JP2001024433A - 発振器および電圧制御発振器 - Google Patents
発振器および電圧制御発振器Info
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- JP2001024433A JP2001024433A JP19276599A JP19276599A JP2001024433A JP 2001024433 A JP2001024433 A JP 2001024433A JP 19276599 A JP19276599 A JP 19276599A JP 19276599 A JP19276599 A JP 19276599A JP 2001024433 A JP2001024433 A JP 2001024433A
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- Japan
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- circuit
- capacitor
- oscillator
- feedback circuit
- oscillation
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 発振器および電圧制御発振器のＣ／Ｎを向上
することを目的とするものである。 【解決手段】 増幅回路２と帰還回路１１から構成され
る発振器であって、前記帰還回路１１を容量成分のみで
構成されるπ形回路で構成することにより、２ＧＨｚ以
上の周波数で発振させることを特徴とする。
することを目的とするものである。 【解決手段】 増幅回路２と帰還回路１１から構成され
る発振器であって、前記帰還回路１１を容量成分のみで
構成されるπ形回路で構成することにより、２ＧＨｚ以
上の周波数で発振させることを特徴とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はＵＨＦ帯あるいはＳ
ＨＦ帯で用いられる発振器および電圧制御発振器に関す
るものである。
ＨＦ帯で用いられる発振器および電圧制御発振器に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の技術について図を用いて説明す
る。
る。
【０００３】図４は従来例の電圧制御発振器の回路図で
ある。帰還回路１と増幅回路２の並列接続により構成さ
れる。帰還回路１の構成は誘導性回路３及びコンデンサ
４，５によるπ形回路である。誘導性回路３は共振器３
１を含み、発振器としてはコルピッツ発振回路であるこ
とが分かる。増幅回路２はコレクタ接地増幅回路であ
る。
ある。帰還回路１と増幅回路２の並列接続により構成さ
れる。帰還回路１の構成は誘導性回路３及びコンデンサ
４，５によるπ形回路である。誘導性回路３は共振器３
１を含み、発振器としてはコルピッツ発振回路であるこ
とが分かる。増幅回路２はコレクタ接地増幅回路であ
る。
【０００４】従来例の電圧制御発振器の動作を説明す
る。発振器は位相条件と振幅条件の両方を満たす周波数
で発振する。位相条件について考えると、帰還回路１の
必要条件はコンデンサ４とコンデンサ５のリアクタンス
の符号が同じで、誘導性回路３と異符号であることであ
る。従って例えばコンデンサ４，５の代わりにインダク
タを用い、誘導性回路３の代わりにコンデンサを用いて
も発振可能である。このような構成の発振器をハートレ
ー発振器という。
る。発振器は位相条件と振幅条件の両方を満たす周波数
で発振する。位相条件について考えると、帰還回路１の
必要条件はコンデンサ４とコンデンサ５のリアクタンス
の符号が同じで、誘導性回路３と異符号であることであ
る。従って例えばコンデンサ４，５の代わりにインダク
タを用い、誘導性回路３の代わりにコンデンサを用いて
も発振可能である。このような構成の発振器をハートレ
ー発振器という。
【０００５】従来例の電圧制御発振器はコルピッツ発振
器であるので、誘導性回路３のリアクタンスの符号は正
である必要がある。このため誘導性回路３は共振器３１
を含んだ構成となっている。発振周波数が共振器３１の
共振周波数より低い場合に共振器３１のリアクタンスの
符号が正になることを利用するのである。周波数を電圧
制御する場合、制御端子３４への印加電圧によりバラク
タダイオード３２の容量を変化させ、誘導性回路３のリ
アクタンスを変化させる。
器であるので、誘導性回路３のリアクタンスの符号は正
である必要がある。このため誘導性回路３は共振器３１
を含んだ構成となっている。発振周波数が共振器３１の
共振周波数より低い場合に共振器３１のリアクタンスの
符号が正になることを利用するのである。周波数を電圧
制御する場合、制御端子３４への印加電圧によりバラク
タダイオード３２の容量を変化させ、誘導性回路３のリ
アクタンスを変化させる。
【０００６】またインダクタ３３はバラクタダイオード
へのバイアス用であり、発振周波数において他素子と比
べて十分高いインピーダンスであるので、高周波電力の
損失は少ない。発振周波数帯を微調整するには、誘導性
回路３のリアクタンスを微調整する。移動体通信用の電
圧制御発振器の場合、共振器３１としてストリップ線路
共振器を用いる場合が多いので、線路に設けたトリミン
グパターンを調整することにより、微調整することが出
来る。
へのバイアス用であり、発振周波数において他素子と比
べて十分高いインピーダンスであるので、高周波電力の
損失は少ない。発振周波数帯を微調整するには、誘導性
回路３のリアクタンスを微調整する。移動体通信用の電
圧制御発振器の場合、共振器３１としてストリップ線路
共振器を用いる場合が多いので、線路に設けたトリミン
グパターンを調整することにより、微調整することが出
来る。
【０００７】発振器の特性を示すパラメータとして信号
対雑音比（以下Ｃ／Ｎと呼ぶ）がある。発振信号の電力
と発振スペクトラム上下の雑音電力の比を示すパラメー
タである。移動体通信用のＵＨＦ、ＳＨＦ帯無線機器で
は、発振器のＣ／Ｎの大小は送信ＩＭや隣接チャンネル
選択度に影響を及ぼす。Ｃ／Ｎ向上のためには帰還回路
１が低損失であることが極めて重要である。
対雑音比（以下Ｃ／Ｎと呼ぶ）がある。発振信号の電力
と発振スペクトラム上下の雑音電力の比を示すパラメー
タである。移動体通信用のＵＨＦ、ＳＨＦ帯無線機器で
は、発振器のＣ／Ｎの大小は送信ＩＭや隣接チャンネル
選択度に影響を及ぼす。Ｃ／Ｎ向上のためには帰還回路
１が低損失であることが極めて重要である。
【０００８】このため移動体通信用のＵＨＦ、ＳＨＦ帯
電圧制御発振器では、所望のＣ／Ｎを確保するために誘
導性回路３内部の誘導性を示す部品として、インダクタ
の代わりに同軸共振器やストリップ線路共振器を使用す
ることが多い。特に用途が端末用である場合、小型軽量
であることが望ましいので、ストリップ線路共振器を基
板に設けて使用する場合がほとんどである。ただし、イ
ンダクタ３３は前述のように高インピーダンスであり、
高周波電力は阻止されるので損失は少ない。従って必ず
しも共振器である必要はない。
電圧制御発振器では、所望のＣ／Ｎを確保するために誘
導性回路３内部の誘導性を示す部品として、インダクタ
の代わりに同軸共振器やストリップ線路共振器を使用す
ることが多い。特に用途が端末用である場合、小型軽量
であることが望ましいので、ストリップ線路共振器を基
板に設けて使用する場合がほとんどである。ただし、イ
ンダクタ３３は前述のように高インピーダンスであり、
高周波電力は阻止されるので損失は少ない。従って必ず
しも共振器である必要はない。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】従来の技術にて述べた
ように、端末用の電圧制御発振器で使用する共振器はス
トリップ線路共振器であることが多い。しかしストリッ
プ線路共振器は導体損が大きい。一般にストリップ線路
共振器やインダクタはコンデンサと比べて導体損が大き
いので、Ｃ／Ｎ劣化の要因となる。特に発振周波数が高
い場合、線路部分の損失が表皮効果により増大するので
大きな問題である。同軸共振器の損失は小さいがサイズ
が大きいので端末用としては適合しない。
ように、端末用の電圧制御発振器で使用する共振器はス
トリップ線路共振器であることが多い。しかしストリッ
プ線路共振器は導体損が大きい。一般にストリップ線路
共振器やインダクタはコンデンサと比べて導体損が大き
いので、Ｃ／Ｎ劣化の要因となる。特に発振周波数が高
い場合、線路部分の損失が表皮効果により増大するので
大きな問題である。同軸共振器の損失は小さいがサイズ
が大きいので端末用としては適合しない。
【００１０】本発明の発振器および電圧制御発振器は、
帰還回路の損失を削減しＣ／Ｎの大きな電圧制御発振器
を得ることを目的とする。
帰還回路の損失を削減しＣ／Ｎの大きな電圧制御発振器
を得ることを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】この課題を解決するた
め、本発明は増幅回路と帰還回路から構成される発振器
であって、前記帰還回路に共振器を使用せずにコンデン
サと前記コンデンサを配線する線路のみで構成すること
により、２ＧＨｚ以上の周波数で発振させることを特徴
とする発振器であり、この構成によりＵＨＦまたはＳＨ
Ｆ帯においてＣ／Ｎを改善することが出来る。
め、本発明は増幅回路と帰還回路から構成される発振器
であって、前記帰還回路に共振器を使用せずにコンデン
サと前記コンデンサを配線する線路のみで構成すること
により、２ＧＨｚ以上の周波数で発振させることを特徴
とする発振器であり、この構成によりＵＨＦまたはＳＨ
Ｆ帯においてＣ／Ｎを改善することが出来る。
【００１２】
【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、増幅回路と帰還回路から構成される発振器であっ
て、前記帰還回路をコンデンサと前記コンデンサを配線
する線路のみで構成することにより、２ＧＨｚ以上の周
波数で発振させることを特徴とする発振器であって、イ
ンダクタやストリップ線路共振器を用いないので帰還回
路の損失が低減されるという作用を有する。
は、増幅回路と帰還回路から構成される発振器であっ
て、前記帰還回路をコンデンサと前記コンデンサを配線
する線路のみで構成することにより、２ＧＨｚ以上の周
波数で発振させることを特徴とする発振器であって、イ
ンダクタやストリップ線路共振器を用いないので帰還回
路の損失が低減されるという作用を有する。
【００１３】本発明の請求項２に記載の発明は、帰還回
路をコンデンサと前記コンデンサを配線する線路のみで
構成されるπ形回路としたことを特徴とする請求項１記
載の発振器であって、インダクタやストリップ線路共振
器を用いないので帰還回路の損失が低減され、かつ発振
条件を満たしやすいという作用を有する。
路をコンデンサと前記コンデンサを配線する線路のみで
構成されるπ形回路としたことを特徴とする請求項１記
載の発振器であって、インダクタやストリップ線路共振
器を用いないので帰還回路の損失が低減され、かつ発振
条件を満たしやすいという作用を有する。
【００１４】本発明の請求項３に記載の発明は、増幅回
路をシリコンバイポーラトランジスタで構成したことを
特徴とする請求項１記載の発振器であって、インダクタ
やストリップ線路共振器を用いないので帰還回路の損失
が低減され、かつ発振条件を満たしやすいという作用を
有する。
路をシリコンバイポーラトランジスタで構成したことを
特徴とする請求項１記載の発振器であって、インダクタ
やストリップ線路共振器を用いないので帰還回路の損失
が低減され、かつ発振条件を満たしやすいという作用を
有する。
【００１５】本発明の請求項４に記載の発明は、増幅回
路をコレクタ接地されたバイポーラトランジスタで構成
したことを特徴とする請求項１記載の発振器であって、
インダクタやストリップ線路共振器を用いないので帰還
回路の損失が低減され、かつ発振条件を満たしやすいと
いう作用を有する。
路をコレクタ接地されたバイポーラトランジスタで構成
したことを特徴とする請求項１記載の発振器であって、
インダクタやストリップ線路共振器を用いないので帰還
回路の損失が低減され、かつ発振条件を満たしやすいと
いう作用を有する。
【００１６】本発明の請求項５に記載の発明は、増幅回
路をベース接地されたバイポーラトランジスタで構成し
たことを特徴とする請求項１記載の発振器であって、イ
ンダクタやストリップ線路共振器を用いないので帰還回
路の損失が低減され、かつ発振条件を満たしやすいとい
う作用を有する。
路をベース接地されたバイポーラトランジスタで構成し
たことを特徴とする請求項１記載の発振器であって、イ
ンダクタやストリップ線路共振器を用いないので帰還回
路の損失が低減され、かつ発振条件を満たしやすいとい
う作用を有する。
【００１７】本発明の請求項６に記載の発明は、帰還回
路を構成するコンデンサのうち、一端を接地した前記コ
ンデンサの少なくとも１つに平行平板コンデンサを用
い、前記平行平板コンデンサを構成する他端の平板に設
けられたパターンの面積を調整することにより、発振周
波数のトリミングを可能にしたことを特徴とする請求項
１記載の発振器であって、インダクタやストリップ線路
共振器を用いないので帰還回路の損失が低減され、かつ
前記平行平板コンデンサの容量の微調整が可能であると
いう作用を有する。
路を構成するコンデンサのうち、一端を接地した前記コ
ンデンサの少なくとも１つに平行平板コンデンサを用
い、前記平行平板コンデンサを構成する他端の平板に設
けられたパターンの面積を調整することにより、発振周
波数のトリミングを可能にしたことを特徴とする請求項
１記載の発振器であって、インダクタやストリップ線路
共振器を用いないので帰還回路の損失が低減され、かつ
前記平行平板コンデンサの容量の微調整が可能であると
いう作用を有する。
【００１８】本発明の請求項７に記載の発明は、帰還回
路を構成する少なくとも１つのコンデンサに間隙のある
ストリップ線路を用い、前記隙間の大きさを調整するこ
とにより発振周波数のトリミングを可能にしたことを特
徴とする請求項１記載の発振器であって、インダクタや
ストリップ線路共振器を用いないので帰還回路の損失が
低減され、かつ隙間の大きさを微調整することにより、
隙間部分の容量が微調整されるという作用を有する。
路を構成する少なくとも１つのコンデンサに間隙のある
ストリップ線路を用い、前記隙間の大きさを調整するこ
とにより発振周波数のトリミングを可能にしたことを特
徴とする請求項１記載の発振器であって、インダクタや
ストリップ線路共振器を用いないので帰還回路の損失が
低減され、かつ隙間の大きさを微調整することにより、
隙間部分の容量が微調整されるという作用を有する。
【００１９】本発明の請求項８に記載の発明は、請求項
１記載の発振器の帰還回路を構成するコンデンサの少な
くとも１つをバラクタダイオードと前記バラクタダイオ
ードのバイアス回路で構成したことを特徴とする電圧制
御発振器であって、インダクタやストリップ線路共振器
を用いないので帰還回路の損失が低減され、かつ発振周
波数が電圧制御されるという作用を有する。
１記載の発振器の帰還回路を構成するコンデンサの少な
くとも１つをバラクタダイオードと前記バラクタダイオ
ードのバイアス回路で構成したことを特徴とする電圧制
御発振器であって、インダクタやストリップ線路共振器
を用いないので帰還回路の損失が低減され、かつ発振周
波数が電圧制御されるという作用を有する。
【００２０】（実施の形態１）図１に本発明の電圧制御
発振器の第１の実施の形態を示す。増幅回路２と帰還回
路１１の並列接続により構成される。増幅回路２ではコ
レクタ接地されたシリコンバイポーラトランジスタを用
い、ベースが入力、エミッタが出力である。抵抗６はベ
ースバイアス抵抗、抵抗７はエミッタバイアス抵抗であ
る。帰還回路１１はπ形回路であり、コンデンサ５と平
行平板コンデンサ１０とバラクタ回路８により構成され
る。平行平板コンデンサ１０は回路基板のパターンと接
地面を電極として構成される。バラクタ回路８はバラク
タダイオード８２とコンデンサ８１の直列接続により高
周波的に動作する回路が構成され、バラクタダイオード
８２のバイアス用としてインダクタ８３、制御端子８
４、バイパスコンデンサ８５を用いている。帰還回路１
１は高周波では等価的に容量成分のみで構成される。
発振器の第１の実施の形態を示す。増幅回路２と帰還回
路１１の並列接続により構成される。増幅回路２ではコ
レクタ接地されたシリコンバイポーラトランジスタを用
い、ベースが入力、エミッタが出力である。抵抗６はベ
ースバイアス抵抗、抵抗７はエミッタバイアス抵抗であ
る。帰還回路１１はπ形回路であり、コンデンサ５と平
行平板コンデンサ１０とバラクタ回路８により構成され
る。平行平板コンデンサ１０は回路基板のパターンと接
地面を電極として構成される。バラクタ回路８はバラク
タダイオード８２とコンデンサ８１の直列接続により高
周波的に動作する回路が構成され、バラクタダイオード
８２のバイアス用としてインダクタ８３、制御端子８
４、バイパスコンデンサ８５を用いている。帰還回路１
１は高周波では等価的に容量成分のみで構成される。
【００２１】本発明の電圧制御発振器の第１の実施の形
態の動作について、図２を用いて説明する。図２は、図
１の電気的構造を変えずに部品の配置変更のみ行った回
路図である。電気的構造は図１と同一である。本発明の
電圧制御発振器の第１の実施の形態が、ある周波数にて
発振条件を満たすことを図２を用いて説明する。点Ａか
らバラクタ回路８側を見たインピーダンスと、増幅回路
２側を見たインピーダンスに着目した発振条件は式（１
−１）、（１−２）のように表される。 −Ｒｅ（Ｚｖ）＞Ｒｅ（Ｚａ） （１−１） Ｉｍ（Ｚｖ）＋Ｉｍ（Ｚａ）＝０ （１−２） ただしＺｖ：点Ａからバラクタ回路８側を見たインピー
ダンス Ｚａ：点Ａから増幅回路２側を見たインピーダンス Ｚｖはバラクタ回路側を見たインピーダンスであるので
容量性を示す。従って式（１−２）からＺａは誘導性を
示す必要がある。一例として、平行平板コンデンサ１０
とコンデンサ４の合成容量を０．５ｐＦ、コンデンサ５
を３ｐＦ、トランジスタに２ＳＣ５０８６を用い、コレ
クタ、エミッタ間電圧を１．２Ｖ、コレクタ電流を５ｍ
Ａとして小信号シミュレーションを行ったところ、周波
数２．３ＧＨｚにてＺａ＝−１６＋ｊ６．８Ωの結果が
得られている。従ってバラクタ回路側を見たインピーダ
ンスが、周波数２．３ＧＨｚにてＲｅ（Ｚｖ）＜１６
Ω、Ｉｍ（Ｚｖ）＝−６．８Ω即ち１０ｐＦであるなら
ば発振条件を満たし発振する。
態の動作について、図２を用いて説明する。図２は、図
１の電気的構造を変えずに部品の配置変更のみ行った回
路図である。電気的構造は図１と同一である。本発明の
電圧制御発振器の第１の実施の形態が、ある周波数にて
発振条件を満たすことを図２を用いて説明する。点Ａか
らバラクタ回路８側を見たインピーダンスと、増幅回路
２側を見たインピーダンスに着目した発振条件は式（１
−１）、（１−２）のように表される。 −Ｒｅ（Ｚｖ）＞Ｒｅ（Ｚａ） （１−１） Ｉｍ（Ｚｖ）＋Ｉｍ（Ｚａ）＝０ （１−２） ただしＺｖ：点Ａからバラクタ回路８側を見たインピー
ダンス Ｚａ：点Ａから増幅回路２側を見たインピーダンス Ｚｖはバラクタ回路側を見たインピーダンスであるので
容量性を示す。従って式（１−２）からＺａは誘導性を
示す必要がある。一例として、平行平板コンデンサ１０
とコンデンサ４の合成容量を０．５ｐＦ、コンデンサ５
を３ｐＦ、トランジスタに２ＳＣ５０８６を用い、コレ
クタ、エミッタ間電圧を１．２Ｖ、コレクタ電流を５ｍ
Ａとして小信号シミュレーションを行ったところ、周波
数２．３ＧＨｚにてＺａ＝−１６＋ｊ６．８Ωの結果が
得られている。従ってバラクタ回路側を見たインピーダ
ンスが、周波数２．３ＧＨｚにてＲｅ（Ｚｖ）＜１６
Ω、Ｉｍ（Ｚｖ）＝−６．８Ω即ち１０ｐＦであるなら
ば発振条件を満たし発振する。
【００２２】発振周波数帯の微調整は平行平板コンデン
サ１０の電極パターン面積をトリミングすることにより
行う。発振周波数の電圧制御は制御端子８４への印加電
圧にて行う。トランジスタ９にはバイポーラトランジス
タをコレクタ接地で使用する。
サ１０の電極パターン面積をトリミングすることにより
行う。発振周波数の電圧制御は制御端子８４への印加電
圧にて行う。トランジスタ９にはバイポーラトランジス
タをコレクタ接地で使用する。
【００２３】帰還回路１１にはインダクタや共振器を用
いないので損失が少ないため、Ｃ／Ｎの大きい発振を得
られ、また同軸共振器を用いないので小型な発振器およ
び電圧制御発振器を得られる。
いないので損失が少ないため、Ｃ／Ｎの大きい発振を得
られ、また同軸共振器を用いないので小型な発振器およ
び電圧制御発振器を得られる。
【００２４】（実施の形態２）図３に本発明の電圧制御
発振器の第２の実施の形態を示す。トランジスタ９がベ
ース接地となり、平行平板コンデンサ１０が隙間のある
ストリップ線路１２に置き換わる以外は、実施の形態１
と同一構成であるので番号のみ付けて構成の詳細な説明
は省略する。隙間のあるストリップ線路１２とは、線路
導体の途中に切れ目即ち隙間がある線路で、隙間の両端
に容量を持たせるものである。
発振器の第２の実施の形態を示す。トランジスタ９がベ
ース接地となり、平行平板コンデンサ１０が隙間のある
ストリップ線路１２に置き換わる以外は、実施の形態１
と同一構成であるので番号のみ付けて構成の詳細な説明
は省略する。隙間のあるストリップ線路１２とは、線路
導体の途中に切れ目即ち隙間がある線路で、隙間の両端
に容量を持たせるものである。
【００２５】トランジスタ９がベース接地の場合でも発
振可能である。ベース接地の入出力は低周波では同位相
なので、帰還回路は大容量コンデンサと抵抗の直列接続
で発振可能である。高周波では入出力の位相差は０では
ないが、必ずしもインダクタを使用する必要はない。一
例として、隙間のあるストリップ線路１２とコンデンサ
４の合成容量を４ｐＦ、コンデンサ５を０．５ｐＦ、ト
ランジスタに２ＳＣ５０８６を用い、コレクタ、エミッ
タ間電圧を１．２Ｖ、コレクタ電流を５ｍＡとして小信
号シミュレーションを行ったところ、周波数２．３ＧＨ
ｚにてＺａ＝−３８＋ｊ３１Ωの結果が得られている。
従ってバラクタ回路側を見たインピーダンスＺｖが、周
波数２．３ＧＨｚにてＲｅ（Ｚｖ）＜３８Ω、Ｉｍ（Ｚ
ｖ）＝−３１Ω即ち２．２ｐＦであるならば発振条件を
満たし発振する。しかも容量を２．２ｐＦと小さな値を
用いることが出来る。コンデンサの容量として大きな値
が必要な場合、コンデンサの自己共振周波数が低下し使
用周波数帯にてインダクタとして働く可能性がある。従
ってトランジスタ９はベース接地の方が発振させ易いと
言える。
振可能である。ベース接地の入出力は低周波では同位相
なので、帰還回路は大容量コンデンサと抵抗の直列接続
で発振可能である。高周波では入出力の位相差は０では
ないが、必ずしもインダクタを使用する必要はない。一
例として、隙間のあるストリップ線路１２とコンデンサ
４の合成容量を４ｐＦ、コンデンサ５を０．５ｐＦ、ト
ランジスタに２ＳＣ５０８６を用い、コレクタ、エミッ
タ間電圧を１．２Ｖ、コレクタ電流を５ｍＡとして小信
号シミュレーションを行ったところ、周波数２．３ＧＨ
ｚにてＺａ＝−３８＋ｊ３１Ωの結果が得られている。
従ってバラクタ回路側を見たインピーダンスＺｖが、周
波数２．３ＧＨｚにてＲｅ（Ｚｖ）＜３８Ω、Ｉｍ（Ｚ
ｖ）＝−３１Ω即ち２．２ｐＦであるならば発振条件を
満たし発振する。しかも容量を２．２ｐＦと小さな値を
用いることが出来る。コンデンサの容量として大きな値
が必要な場合、コンデンサの自己共振周波数が低下し使
用周波数帯にてインダクタとして働く可能性がある。従
ってトランジスタ９はベース接地の方が発振させ易いと
言える。
【００２６】
【発明の効果】本発明によれば、Ｃ／Ｎが大きく、かつ
小型な発振器あるいは電圧制御発振器を得ることが出来
る。
小型な発振器あるいは電圧制御発振器を得ることが出来
る。
【図１】本発明の第１の実施の形態における電圧制御発
振器の回路図
振器の回路図
【図２】図１の電気的構造を変えずに部品の配置変更を
行った回路図
行った回路図
【図３】本発明の第２の実施の形態における電圧制御発
振器の回路図
振器の回路図
【図４】従来例の電圧制御発振器の回路図
１ 帰還回路 ２ 増幅回路 ３ 誘導性回路 ４，５ コンデンサ ６ ベースバイアス抵抗 ７ エミッタバイアス抵抗 ８ バラクタ回路 ９ トランジスタ １０ 平行平板コンデンサ ３１ 共振器 ３２ バラクタダイオード ３３ インダクタ ３４ 制御端子 ８１ コンデンサ ８２ バラクタダイオード ８３ インダクタ ８４ 制御端子 ８５ バイパスコンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 東谷 比呂志 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 Ｆターム(参考） 5J081 AA03 BB07 CC30 DD03 EE03 GG01 JJ14 JJ15 JJ23 KK02 KK09 KK13 KK22 LL01
Claims (8)
- 【請求項１】 増幅回路と帰還回路から構成される発振
器であって、前記帰還回路に共振器を使用せずコンデン
サと前記コンデンサを配線する線路のみで構成すること
により、２ＧＨｚ以上の周波数で発振させることを特徴
とする発振器。 - 【請求項２】 帰還回路をコンデンサと前記コンデンサ
を配線する線路のみで構成されるπ形回路としたことを
特徴とする請求項１記載の発振器。 - 【請求項３】 増幅回路をシリコンバイポーラトランジ
スタで構成したことを特徴とする請求項１記載の発振
器。 - 【請求項４】 増幅回路をコレクタ接地されたバイポー
ラトランジスタで構成したことを特徴とする請求項１記
載の発振器。 - 【請求項５】 増幅回路をベース接地されたバイポーラ
トランジスタで構成したことを特徴とする請求項１記載
の発振器。 - 【請求項６】 帰還回路を構成するコンデンサのうち、
一端を接地した前記コンデンサの少なくとも１つに平行
平板コンデンサを用い、前記平行平板コンデンサを構成
する他端の平板に設けられたパターンの面積を調整する
ことにより、発振周波数のトリミングを可能にしたこと
を特徴とする請求項１記載の発振器。 - 【請求項７】 帰還回路を構成する少なくとも１つのコ
ンデンサに間隙のあるストリップ線路を用い、前記隙間
の大きさを調整することにより発振周波数のトリミング
を可能にしたことを特徴とする請求項１記載の発振器。 - 【請求項８】 請求項１記載の発振器の帰還回路を構成
するコンデンサの少なくとも１つをバラクタダイオード
と前記バラクタダイオードのバイアス回路で構成したこ
とを特徴とする電圧制御発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19276599A JP2001024433A (ja) | 1999-07-07 | 1999-07-07 | 発振器および電圧制御発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19276599A JP2001024433A (ja) | 1999-07-07 | 1999-07-07 | 発振器および電圧制御発振器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001024433A true JP2001024433A (ja) | 2001-01-26 |
Family
ID=16296678
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19276599A Pending JP2001024433A (ja) | 1999-07-07 | 1999-07-07 | 発振器および電圧制御発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001024433A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7002424B2 (en) | 2002-05-13 | 2006-02-21 | Fujitsu Media Devices Limited | Oscillator having voltage dividing circuit |
-
1999
- 1999-07-07 JP JP19276599A patent/JP2001024433A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7002424B2 (en) | 2002-05-13 | 2006-02-21 | Fujitsu Media Devices Limited | Oscillator having voltage dividing circuit |
| US7330083B2 (en) | 2002-05-13 | 2008-02-12 | Fujitsu Media Devices Limited | Oscillator having voltage dividing circuit |
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