JP2000310173A

JP2000310173A - 内燃機関点火用半導体装置

Info

Publication number: JP2000310173A
Application number: JP11121222A
Authority: JP
Inventors: Shoichi Furuhata; 昌一古畑
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1999-04-28
Filing date: 1999-04-28
Publication date: 2000-11-07

Abstract

(57)【要約】【課題】イグナイタ点火回路に用いられる点火用の半導
体装置としてＩＧＢＴを用いた場合に、コレクタ電圧の
振動を抑制し、且つ、電流制限領域での一定となるコレ
クタ電流の値を低減する。【解決手段】電流制限時にコレクタ電圧がゲート電圧よ
り高い場合、コレクタ端子からゲート端子に微小電流に
よる電圧が加わる回路に、高耐圧定電流素子２と低耐圧
定電流素子３をそれぞれ直列接続した定電流回路４を用
いたことで、電流制限動作開始直後のコレクタ電圧の上
昇がゲート端子電圧を高める方向に作用し、そのゲート
電圧の上昇は急激なコレクタ電圧の上昇を抑制する。ま
た、振動によるコレクタ電圧の低下では、コレクタ端子
からゲート電圧を高める作用が低下しコレクタ電圧の低
下が抑制される。また、低耐圧定電流素子２により、コ
レクタ電流が小さく抑制されて、ＩＧＢＴの発生損失が
低減する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、スイッチング手
段によりイグニッションコイルの一次電流を断続させた
際に二次側に生ずる高電圧により点火プラグに火花を発
生させる自動車等のエンジン点火用イグニッション回路
とそれに用いられるパワー半導体装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図５にエンジン点火用イグニッション回
路の従来例を示す。図５において、イグニッションコイ
ル１０２の一次巻線にバッテリ１０１によって流れる電
流をバイポーラ・ダーリントントランジスタ１０３（ス
イッチング手段）によってしゃ断した際、二次巻線に発
生する高電圧によってスパークプラグ（点火プラグ）を
火花放電させ、内燃機関を駆動する。

【０００３】更にこの回路の細部について説明すると、
バイポーラ・ダーリントントランジスタ１０３のエミッ
タ端子側に抵抗１０６が接続されて電流制限のための主
回路電流検出が行われる。この抵抗１０６については特
公昭５５−３５３８号公報の図１及びＵＳＰ３５８７５
５１号のＦｉｇ３にて公知である。

【０００４】また電流制限回路として、バイポーラ・ダ
ーリントントランジスタ１０３のベースと主回路電流検
出抵抗１０６の接地側間にバイポーラ・ダーリントント
ランジスタ１０３のベース電流を分流するためのトラン
ジスタ１０４が設けられている。そのトランジスタ１０
４のベース端子は抵抗１１１を介して主回路電流検出抵
抗１０６とバイポーラ・ダーリントントランジスタのエ
ミッタ端子との接続点に接続されている。イグニション
コイル１０２の一次巻線を流れる負荷電流はバイポーラ
・ダーリントントランジスタ１０３を通して主回路電流
検出抵抗１０６に流れる。この電流で生じた主回路電流
検出抵抗１０６の電圧降下が約０．６Ｖ以上になると、
この主回路電流検出抵抗１０６と接続しているトランジ
スタ１０４のベース・エミッタ間電圧も約０．６Ｖ以上
となり、トランジスタ１０４が動作してバイポーラ・ダ
ーリントントランジスタ１０３のベース電流の一部をト
ランジスタ１０４に分流する。このトランジスタ１０４
への分流によりバイポーラ・ダーリントントランジスタ
１０３のベース電流が減少すると負荷電流であるコレク
タ電流も減少する方向に働くが、イグニッションコイル
１０２は大きなインダクタンスを持つ負荷のため、負荷
電流は流れ続けようとしてバイポーラ・ダーリントント
ランジスタ１０３のコレクタ・エミッタ間電圧を上昇さ
せ、結果として、負荷電流（＝コレクタ電流）は一定の
値となり主回路電流検出抵抗１０６の電圧降下は一定に
保たれる（所謂電流制限動作が働く）。

【０００５】ところで、抵抗１１１とコンデンサ１１２
は前述特許に開示されていないが、公知技術であるとこ
ろの電流制限時の電流発振抑制用である。また、抵抗１
０７，１０８とトランジスタ１０５とから成る駆動回路
１０９は、バッテリ１０１の電圧を駆動回路電源とし、
トランジスタ１０５がオフ状態である時にバイポーラ・
ダーリントントランジスタ１０３に抵抗１０８と１０７
で制限されたベース電流が流れるようにしたものであ
る。但し、駆動回路はこれに限らない。

【０００６】更に、バイポーラ・ダーリントントランジ
スタ１０３のコレクタ端子とベース端子間にツェナダイ
オード１１０を接続している。このツェナーダイオード
１１０の働きを次に説明する。バイポーラ・ダーリント
ントランジスタ１０３のベース電流が除去されオフ状態
に移行した時、イグニッションコイル１０２からバイポ
ーラ・ダーリントントランジスタ１０３に過電圧が加わ
る。この時、バイポーラ・ダーリントントランジスタの
主端子間耐圧より低めに耐圧が設定されたツェナダイオ
ード１１０により、ツェナダイオード１１０に逆電流が
流れる。この逆電流は一部がバイポーラ・ダーリントン
トランジスタ１０３のベース電流となり、バイポーラ・
ダーリントントランジスタ１０３のコレクタ・エミッタ
間電圧は略ツェナダイオード１１０の耐圧にクランプさ
れる。これによりバイポーラ・ダーリントントランジス
タ１０３は過電圧から保護される。またこのときイグニ
ッションコイルから放出される電荷のほとんどはバイポ
ーラ・ダーリントントランジスタ１０３のコレクタ電流
として放出される。このツェナダイオード１１０につい
てはＵＳＰ４０３０４６９号にて公知である。またＭＯ
Ｓゲート構造トランジスタに対するツェナダイオードの
製造方法の例がＵＳＰ５１１５３６９号に開示されてい
る。

【０００７】尚、前記ツェナダイオード１１０の代わり
にコンデンサを用いた例が実公昭５５−４８１３２号公
報に開示されており、イグニッションコイルと直列に接
続されたトランジスタの保護用として示されている。

【０００８】図５の回路でバイポーラ・ダーリントント
ランジスタ１０３が電流制限動作する前後のコレクタ・
エミッタ間電圧とコレクタ電流波形を図６に示す。図
６の波形において、紙面向かって左側の位置でコレクタ
・エミッタ間電圧が１６Ｖより急激に降下し約１Ｖにな
るタイミングは、バイポーラ・ダーリントントランジス
タ１０３に図示されていないベース電流が供給された時
期と一致している。その後コレクタ電流は電源電圧とイ
グニッションコイルのインダクタンスにより決まる変化
量（単位時間当たりのコレクタ電流変化量ｄｉｃ／ｄｔ
＝電源電圧値／イグニッションコイルインダクタンス
値）で推移するが、前記従来の技術で述べた動作によ
り、コレクタ電流が一定値となる電流制限動作に至る。
またコレクタ電流を制限している間のコレクタ・エミッ
タ間電圧値は、電源電圧値から主回路の抵抗成分（主に
イグニッションコイル抵抗）による電圧降下を差し引い
た値となる。

【０００９】以上は、イグニッションコイル電流を制御
する素子にバイポーラ・ダーリントントランジスタを適
用した場合であるが、例えば、図５の駆動回路１０９の
トランジスタ１０５と抵抗１０８を除去し、直接５Ｖ系
論理素子で広い温度範囲（−４０〜１５０℃）で前述の
機能を達成しようとした場合、バイポーラ・ダーリント
ントランジスタの電流増幅率特性にも依存するが、２０
〜５０ｍＡの通電能力を有する大容量の５Ｖ系論理素子
が必要となる。

【００１０】トータルシステムの小型化のために前述の
５Ｖ系論理素子による駆動電流を１桁以上小さな値にす
るためには、イグニッションコイル電流を制御する素子
に、電圧駆動型のＭＯＳゲート構造トランジスタを採用
すれば容易に達成できる。

【００１１】現状のＭＯＳゲート構造トランジスタ（パ
ワーＭＯＳＦＥＴ及びＩＧＢＴ）を図５のバイポーラ・
ダーリントントランジスタに置き換えた場合、図７に示
すように電流制限開始時にドレイン電圧が急激に上昇す
る過程において、ドレイン・ソース間電圧が電源電圧以
上の高い電圧となり、しかも減衰波形ではあるが大きく
振動するという現象が生ずる。図７は振動現象を示す電
圧波形と電流波形である。同図は２５０Ｖ耐圧、５Ｖ駆
動ＭＯＳＦＥＴでイグニッションコイル電流を制御した
場合のドレイン電圧とドレイン電流（イグニッションコ
イル電流）波形である。そこで、図５の抵抗１１１とコ
ンデンサ１１２容量値の最適化や、図５に示すトランジ
スタ１０４のベース信号に対する出力信号との割合（ゲ
インあるいは増幅率）を低下させる方策などが考えられ
るが、これらではコレクタ電流が一定となった時点で導
入される電流発振を抑制するためには効果はあるが、前
記の振動現象を防止することには役に立たない。

【００１２】そして、図７に示すドレイン電圧波形の振
動は、次の課題を生ずる。（１）イグニッションコイルの高圧側（二次巻線）に、
振動するコレクタ電圧に比例した電圧が誘起し、予定外
のタイミングでスパーク・プラグに火花が飛ぶ恐れが生
ずる。（２）イグニッションシステムの動作状況を監視するた
めにドレイン電圧をモニタする回路を付加する場合、電
流制限開始直後のドレイン電圧の振動は弊害になる。（３）このドレイン電圧波形の振動は、電流制限動作全
期間の波形振動につながる恐れがある。

【００１３】一方、バイポーラ・ダーリントントランジ
スタにおいて、ＭＯＳゲート構造トランジスタのように
電流制限開始直後のコレクタ電圧振動現象が極微量にお
さまる理由は、横軸がコレクタ電圧、縦軸がコレクタ電
流で表される出力特性がＭＯＳゲート構造トランジスタ
と大幅に異なる点にある。図８は、現在自動車点火回路
に実用化されているバイポーラ・ダーリントントランジ
スタの出力特性であり、このトランジスタを用いた動作
波形図が図６である。一方、図９が、図７の波形をもた
らすＭＯＳゲート構造トランジスタ（ここではＭＯＳＦ
ＥＴ）の出力特性図である。勿論、ＩＧＢＴでもＭＯＳ
ＦＥＴと類似した出力特性となる。図８と図９の特性を
比較して大幅に異なる点は、コレクタ電圧が約２Ｖ以上
でのコレクタ電圧の増加によるコレクタ電流の変化量で
ある。バイポーラ・ダーリントントランジスタの変化量
の方が大きいことが判る。

【００１４】バイポーラ・ダーリントントランジスタで
コレクタ電圧振動が少ないメカニズムは、次のように説
明することができる。前記従来の技術の項にても説明し
たが、抵抗１０６の電圧がコレクタ電流（イグニッショ
ンコイル電流でもある）の増加に比例して増加すると、
やがてはトランジスタ１０４にベース電流が流れトラン
ジスタ１０４のコレクタ・エミッタ間は導通を開始す
る。

【００１５】この時、抵抗１０８と１０７を介してダー
リントントランジスタ１０３のベース電流として流れて
いた電流は、トランジスタ１０４の導通開始によりトラ
ンジスタ１０４のコレクタ電流としてその一部が分流す
る。抵抗１０６の両端電圧が更に増加しようとすると、
その電圧はトランジスタ１０４のベース電流を増加させ
トランジスタ１０３のベース電流を低減する方向に動作
する。最終的に抵抗１０６の両端電圧は、トランジスタ
１０４のベース・エミッタ間電圧特性に略集約され、そ
の結果としてトランジスタ１０３のコレクタ電流は一定
値を保つ。一方トランジスタ１０４にベース電流が流れ
始めてから、トランジスタ１０３のコレクタ電流が一定
になる迄の時間差は当然発生する。従って、トランジス
タ１０３のベース電流は、前記時間差の中でバッテリ１
０１電圧と抵抗１０８と１０７で略決まる値から序々に
減少する。

【００１６】この序々に減少するベース電流と図８に示
す特性のバイポーラ・ダーリントントランジスタの出力
特性から、図６の動作波形の中の電流制限動作が開始す
る前の、ゆるやかなコレクタ電圧の上昇が理解できる。
このゆるやかなコレクタ電圧の上昇は、電流制限動作開
始直前のコレクタ電流の変化を緩慢とさせる。コレクタ
電圧とコレクタ電流のゆるやかな変化が、コレクタ電圧
の振動抑制に寄与しているわけである。

【００１７】また、図８のようにコレクタ電圧が約２Ｖ
以上でのコレクタ電流の変化が大きい場合、仮に前記時
間差がゼロでバッテリ１０１電圧と抵抗１０８と１０７
で略決まるベース電流値からあるベース電流値に、トラ
ンジスタ１０３のベース電流がステップ的に変化したと
しても、電流制限開始直後のコレクタ電圧の振動は次に
述べる理由で極めて少ないことが予測できる。すなわ
ち、電流制限開始直後のコレクタ電圧の飛び上がり（発
振）は、少なくともイグニッションコイル電流の変化
が、時間に対し増加の変化から減少の変化に移らないと
発生しない。このコレクタ電流の時間に対する変化が減
少方向に転じ、あるベース電流の下でコレクタ電圧が上
昇しようとした場合、図８のような出力特性のトランジ
スタではコレクタ電流も比較的大きく増加するように働
く。これは減少しようとするコレクタ電流を増加させる
方向に働き、換言すればトランジスタ自体が、コレクタ
電流の減少に対してコレクタ電圧が上昇するという、所
謂、負帰還機能を持つことを意味する。この負帰還機能
によりイグニッションコイル電流が増加から減少に移り
にくくし、コレクタ電圧の振動を抑制している。

【００１８】一方、図９のようなＭＯＳゲート構造トラ
ンジスタではコレクタ電圧が約２Ｖ以上でのコレクタ電
流の変化が極めて小さいため、コレクタ電圧の増大によ
るコレクタ電流の増加は極めて小さい。従って、前記の
負帰還機能が極めて弱くそのためコレクタ電圧の振動は
抑制されないことになる。

【００１９】このコレクタ電圧の振動を抑制するため
に、高電圧定電流素子をトランジスタ３０３のコレクタ
とゲート間に接続することが、特開平９−２８０１４７
号公報に開示されている。つぎに、特開平９−２８０１
４７号公報に開示された内容を説明する。

【００２０】図１０は、特開平９−２８０１４７号公報
に開示された従来の回路構成を示す図である。この回路
構成では、コレクタ端子電圧によりゲート端子電圧を高
める回路として、抵抗３０９と定電流回路１４を構成す
る高耐圧定電流素子３０８の直列接続したものをコレク
タとゲート間に接続している。この高耐圧定電流素子３
０８は、デプレッション構造のＭＯＳＦＥＴ及びＩＧＢ
Ｔを用い、また図１０のＩＧＢＴ３０３の一部に作り込
まれる。また、高耐圧定電流素子３０８の耐圧をＩＧＢ
Ｔ３０３の耐圧よりも低く設定してツェナダイオード３
１２の機能を兼用させる場合もある。あるいは、高耐圧
定電流素子３０８は、シリーズ電源のような回路として
もよい。

【００２１】さて、高耐圧定電流素子３０８の定電流の
値と抵抗３０９の値により、コレクタ端子からゲート端
子に向かって流れる微小電流の増加を抑制し一定電流と
するコレクタ電圧が設定される。このコレクタ電圧より
小さい場合には、コレクタ電圧に比例して微小電流が増
加する。ゲート電圧は図１０のトランジスタ３０４がオ
ン状態のため、抵抗３０９と抵抗３０６の分圧で決ま
り、コレクタ電圧Ｖc の増大と共にゲート電圧も増大
し、従って、コレクタ電流も増大することとなる。この
ためＩＧＢＴ３０３の出力特性が図８のコレクタ電圧の
振動が抑制されるバイポーラ・ダーリントントランジス
タの出力特性と類似してくる。その結果、コレクタ電圧
の振動が抑制され、且つ、一定のコレクタ電流が維持さ
れる。抵抗Ｒの値を大きくすれば、微小電流Ｉが飽和す
るコレクタ電圧Ｖc を高くでき、コレクタ電圧の振動を
抑制する効果を高めることができる。また、この微小電
流の電流値が大きくなるとイグニッションコイルに蓄え
られたエネルギーが電流で消費される量が大きくなり、
スパーク電圧が確保できなくなる場合が生ずる。一方、
小さすぎると出力特性がバイポーラ・ダーリントントラ
ンジスタ特性からＭＯＳＦＥＴ特性に近づきコレクタ電
圧波形が振動するようになる。一方、ＩＧＢＴ３０３を
オフさせ、イグニッションコイル電流を遮断し、イグニ
ッションコイルに蓄えられたエネルギーでスパークプラ
グを放電させるためにはイグニッションコイルに発生す
る電圧を数百Ｖに維持する必要がある。そのためにはイ
グニッションコイル電流をできる限り小さくする必要が
あり、高耐圧定電流素子に流れる定電流値は高圧でも数
ｍＡと小さくする必要がある。つまり、このＩＧＢＴ３
０３の出力特性をバイポーラ・ダーリントントランジス
タの出力特性とするために抵抗３０９をゲート・コレク
タ間に挿入し、スパーク電圧確保のために、高耐圧定電
流素子３０８を抵抗３０９と直列に接続している。ま
た、抵抗３０９あるいは高耐圧定電流素子３０８の一方
での構成も考えられる。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】図１１は、ＩＧＢＴを
バイポーラトランジスタの出力特性にするための高耐圧
定電流素子の電圧・電流特性を示す。太線がその電圧・
電流特性である。電圧が小さい領域では電流は電圧に概
略比例するように流れる。そして、電圧がある値を超え
ると電流制限領域に入り、電流はほぼ一定の電流Ｉ11に
なる。図示しないが、さらに、電圧を上昇させると素子
耐圧に達した電圧でアバランシェに突入して、電流は急
激に上昇する。比較のために、低耐圧定電流素子の電圧
・電流特性を点線で示す。同図に示すように、電圧に概
略比例して流れる電流の比例係数は、低耐圧定電流素子
の比例係数Ｂと比べて高耐圧定電流素子の比例係数Ａは
小さい。

【００２３】特開平９−２８０１４７号公報に開示され
ているように、高耐圧定電流素子のみを用いた場合で、
電流制限時のコレクタ電圧がゲート電圧よりも高いと
き、コレクタ電圧の振動を抑制できる。しかし、高耐圧
定電流素子は電圧に比例して流れる電流領域が広いた
め、ＩＧＢＴ３０３のゲート電圧を上昇させる範囲が、
低耐圧定電流素子の場合と比べて大きくなり、そのた
め、ＩＧＢＴ３０３のコレクタ電流が増大し、発生損失
が増加する。

【００２４】この発明の目的は、前記の課題を解決し
て、コレクタ電圧の振動を抑制し、且つ、電流制限領域
での一定となるコレクタ電流の値を低減することができ
る内燃機関点火用半導体装置を提供することにある。

【００２５】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、イグニッションコイルの一次巻線に直流電源とス
イッチング手段を接続し、イグニッションコイルの二次
巻線の一方端に点火プラグを接続し、該スイッチング手
段の開閉によるイグニッションコイルの一次電流の変化
により二次巻線に生ずる高電圧を点火プラグに供給する
ものであって、スイッチング手段がＭＯＳゲート構造ト
ランジスタであり、一次巻線のコイル電流をある一定値
に制限するために、少なくともコイル電流検出部とＭＯ
Ｓゲート構造トランジスタのゲート電圧を降下させる回
路とを備え、ＭＯＳゲート構造トランジスタの電圧値の
高い側の主端子の電圧が、ゲート端子電圧よりも高い場
合に、主端子からゲート端子に流入する電流で生じた電
圧をゲート端子に加える電流供給回路を備えた内燃機関
点火用半導体装置において、前記の電流供給回路が、少
なくとも複数個の定電流素子を直列接続して構成する。

【００２６】前記電流供給回路が、定格電圧が異なる定
電流素子を直列接続して構成するとよい。前記電流供給
回路が、２００Ｖ以上で１０００Ｖ以下の定格電圧を有
する高耐圧定電流素子と、５Ｖ以上で５０Ｖ以下の定格
電圧を有する低耐圧定電流素子とを直列接続して構成す
るとよい。

【００２７】前記電流供給回路が、定格電圧が同一の定
電流素子を直列接続して構成するとよい。前記電流供給
回路が、５Ｖ以上で５０Ｖ以下の低耐圧定電流素子を複
数個直列接続して構成するとよい。前記低耐圧定電流素
子の電流制限領域の電流値が前記高耐圧定電流素子の電
流制限領域の電流値より小さいと効果的である。

【００２８】前記定電流素子が、デプレッション形ＩＧ
ＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）もしくは
デプレッション形ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トラ
ンジスタ）であるとよい。

【００２９】前記のようにすることで、前記ＭＯＳゲー
ト構造トランジスタの出力特性をバイポーラトランジス
タのようにすることができて、且つ、電流制限領域のコ
レクタ電圧によるコレクタ電流が変化する範囲を小さく
できる。さらに、前記ＭＯＳゲート構造トランジスタの
電流制限時のコレクタ電圧の振動を抑制できて、且つ、
発生損失を小さくすることができる。

【００３０】

【発明の実施の形態】図１は、この発明の第１実施例の
要部回路構成を示す図である。従来の回路である図１０
との違いは、図１０の定電流回路１４の高耐圧定電流素
子３０８の代わりに、高耐圧定電流素子２と低耐圧定電
流素子３を直列接続し、定電流回路４を構成している点
である。その他は、図１０と同じである。ここで使用す
る高耐圧定電流素子２は２００Ｖ以上で１０００Ｖ以下
の電圧定格を有する高耐圧デプレッション形ＩＧＢＴで
あり、低耐圧定電流素子３は５Ｖ以上で５０Ｖ以下の電
圧定格を有する低耐圧デプレッション形ＭＯＳＦＥＴで
ある。

【００３１】高耐圧定電流素子２の定格電圧を２００Ｖ
以上としたのは、イグナイタを動作させるときに必要な
電圧である。また、この電圧は実用的には１０００Ｖ程
度が最大値である。低耐圧定電流素子３の定格電圧を５
０Ｖ以下としたのは、自動車のエンジンを駆動するバッ
テリーの電圧が１２Ｖ〜２４Ｖ（将来４２Ｖ）程度であ
り、この電圧に対して余裕を見た電圧である。また、こ
のバッテリーの電圧は５Ｖ程度が実用レベルの最小値で
ある。

【００３２】図２は、図１の定電流回路の電流・電圧特
性を示す。図中の太線がこの定電流回路４の電圧・電流
特性である。電圧が低い場合は、定電流回路４の電流は
高耐圧定電流素子２の電流Ｉ3 （高耐圧デプレッション
形ＩＧＢＴのコレクタ電流）となり、この電流Ｉ3 は、
電圧の上昇と共に増大する。この電流Ｉ3 が低耐圧定電
流素子３の電流制限領域の電流Ｉ2 （低耐圧デプレッシ
ョン形ＭＯＳＦＥＴの電流制限領域のドレイン電流）に
達した段階で、電流Ｉ2 となり、一定電流となる。さら
に、電圧を上昇させると低耐圧定電流素子３がアバラン
シェを起こし、定電流回路４の電流は高耐圧定電流素子
２の電流Ｉ1 （高耐圧デプレッション形ＩＧＢＴのコレ
クタ電流）に移行する。

【００３３】図３は、図１の定電流回路を接続したＩＧ
ＢＴ１の出力特性を示す。ＩＧＢＴ１のコレクタ・エミ
ッタ間電圧ＶCEが小さな領域では、コレクタ電流ＩC
（太線全体を指す）は、急激に上昇する（ＩC1) 。ＩＧ
ＢＴ１のゲートバイアス電圧で決まるコレクタ電流に達
した段階でコレクタ電流ＩC は一定になる（ＩC2) 。さ
らにコレクタ・エミッタ間電圧ＶCEを上昇させると、定
電流回路４からの電流によりＩＧＢＴ１のゲート電圧が
上昇して、コレクタ電流ＩC は増加する（ＩC3)。さら
にコレクタ・エミッタ間電圧ＶCEを上昇させると、定電
流回路４からの電流（Ｉ2)は一定となり、コレクタ電流
ＩC は一定となる（ＩC4) 。

【００３４】このコレクタ電流ＩC が一定となる電流値
（ＩC4) は、従来の定電流回路１４で用いた高耐圧定電
流素子３０８を用いた場合（点線の波形）に比べると大
幅に小さくすることができる。そのため、ＩＧＢＴ１の
発生損失を大幅に低減できる。また、電流制限時のコレ
クタ電圧の振動は従来回路と同様に抑制される。

【００３５】さらに、コレクタ・エミッタ間電圧ＶCEを
上昇させると、低耐圧定電流素子３がアバランシェを起
こして、定電流回路４からの一定電流はＩ2 からＩ1 に
移行する。そのため、高耐圧定電流素子３０８で構成さ
れた従来の定電流回路１４を用いた場合と同じように、
コレクタ電流ＩC は大きな電流値（ＩC5) となる。

【００３６】そのため、本実施例は低耐圧定電流素子が
アバランシェを起こす電圧（定格電圧）よりも小さな電
圧範囲でＩＧＢＴ１の発生損失を大幅に低減できる。こ
こでは、低耐圧定電流素子３が一個の場合を示したが、
複数個にしても勿論よい。その場合は、ＩＧＢＴ１の発
生損失を低減できる電圧範囲が、その個数に応じて高い
方向に拡がる。

【００３７】図４は、この発明の第２実施例の要部回路
構成を示す図である。図１との違いは、定電流回路５を
複数個の低耐圧定電流素子３のみを直列接続して構成し
た点である。この低耐圧定電流素子３は、定格電圧が５
Ｖ以上で５０Ｖ以下の低耐圧デプレッション形ＭＯＳＦ
ＥＴである。この場合の定電流回路５の電圧、電流特性
は、電圧が全低耐圧定電流素子３が定格電圧を超えるま
では、図３の点線６で示すように低いコレクタ電流ＩC4
に抑制される。そのため、第１実施例の定電流回路４で
は、電圧が低耐圧定電流素子３の定格電圧を超えた領域
で、定電流回路４の電流が高耐圧定電流素子２の電流Ｉ
1 によるコレクタ電流（ＩC5) に移行して、増大する
が、第２実施例では、高い電圧まで、定電流回路５の電
流が図３の電流（Ｉ2)の状態で推移するために、ＩＧＢ
Ｔ１のコレクタ電流ＩC はＩC4のままで増大しない。そ
のために、第１実施例よりもＩＧＢＴ１の発生損失を低
減することができる。

【００３８】

【発明の効果】この発明によれば、定電流回路を高耐圧
定電流素子と低耐圧定電流素子を直列に接続する構成と
することで、イグニッションシステムの動作状況を監視
するために、ＭＯＳゲート構造トランジスタ（ＩＧＢＴ
１）のドレイン電圧をモニタする回路を付加する場合に
弊害となる電流制限開始直後のドレイン電圧の振動を防
止できる。

【００３９】また、低耐圧定電流素子を接続すること
で、ＩＧＢＴ１の電流制限領域のコレクタ電流を小さく
抑制できて、ＩＧＢＴ１の発生損失を低減できる。ま
た、低耐圧定電流素子のみを複数個直列接続して、定電
流回路を構成することで、前記と同様の効果が得られ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の第１実施例の要部回路構成を示す
図。

【図２】定電流回路の電流と電圧の関係を示す図

【図３】定電流回路を接続したＩＧＢＴ１の出力特性図

【図４】この発明の第２実施例の要部回路構成を示す図

【図５】エンジン点火用イグニッション回路の従来例を
示す図

【図６】バイポーラ・ダーリントントランジスタ１０３
が電流制限動作する前後のコレクタ・エミッタ間電圧と
コレクタ電流波形を示す図

【図７】ＭＯＳＦＥＴの振動現象を示す電圧波形と電流
波形図

【図８】現在自動車点火回路に実用化されているバイポ
ーラ・ダーリントントランジスタの出力特性図

【図９】図７の波形をもたらすＭＯＳゲート構造トラン
ジスタの出力特性図

【図１０】従来の回路構成を示す図

【図１１】ＩＧＢＴをバイポーラトランジスタの出力特
性にするための高耐圧定電流素子の電圧・電流特性を示
す図

【符号の説明】

１ＩＧＢＴ２高耐圧定電流素子（高耐圧デプレッション形ＩＧＢ
Ｔ）３低耐圧定電流素子（低耐圧デプレッション形ＭＯＳ
ＦＥＴ）４、５、１４定電流回路１０１、３０１バッテリ１０２、３０２イグニッションコイル１０３バイポーラ・ダーリントントラン
ジスタ３０３ＩＧＢＴ３０８高耐圧定電流素子１０４、１０５、３０４トランジスタ１０９、３０７駆動回路１１０、３１２ツェナダイオード１１２、３１１コンデンサ３１３ダイオード

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】イグニッションコイルの一次巻線に直流電
源とスイッチング手段を接続し、イグニッションコイル
の二次巻線の一方端に点火プラグを接続し、該スイッチ
ング手段の開閉によるイグニッションコイルの一次電流
の変化により二次巻線に生ずる高電圧を点火プラグに供
給するものであって、スイッチング手段がＭＯＳゲート
構造トランジスタであり、一次巻線のコイル電流をある
一定値に制限するために、少なくともコイル電流検出部
とＭＯＳゲート構造トランジスタのゲート電圧を降下さ
せる回路とを備え、ＭＯＳゲート構造トランジスタの電
圧値の高い側の主端子の電圧が、ゲート端子電圧よりも
高い場合に、主端子からゲート端子に流入する電流で生
じた電圧をゲート端子に加える電流供給回路を備えた内
燃機関点火用半導体装置において、前記の電流供給回路が、少なくとも複数個の定電流素子
を直列接続して構成することを特徴とする内燃機関点火
用半導体装置。
【請求項２】前記電流供給回路が、定格電圧が異なる定
電流素子を直列接続して構成することを特徴とする請求
項１に記載の内燃機関点火用半導体装置。
【請求項３】前記電流供給回路が、２００Ｖ以上で１０
００Ｖ以下の定格電圧を有する高耐圧定電流素子と、５
Ｖ以上で５０Ｖ以下の定格電圧を有する低耐圧定電流素
子とを直列接続して構成することを特徴とする請求項１
または２に記載の内燃機関点火用半導体装置。
【請求項４】前記電流供給回路が、定格電圧が同一の定
電流素子を直列接続して構成することを特徴とする請求
項１に記載の内燃機関点火用半導体装置。
【請求項５】前記電流供給回路が、５Ｖ以上で５０Ｖ以
下の低耐圧定電流素子を複数個直列接続して構成するこ
とを特徴とする請求項１または４に記載の内燃機関点火
用半導体装置。
【請求項６】前記低耐圧定電流素子の電流制限領域の電
流値が前記高耐圧定電流素子の電流制限領域の電流値よ
り小さいことを特徴とする請求項２または３に記載の内
燃機関点火用半導体装置。
【請求項７】前記定電流素子が、デプレッション形ＩＧ
ＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）もしくは
デプレッション形ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳゲート型電界効
果トランジスタ）であることを特徴とする請求項１ない
し６のいずれか一つに記載の内燃機関点火用半導体装
置。