮ／ＯＦＦを制御する出力スイッチ４を
操作した時のみに動作する為、操作待機中に於ける無効
電力の消費を抑制でき、且つ操作待機中に於ける第１制
御電源手段からの不要輻射ノイズは発生せず、他の内視
鏡システムに対して干渉を及ぼす事がない。

【０１１４】上記操作パネル１２により設定した出力モ
ード、及び出力設定値に応じて、制御回路１７から波形
生成回路１９、及び可変直流電源回路１６に対して波形
選択信号、及び所定の基準電圧信号をそれぞれ送出し、
図４に示すようにプリアンプ５３、スイッチング回路５
２、及び出力トランス２２の一次巻線から成る高周波電
力生成部に所定の駆動波形、及び直流電力を供給する。
この高周波電力生成部により変換された高周波電力は、
出力トランス２２により、絶縁及び昇圧された後、高周
波焼灼装置１の出力端子側に供給される。

【０１１５】一方、波形生成回路１９から出力された波
形は、位相反転器５４及びドライバ５５を通して、電流
検出信号変換回路５６中の図５に示すサンプル／ホール
ド回路６３に供給され、サンプル／ホールド回路６３を
駆動する。

【０１１６】電流検出信号変換回路５６では整流回路６
１、及び平滑回路６２で直流信号に変換された出力電流
検出信号は、高周波電力が出力されている期間（図６中
のＴａの期間）にはサンプル／ホールド回路６３が駆動
されていない期間になる為、検出信号はサンプルリング
されない。

【０１１７】次に、高周波電力が出力されない期間（図
６中のＴｂの期間）にはサンプル／ホールド回路６３が
駆動される為、この時に出力電流検出信号をサンプリン
グ、ホールドしてデジタル信号に変換した後に制御回路
１７へ伝送する。

【０１１８】これにより、最もノイズが検出信号に重畳
しやすい高周波電力出力中には検出信号が取り込まれる
事はなく、高周波電力が出力されていない期間、即ち、
ノイズが発生していない期間に検出信号を取り込めるよ
うになる為、検出信号にノイズが重畳する事がなく、結
果的に誤動作や誤制御を防止する事が可能となる。

【０１１９】このように、電気メス装置内部に配置され
ている種々のセンサー信号を、高周波電力が出力されて
いない期間にサンプリング、ホールドして、デジタル信
号に変換して制御部へ取り込む為、制御部に取り込まれ
た信号にはノイズが重畳しにくくなり、装置の誤作動を
防止する事が可能となる。

【０１２０】また、高周波電力生成部に供給する第１の
制御電源手段の前段に、別の第２の制御電源手段を設
け、この第２の電源手段により、第１の制御電源手段に
供給する電圧を安定化すると同時に、電源の力率を改善
させる事が可能な為、入力電流波形を電圧と相似形であ
る正弦波状にする事が可能となり、結果的に、高調波電
流障害の対応、消費電力の低減、並びに商用電源電圧の
瞬間的な低下（入力電圧歪）を抑制する事が可能とな
る。

【０１２１】また、本実施の形態では図６（Ｂ）或いは
図７（Ａ）に示すようにパルス状の出力波形であり、こ
れに対し従来例は図７（Ｂ）に示すように正負の値を持
つ正弦波状の出力波形であった。

【０１２２】従来例では正弦波状の出力波形であり、常
に高周波電力を組織に対して供給することになる。これ
により組織侵襲度が高くなり、電極の操作方法次第では
周辺組織を充分に凝固できない状態で緊縛力だけで切除
してしまい、出血を引き起こす可能性が大きい。

【０１２３】これに対し、本実施の形態ではパルス状の
出力波形であり、高周波電力の休止期間が存在する。こ
の為、止血作用が強くなる為、周辺組織を充分に凝固す
る事が可能。また、パルス状波形とする事で、出力波形
のクレストファクタが高くなり、結果的に同じ電力を出
力した際に於ける出力電圧のピーク値が正弦波形よりも
高くなり、出力端部に於けるアーク放電を安定して維持
できる為、組織切除能力を高める事が可能となる。

【０１２４】本実施の形態は以下の効果を有する。 （１）高周波電力を生成する為に必要な直流電源を２段
構成とし、前置電源手段を設ける事で電源回路の力率を
改善でき、省エネ化を目論むと同時に高調波電流規制へ
の対応、及び入力電源電圧の歪を抑制する事が可能とな
る。 （２）高周波電力を生成する為に必要な直流電源をスイ
ッチング電源化する事が可能な為、装置の小型軽量化が
図れ、尚且つ、上記電源回路は必要な時（高周波電力を
実際に出力する時）にしか動作しない為、装置待機時に
おける不要輻射ノイズを抑制し、他の医療機器へのノイ
ズ干渉を防止できる。

【０１２５】（３）２段構成とした各制御電源手段は、
それぞれ、ユーザが必要時に起動させる事が可能な為、
装置待機中に於ける無効電力を抑制できる。また、前置
電源手段への突入電流を分散化させる事で、瞬間的なラ
ッシュ電流レベルを抑える事が可能となり、商用電源電
圧の瞬間的な低下を抑制できる。

【０１２６】（４）装置内部のセンサ信号は、高周波電
力が出力されていない期間にサンプル／ホールドされる
為、最終的に制御回路に取り込まれるセンサ信号にはノ
イズが重畳しにくく、誤動作を防止できる。

【０１２７】（第２の実施の形態）次に本発明の第２の
実施の形態を図８を参照して説明する。図８は第２の実
施の形態における高周波電力生成部の構成を示す。第１
の実施の形態における信号処理部は図４に示す構成であ
り、波形成形回路１９の出力信号Ｓ３を位相反転回路５
４で位相反転して、ドライバ５５を経てサンプル／ホー
ルド信号Ｓ４を電流検出信号変換回路５６に印加するよ
うにしていたが、本実施の形態では、例えば出力信号Ｓ
３をモノステーブルマルチバイブレータ（以下、モノマ
ルチと略記）５９に入力して、この出力信号Ｓ３の立ち
上がりエッジでモノマルチ５９をトリガして、図６のＴ
ａに期間より長く、かつＴａ＋Ｔｂより短いパルス幅の
パルスを出力させ、それを位相反転回路５４で反転させ
た信号をドライバ５５を経てサンプル／ホールド信号Ｓ
４′として電流検出信号変換回路５６に印加するように
している。なお、モノマルチ５９による出力パルスの幅
は外付けするコンデンサと抵抗の時定数の設定で上記の
ようなパルス幅に設定できる。その他は第１の実施の形
態と同様の構成であり、その説明を省略する。

【０１２８】つまり、本実施の形態では、高周波電力の
出力が休止する期間Ｔｂ内で、その期間Ｔｂより短い期
間Ｔｃに電流センサの出力信号をサンプリングし、それ
を期間Ｔａを含む期間（Ｔａ＋Ｔｂ−Ｔｃ）だけ、ホー
ルドするようにしたものである。その他は第１の実施の
形態と同様である。換言すると、休止する期間Ｔｂ内で
サンプリングし、少なくとも高周波電力が出力される期
間（実際にはこの期間以上）、サンプリングした信号を
ホールドするようにしている。

【０１２９】図８の構成にすると、高周波電流がパルス
状に流れる出力期間（図６のＴａの期間）の境界付近
で、高周波電力が出力される際の電流と電圧との位相ず
れが存在しても、その場合のノイズを受ける影響を少な
く電流検出の動作を行うことができる。

【０１３０】［付記］ １．高周波電流を組織に供給する事により組織を切除、
或いは／及び凝固するための高周波電力生成部と、高周
波電力を生成させる為の直流電源生成部とを備えた高周
波焼灼装置に於いて、高周波電力生成部に対して、設定
値に応じた直流電力を供給する為の、第１の調整された
出力電圧を（スイッチング手段を用いて）生成する第１
の制御電源手段と、前記第１の制御電源手段の前段に設
けられており、前記第１の制御電源手段に供給する電源
電圧を（スイッチング手段を用いて）昇圧し、所定の電
圧にして出力する第２の制御電源手段と、から成り、前
記第１の制御電源手段は、高周波電力の出力を制御する
為の出力スイッチが操作された時点で起動するようにな
っており、前記第２の制御電源手段は主電源スイッチが
投入された後に、ユーザの設定スイッチの操作状態に応
じて起動するように制御した事を特徴とする高周波焼灼
装置。

【０１３１】２．高周波電流を組織に供給する事で組織
切除、或いは／及び凝固するための高周波電力生成部を
備えた高周波焼灼装置において、高周波焼灼装置の出力
状況、或いは／及び異常状態を監視する為の各種セン
サ、上記各種センサにより得られた信号を、直流信号に
変換する為の第１の信号変換回路と、上記第１の信号変
換回路により変換された信号を、特定の周期でサンプリ
ング及びホールドする為のサンプル／ホールド回路と、
上記サンプルホールド回路によりホールドされた信号を
デジタル信号に変換する為の第２の信号変換回路と、か
ら成り、上記サンプル／ホールド回路は、高周波電力生
成部から高周波電力を出力させる出力期間と出力を休止
させる休止期間とを周期的に持つように駆動する駆動信
号に基づいて前記休止期間にサンプリングをし、前記出
力期間にはホールドするサンプル／ホールド駆動信号に
より駆動されるように信号処理を行う事を特徴とする高
周波焼灼装置。

【０１３２】３．高周波電流を組織に供給する事によ
り、組織を切除、或いは／及び凝固する高周波焼灼装置
内に設置されて高周波電力を生成させる為の高周波焼灼
装置用直流電源回路に於いて、高周波電力生成部に電力
を供給する為の第１の調整された出力電圧を生成する第
１の制御電源手段と、前記第１の制御電源手段の前段に
設けられており、前記第１の制御電源手段に供給する電
源電圧を調整する為の第２の制御電源手段と、から成
り、上記第２の制御電源手段内では、前記第１の制御電
源手段に供給する電圧を調整するだけでなく、直流電源
回路の力率改善制御を同時に行なっている事を特徴とし
た高周波焼灼装置用直流電源回路。４．高周波電流を組
織に通電して、処置部位を切開、或いは／及び凝固する
高周波焼灼装置に於いて、切開出力時に置いて高周波電
力生成部から出力される電圧波形、或いは／及び電流波
形がパルス状の波形で出力するようにした事を特徴とす
る高周波焼灼装置。

【０１３３】（付記４の背景）ＱＯＬ（Ｑｕｏｌｉｔｙ
ｏｆ Ｌｉｆｅ）の認識が高まりつつある昨今では、
患者に対する処置も低侵襲で、且つ質の高い処置が望ま
れており、この様な要望に対して従来から内視鏡で体内
を観測しながらポリープ切除などの処置が可能な電気メ
ス装置が開発されている。通常、この様に処置部位を切
除するような症例では切開モードが使用され、正弦波形
に近い連続的な高周波電流が供給されるが、この様な波
形の場合、常に連続的に高周波電流が組織に対して供給
される為、組織への侵襲度が高く、尚且つ電極の操作の
仕方によっては周辺組織を充分に凝固できない状態でス
ネアなどの緊縛力だけで切除してしまう事が有った為、
出血を伴ったり、或いは過剰電力の供給により穿刺を引
き起こすなどの弊害が懸念されていた。

【０１３４】（付記４の目的）電極操作によらず、組織
切除モードに於いても確実に周辺組織を凝固でき、短時
間で、安全に処置が可能な電気メス装置を提供する事を
目的とする。これを達成するために付記４の構成にし
た。

【０１３５】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、高
周波電流を組織に供給する事により組織を切除、或いは
／及び凝固するための高周波電力生成部と、高周波電力
を生成させる為の直流電源生成部とを備えた高周波焼灼
装置に於いて、高周波電力生成部に対して、設定値に応
じた直流電力を供給する為の、第１の調整された出力電
圧を生成する第１の制御電源手段と、前記第１の制御電
源手段の前段に設けられており、前記第１の制御電源手
段に供給する電源電圧を昇圧し、所定の電圧にして出力
する調整して出力する第２の制御電源手段と、から成
り、前記第１の制御電源手段は、高周波電力の出力を制
御する為の出力スイッチが操作された時点で起動するよ
うになっており、前記第２の制御電源手段は主電源スイ
ッチが投入された後に、ユーザの設定スイッチの操作状
態に応じて起動するように制御しているので、この第１
の制御電源手段は、ユーザが出力スイッチを操作しない
限り動作しない為、スイッチング電源のように動作時に
高レベルのノイズを発する回路を搭載しても、実際に高
周波出力を行なう時のみ動作する為、それ以外の待機状
態においては動作しない。故に、不要輻射ノイズが発せ
られる事もなく、他の医療機器に対するノイズ干渉を防
止する事が可能となると同時に、高周波電力を発生させ
る必要のない時には動作しない為、無駄な電力消費を削
減できる。

【０１３６】更に、第１の制御電源手段に供給する為の
第２の制御電源手段の起動を、主電源スイッチを投入し
た後に、ユーザが更にフロントパネル上等に設けた設定
スイッチを押す事で起動させる構成としている為、やは
り、上記した通り、無駄な電力を削減できると同時に、
第２の制御電源手段起動時に於けるラッシュ電流を分散
させる事が可能となり、瞬間的な入力電源電圧の低下な
どを抑制する事が可能となる。

【０１３７】また、高周波電流を組織に供給する事で組
織切除、或いは／及び凝固するための高周波電力を生成
する高周波電力生成部を備えた高周波焼灼装置におい
て、高周波焼灼装置の出力状況、或いは／及び異常状態
を監視する為の各種センサ、上記各種センサにより得ら
れた信号を、直流信号に変換する為の第１の信号変換回
路と、上記第１の信号変換回路により変換された信号
を、特定の周期でサンプリング及びホールドする為のサ
ンプル／ホールド回路と、上記サンプルホールド回路に
よりホールドされた信号をデジタル信号に変換する為の
第２の信号変換回路と、から成り、上記サンプル／ホー
ルド回路は、高周波電力生成部から高周波電力を出力さ
せる出力期間と出力を休止させる休止期間とを周期的に
持つように駆動する駆動信号に基づいて前記休止期間に
サンプリングをし、前記出力期間にはホールドするサン
プル／ホールド駆動信号により駆動されるように信号処
理を行うようにしているので、各種センサ信号を高周波
電力が出力されていない休止期間にサンプリングを行
い、出力期間にホールドして、デジタル信号に変換して
制御部などに取り込むことにより、そのデジタル信号に
は高周波電力の出力期間におけるノイズが重畳しにくく
なり、高周波焼灼装置等の装置の誤動作を防止すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態の高周波焼灼装置を
使用例で示す外観図。

【図２】高周波焼灼装置の全体構成を示すブロック図。

【図３】前置電源回路と可変電源回路の構成を示す回路
図。

【図４】高周波電力を生成するパワーアンプ及び電流検
出部の構成を示す回路図。

【図５】信号処理部としての電流検出回路の構成を示す
回路図。

【図６】図５の動作説明図。

【図７】本実施の形態におけるパワーアンプの出力波形
を従来例との比較で示す図。

【図８】第２の実施の形態におけるパワーアンプ及び電
流検出部の構成を示す回路図。

【図９】第１の従来例におけるシリーズ方式の電源回路
を示す図。

【図１０】第２の従来例におけるスイッチング方式の電
源回路を示す図。

【図１１】パルス幅変調方式のゲート制御手段の基本構
成及び動作説明の図。

【図１２】コンデンサインプット型の電源回路の構成及
びその動作説明の図。

【図１３】アクティブ平滑フィルタ方式の電源回路の構
成を示す回路図。

【図１４】アクティブ平滑フィルタ制御部の構成を示す
図。

【図１５】図１３の動作説明の波形図。

【図１６】図１３をタイムシーケンスで動作させた場合
の出力電圧の変化の様子を示す図。

【符号の説明】

１…高周波焼灼装置 ３…（主）電源スイッチ ４…出力スイッチ ５…生体組織 ７…処置具電極 ８…アクティブコード ９Ａ…アクティブコード端子 ９Ｂ，９Ｃ…対極板接続端子 ９Ｄ…内視鏡接続端子 １２…操作パネル １４…直流電源回路部 １５…前置電源回路 １６…可変電源回路 １７…制御回路 １８…出力スイッチ検知回路 １９…波形成形回路 ２１…パワーアンプ ２２…トランス ２３ａ〜２３ｄ…電流検出回路 ２５，３１，３２…信号変換回路 ２６…信号比較回路 ２８…接続／断線検知回路 ２９…インピーダンス検知回路 ３２…商用電源 ３４…ダイオードブリッジ ３５…インダクタ ３６，４３，４４…ダイオード ３７，４２…ＭＯＳＦＥＴ ３８，４６…コンデンサ ４０，４７…ゲート制御部 ４１…トランス ５２…スイッチング回路 ５３…プリアンプ ５４…反転器 ５５…ドライバ ５６…電流検出信号変換回路 ５７ａ〜５７ｃ…電流センサ ６１…整流回路 ６２…平滑回路 ６３…サンプル／ホールド回路

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 高周波電流を組織に供給する事により組
   織を切除、或いは／及び凝固するための高周波電力生成
   部と、高周波電力を生成させる為の直流電源生成部とを
   備えた高周波焼灼装置に於いて、 高周波電力生成部に対して、設定値に応じた直流電力を
   供給する為の、第１の調整された出力電圧を生成する第
   １の制御電源手段と、 前記第１の制御電源手段の前段に設けられており、前記
   第１の制御電源手段に供給する電源電圧を昇圧し、所定
   の電圧にして出力する第２の制御電源手段と、 から成り、前記第１の制御電源手段は、高周波電力の出
   力を制御する為の出力スイッチが操作された時点で起動
   するようになっており、前記第２の制御電源手段は主電
   源スイッチが投入された後に、ユーザの設定スイッチの
   操作状態に応じて起動するように制御した事を特徴とす
   る高周波焼灼装置。
2. 【請求項２】 高周波電流を組織に供給する事で組織切
   除、或いは／及び凝固するための高周波電力生成部を備
   えた高周波焼灼装置において、 高周波焼灼装置の出力状況、或いは／及び異常状態を監
   視する為の各種センサ、 上記各種センサにより得られた信号を、直流信号に変換
   する為の第１の信号変換回路と、 上記第１の信号変換回路により変換された信号を、特定
   の周期でサンプリング及びホールドする為のサンプル／
   ホールド回路と、 上記サンプルホールド回路によりホールドされた信号を
   デジタル信号に変換する為の第２の信号変換回路と、 から成り、上記サンプル／ホールド回路は、高周波電力
   生成部から高周波電力を出力させる出力期間と出力を休
   止させる休止期間とを周期的に持つように駆動する駆動
   信号に基づいて前記休止期間にサンプリングをし、前記
   出力期間にはホールドするサンプル／ホールド駆動信号
   により駆動されるように信号処理を行う事を特徴とする
   高周波焼灼装置。