CN112336447A - 一种新型射频消融系统 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种新型射频消融系统，包括Buck电路、电压采样电路、PWM产生电路及驱动电路，PWM产生电路包括误差放大器U1、PWM生成器U2、锯齿波振荡器、电阻R1～R2及电容C1。本发明采用带有电阻R2、电容C1补偿支路的PWM产生电路，提高了系统的动态性能和噪声抑制能力。

Description

一种新型射频消融系统

技术领域

本发明涉及射频消融技术领域，尤其涉及一种新型射频消融系统。

背景技术

射频消融系统是应用在医疗临床手术上一套设备，高频手术设备的输出通过高频电刀将高频交流电聚集在刀头，当输出频率达到100kHz及以上时法拉第效应就会基本消失，同时电刀刀头与细胞组织接触时产生持续的高频电流对组织加热，使组织细胞破裂并带走细胞水分，从而实现组织切割及肿瘤消融。射频消融系统主要包括EMI滤波电路、整流滤波电路、DC/DC变换电路及逆变电路，220V交流电通过DC/DC变换电路输出系统所需要的直流电，逆变电路将高压直流电逆变为高压高频交流电，该过程实现了驱动信号的功率放大，高频交流电在电极之间产生高密度的高频交流电使组织细胞脱水破裂。

一般的，射频消融系统中的DC/DC变换电路常采用buck电路，需要通过电压采样电路采集buck电路的输出电压，然后与基准电压进行对比后产生一个误差值，并将其放大后送入PWM生成器输入端，然后与另一端的三角波信号比较后输出PWM波，PWM波通过驱动电路驱动buck电路的开关管工作，实现稳定输出电压减小直流电压纹波的目的。传统射频消融系统的buck电路的稳压环路是一个带有闭环控制的离散非线性系统，存在动态性能差、抑制噪声能力差的问题。

发明内容

有鉴于此，本发明提出了一种新型射频消融系统，以解决传统射频消融系统的buck电路存在动态性能差、抑制噪声能力差的问题。

本发明的技术方案是这样实现的：一种新型射频消融系统，包括Buck电路、电压采样电路、PWM产生电路及驱动电路，其特征在于，PWM产生电路包括误差放大器U1、PWM生成器U2、锯齿波振荡器、电阻R1～R2及电容C1；

电压采样电路的输入端连接Buck电路的输出端，电压采样电路的输出端经电阻R1连接误差放大器U1的反相输入端；

误差放大器U1的同相输入端接入基准电压，误差放大器U1的反相输入端还经串联的电阻R2、电容C1连接误差放大器U1的输出端，误差放大器U1的输出端还连接PWM生成器U2的反相输入端，PWM生成器U2的同相输入端连接锯齿波振荡器，PWM生成器U2的输出端连接驱动电路的输入端，驱动电路的输出端连接Buck电路的开关管。

可选的，Buck电路包括MOS管S1、续流管S2、电感L1及电容C5；

高压直流输入正极依次经MOS管S1、续流管S2连接高压直流输入负极，MOS管S1与续流管S2的公共端依次经电感L1、电容C5连接高压直流输入负极，电感L1与电容C5的公共端连接电压采样电路的输入端。

可选的，Buck电路的高压直流输入为310V，电感L1为6mH，电容C5为1500uF，锯齿波振荡器输出的锯齿波幅值为2.5V。

可选的，续流管S2为NMOS管。

可选的，Buck电路还包括电感L2及电容C4，续流管S2的漏极经串联的电感L2、电容C4连接续流管S2的源极。

可选的，所述新型射频消融系统还包括EMI滤波电路及整流滤波电路，EMI滤波电路包括共模扼流圈L3、差模电容C6～C7及共模电容C8～C9；

220V交流输出母线连接整流滤波电路的交流输入端，220V交流输出母线的正极与负极之间顺次接有差模电容C6、共模扼流圈L3、差模电容C7、串联的共模电容C8、C9，共模电容C8与共模电容C9的公共端接地。

可选的，EMI滤波电路还包括电流互感器L4、运算放大器U3、电阻R3～R8及电容C10～C11；

电流互感器L4的原边接入220V交流输出母线的正极与整流滤波电路之间，电流互感器L4的副边两端分别连接电阻R3的两端，电阻R3的一端还经电阻R4连接运算放大器U3的同相输入端，电阻R3的另一端还经电阻R5连接运算放大器U3的反相输入端，运算放大器U3的同相输入端还经电阻R6连接运算放大器U3的输出端，运算放大器U3的反相输入端还经电阻R7连接220V交流输出母线的负极，运算放大器U3的输出端还依次经电容C10、电阻R8连接220V交流输出母线的正极，运算放大器U3的输出端还经电容C11连接220V交流输出母线的负极。

本发明的新型射频消融系统相对于现有技术具有以下有益效果：

(1)采用带有电阻R2、电容C1补偿支路的PWM产生电路，提高了系统的动态性能和噪声抑制能力；

(2)电感L2与电容C4构成的谐振电路与MOS管S1并联，谐振过程不受负载电流大小的影响，在MOS管S1导通前，先使续流管S2导通，使得与MOS管S1反并联的二极管D1导通，实现MOS管S1零电压开通；在续流管S2导通前，先使与续流管S2反并联的二极管D2导通，实现续流管S2零电压开通，减小了Buck电路的开关损耗，提高了开关频率；

(3)EMI滤波电路仅共模扼流圈漏电感就足以满足差模滤波的电感值的要求，无需再额外使用差模电感，能够在保证滤波效果的同时，很大的精简滤波器的体积，提高滤波器工作效率；

(4)通过电流互感器L4、运算放大器U3、电阻R3～R8及电容C10～C11构成的补偿电路输出一个个与干扰信号大小相等、相位相反的补偿信号，以抵消线路中的传导干扰信号，实现动态补偿和调整，从而达到降低噪声的目的，提高了EMI滤波电路共模滤波在高频下的插损，提高了共模滤波效果。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明的新型射频消融系统的结构框图；

图2为本发明的PWM产生电路的电路图；

图3为本发明的Buck电路的电路图；

图4为传统PWM产生电路控制的Buck电路的系统伯德图和阶跃响应图；

图5为本发明的PWM产生电路控制的Buck电路的系统伯德图和阶跃响应图；

图6为本发明的EMI滤波电路的电路图；

图7为本发明的的EMI滤波电路在加入补偿电路前后的高频共模插损曲线。

具体实施方式

下面将结合本发明实施方式，对本发明实施方式中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施方式仅仅是本发明一部分实施方式，而不是全部的实施方式。基于本发明中的实施方式，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施方式，都属于本发明保护的范围。

如图1和图2所示，本实施例的新型射频消融系统包括Buck电路、电压采样电路、PWM产生电路及驱动电路，如图2所示，PWM产生电路包括误差放大器U1、PWM生成器U2、锯齿波振荡器、电阻R1～R2及电容C1。电压采样电路的输入端连接Buck电路的输出端，电压采样电路的输出端经电阻R1连接误差放大器U1的反相输入端。误差放大器U1的同相输入端接入基准电压，误差放大器U1的反相输入端还经串联的电阻R2、电容C1连接误差放大器U1的输出端，误差放大器U1的输出端还连接PWM生成器U2的反相输入端，PWM生成器U2的同相输入端连接锯齿波振荡器，PWM生成器U2的输出端连接驱动电路的输入端，驱动电路的输出端连接Buck电路的开关管。

如图1所示，一般的，射频消融系统还会包括EMI滤波电路、整流滤波电路及逆变电路，整流滤波电路及逆变电路可参照传统电路，本实施例不再赘述。如图3所示，本实施例的Buck电路包括MOS管S1、续流管S2、电感L1及电容C5。高压直流输入正极依次经MOS管S1、续流管S2连接高压直流输入负极，MOS管S1与续流管S2的公共端依次经电感L1、电容C5连接高压直流输入负极，电感L1与电容C5的公共端连接电压采样电路的输入端。其中，高压直流输入由整流滤波电路输出，续流管S2可为二极管或NMOS管，当续流管S2为二极管时，MOS管S1、续流管S2、电感L1及电容C5构成传统的Buck电路。

本实施例中的误差放大器U1、PWM生成器U2、锯齿波振荡器、电阻R1构成传统的PWM产生电路。本实施例优选Buck电路的高压直流输入为310V、电感L1为6mH、电容C5为1500uF、寄生内阻为67为mΩ、锯齿波振荡器输出的锯齿波幅值为2.5V。以Buck电路的负载电阻R0为100Ω为例，对传统PWM产生电路控制的Buck电路进行仿真，可得到如图4的系统伯德图和阶跃响应图，由图4可看出，系统具有一定的稳态性能，穿越频率为504Hz，相位裕量为16.5deg，超调量62％，系统动态性能较差，同时高频段斜率较低，抑制噪声能力不强。

误差放大器U1、PWM生成器U2、锯齿波振荡器、电阻R1～R2及电容C1构成本实施例的PWM产生电路，电阻R2及电容C1构成本实施例PWM产生电路中的补偿支路，传递函数为

以电阻R1为17Ω、电阻R2为170Ω、电容C1为10μF为例，对本实施例的PWM产生电路控制的Buck电路进行仿真，可得到如图5的系统伯德图和阶跃响应图，由图5可看出，系统的低频段增益明显提高，稳态性能增强，相位裕量为43.6deg，超调降至37％，满足动态性能要求，同时高频段增益下降有所加快，一定程度上提高了抗噪声干扰性能。

进一步的，如图3所示，本实施例优选续流管S2为NMOS管。若续流管S2采用二极管，由于续流二极管存在反向恢复时间，在MOS管S1导通时，续流二级管也会瞬间导通，产生瞬间大电流加大了MOS管S1的损耗，优选续流管S2为NMOS管，可在MOS管S1导通时控制续流管S2关断，避免增加MOS管S1的损耗。

一般的，Buck电路中，通过软开关技术可以减小开关损耗，提高开关频率，减小开关电流与电压应力。如图3所示，本实施例优选Buck电路还包括电感L2及电容C4，续流管S2的漏极经串联的电感L2、电容C4连接续流管S2的源极，电感L2、电容C4构成串联谐振电路。图3中电容C2、C3分别为MOS管S1、续流管S2的等效并联电容。下面对本实施例Buck电路的工作过程进行说明。

将续流管S2的关断时刻作为时间起始时刻t0，此时电感L2中的谐振电流达到最大值Ipk，谐振电流分为负载电流、电容C3充电电流及电容C2放电电流三个部分，电容C3充电电流与电容C2放电电流相等，此时间段内谐振电路为负载提供电流，为电容C3提供充电电流，为电容C2提供放电电流。假设在t0-t1时间段内，谐振电流保持最大值Ipk不变，t1时刻电容C2和C3充放电结束，电容C3两端的电压等于高压直流输入电压，电容C2两端电压为0。t1时刻与MOS管S1反并联的二极管D1开始导通，MOS管S1上的电压为二极管D1压降，此时MOS管S1达到零电压开通条件。电感L2与电容C4的大小决定了谐振电流峰值的大小。t2时刻对MOS管S1施加触发信号，由于此时谐振电流大于负载电流，MOS管S1仍旧不能够立刻导通，继续通过与MOS管S1反并联二极管D1续流，向整流滤波电路反馈能量，谐振电流能量一部分回馈整流滤波电路，另一部分供给负载。t3时刻谐振电流等于负载电流，MOS管S1的正向电流开始从零逐步增大，而谐振电流开始逐步减小，此时高压直流输入与谐振电路共同为负载提供能量，谐振电流与电容C4的电压开始逐渐减小。t4时刻MOS管S1的正向电流等于负载电流，谐振电流为0，电容C4的电压也减小到最小值，在这段时间内，流过MOS管S1的电流继续增大，一部分为负载提供能量，另一部分为谐振电路提供能量。流过谐振电感L2的电流反向增大，同时对谐振电容C4充电，其电压从最小值开始增大，直到t5时刻对MOS管S1施加关断。t5时刻对MOS管S1施加关断信号，t5-t3为开关MOS管S1在一个周期内的导通时间，因此为了能够实现软开关条件，在t5时刻高压直流输入必须为谐振电感L2与谐振电容C4储存足够的能量，这就限制了t5-t3的最小值，它决定了MOS管S1的最小占空比，也即决定了输出电压的最小值，因而软开关的加入一定程度上会减小输出电压的调节范围。t5时刻MOS管S1关断时，由于开关两端等效电容C2，MOS管S1关断为零电压关断。由于开关的关断需要一段恢复时间，同时由于电感续流作用，t5时刻MOS管S1并不能立刻关断，流过MOS管S1的电流逐渐减小，高压直流输入开始对电容C2充电，同时电容C3通过谐振电路开始放电，电容C2与C3的充放电电流速率相等。t6时刻电容充放电结束，电容C2的电压达到最大值，C3的电压减小到0，MOS管S1的正向电流为0，谐振电流也达到反向最大值。t6时刻，谐振电流通过与续流管S2反并联的二极管D2续流，同时电感L1及负载也通过二极管D2续流，此时电容C5上储存的能量开始释放，假设负载电流近似为恒定值，在这段时间间隔内，电感L2上谐振电流继续减小，电容C4的电压继续增大。t6时刻后续流管S2达到了零电压开通条件。t7时刻续流管S2导通，开通过程为零电压开通，该时刻由于谐振电感反向电流仍然不为零，因此谐振电路与主电路仍然通过二极管D2续流。t8时刻谐振电感反向电流为0，此时电容C4的电压也达到最大值。t8时刻，电容C4开始通过续流管S2和电感L2放电，谐振电流正向增大，电感L1与负载继续通过二极管D2续流。

这样本实施例中电感L2与电容C4构成的谐振电路与MOS管S1并联，谐振过程不受负载电流大小的影响，在MOS管S1导通前，先使续流管S2导通，使得与MOS管S1反并联的二极管D1导通，实现MOS管S1零电压开通；在续流管S2导通前，先使与续流管S2反并联的二极管D2导通，实现续流管S2零电压开通。

本实施例中，如图6所示，EMI滤波电路包括共模扼流圈L3、差模电容C6～C7及共模电容C8～C9。220V交流输出母线连接整流滤波电路的交流输入端，220V交流输出母线的正极与负极之间顺次接有差模电容C6、共模扼流圈L3、差模电容C7、串联的共模电容C8、C9，共模电容C8与共模电容C9的公共端接地。

一般的，EMI滤波电路还应包括差模电感，本实施例优选差模电容C6～C7均为1μF，计算可得差模电感仅需0.32mH，共模扼流圈L3为135mH，对称绕制，共模扼流圈L3的漏电感取扼流圈电感值的2％，为2.7mH。因此，本实施例的EMI滤波电路仅共模扼流圈漏电感就足以满足差模滤波的电感值的要求，无需再额外使用差模电感，能够在保证滤波效果的同时，很大的精简滤波器的体积，提高滤波器工作效率。

本实施例中，电路的谐振频率处于100kHz及以上，在高于谐振频率的频域内，EMI滤波电路的共模滤波高频插损是降低的趋势，并在300kHz到10MHz的频域，不能达到插损值的既定目标。共模电容的增大能够在很大的频率范围内提高滤波器的插损，特别是在这里需要的100kHz～10MHz的频率范围内，能够使滤波性能有较显著的提高。但是这样共模电容的取值已经接近安全规范的极限了，所以在此不能通过增大共模电容来提高滤波性能。差模滤波的性能相对理想，在高频条件下也能基本满足设计要求，只要从器件工艺或滤波器的组装上稍有改进，便可以达到设计的目标。而共模滤波的高频性不能令人满意，由于共模电容的限制，其高频下的插损很难达到设计要求。

如图6所示，本实施例优选EMI滤波电路还包括电流互感器L4、运算放大器U3、电阻R3～R8及电容C10～C11。电流互感器L4的原边接入220V交流输出母线的正极与整流滤波电路之间，电流互感器L4的副边两端分别连接电阻R3的两端，电阻R3的一端还经电阻R4连接运算放大器U3的同相输入端，电阻R3的另一端还经电阻R5连接运算放大器U3的反相输入端，运算放大器U3的同相输入端还经电阻R6连接运算放大器U3的输出端，运算放大器U3的反相输入端还经电阻R7连接220V交流输出母线的负极，运算放大器U3的输出端还依次经电容C10、电阻R8连接220V交流输出母线的正极，运算放大器U3的输出端还经电容C11连接220V交流输出母线的负极。

交流输入经由电流互感器L4生成副边电流后，通过电阻R3被转化为电压信号，再通过运算放大器U3处理后，产生输出电压，最后经由电容C10和电阻R8将其转化为补偿电流信号与原输入信号叠加。选择输出耦合电容把输出电流耦合到电路中，同时也起到EMI滤波电路与主电路间的隔离作用，防止主电路中的电源频率电流从这里流失。这样可通过电流互感器L4、运算放大器U3、电阻R3～R8及电容C10～C11构成的补偿电路输出一个个与干扰信号大小相等、相位相反的补偿信号，以抵消线路中的传导干扰信号，实现动态补偿和调整，从而达到降低噪声的目的，提高EMI滤波电路共模滤波在高频下的插损，提高共模滤波效果。如图7所示，为本实施例的EMI滤波电路在加入补偿电路前后的高频共模插损曲线，可以看出，在100kHz及以上，EMI滤波电路的高频共模插损显著提高。

以上所述仅为本发明的较佳实施方式而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种新型射频消融系统，包括Buck电路、电压采样电路、PWM产生电路及驱动电路，其特征在于，PWM产生电路包括误差放大器U1、PWM生成器U2、锯齿波振荡器、电阻R1～R2及电容C1；

电压采样电路的输入端连接Buck电路的输出端，电压采样电路的输出端经电阻R1连接误差放大器U1的反相输入端；

误差放大器U1的同相输入端接入基准电压，误差放大器U1的反相输入端还经串联的电阻R2、电容C1连接误差放大器U1的输出端，误差放大器U1的输出端还连接PWM生成器U2的反相输入端，PWM生成器U2的同相输入端连接锯齿波振荡器，PWM生成器U2的输出端连接驱动电路的输入端，驱动电路的输出端连接Buck电路的开关管。

2.如权利要求1所述的新型射频消融系统，其特征在于，Buck电路包括MOS管S1、续流管S2、电感L1及电容C5；

高压直流输入正极依次经MOS管S1、续流管S2连接高压直流输入负极，MOS管S1与续流管S2的公共端依次经电感L1、电容C5连接高压直流输入负极，电感L1与电容C5的公共端连接电压采样电路的输入端。

3.如权利要求2所述的新型射频消融系统，其特征在于，Buck电路的高压直流输入为310V，电感L1为6mH，电容C5为1500uF，锯齿波振荡器输出的锯齿波幅值为2.5V。

4.如权利要求2所述的新型射频消融系统，其特征在于，续流管S2为NMOS管。

5.如权利要求4所述的新型射频消融系统，其特征在于，Buck电路还包括电感L2及电容C4，续流管S2的漏极经串联的电感L2、电容C4连接续流管S2的源极。

6.如权利要求1所述的新型射频消融系统，其特征在于，还包括EMI滤波电路及整流滤波电路，EMI滤波电路包括共模扼流圈L3、差模电容C6～C7及共模电容C8～C9；

220V交流输出母线连接整流滤波电路的交流输入端，220V交流输出母线的正极与负极之间顺次接有差模电容C6、共模扼流圈L3、差模电容C7、串联的共模电容C8、C9，共模电容C8与共模电容C9的公共端接地。

7.如权利要求6所述的新型射频消融系统，其特征在于，EMI滤波电路还包括电流互感器L4、运算放大器U3、电阻R3～R8及电容C10～C11；

电流互感器L4的原边接入220V交流输出母线的正极与整流滤波电路之间，电流互感器L4的副边两端分别连接电阻R3的两端，电阻R3的一端还经电阻R4连接运算放大器U3的同相输入端，电阻R3的另一端还经电阻R5连接运算放大器U3的反相输入端，运算放大器U3的同相输入端还经电阻R6连接运算放大器U3的输出端，运算放大器U3的反相输入端还经电阻R7连接220V交流输出母线的负极，运算放大器U3的输出端还依次经电容C10、电阻R8连接220V交流输出母线的正极，运算放大器U3的输出端还经电容C11连接220V交流输出母线的负极。

Images