JP2000513198A

JP2000513198A - 電気モータを整流する方法および装置

Info

Publication number: JP2000513198A
Application number: JP10522122A
Authority: JP
Inventors: カルパ，レオス; パトッカ，ミロスラフ
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1996-11-12
Filing date: 1997-11-05
Publication date: 2000-10-03
Also published as: HK1021776A1; WO1998021816A1; EP0938774B1; TW384565B; US5751128A; CN1234145A; EP0938774A1; CN1080024C; DE69706878D1

Abstract

(57)【要約】電気モータ、特に、永久磁石モータを動作する方法において、モータの固定子の巻線に印加される電圧は電気的に整流される。整流イベントのタイミングは、巻線間の差電圧を検出し、低域通過濾波して、濾波された差電圧のゼロ交差を検出することによって決められる。ゼロ交差が生じる時間にて、あるいはその後の短時間内に、整流イベントは生じる。

Description

【発明の詳細な説明】電気モータを整流する方法および装置発明の分野本発明は、一般に、電気モータを整流する方法に関し、さらに詳しくは、家電装置で用いられるモータに関する。従来の直流回転電気モータでは、整流(commutation)は、実質的に電機子巻線部(armature winding section)を介して電流を制御する機械的スイッチング動作である。この動作は、ブラシ(brush)および分割整流子(segmented commutator) を有する従来のモータにおいて行われる。このような構造では、ブラシは磨耗し、頻繁な交換が必要である。また、火花発生や、それに伴うＲＦ雑音の発生も必然的に存在する。これらの欠点のため、直流モータは、たとえこのようなモータの利用がその他の点で好ましくても重要な用途での利用が妨げられる場合が多い。ブラシレス直流モータを提供する初期の試みは主に次のことに制限されていた：直流から交流へ反転動作で、実質的には、交流誘導モータ(alternating current induction m otor)動作；スイッチング制御のための回転子(rotor)速度の利用、ただし、このような制御は全ての回転子位置で効果的ではなかった；あるいは、より多くのスイッチング・デバイスを有する回路の利用、ただし、このようなデバイス用の回路は複雑かつ高価であった。どの電気モータも、移動または負荷に応じて固有のフィードバックを有している。ＰＣ基板または集積電子部品を利用して、間接的なセンサまたは観測装置を作製するためにこれらの挙動を利用できることが従来技術から知られている。既知の従来の方法は、回転子の相対的移動およびその電磁場によって固定子巻線(s tator winding)に生じる電圧の直接的あるいは間接的測定に主に依存する。これらの方法では、誘導電圧(induced voltage)のゼロ公差(zero crossing)を測定するために高度な測定装置が必要であった。また、十分な精度でゼロ公差を測定するためには、正確かつ安定したゼロ基準電圧が必要である。従って、本発明の基本的課題は、電気モータを電子的に整流するための改善された方法および装置を提供することである。発明の概要本発明の課題は、独立した請求項に記載される特徴を適用することによって基本的に解決される。好適な実施例は、従属項に記載される。本発明は、固定子巻線のブリッジ接続(bridge connection)またはスター接続(star connection)用に適している。製造公差のため、特に低コストの電気モータは完全に対称的ではなく、そのためスター電位(s tar potential)はゼロ電位から若干シフトすることがある。本発明は、このようなスター電位のシフトがゼロ交差の測定精度に影響を及ぼさず、ひいては整流イベントの精度にも影響を及ぼさないという点で、特に有利である誘導電圧そのものではなく、電圧の差が測定されるので、厳密なゼロ基準電位は必要ない。電圧差のゼロ交差の測定も、基準電位なしに測定できる。このことは、スター電位を測定・伝送するために４番目の配線が必要ないため、モータを接続するために３本の配線で十分であるという利点がある。これは、ハウジングを貫通する各配線接続が、冷蔵庫用モータの場合のように高価である密封構造において特に有利である。また、高精度抵抗器を利用することによって人為的なスター電位を確立する必要がない。従って、本発明の選択された特徴を具現するモータは、スペース条件が最小限であるところの用途に容易に適応される。例えば、このようなモータは、交流発電機(alternator)またはバッテリ電源の出力から自動車の空調システムのコンプレッサを駆動するように容易に適応される。他の用途には、洗濯機用モータ，自動車パワー・ステアリング用モータおよびファンがある。このような構造では、電子整流モータおよびコンプレッサは、気密エンクロージャ内に密封される。封入構造では、炭素汚染生成物は好ましくなく、このような構造においてブラシレス・モータを利用することは、機械的整流に比べて明らかに有利である。ユニットは密封されるので、モータの信頼性は極めて良好でなければならない。例えば、冷蔵庫では、モータの全ての部品は、冷媒がモータを損傷せず、また冷媒がモータ部品や、かかる部品の製造材料によって損傷しないようなものでなければならない。従って、本発明の別の重要な利点は、簡単な製造および堅牢かつ信頼性の高い動作によって達成されるコスト節約である。図面の簡単な説明本発明の他の態様およびそれに伴う利点については、添付の図面とともに以下の詳細な説明から容易に明らかとなろう。ただし、図面および実施例を通じて、同様な部品を説明するために同様な参照番号が用いられる。第１図は、電子的に整流可能な永久磁石モータの簡略等価回路図を示す。第２図は、理想的なモータの電気特性を示す。第３図は、本発明によるパルス幅変調（ＰＷＭ）用に用いられるパワー・スイッチの回路図である。第４図は、第３図のパワー・スイッチの制御用のタイミング図である。第５図は、本発明の好適な実施例のブロック図である。第６図は、本発明の別の好適な実施例のブロック図である。第７図は、本発明の方法の好適な実施例を示すフローチャートである。好適な実施例の詳細な説明第１図を参照して、電気的に整流可能な永久磁石モータの等価回路図を示す。回転子の移動によって固定子巻線に生じる電圧は、電圧源ＵＩＡ，ＵＩＢ，ＵＩＣによって表される。これらの電圧源は、モータのスター構造のゼロ電位Ｕ０、すなわち、スター電位Ｕ０である共通点にて接続された一端を有する。抵抗器ＲＡ，ＲＢ，ＲＣは、各固定子巻線の抵抗をそれぞれ表す。抵抗器ＲＡは電圧源ＵＩＡに接続され、ＲＢはＵＩＢに接続され、ＲＣはＵＩＣに接続される。点Ａ，Ｂ，Ｃは、電源用のモータの外部接続を表す。電源端子ＡとＢとの間には電圧ＵＡＢが印加され、ＢとＣとの間には電圧ＵＢＣが印加され、ＣとＡとの間には電圧ＵＣＡが印加される。理想的なモータでは、抵抗器ＲＡ，ＡＢ，ＲＣの値は同じであるが、電圧源ＵＩＡ，ＵＩＢ，ＵＩＣは、互いに位相が１２０度シフトしている限りにおいてのみ異なる。しかし、実際には、モータの構造および／または製造公差により、完全な対称性はない。その結果、スター電位Ｕ０は、実際には理想的なゼロ電位から若干シフトすることがある。第２図は、一回転について、すなわち、位相各０と２πとの間の、モータの電気特性を示す。曲線１，２，３は、巻線Ａ，Ｂ，Ｃにおける磁束ψＡ，ψＢ，ψＣをそれぞれ示す。曲線４，５，６は、誘導電圧ＵＩＡ，ＵＩＢ，ＵＩＣの経時的な変化を示す。曲線７，８，９は、モータの電源端子間で印加される電圧ＵＡＢ，ＵＢＣ，ＵＣＡを示す。これら上記の曲線全ては、互いに１２０度シフトする。曲線１０，１１，１２は、巻線Ａ，Ｂ，Ｃにおける電流ＩＡ，ＩＢ，ＩＣをそれぞれ示す。整流により、巻線Ａ，Ｂ，Ｃのうち２つのみがある時点で電流を導通できる。例えば、０から１／３πの時間期間中では、巻線Ａの電流は正であり、巻線Ｂの電流は０であり、巻線Ｃの電流は負である。このことは、電流ＩＡが巻線Ａに流れ、次に巻線Ｃを介して戻り、一方、巻線Ｂは整流子によって電源からスイッチオフされることを意味する。位相角１／３πにて、整流イベントが生じる。これは、第２図において矢印１３によって表される。整流により、巻線Ａはスイッチオフし、巻線Ｂはスイッチオンし、そのため巻線Ｃに流れる電流は同じままであるが、端子Ａから出なく端子Ｂから流れる。同様な状況は、第２図に示す例において１／３πの各位相増加毎に生じる。第２図の曲線１ないし１２は、モータの実際の電気特性の良好な近似である。現実には、電気特性の曲線は、第２図に示す曲線に比べてあいまいであるが、簡単にするため理想化した曲線を示す。モータを直流電圧源に接続するためにパルス幅変調または同様な方法を利用する場合、電流ＩＡ，ＩＢ，ＩＣはチョッピング(chop)される。電流をチョッピングすることにより、別の電圧が固定子巻線に生じる。比較的小さいオーム抵抗器ＲＡ，ＲＢ，ＲＣを無視すれば、端子Ａ，Ｂ間の差電圧ＵＡＢは次式のように表すことができる：Ｕ_AB（ｔ）＝Ｕ_IA（ｔ）−Ｕ_IB（ｔ）＋Ｌ_AｄＩ_A／ｄｔ＋Ｌ_BｄＩ_B／ｄｔ（１）ここで、ＬＡ，ＬＢは、巻線Ａ，Ｂのインダクタンスをそれぞれ表す。差電圧ＵＢＣ，ＵＣＡも同様に表すことができる。電圧ＵＡＢを積分することにより、式（２）が得られる：ここで、デルタは特定の時間期間であり、ｔ０は観測時間の開始である。差電圧ＵＡＢを積分することにより、電圧式Ｕ＊ＡＢが得られ、これは長さデルタの時間窓中の集積後、すなわち、ＵＡＢの低域通過濾波後、の差電圧ＵＡＢである。時間期間デルタがパルス幅変調の期間またはチョッピングの期間よりも著しく大きく、かつ同時に、整流期間よりも著しく短い場合、パルス幅変調による、あるいはチョッピングによる誘導電圧を表す式（１）における表現は、平均ではほぼ０なので、式（２）を評価する上で無視できる。その結果、端子ＡとＢとの間の低域通過濾波を施した差電圧は、固定子巻線において回転子の回転によって生じる誘導電圧ＵＩＡ，ＵＩＢの差の良好な近似となる。同様に、低域通過濾波を施した差電圧ＵＢＣ，ＵＣＡは、それぞれ誘導電圧ＵＩＢとＵＩＣ、およびＵＩＣとＵＩＡの差の良好な近似となる。従って、低域通過濾波を施した差電圧は、回転子移動、ひいては回転子位置による誘導電圧を表す。ゆえに、整流が生じる時点は、低域通過濾波を施した差電圧から導出できる。低域通過濾波を施した差電圧のうちの一つがゼロ交差する毎に、整流イベントが生じる。これについては、第３図および第４図を参照してさらに詳しく説明する。第３図は、パルス幅変調用に用いられるパワー・スイッチを示す。パワー・スイッチ３０は、６つのトランジスタ、Ａ_TOP，Ａ_BOTTOM，Ｂ_TOP，Ｂ_BOTTOM，Ｃ_TO _P ，Ｃ_B _OTTOM からなる。ここで検討する例では、これらのトランジスタはＩＧＢＴタイプである。各トランジスタのソースおよびドレインは、ダイオード３１によって接続される。トランジスタＡ_TOP，Ａ_BOTTOMのドレインおよびソースは、点３２において接続される。同じことは、トランジス９Ｂ_TOP、Ｂ_BOTTOMおよびＣ_TOP，Ｃ_BOTTOMにも同様に当てはまり、これらはそれぞれ点３３，３４において接続される。端子３５，３６において、直流電圧Ｕ_DCはパワー・スイッチ３０に印加される。モータ３７の位相Ａ，Ｂ，Ｃは、パワー・スイッチ３０の点３２，３３，３４にそれぞれ接続される。適切なシーケンスでパワー・スイッチ３０のトランジスタをスイッチ・オン／オフすることにより、回転磁場がモータ３７に生じ、これが回転子を駆動する。スイッチング動作のタイミングは、濾波された差電圧のゼロ交差によって決まる。差電圧ＵＡＢ，ＵＢＣ，ＵＣＡは、点３２，３３，３４にそれぞれ接続されたライン３８，３９，４０を介して検出される。第４図は、曲線４０，４１，４２によってそれぞれ位相電流ＩＡ，ＩＢ，ＩＣのタイミングを示す。曲線４０，４１，４２は、第２図の曲線１０，１１，１２に対応する。第４図の下では、パワー・スイッチ３０のトランジスタの対応するスイッチング・シーケンスを時間軸ｔに沿って示す。例えば、スイッチング・シーケンスにおけるＡ_TOPは、パワー・スイッチ３０のトランジスタＡ_TOPが第４図のスイッチング・シーケンスに示す時間期間中にスイッチ・オンすることを意味し、この期間は、１２０度の位相角、すなわち、別の表現では２／３πに等しい。同様に、第４図に示すスイッチング・シーケンスにおけるＡ_BOTTOMは、トランジスタＡ_BOTTOMが第４図に示す時間中にスイッチ・オンすることを意味する。同じことが、パワー・スイッチの他のトランジスタにも同様に当てはまる。パルス幅変調または他のチョッピング方法が利用される場合、パワー・スイッチ３０のトランジスタは、スイッチング・シーケンスに従ってアクティブのとき、比較的高い周波数でスイッチ・オン／オフされる。例えば、スイッチング・シーケンスにおける時間期間Ａ_TOP中では、パワー・スイッチ３０のトランジスタＡ_TOPがパルス幅変調周波数にてスイッチ・オン／オフする。同じことがパワー・スイッチの他のトランジスタにも同様に当てはまる。第５図は、モータ３７の制御のブロック図である。第３図および第５図における同様な要素は同様な参照番号が付されている。第５図に示す実施例において、パワー・スイッチ３０は第３図に示すようなタイプの３相コンバータである。差電圧ＵＡＢ，ＵＢＣ，ＵＣＡは、ライン３８，３９，４０を介してそれぞれ検出され、これらのラインは低域通過フィルタ５０に接続される。低域通過フィルタ５０は、差電圧を積分して、パワー・スイッチ３０のパルス幅変調スイッチングに起因する高周波数成分を濾波除去する。その結果得られる低域通過濾波が施された差電圧Ｕ＊ＡＢ，Ｕ＊ＢＣ，Ｕ＊ＣＡは、低域通過フイルタ５０によって出力され、ライン５１，５２，５３を介して位置認識回路(position recognition circuit)５４に伝送される。位置認識回路５４内では、濾波された差電圧がゼロになる時点、すなわち、濾波された差電圧のゼロ交差の時点、が求められる。ゼロ交差は、モータ３７の固定子に対する回転子の位置を表す。濾波された差電圧がゼロになる毎に、これはライン５５を介して制御回路５６に伝えられる。制御回路５６は、パワー・スイッチ３０のスイッチング動作を制御する。制御回路５６は、第４図に示すスイッチング・シーケンスを格納する。制御回路５６がライン５５を介して信号を受ける毎に、このスイッチング・シーケンスを１ステップだけ進める。このことを以下の表に示す。この表は、第４図に示すスイッチング・シーケンスの別の表現である。スイッチング・シーケンスは、この表の左端の欄に示すようにステップ０〜５を有する。トランジスタがスイッチ・オフすると、このことは表では「０」で示され、またトランジスタがアクティブのとき、このことは表では「ＰＷＭ」で示される。最初に、ステップ０において、制御回路５６は、着信する直流電圧ＵＤＣのパルス幅変調のためトランジスタＡ_TOPおよびＢ_BOTTOMを選択する。パワー・スイッチ３０の他のトランジスタは、スイッチ・オフされる。制御回路５６が、濾波された差電圧のゼロ交差を示す信号をライン５５を介して位置認識回路５４から受けると、制御回路はステップ１に進む。ステップ１において、パルス幅変調のためにトランジスタＡ_TOPおよびＣ_BOTTOMが選択される。同様に、ライン５５を介して受信される次の信号では、制御回路はステップ２に進み、以下同様となる。ステップ５に達すると、制御はステップ０に進み、次の信号がライン５５を介して受信される。制御回路５６とパワー・スイッチ３０との間の信号ラインは簡略化のため図示していない。パワー・スイッチ３０ならびに低域通過フイルタ５０，位置認識回路５４および制御回路５６は、同じ接地電位５７に接続される。これは、差電圧ＵＡＢ，ＵＢＣ，ＵＣＡの検出のみが必要であり、かつ誘導電圧ＵＩＡ，ＵＩＢ，ＵＩＣ自体のゼロ交差ではなく、濾波された差電圧のゼロ交差を判定するだけでよいので可能である。従って、接地電位５７は電位Ｕ０から独立しており、所要の測定に影響しない。別の利点は、同じ理由により、位置認識回路５４はパワー・スイッチ３０から電気分離(galvanic separation)によって分離する必要ないことである。従って、全ての制御回路は同一接地電位を共有できる。また、前述のように、差電圧に影響しないので、異なる接地ラインおよび異なる接地電位を利用することも可能である。この方法は、従来の方法に比べて、モータ３７への多数の配線，電源電圧レベルＵＤＣからの分離および電流センサを省く。また、測定電流は、採用される測定の堅牢性および本発明の制御方法のため比較的高くすることができる。第６図は、本発明の別の実施例を示す。なお、第６図に示す装置および第５図の装置の同様な要素は、同じ参照番号で表される。交流電圧ＵＡＣはＡＣ−ＤＣコンバータ６０に印加され、直流電圧ＵＤＣを生成する。直流電圧ＵＤＣは、第５図の実施例の場合と同様に、パワー・スイッチ３０に接続される。また、モータ３７，低域通過フィルタ５０および位置認識回路５４のそれぞれの相互接続は、第５図と同じである。ポテンショメータ６１は、ライン６２を介して制御回路５６に接続される。ポテンショメータ６１は、モータ３７のスピードを設定すべく機能する。ポテンショメータ６１を調整することによって定められるスピード入力値は、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ６３によってアナログからデジタルに変換される。スピード入力値のデジタル化された値は、ライン６４を介して比較器６５に伝送される。また、比較器６５は、モータ３７の実モータ・スピードを表す信号を論理回路６６から受ける。論理回路６６の入力は、位置認識回路５４から出力される信号を受けるために、ライン５５に結合される。論理回路は、濾波された差電圧のゼロ交差を表す、位置認識回路５４によって出力される２つの連続した信号間の時間期間を測定する。位置認識回路５４によって出力される２つの連続した信号間の時間期間から、論理回路６６はモータ３７の実モータ・スピードを計算する。あるいは、論理回路６６は、位置認識回路５４によって出力されるより多くの連続した信号を考慮して、対応する時間窓内の実モータ・スピード３７の平均値を計算できる。ここで検討する例では、比較器６５は、論理回路６６によって求められた実モータ・スピード値からデジタル化スピード入力値を減算する。比較器は、スピード入力値と実モータ・スピードの差を表す誤差信号を出力する。この誤差信号は、比較器６５から比例・積分（ＰＩ：proportional-integral)コントローラまたはフィルタ６８にライン６７を介して伝送される。あるいは、フィルタ６８は比例・積分・微分（ＰＩＤ）コントローラまたはフィルタもしくは同様なフィルタ特性を有する他の種類のフィルタでもよい。濾波された誤差信号は、ＰＩフィルタ６８によってライン６９を介して論理回路７０に出力される。論理回路７０は、パワー・スイッチ３０のパルス幅変調のデューティ・サイクルを求めるべく機能する。デューテイ・サイクルは、モータ３７に与えられるパワーに相当し、１００％のデューティ・サイクルは、パルス幅変調期間全体で電流がスイッチ・オンすることを意味し、これより小さいデューティ・サイクルは、全パルス幅変調期間の特定の低い割合においてのみ電流がスイッチ・オンすることを意味する。ライン６９を介して論理回路７０によって受信される濾波された誤差信号がモータ・スピードを増加すべきことを示す場合、デューティ・サイクルは論理回路７０によって相応に増加される。同様に、濾波された誤差信号がモータ３７のモータ・スピードを減少すべきことを示す場合、デューティ・サイクルは論理回路７０によって相応に減少される。デューティ・サイクルの値は、ライン７１を介して論理回路７０からパルス幅変調（ＰＷＭ）論理７２に伝送される。ＰＷＭ論理７２は、ライン７３を介してパワー・スイッチ３０に接続された６本の出力を有する。ＰＷＭ論理７２の出力のそれぞれは、第３図に示すようにパワー・スイッチ３０のトランジスタの一つに接続される。ＰＷＭ論理７２では、論理回路７０によって判定される所要デューティ・サイクルに応じて、またライン５５を介して位置認識回路５４からＰＷＭ論理７２に入力される信号に応じて、パワー・スイッチ３０のトランジスタのゲートを制御するために信号が発生される。ＰＷＭ論理７２は、第４図および上記の表に示すようなスイッチング・シーケンスに従ってパワー・スイッチ３０のトランジスタのスイッチングを制御する。濾波された誤差信号のほかに、モータ３７の全入力電流も、論理回路７０においてデューティ・サイクルを判定するために考慮に入れることができる。全電流Ｉ_totalは、ＡＣ−ＤＣコンバータ６０とパワー・スイッチ３０との間で抵抗器７３に流れる。抵抗器７３の両端の電圧降下は、全電流を検出する測定ユニット７４において電流Ｉ_totalを測定するために用いられる。測定ユニット７４はアナログ信号を出力し、この信号はライン７５を介してアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ７６に伝送される。Ａ／Ｄコンバータ７６の出力は、論理回路７０に結合される。論理回路７０は、ＡＤコンバータ７６によって出力される信号もデューティ・サイクルの判定のために考慮に入れられることもオプションとなるようにプログラムされる。このオプションを選択した場合、ＡＤコンバータによって出力される信号と、ＰＩフィルタ６８から出力される濾波された誤差信号とは論理回路７０において合成、例えば、重畳(superim pose)される。この重畳を行う方法は、モータ３７のモータ特性だけでなく、採用されるフイルタの特性、特に、ＰＩフィルタ６８の特性に依存する。また、生成値がモータ・スピードを増加すべきことを示す場合、論理回路７０はより高いデューティ・サイクルを選択する。これとは反対に、ＡＤコンバータ７６およびＰＩフィルタ６８の信号の重畳の生成値がモータ３７のモータ・スピードを減少すべきことを示す場合、論理回路７０はより低いデューティ・サイクルを選択する。いずれにせよ、デューティ・サイクルは、濾波された誤差信号が変化した場合、すなわち、スピード入力値と、論理回路６６によって求められた実モータ・スピードとが異なる場合にのみ、論理回路７０によって変更される。第７図を参照して、本発明によりモータ３７を動作する方法についてさらに詳しく説明する。ステップ７０において、差位相電圧ＵＡＢ，ＵＢＣ，ＵＣＡは、例えば第５図を参照して説明したように検出される。検出された差電圧は、例えばモータ３７であるモータの巻線における電流のチョッピングに起因する高周波数成分を排除するために、ステップ７１において低域通過濾波される。これにより、低域通過濾波が施された差電圧が得られる。ステップ７２において、濾波された差電圧のゼロ交差が求められ、これらの電圧がゼロになる時点を検出する。これは、整流イベントを定める働きをする。印加された位相電圧の整流は、例えば、パワー・スイッチ３０の適切なトランジスタをスイッチングすることによって、ステップ７３において行われる。整流イベントは、ゼロ交差が検出されるのと実質的に同じ時間に、あるいは制限あるいは採用される技術に起因する特定の時間遅延後に行うことができる。本発明について異なる実施例とともに説明してきたが、上記の説明から変形例は当業者に明白であろう。なお、この説明は一例に過ぎず、制限するものではないことは明白である。

Claims

【特許請求の範囲】１．回転磁場を生成するための巻線のセットと、前記磁場に応答して回転すべく適合された回転子とを有する電気モータを動作する方法であって：前記巻線間の差電圧を検出し、低域通過濾波する段階；前記濾波された差電圧がゼロになる時点を検出する段階；前記検出された時点に従って、電源から前記巻線に印加される電圧を整流する段階；および時点を検出する前記段階および電圧を整流する前記段階のために接地電位を利用する段階；によって構成されることを特徴とする方法。２．前記時点のうち少なくとも２つの時点の期間から、前記回転子のスピードを計算する段階；をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項１記載の方法。３．前記回転子の前記計算されたスピードをスピード入力値と比較して、そこから誤差信号を導出する段階；および前記誤差信号に従って、前記巻線に印加される前記電圧のパルス幅変調のデューティ・サイクルを変更する段階；をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項２記載の方法。４．前記モータの全入力電流を検出する段階；および誤差信号が生じた場合に、前記全入力電流に従って前記パルス幅変調の前記デューティ・サイクルを変更する段階；をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項３記載の方法。５．電気モータを電気的に整流する装置であって、前記モータは、回転磁場を生成するための巻線のセットと、前記磁場に応答して回転すべく適合された回転子とを有する、装置であって：前記巻線間の差電圧を検出し、低域通過濾波する手段；前記濾波された差電圧がゼロになる時点を検出する手段；前記検出された時点に従って、電源から前記巻線に印加される電圧を整流する手段；によって構成され、時点を検出する前記手段と電圧を整流する前記手段とは、接地電位に接続されることを特徴とする装置。６．前記巻線に印加される電圧をパルス幅変調する手段であって、前記パルス幅変調の期間は、整流期間に比べて短い、パルス幅変調する手段をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項５記載の装置。７．前記時点のうち少なくとも２つの時点の期間から、前記回転子のスピードを計算する手段；をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項５記載の装置。８．前記回転子の前記計算されたスピードをスピード入力値と比較する手段およびそこから誤差信号を導出する手段；前記誤差信号に従って、前記巻線に印加される前記電圧のパルス幅変調のデューテイ・サイクルを変更する手段；をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項７記載の装置。９．前記モータの全入力電流を検出する手段；および前記誤差信号が生じた場合に、前記全入力電流に従って前記デューティ・サイクルを変更するように適合された、前記パルス幅変調の前記デューテイ・サイクルを変更する前記手段；をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項８記載の装置。１０．前記接地電位が、時点を検出する前記手段および電圧を整流する前記手段にとって同じであることを特徴とする請求項５記載の装置。１１．回転磁場を生成するための巻線のセットと、前記磁場に応答して回転すべく適合された回転子とを有する電気モータであって、前記電気モータは：電気モータを電気的に整流する手段をさらに含んで構成され、前記電気的に整流する手段は：前記巻線間の差電圧を検出し、低域通過濾波する手段；前記濾波された差電圧がゼロになる時点を検出する手段；前記検出された時点に従って、電源から前記巻線に印加される電圧を整流する手段；によって構成され、時点を検出する前記手段および電圧を整流する前記手段は、接地電位に接続されることを特徴とする電気モータ。１２．回転磁場を生成するための巻線のセットと、前記磁場に応答して回転すべく適合された回転子とを有する電気モータからなる電気装置であって、前記電気モータは：電気モータを電気的に整流する手段をさらに含んで構成され、前記電気的に整流する手段は：前記巻線間の差電圧を検出し、低域通過濾波する手段；前記濾波された差電圧がゼロになる時点を検出する手段；前記検出された時点に従って、電源から前記巻線に印加される電圧を整流する手段；によって構成され、時点を検出する前記手段および電圧を整流する前記手段は、接地電位に接続されることを特徴とする電気装置。