JP2000278985A - 直流ブラシレスモータの駆動装置 - Google Patents
直流ブラシレスモータの駆動装置Info
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- JP2000278985A JP2000278985A JP11080667A JP8066799A JP2000278985A JP 2000278985 A JP2000278985 A JP 2000278985A JP 11080667 A JP11080667 A JP 11080667A JP 8066799 A JP8066799 A JP 8066799A JP 2000278985 A JP2000278985 A JP 2000278985A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 直流ブラシレスモータの脱調検知方式を安価
で、且つ安定な構成とすること。 【解決手段】 複数のスイッチング素子を有するスイッ
チング回路と、このスイッチング回路に直流電圧を印加
する直流電圧印加手段とを有し、直流電圧を交流電圧に
変換し、固定子巻線を有するステータ及び永久磁石を有
するロータより構成された直流ブラシレスモータに電圧
を供給する電圧型インバータと、直流ブラシレスモータ
の端子電圧のゼロクロスと、電流のゼロクロスとの位相
差を検出して、この位相差が予め定められた目標位相差
に近づくように直流ブラシレスモータの端子電圧を制御
する電圧型インバータの制御装置と、この制御装置にお
いて、位相差が目標値に一致せずに端子電圧が所定上限
値より高いかもしくは所定下限値より低い場合は運転を
停止する運転停止手段とを備えたものである。
で、且つ安定な構成とすること。 【解決手段】 複数のスイッチング素子を有するスイッ
チング回路と、このスイッチング回路に直流電圧を印加
する直流電圧印加手段とを有し、直流電圧を交流電圧に
変換し、固定子巻線を有するステータ及び永久磁石を有
するロータより構成された直流ブラシレスモータに電圧
を供給する電圧型インバータと、直流ブラシレスモータ
の端子電圧のゼロクロスと、電流のゼロクロスとの位相
差を検出して、この位相差が予め定められた目標位相差
に近づくように直流ブラシレスモータの端子電圧を制御
する電圧型インバータの制御装置と、この制御装置にお
いて、位相差が目標値に一致せずに端子電圧が所定上限
値より高いかもしくは所定下限値より低い場合は運転を
停止する運転停止手段とを備えたものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、センサレス直流
ブラシレスモータの駆動装置に係り、位置信号を用いな
いで直流ブラシレスモータを駆動する場合の脱調検知装
置に関する。
ブラシレスモータの駆動装置に係り、位置信号を用いな
いで直流ブラシレスモータを駆動する場合の脱調検知装
置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１５は、例えば特開平７−８７７８２
号公報に示された従来の直流ブラシレスモータの駆動装
置を示す構成図である。図において、１はインバータ回
路、２は直流ブラシレスモータ、２５は直流ブラシレス
モータ２のロータの位置を検出するための位置検出回
路、２６は複数のスイッチング素子を有するスイッチン
グ回路３４の各トランジスタに対する駆動信号を作成す
る制御部、２７は制御部２６に異常検出指令を送る異常
検出回路、２８はシャント抵抗３１に流れる通常とは逆
方向の電流を検知する逆方向電流検知回路、２９はシャ
ント抵抗３１に流れる通常の順方向の電流を検知する順
方向電流検知回路、３０は順方向電流検知回路２９と逆
方向電流検知回路２８とを有する電流検知回路、、３２
は整流用のダイオードブリッジ、３３はダイオードブリ
ッジ３２と平滑コンデンサとを有する整流回路である。
号公報に示された従来の直流ブラシレスモータの駆動装
置を示す構成図である。図において、１はインバータ回
路、２は直流ブラシレスモータ、２５は直流ブラシレス
モータ２のロータの位置を検出するための位置検出回
路、２６は複数のスイッチング素子を有するスイッチン
グ回路３４の各トランジスタに対する駆動信号を作成す
る制御部、２７は制御部２６に異常検出指令を送る異常
検出回路、２８はシャント抵抗３１に流れる通常とは逆
方向の電流を検知する逆方向電流検知回路、２９はシャ
ント抵抗３１に流れる通常の順方向の電流を検知する順
方向電流検知回路、３０は順方向電流検知回路２９と逆
方向電流検知回路２８とを有する電流検知回路、、３２
は整流用のダイオードブリッジ、３３はダイオードブリ
ッジ３２と平滑コンデンサとを有する整流回路である。
【０００３】次に動作を説明する。直流ブラシレスモー
タ２を駆動する場合、複数のスイッチング素子を有する
スイッチング回路３４と、このスイッチング回路３４に
直流電圧を印加する為の整流回路３３が設けられ、その
整流回路３３とスイッチング回路３４とでインバータ回
路１が構成される。そして直流ブラシレスモータ２のロ
ータの位置が位置検出回路２５で逐次検出され、その検
出位置に応じてスイッチング回路３４の各スイッチング
素子がオン、オフされることで直流ブラシレスモータ２
の各相への通電が順次切り替えられ、直流ブラシレスモ
ータ２が駆動される。
タ２を駆動する場合、複数のスイッチング素子を有する
スイッチング回路３４と、このスイッチング回路３４に
直流電圧を印加する為の整流回路３３が設けられ、その
整流回路３３とスイッチング回路３４とでインバータ回
路１が構成される。そして直流ブラシレスモータ２のロ
ータの位置が位置検出回路２５で逐次検出され、その検
出位置に応じてスイッチング回路３４の各スイッチング
素子がオン、オフされることで直流ブラシレスモータ２
の各相への通電が順次切り替えられ、直流ブラシレスモ
ータ２が駆動される。
【０００４】このインバータ回路１には整流回路３３と
スイッチング回路３４との間の接続ラインに電流検知用
のシャント抵抗３１が接続され、シャント抵抗３１の両
端には電流検知回路３０が接続される。この電流検知回
路３０は、順方向電流検知回路２９でシャント抵抗３１
に流れる通常の順方向の順方向電流を検知し、逆方向電
流検知回路２８でシャント抵抗３１に流れる通常とは逆
方向の逆方向電流を検知し、脱調時或いは、逆方向電流
がながれている場合でも（回生運転時：急減速時等）ス
イッチング回路３４を保護する事ができるというもので
ある。
スイッチング回路３４との間の接続ラインに電流検知用
のシャント抵抗３１が接続され、シャント抵抗３１の両
端には電流検知回路３０が接続される。この電流検知回
路３０は、順方向電流検知回路２９でシャント抵抗３１
に流れる通常の順方向の順方向電流を検知し、逆方向電
流検知回路２８でシャント抵抗３１に流れる通常とは逆
方向の逆方向電流を検知し、脱調時或いは、逆方向電流
がながれている場合でも（回生運転時：急減速時等）ス
イッチング回路３４を保護する事ができるというもので
ある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記従来の直流ブラシ
レスモータの駆動装置における脱調検知方法は、逆起電
圧を検知して位置信号とする場合やホールＩＣ等を使用
して位置信号とする場合には有効であるが、位置信号を
用いないで直流ブラシレスモータを駆動する場合には、
脱調時の電流値と通常運転時の電流値に差が少ない為、
脱調を検知できないということと、直流ブラシレスモー
タの減磁耐力の関係により、高速で脱調を検知する必要
がある場合に不都合があった。
レスモータの駆動装置における脱調検知方法は、逆起電
圧を検知して位置信号とする場合やホールＩＣ等を使用
して位置信号とする場合には有効であるが、位置信号を
用いないで直流ブラシレスモータを駆動する場合には、
脱調時の電流値と通常運転時の電流値に差が少ない為、
脱調を検知できないということと、直流ブラシレスモー
タの減磁耐力の関係により、高速で脱調を検知する必要
がある場合に不都合があった。
【０００６】この発明は、かかる問題点を解決する為に
なされたもので、位置信号を用いないで直流ブラシレス
モータを駆動する場合にも安定且つ、高速な脱調検知方
法を備えた直流ブラシレスモータの駆動装置を提供する
ことを目的とする。
なされたもので、位置信号を用いないで直流ブラシレス
モータを駆動する場合にも安定且つ、高速な脱調検知方
法を備えた直流ブラシレスモータの駆動装置を提供する
ことを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この発明に係る直流ブラ
シレスモータの駆動装置は、複数のスイッチング素子を
有するスイッチング回路と、このスイッチング回路に直
流電圧を印加する直流電圧印加手段とを有し、直流電圧
を交流電圧に変換し、固定子巻線を有するステータ及び
永久磁石を有するロータより構成された直流ブラシレス
モータに電圧を供給する電圧型インバータと、直流ブラ
シレスモータの端子電圧のゼロクロスと、直流ブラシレ
スモータに流れる電流のゼロクロスとの位相差を検出し
て、この位相差が予め定められた目標位相差に近づくよ
うに直流ブラシレスモータの端子電圧を制御する電圧型
インバータの制御装置と、この制御装置において、位相
差が目標値に一致せずに端子電圧が所定上限値より高い
かもしくは所定下限値より低い場合は運転を停止する運
転停止手段とを備えたものである。
シレスモータの駆動装置は、複数のスイッチング素子を
有するスイッチング回路と、このスイッチング回路に直
流電圧を印加する直流電圧印加手段とを有し、直流電圧
を交流電圧に変換し、固定子巻線を有するステータ及び
永久磁石を有するロータより構成された直流ブラシレス
モータに電圧を供給する電圧型インバータと、直流ブラ
シレスモータの端子電圧のゼロクロスと、直流ブラシレ
スモータに流れる電流のゼロクロスとの位相差を検出し
て、この位相差が予め定められた目標位相差に近づくよ
うに直流ブラシレスモータの端子電圧を制御する電圧型
インバータの制御装置と、この制御装置において、位相
差が目標値に一致せずに端子電圧が所定上限値より高い
かもしくは所定下限値より低い場合は運転を停止する運
転停止手段とを備えたものである。
【０００８】また、制御装置は、予め定められた基準電
圧／周波数パターンに基づいて入力された周波数指令に
相当する直流ブラシレスモータの端子電圧と、予め定め
られた目標位相差とを出力する基準電圧／周波数パター
ン及び目標位相差演算手段と、直流ブラシレスモータの
端子電圧と電流の位相差を演算する電圧電流位相差演算
手段と、この電圧電流位相差演算手段で演算された位相
差と目標位相差との差である位相誤差を電圧誤差に変換
する位相・電圧変換手段と、位相差が目標位相差に近づ
くように、位相・電圧変換手段で変換された電圧誤差
を、基準電圧／周波数パターン及び目標位相差演算手段
から出力された端子電圧に加減演算する加減演算器とを
備えたものである。
圧／周波数パターンに基づいて入力された周波数指令に
相当する直流ブラシレスモータの端子電圧と、予め定め
られた目標位相差とを出力する基準電圧／周波数パター
ン及び目標位相差演算手段と、直流ブラシレスモータの
端子電圧と電流の位相差を演算する電圧電流位相差演算
手段と、この電圧電流位相差演算手段で演算された位相
差と目標位相差との差である位相誤差を電圧誤差に変換
する位相・電圧変換手段と、位相差が目標位相差に近づ
くように、位相・電圧変換手段で変換された電圧誤差
を、基準電圧／周波数パターン及び目標位相差演算手段
から出力された端子電圧に加減演算する加減演算器とを
備えたものである。
【０００９】また、複数のスイッチング素子を有するス
イッチング回路と、このスイッチング回路に直流電圧を
印加する直流電圧印加手段とを有し、直流電圧を交流電
圧に変換し、固定子巻線を有するステータ及び永久磁石
を有するロータより構成された直流ブラシレスモータに
電圧を供給する電圧型インバータと、直流ブラシレスモ
ータの端子電圧のゼロクロスと、直流ブラシレスモータ
に流れる電流のゼロクロスとの位相差を検出して、電圧
型インバータを制御する制御装置と、位相差が、予め各
運転周波数毎に設定された設定値を超える場合は運転を
停止する運転停止手段とを備えたものである。
イッチング回路と、このスイッチング回路に直流電圧を
印加する直流電圧印加手段とを有し、直流電圧を交流電
圧に変換し、固定子巻線を有するステータ及び永久磁石
を有するロータより構成された直流ブラシレスモータに
電圧を供給する電圧型インバータと、直流ブラシレスモ
ータの端子電圧のゼロクロスと、直流ブラシレスモータ
に流れる電流のゼロクロスとの位相差を検出して、電圧
型インバータを制御する制御装置と、位相差が、予め各
運転周波数毎に設定された設定値を超える場合は運転を
停止する運転停止手段とを備えたものである。
【００１０】また、スイッチング素子の出力端子と入力
端子間の電位差情報を検出する相電圧検出手段と、スイ
ッチング回路の同一相の上下のスイッチング素子が共に
ＯＦＦである状態を検知し、タイミング信号として出力
するタイミング検出手段と、相電圧検出手段の出力する
電位差情報をタイミング検出手段が出力するタイミング
信号によりラッチして電流極性信号とするラッチ手段と
を有する電流極性検知手段を備え、電流極性検知手段が
検知した電流極性信号に基づいて位相差を演算するもの
である。
端子間の電位差情報を検出する相電圧検出手段と、スイ
ッチング回路の同一相の上下のスイッチング素子が共に
ＯＦＦである状態を検知し、タイミング信号として出力
するタイミング検出手段と、相電圧検出手段の出力する
電位差情報をタイミング検出手段が出力するタイミング
信号によりラッチして電流極性信号とするラッチ手段と
を有する電流極性検知手段を備え、電流極性検知手段が
検知した電流極性信号に基づいて位相差を演算するもの
である。
【００１１】また、スイッチング素子を駆動するマイク
ロプロセッサーを備え、タイミング信号検出手段及びラ
ッチ手段は、マイクロプロセッサー内のＨ／Ｗ又はＳ／
Ｗで構成したものである。
ロプロセッサーを備え、タイミング信号検出手段及びラ
ッチ手段は、マイクロプロセッサー内のＨ／Ｗ又はＳ／
Ｗで構成したものである。
【００１２】また、複数のスイッチング素子を有するス
イッチング回路と、このスイッチング回路に直流電圧を
印加する直流電圧印加手段とを有し、直流電圧を交流電
圧に変換し、固定子巻線を有するステータ及び永久磁石
を有するロータより構成された直流ブラシレスモータに
電圧を供給する電圧型インバータと、直流ブラシレスモ
ータの端子電圧のゼロクロスと、直流ブラシレスモータ
に流れる電流のゼロクロスとの位相差を検出して、電圧
型インバータを制御する制御装置と、直流ブラシレスモ
ータの電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手
段で検出した検出電流値が、予め各運転周波数毎に設定
された設定値を超える場合は運転を停止する運転停止手
段とを備えたものである。
イッチング回路と、このスイッチング回路に直流電圧を
印加する直流電圧印加手段とを有し、直流電圧を交流電
圧に変換し、固定子巻線を有するステータ及び永久磁石
を有するロータより構成された直流ブラシレスモータに
電圧を供給する電圧型インバータと、直流ブラシレスモ
ータの端子電圧のゼロクロスと、直流ブラシレスモータ
に流れる電流のゼロクロスとの位相差を検出して、電圧
型インバータを制御する制御装置と、直流ブラシレスモ
ータの電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手
段で検出した検出電流値が、予め各運転周波数毎に設定
された設定値を超える場合は運転を停止する運転停止手
段とを備えたものである。
【００１３】また、複数のスイッチング素子を有するス
イッチング回路と、このスイッチング回路に直流電圧を
印加する直流電圧印加手段とを有し、直流電圧を交流電
圧に変換し、固定子巻線を有するステータ及び永久磁石
を有するロータより構成された直流ブラシレスモータに
電圧を供給する電圧型インバータと、直流ブラシレスモ
ータの端子電圧のゼロクロスと、直流ブラシレスモータ
に流れる電流のゼロクロスとの位相差を検出して、電圧
型インバータを制御する制御装置と、直流ブラシレスモ
ータの電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段で
検出した検出電流値が、低速運転周波数領域と高速運転
周波数領域とで異なるレベルに設定された設定値を超え
る場合は運転を停止する運転停止手段とを備えたもので
ある。
イッチング回路と、このスイッチング回路に直流電圧を
印加する直流電圧印加手段とを有し、直流電圧を交流電
圧に変換し、固定子巻線を有するステータ及び永久磁石
を有するロータより構成された直流ブラシレスモータに
電圧を供給する電圧型インバータと、直流ブラシレスモ
ータの端子電圧のゼロクロスと、直流ブラシレスモータ
に流れる電流のゼロクロスとの位相差を検出して、電圧
型インバータを制御する制御装置と、直流ブラシレスモ
ータの電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段で
検出した検出電流値が、低速運転周波数領域と高速運転
周波数領域とで異なるレベルに設定された設定値を超え
る場合は運転を停止する運転停止手段とを備えたもので
ある。
【００１４】また、複数のスイッチング素子を有するス
イッチング回路と、このスイッチング回路に直流電圧を
印加する直流電圧印加手段とを有し、直流電圧を交流電
圧に変換し、固定子巻線を有するステータ及び永久磁石
を有するロータより構成された直流ブラシレスモータに
電圧を供給する電圧型インバータと、直流ブラシレスモ
ータの端子電圧のゼロクロスと、直流ブラシレスモータ
に流れる電流のゼロクロスとの位相差を検出して、電圧
型インバータを制御する制御装置と、直流ブラシレスモ
ータの電力を検出する電力検出手段と、電流検出手段で
検出した検出電力値が、予め各運転周波数毎に設定され
た設定値を超える場合は運転を停止する運転停止手段と
を備えたものである。
イッチング回路と、このスイッチング回路に直流電圧を
印加する直流電圧印加手段とを有し、直流電圧を交流電
圧に変換し、固定子巻線を有するステータ及び永久磁石
を有するロータより構成された直流ブラシレスモータに
電圧を供給する電圧型インバータと、直流ブラシレスモ
ータの端子電圧のゼロクロスと、直流ブラシレスモータ
に流れる電流のゼロクロスとの位相差を検出して、電圧
型インバータを制御する制御装置と、直流ブラシレスモ
ータの電力を検出する電力検出手段と、電流検出手段で
検出した検出電力値が、予め各運転周波数毎に設定され
た設定値を超える場合は運転を停止する運転停止手段と
を備えたものである。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態を図
面に基づいて説明する。 実施の形態１．図１〜７は実施の形態１を示す図で、図
１は直流ブラシレスモータの駆動装置の全体構成図、図
２はモータ相電流が正（インバータ→モータ）であると
きの電流極性検知回路各部の信号波形、図３はモータ相
電流が負である場合の電流極性検知回路各部の信号波
形、図４はモータ相電流と電流極性信号を示す図、図５
は直流ブラシレスモータ制御ブロック図、図６は出力周
波数とＶ／Ｆ電圧との関係を示す図、図７は脱調検知の
制御フローチャートである。
面に基づいて説明する。 実施の形態１．図１〜７は実施の形態１を示す図で、図
１は直流ブラシレスモータの駆動装置の全体構成図、図
２はモータ相電流が正（インバータ→モータ）であると
きの電流極性検知回路各部の信号波形、図３はモータ相
電流が負である場合の電流極性検知回路各部の信号波
形、図４はモータ相電流と電流極性信号を示す図、図５
は直流ブラシレスモータ制御ブロック図、図６は出力周
波数とＶ／Ｆ電圧との関係を示す図、図７は脱調検知の
制御フローチャートである。
【００１６】図１において、１は電圧型のインバータ、
２はこのインバータ１で駆動される直流ブラシレスモー
タ、３はＰＷＭ制御信号を演算して出力する制御回路、
４は制御信号を基にインバータ１内の各スイッチを駆動
する信号を作成するドライブ回路、５は直流ブラシレス
モータ２の相電圧を検出する相電圧検出手段、６はタイ
ミング検出手段、７は相電圧検出手段５とタイミング検
出手段６の結果からモータの相電流の極性信号（以下電
流極性信号と称する）を出力するラッチ手段である。ま
た、図中Ｃ１〜Ｃ６は制御回路３から出力される三相の
ＰＷＭ信号で有り、添字はインバータ１内のスイッチン
グ素子Ｔ１〜Ｔ６に対応している。またＣ１〜Ｃ６はあ
らかじめ上下アーム短絡防止時間（以下Ｔｄと称する）
を設けられた正弦波ＰＷＭ信号である。またＺは電流極
性信号である。
２はこのインバータ１で駆動される直流ブラシレスモー
タ、３はＰＷＭ制御信号を演算して出力する制御回路、
４は制御信号を基にインバータ１内の各スイッチを駆動
する信号を作成するドライブ回路、５は直流ブラシレス
モータ２の相電圧を検出する相電圧検出手段、６はタイ
ミング検出手段、７は相電圧検出手段５とタイミング検
出手段６の結果からモータの相電流の極性信号（以下電
流極性信号と称する）を出力するラッチ手段である。ま
た、図中Ｃ１〜Ｃ６は制御回路３から出力される三相の
ＰＷＭ信号で有り、添字はインバータ１内のスイッチン
グ素子Ｔ１〜Ｔ６に対応している。またＣ１〜Ｃ６はあ
らかじめ上下アーム短絡防止時間（以下Ｔｄと称する）
を設けられた正弦波ＰＷＭ信号である。またＺは電流極
性信号である。
【００１７】次に上記のように構成されたインバータの
センサレス制御方式の基本動作を説明する。制御回路３
は、インバータ１が所定の周波数・電圧を出力するよう
なＰＷＭ制御信号Ｃ１〜Ｃ６を演算し、逐次出力する。
ドライブ回路４は制御信号Ｃ１〜Ｃ６を基にインバータ
１内の各スイッチを駆動する駆動信号Ｓ１〜Ｓ６を作成
する。インバータ１は駆動信号Ｓ１〜Ｓ６に基づきスイ
ッチＴ１〜Ｔ６を開閉し、出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに交流電
圧を発生する。これにより直流ブラシレスモータ２に電
力が供給され、直流ブラシレスモータ２が駆動される。
センサレス制御方式の基本動作を説明する。制御回路３
は、インバータ１が所定の周波数・電圧を出力するよう
なＰＷＭ制御信号Ｃ１〜Ｃ６を演算し、逐次出力する。
ドライブ回路４は制御信号Ｃ１〜Ｃ６を基にインバータ
１内の各スイッチを駆動する駆動信号Ｓ１〜Ｓ６を作成
する。インバータ１は駆動信号Ｓ１〜Ｓ６に基づきスイ
ッチＴ１〜Ｔ６を開閉し、出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに交流電
圧を発生する。これにより直流ブラシレスモータ２に電
力が供給され、直流ブラシレスモータ２が駆動される。
【００１８】ここで、例えば直流ブラシレスモータ２を
高効率または回転速度を高精度に駆動する必要がある場
合は、制御回路３は直流ブラシレスモータ２に流れる電
流の位相を検出して、出力電圧ないし周波数を発生する
必要がある。
高効率または回転速度を高精度に駆動する必要がある場
合は、制御回路３は直流ブラシレスモータ２に流れる電
流の位相を検出して、出力電圧ないし周波数を発生する
必要がある。
【００１９】以下、この脱調検出装置の動作について図
２〜６を用いて説明する。図２、図３において、Ｃ１，
Ｃ２，Ｓ１，Ｓ２，Ｖun，Ｚは、それぞれＵ相の上アー
ム制御信号，Ｕ相の下アーム制御信号，Ｕ相の上アーム
駆動信号，Ｕ相の下アーム駆動信号，Ｕ−Ｎ端子間電
圧，電流極性信号である。なおＣ１，Ｃ２，Ｓ１，Ｓ２
は正論理（ハイレベルの時スイッチがＯＮ）である。
２〜６を用いて説明する。図２、図３において、Ｃ１，
Ｃ２，Ｓ１，Ｓ２，Ｖun，Ｚは、それぞれＵ相の上アー
ム制御信号，Ｕ相の下アーム制御信号，Ｕ相の上アーム
駆動信号，Ｕ相の下アーム駆動信号，Ｕ−Ｎ端子間電
圧，電流極性信号である。なおＣ１，Ｃ２，Ｓ１，Ｓ２
は正論理（ハイレベルの時スイッチがＯＮ）である。
【００２０】図２，３のタイムチャートは、Ｕ相のＰＷ
Ｍ周期中におけるインバータ出力電圧がＨＩＧＨ（Ｖdc
付近）からＬＯＷ（０付近）に切り替わるタイミング近
傍の信号変化を示す。時刻ａ，ｂ，ｃ，ｄは、それぞれ
Ｃ２のターンオフ，Ｓ２のターンオフ，Ｃ１のターンオ
ン，Ｓ１のターンオンのタイミングを示す。
Ｍ周期中におけるインバータ出力電圧がＨＩＧＨ（Ｖdc
付近）からＬＯＷ（０付近）に切り替わるタイミング近
傍の信号変化を示す。時刻ａ，ｂ，ｃ，ｄは、それぞれ
Ｃ２のターンオフ，Ｓ２のターンオフ，Ｃ１のターンオ
ン，Ｓ１のターンオンのタイミングを示す。
【００２１】図２に示すように、Ｕ相電流が正方向に流
れる場合、インバータ１内では上アームのスイッチング
素子Ｔ１か下アームのダイオードのいずれかを経由して
Ｕ相電流が流れるが、この電流経路の選択は上アームの
スイッチング素子Ｔ１の状態に依存する。即ち、上アー
ム駆動信号Ｓ１がＯＮしていれば上アームのスイッチン
グ素子Ｔ１を経由し（以下状態１と称する）、ＯＦＦし
ていれば下アームのダイオードを経由する（以下状態２
と称する）。
れる場合、インバータ１内では上アームのスイッチング
素子Ｔ１か下アームのダイオードのいずれかを経由して
Ｕ相電流が流れるが、この電流経路の選択は上アームの
スイッチング素子Ｔ１の状態に依存する。即ち、上アー
ム駆動信号Ｓ１がＯＮしていれば上アームのスイッチン
グ素子Ｔ１を経由し（以下状態１と称する）、ＯＦＦし
ていれば下アームのダイオードを経由する（以下状態２
と称する）。
【００２２】状態１の場合、インバータ１の直流側端子
ＮとＵ相の端子間電圧Ｖunはほぼ直流母線電圧Ｖdc（正
確にはＶdcからスイッチの電圧降下分Ｖceを減じた電
圧）が発生し、状態２の場合Ｖunはほぼゼロ電圧（正確
にはダイオードの電圧降下ＶFを減じた電圧）となる。
図２のタイムチャートでは、時刻ｄにおいて状態２→状
態１に遷移することが判る。このように変化するＶunの
電圧レベルを入力し、図２の時刻ｄより前の時刻（例え
ば時刻ｃ）でラッチした場合、図２のＺのような電流極
性信号が得られる。すなわち時刻ｃ以降ローレベルの電
流極性信号信号が得られる。
ＮとＵ相の端子間電圧Ｖunはほぼ直流母線電圧Ｖdc（正
確にはＶdcからスイッチの電圧降下分Ｖceを減じた電
圧）が発生し、状態２の場合Ｖunはほぼゼロ電圧（正確
にはダイオードの電圧降下ＶFを減じた電圧）となる。
図２のタイムチャートでは、時刻ｄにおいて状態２→状
態１に遷移することが判る。このように変化するＶunの
電圧レベルを入力し、図２の時刻ｄより前の時刻（例え
ば時刻ｃ）でラッチした場合、図２のＺのような電流極
性信号が得られる。すなわち時刻ｃ以降ローレベルの電
流極性信号信号が得られる。
【００２３】また、図３に示すようにＵ相電流が負方向
に流れる場合、インバータ内では下アームのスイッチン
グ素子Ｔ１か上アームのダイオードのいずれかを経由し
てＵ相電流が流れ、この電流経路の選択は下アームのス
イッチング素子Ｔ１の状態に依存する。即ち、下アーム
駆動信号Ｓ２がＯＮしていれば下アームのスイッチング
素子Ｔ１を経由し（以下状態３と称する）、ＯＦＦして
いれば上アームのダイオードを経由する（以下状態
４）。
に流れる場合、インバータ内では下アームのスイッチン
グ素子Ｔ１か上アームのダイオードのいずれかを経由し
てＵ相電流が流れ、この電流経路の選択は下アームのス
イッチング素子Ｔ１の状態に依存する。即ち、下アーム
駆動信号Ｓ２がＯＮしていれば下アームのスイッチング
素子Ｔ１を経由し（以下状態３と称する）、ＯＦＦして
いれば上アームのダイオードを経由する（以下状態
４）。
【００２４】状態３の場合、インバータ１の直流側端子
ＮとＵ相の端子間電圧Ｖunはほぼゼロ電圧（正確にはス
イッチの電圧降下分Ｖceを加えた電圧）が発生し、状態
４の場合Ｖunはほぼ直流母線電圧Ｖdc（正確にはＶdcに
ダイオードの電圧降下ＶF を加えた電圧）となる。図３
のタイムチャートでは、時刻ｂにおいて状態３→状態４
に遷移することが判る。このように変化するＶunの電圧
レベルを入力し、Ｖunが電位を確立するタイミング以降
の時刻（例えば時刻ｃ）でラッチした場合、図３のＺの
ような電流極性信号が得られる。すなわち時刻ｃ以降ハ
イレベルの信号が得られる。
ＮとＵ相の端子間電圧Ｖunはほぼゼロ電圧（正確にはス
イッチの電圧降下分Ｖceを加えた電圧）が発生し、状態
４の場合Ｖunはほぼ直流母線電圧Ｖdc（正確にはＶdcに
ダイオードの電圧降下ＶF を加えた電圧）となる。図３
のタイムチャートでは、時刻ｂにおいて状態３→状態４
に遷移することが判る。このように変化するＶunの電圧
レベルを入力し、Ｖunが電位を確立するタイミング以降
の時刻（例えば時刻ｃ）でラッチした場合、図３のＺの
ような電流極性信号が得られる。すなわち時刻ｃ以降ハ
イレベルの信号が得られる。
【００２５】上記のように電流極性信号Ｚは、相電流が
正のときロー、負のときハイとなるよう変化するため、
インバータ周期中におけるＺの状態はおおよそ図４の如
くとなり、相電流の電流極性信号が得られる。
正のときロー、負のときハイとなるよう変化するため、
インバータ周期中におけるＺの状態はおおよそ図４の如
くとなり、相電流の電流極性信号が得られる。
【００２６】直流ブラシレスモータ２の相電圧を検出す
る相電圧検出手段５、タイミング検出手段６、相電圧検
出手段５とタイミング検出手段６の結果からモータの相
電流の極性信号（以下電流極性信号と称する）を出力す
るラッチ手段７で構成される電流極性検知回路より得ら
れた電流極性信号Ｚから、図５に示す制御回路３内の電
流電圧位相差演算器１４により電圧電流位相差（ゼロク
ロス位相差）θが演算される。演算された電圧電流位相
差θは、基準Ｖ／Ｆ及び目標位相差演算器９により演算
された目標位相差θ＊と、比較演算器１０により比較演
算され、目標位相差誤差Δθを出力する。目標位相誤差
Δθは、増幅演算器１１により増幅演算されたあと位相
・電圧変換器１２により、例えばテーブルを参照して電
圧誤差ΔＶに変換される。
る相電圧検出手段５、タイミング検出手段６、相電圧検
出手段５とタイミング検出手段６の結果からモータの相
電流の極性信号（以下電流極性信号と称する）を出力す
るラッチ手段７で構成される電流極性検知回路より得ら
れた電流極性信号Ｚから、図５に示す制御回路３内の電
流電圧位相差演算器１４により電圧電流位相差（ゼロク
ロス位相差）θが演算される。演算された電圧電流位相
差θは、基準Ｖ／Ｆ及び目標位相差演算器９により演算
された目標位相差θ＊と、比較演算器１０により比較演
算され、目標位相差誤差Δθを出力する。目標位相誤差
Δθは、増幅演算器１１により増幅演算されたあと位相
・電圧変換器１２により、例えばテーブルを参照して電
圧誤差ΔＶに変換される。
【００２７】演算された電圧誤差ΔＶは、位相差θが目
標位相差θ＊に近づくように、基準Ｖ／Ｆ及び目標位相
差演算器９より出力された基準Ｖ／Ｆパターンの周波数
指令Ｆ＊に相当するＶ＊を加減演算器１３により加減演
算する。この時、基準Ｖ／Ｆパターン及び目標位相差θ
＊は、予めモータ試験により求められているものとす
る。以上により、電圧電流位相差θが目標位相差θ＊に
近づくように制御回路３により制御されるので、直流ブ
ラシレスモータ２のセンサレス高効率運転が実現でき
る。
標位相差θ＊に近づくように、基準Ｖ／Ｆ及び目標位相
差演算器９より出力された基準Ｖ／Ｆパターンの周波数
指令Ｆ＊に相当するＶ＊を加減演算器１３により加減演
算する。この時、基準Ｖ／Ｆパターン及び目標位相差θ
＊は、予めモータ試験により求められているものとす
る。以上により、電圧電流位相差θが目標位相差θ＊に
近づくように制御回路３により制御されるので、直流ブ
ラシレスモータ２のセンサレス高効率運転が実現でき
る。
【００２８】上記のようなシステムでは、直流ブラシレ
スモータ２に過大な負荷がかかり直流ブラシレスモータ
２が脱調したとすると、図６の様に目標位相差θ＊に対
して電圧Ｖを幾ら加減演算しても電圧電流位相差θが目
標値に一致しないので、ついには電圧Ｖはアッパリミッ
トＶH 或いはロアーリミットＶL に張り付いてしまう。
従って、インバータ１が出力している電圧がアッパリミ
ットＶH より高いか、或いはロアーリミットＶL より低
いかを判断することで脱調が検出できる。図７はこの脱
調検知の制御フローチャートである。
スモータ２に過大な負荷がかかり直流ブラシレスモータ
２が脱調したとすると、図６の様に目標位相差θ＊に対
して電圧Ｖを幾ら加減演算しても電圧電流位相差θが目
標値に一致しないので、ついには電圧Ｖはアッパリミッ
トＶH 或いはロアーリミットＶL に張り付いてしまう。
従って、インバータ１が出力している電圧がアッパリミ
ットＶH より高いか、或いはロアーリミットＶL より低
いかを判断することで脱調が検出できる。図７はこの脱
調検知の制御フローチャートである。
【００２９】本実施の形態の直流ブラシレスモータの駆
動装置は、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６を駆動するマイ
クロプロセッサーを備え、タイミング信号検出手段６及
びラッチ手段７は、マイクロプロセッサー内のＨ／Ｗ又
はＳ／Ｗで構成したものである。
動装置は、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６を駆動するマイ
クロプロセッサーを備え、タイミング信号検出手段６及
びラッチ手段７は、マイクロプロセッサー内のＨ／Ｗ又
はＳ／Ｗで構成したものである。
【００３０】実施の形態２．図８は実施の形態２を示す
図で、電気周波数と電圧電流位相差との関係を示す図で
ある。実施の形態１では、脱調検知はインバータ１が出
力している電圧がアッパリミットＶH より高いか、或い
はロアーリミットＶL より低いかで脱調を検出する例に
ついて説明したが、図８に示すように、電圧・電流位相
差（ゼロクロス位相差）が各運転周波数毎に設定された
設定値を超えると脱調と判定するようなシステムとして
も同様の効果が得られる。
図で、電気周波数と電圧電流位相差との関係を示す図で
ある。実施の形態１では、脱調検知はインバータ１が出
力している電圧がアッパリミットＶH より高いか、或い
はロアーリミットＶL より低いかで脱調を検出する例に
ついて説明したが、図８に示すように、電圧・電流位相
差（ゼロクロス位相差）が各運転周波数毎に設定された
設定値を超えると脱調と判定するようなシステムとして
も同様の効果が得られる。
【００３１】実施の形態３．図９は実施の形態３を示す
図で、電気周波数と電流実効値との関係を示す図であ
る。図に示すように、電流検出器を備え、電流検出器の
検出電流値が各運転周波数毎に設定された設定値を超え
ると脱調と判定するようなシステムとしても同様の効果
が得られる。
図で、電気周波数と電流実効値との関係を示す図であ
る。図に示すように、電流検出器を備え、電流検出器の
検出電流値が各運転周波数毎に設定された設定値を超え
ると脱調と判定するようなシステムとしても同様の効果
が得られる。
【００３２】実施の形態４．図１０は実施の形態４を示
す図で、マグネットの脱調時の減磁特性を示す図であ
る。実施形態３では、電流検出器を備え、電流検出器の
検出電流値が各運転周波数毎に設定された設定値を超え
ると脱調と判定するシステムとしたが、図１０に示すよ
うにプラスチックマグネットの脱調時の減磁特性が脱調
電流に対してリニアな特性であることを考慮して、非同
期時の運転がある周波数（運転）領域と、非同期運転の
ない周波数領域に分けて脱調電流レベルを設定するシス
テムとし、非同期時の運転がある周波数（運転）領域の
減磁を避ける構成としてもよい。
す図で、マグネットの脱調時の減磁特性を示す図であ
る。実施形態３では、電流検出器を備え、電流検出器の
検出電流値が各運転周波数毎に設定された設定値を超え
ると脱調と判定するシステムとしたが、図１０に示すよ
うにプラスチックマグネットの脱調時の減磁特性が脱調
電流に対してリニアな特性であることを考慮して、非同
期時の運転がある周波数（運転）領域と、非同期運転の
ない周波数領域に分けて脱調電流レベルを設定するシス
テムとし、非同期時の運転がある周波数（運転）領域の
減磁を避ける構成としてもよい。
【００３３】実施の形態５．図１１〜１４は実施の形態
５を示す図で、図１１は直流ブラシレスモータの駆動装
置の構成図、図１２，１３は直流電圧が変化した時、Ｔ
ｄの影響によりシャント抵抗による検出電流値が直流電
圧大の時（図１２ａ）と直流電圧小の時（図１２Ｂ）と
で変化することを示す図、直流電圧が変化した時の検出
電流値を示す図、図１４は運転周波数に対する通常運転
時及び脱調時の電力値との関係を示す図である。
５を示す図で、図１１は直流ブラシレスモータの駆動装
置の構成図、図１２，１３は直流電圧が変化した時、Ｔ
ｄの影響によりシャント抵抗による検出電流値が直流電
圧大の時（図１２ａ）と直流電圧小の時（図１２Ｂ）と
で変化することを示す図、直流電圧が変化した時の検出
電流値を示す図、図１４は運転周波数に対する通常運転
時及び脱調時の電力値との関係を示す図である。
【００３４】直流ブラシレスモータ２の効率を上げるた
め、低回転時は直流電圧をさげている。そのため図１１
〜１４に示すように、電圧がスイッチ１５により倍電圧
と単電圧に変化した場合でも脱調を検知できるように、
電力検出器を備え、電力検出器の検出電力値が各運転周
波数毎に設定された設定値を超えると脱調と判定するシ
ステムとしても良い。直流電圧が変化した時、Ｔｄの影
響によりシャント抵抗による検出電流値が直流電圧大の
時と直流電圧小の時とで変化することを利用し、電流値
のみの脱調検知より、更に精度よく脱調を検知すること
ができる。
め、低回転時は直流電圧をさげている。そのため図１１
〜１４に示すように、電圧がスイッチ１５により倍電圧
と単電圧に変化した場合でも脱調を検知できるように、
電力検出器を備え、電力検出器の検出電力値が各運転周
波数毎に設定された設定値を超えると脱調と判定するシ
ステムとしても良い。直流電圧が変化した時、Ｔｄの影
響によりシャント抵抗による検出電流値が直流電圧大の
時と直流電圧小の時とで変化することを利用し、電流値
のみの脱調検知より、更に精度よく脱調を検知すること
ができる。
【００３５】
【発明の効果】この発明に係る直流ブラシレスモータの
駆動装置は、位置信号を用いないで直流ブラシレスモー
タを駆動する場合でも、電圧と電流とのゼロクロス位相
差が目標値に一致せずに端子電圧が所定上限値より高い
場合もしくは所定下限値より低い場合は運転を停止する
運転停止手段を備えることにより、安定かつ、高精度の
直流ブラシレスモータの脱調検知が実現できる。
駆動装置は、位置信号を用いないで直流ブラシレスモー
タを駆動する場合でも、電圧と電流とのゼロクロス位相
差が目標値に一致せずに端子電圧が所定上限値より高い
場合もしくは所定下限値より低い場合は運転を停止する
運転停止手段を備えることにより、安定かつ、高精度の
直流ブラシレスモータの脱調検知が実現できる。
【００３６】また、モータの端子電圧のゼロクロスとモ
ータに流れる電流のゼロクロス位相差が各運転周波数毎
に設定された設定値を超えると運転を停止する運転停止
手段を備えることにより、高精度の直流ブラシレスモー
タの脱調検知が実現できる。
ータに流れる電流のゼロクロス位相差が各運転周波数毎
に設定された設定値を超えると運転を停止する運転停止
手段を備えることにより、高精度の直流ブラシレスモー
タの脱調検知が実現できる。
【００３７】また、スイッチング素子の出力端子と入力
端子間の電位差情報を検出する相電圧検出手段と、スイ
ッチング回路の同一相の上下のスイッチング素子が共に
ＯＦＦである状態を検知し、タイミング信号として出力
するタイミング検出手段と、相電圧検出手段の出力する
電位差情報をタイミング検出手段が出力するタイミング
信号によりラッチして電流極性信号とするラッチ手段と
を有する電流極性検知手段を備え、電流極性検知手段が
検知した電流極性信号に基づいてゼロクロス位相差を演
算することで、安価に脱調検知回路を構成できる。
端子間の電位差情報を検出する相電圧検出手段と、スイ
ッチング回路の同一相の上下のスイッチング素子が共に
ＯＦＦである状態を検知し、タイミング信号として出力
するタイミング検出手段と、相電圧検出手段の出力する
電位差情報をタイミング検出手段が出力するタイミング
信号によりラッチして電流極性信号とするラッチ手段と
を有する電流極性検知手段を備え、電流極性検知手段が
検知した電流極性信号に基づいてゼロクロス位相差を演
算することで、安価に脱調検知回路を構成できる。
【００３８】また、ゼロクロス位相差を検出する電流極
性信号のタイミング信号検出手段及びラッチ手段は、ス
イッチング素子を駆動するマイクロプロセッサー内のＨ
／ＷないしＳ／Ｗで実現することで、安価に回路を構成
できる。
性信号のタイミング信号検出手段及びラッチ手段は、ス
イッチング素子を駆動するマイクロプロセッサー内のＨ
／ＷないしＳ／Ｗで実現することで、安価に回路を構成
できる。
【００３９】また、電流検出手段で検出した検出電流値
が、予め各運転周波数毎に設定された設定値を超える場
合は運転を停止する運転停止手段を備えることにより、
安定した脱調検知が実現できる。
が、予め各運転周波数毎に設定された設定値を超える場
合は運転を停止する運転停止手段を備えることにより、
安定した脱調検知が実現できる。
【００４０】また、電流検出手段で検出した検出電流値
が、低速運転周波数領域と高速運転周波数領域とで異な
るレベルに設定された設定値を超える場合は運転を停止
する運転停止手段とを備えることにより、安定かつ高速
な脱調検知が実現できる。
が、低速運転周波数領域と高速運転周波数領域とで異な
るレベルに設定された設定値を超える場合は運転を停止
する運転停止手段とを備えることにより、安定かつ高速
な脱調検知が実現できる。
【００４１】また、電力検出器で検出した検出電力値が
各運転周波数毎に設定された設定値を超えると運転を停
止する運転停止手段を備えることにより、高精度な脱調
検知が実現できる。
各運転周波数毎に設定された設定値を超えると運転を停
止する運転停止手段を備えることにより、高精度な脱調
検知が実現できる。
【図１】 実施の形態１を示す図で、直流ブラシレスモ
ータの駆動装置を示す全体構成図である。
ータの駆動装置を示す全体構成図である。
【図２】 実施の形態１を示す図で、モータ相電流が正
であるときの各部の波形図である。
であるときの各部の波形図である。
【図３】 実施の形態１を示す図で、モータ相電流が負
であるときの各部の波形図である。
であるときの各部の波形図である。
【図４】 実施の形態１を示す図で、モータ相電流と電
流極性信号を示す図である。
流極性信号を示す図である。
【図５】 実施の形態１を示す図で、直流ブラシレスモ
ータの駆動装置の制御回路のブロック図である。
ータの駆動装置の制御回路のブロック図である。
【図６】 実施の形態１を示す図で、出力周波数とＶ／
Ｆ電圧との関係を示す図である。
Ｆ電圧との関係を示す図である。
【図７】 実施の形態１を示す図で脱調検知の制御フロ
ーチャートである。
ーチャートである。
【図８】 実施の形態２を示す図で、電気周波数と電圧
電流位相差との関係を示す図である。
電流位相差との関係を示す図である。
【図９】 実施の形態３を示す図で、電気周波数と電流
実効値との関係を示す図である。
実効値との関係を示す図である。
【図１０】 実施の形態４を示す図で、マグネットの脱
調時の減磁特性を示す図である。
調時の減磁特性を示す図である。
【図１１】 実施の形態５を示す図で、直流ブラシレス
モータの駆動装置の構成図である。
モータの駆動装置の構成図である。
【図１２】 実施の形態５を示す図で、直流電圧が変化
した時、検出電流値が直流電圧により変化することを示
す図である。
した時、検出電流値が直流電圧により変化することを示
す図である。
【図１３】 実施の形態５を示す図で、直流電圧が変化
した時、検出電流値が直流電圧により変化することを示
す図である。
した時、検出電流値が直流電圧により変化することを示
す図である。
【図１４】 実施の形態５を示す図で、運転周波数に対
する通常運転時及び脱調時の電力値との関係を示す図で
ある。
する通常運転時及び脱調時の電力値との関係を示す図で
ある。
【図１５】 従来の直流ブラシレスモータの駆動装置を
示す構成図である。
示す構成図である。
１ インバータ、２ 直流ブラシレスモータ、３ 制御
回路、４ ドライブ回路、５ 相電圧検出手段、６ タ
イミング検出手段、７ ラッチ手段、９ 基準Ｖ／Ｆ及
び目標位相差演算器、１０ 比較演算器、１１ 増幅
器、１２ 位相・電圧変換器、１３ 加減演算器、１４
電圧電流位相差演算器、１５ スイッチ。
回路、４ ドライブ回路、５ 相電圧検出手段、６ タ
イミング検出手段、７ ラッチ手段、９ 基準Ｖ／Ｆ及
び目標位相差演算器、１０ 比較演算器、１１ 増幅
器、１２ 位相・電圧変換器、１３ 加減演算器、１４
電圧電流位相差演算器、１５ スイッチ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 坂廼辺 和憲 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会 社内 Ｆターム(参考） 5H560 BB04 DC11 DC12 DC13 DC20 JJ01 RR02 RR10 SS01 TT05 TT15 TT20 UA03 XA06 XA12
Claims (8)
- 【請求項１】 複数のスイッチング素子を有するスイッ
チング回路と、このスイッチング回路に直流電圧を印加
する直流電圧印加手段とを有し、直流電圧を交流電圧に
変換し、固定子巻線を有するステータ及び永久磁石を有
するロータより構成された直流ブラシレスモータに電圧
を供給する電圧型インバータと、 前記直流ブラシレスモータの端子電圧のゼロクロスと、
前記直流ブラシレスモータに流れる電流のゼロクロスと
の位相差を検出して、この位相差が予め定められた目標
位相差に近づくように前記直流ブラシレスモータの端子
電圧を制御する前記電圧型インバータの制御装置と、 前記制御装置において、前記位相差が目標値に一致せず
に前記端子電圧が所定上限値より高いかもしくは所定下
限値より低い場合は運転を停止する運転停止手段と、を
備えたことを特徴とする直流ブラシレスモータの駆動装
置。 - 【請求項２】 前記制御装置は、予め定められた基準電
圧／周波数パターンに基づいて入力された周波数指令に
相当する前記直流ブラシレスモータの端子電圧と、予め
定められた目標位相差とを出力する基準電圧／周波数パ
ターン及び目標位相差演算手段と、前記直流ブラシレス
モータの端子電圧と電流の位相差を演算する電圧電流位
相差演算手段と、この電圧電流位相差演算手段で演算さ
れた位相差と前記目標位相差との差である位相誤差を電
圧誤差に変換する位相・電圧変換手段と、前記位相差が
前記目標位相差に近づくように、前記位相・電圧変換手
段で変換された前記電圧誤差を、前記基準電圧／周波数
パターン及び目標位相差演算手段から出力された前記端
子電圧に加減演算する加減演算器とを備えたことを特徴
とする請求項１記載の直流ブラシレスモータの駆動装
置。 - 【請求項３】 複数のスイッチング素子を有するスイッ
チング回路と、このスイッチング回路に直流電圧を印加
する直流電圧印加手段とを有し、直流電圧を交流電圧に
変換し、固定子巻線を有するステータ及び永久磁石を有
するロータより構成された直流ブラシレスモータに電圧
を供給する電圧型インバータと、 前記直流ブラシレスモータの端子電圧のゼロクロスと、
前記直流ブラシレスモータに流れる電流のゼロクロスと
の位相差を検出して、前記電圧型インバータを制御する
制御装置と、 前記位相差が、予め各運転周波数毎に設定された設定値
を超える場合は運転を停止する運転停止手段と、を備え
たことを特徴とする直流ブラシレスモータの駆動装置。 - 【請求項４】 前記スイッチング素子の出力端子と入力
端子間の電位差情報を検出する相電圧検出手段と、前記
スイッチング回路の同一相の上下の前記スイッチング素
子が共にＯＦＦである状態を検知し、タイミング信号と
して出力するタイミング検出手段と、前記相電圧検出手
段の出力する電位差情報を前記タイミング検出手段が出
力するタイミング信号によりラッチして電流極性信号と
するラッチ手段とを有する電流極性検知手段を備え、 前記電流極性検知手段が検知した前記電流極性信号に基
づいて前記位相差を演算することを特徴とする請求項１
又は請求項３記載の直流ブラシレスモータの駆動装置。 - 【請求項５】 前記スイッチング素子を駆動するマイク
ロプロセッサーを備え、前記タイミング信号検出手段及
びラッチ手段は、前記マイクロプロセッサー内のＨ／Ｗ
又はＳ／Ｗで構成することを特徴とする請求項４項記載
の直流ブラシレスモータの駆動装置。 - 【請求項６】 複数のスイッチング素子を有するスイッ
チング回路と、このスイッチング回路に直流電圧を印加
する直流電圧印加手段とを有し、直流電圧を交流電圧に
変換し、固定子巻線を有するステータ及び永久磁石を有
するロータより構成された直流ブラシレスモータに電圧
を供給する電圧型インバータと、 前記直流ブラシレスモータの端子電圧のゼロクロスと、
前記直流ブラシレスモータに流れる電流のゼロクロスと
の位相差を検出して、前記電圧型インバータを制御する
制御装置と、 前記直流ブラシレスモータの電流を検出する電流検出手
段と、 この電流検出手段で検出した検出電流値が、予め各運転
周波数毎に設定された設定値を超える場合は運転を停止
する運転停止手段と、を備えたことを特徴とする直流ブ
ラシレスモータの駆動装置。 - 【請求項７】 複数のスイッチング素子を有するスイッ
チング回路と、このスイッチング回路に直流電圧を印加
する直流電圧印加手段とを有し、直流電圧を交流電圧に
変換し、固定子巻線を有するステータ及び永久磁石を有
するロータより構成された直流ブラシレスモータに電圧
を供給する電圧型インバータと、 前記直流ブラシレスモータの端子電圧のゼロクロスと、
前記直流ブラシレスモータに流れる電流のゼロクロスと
の位相差を検出して、前記電圧型インバータを制御する
制御装置と、 前記直流ブラシレスモータの電流を検出する電流検出手
段と、 前記電流検出手段で検出した検出電流値が、低速運転周
波数領域と高速運転周波数領域とで異なるレベルに設定
された設定値を超える場合は運転を停止する運転停止手
段と、を備えたことを特徴とする直流ブラシレスモータ
の駆動装置。 - 【請求項８】 複数のスイッチング素子を有するスイッ
チング回路と、このスイッチング回路に直流電圧を印加
する直流電圧印加手段とを有し、直流電圧を交流電圧に
変換し、固定子巻線を有するステータ及び永久磁石を有
するロータより構成された直流ブラシレスモータに電圧
を供給する電圧型インバータと、 前記直流ブラシレスモータの端子電圧のゼロクロスと、
前記直流ブラシレスモータに流れる電流のゼロクロスと
の位相差を検出して、前記電圧型インバータを制御する
制御装置と、 前記直流ブラシレスモータの電力を検出する電力検出手
段と、 前記電流検出手段で検出した検出電力値が、予め各運転
周波数毎に設定された設定値を超える場合は運転を停止
する運転停止手段と、を備えたことを特徴とする直流ブ
ラシレスモータの駆動装置。
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|---|---|---|---|
| JP08066799A JP3590541B2 (ja) | 1999-03-25 | 1999-03-25 | 直流ブラシレスモータの駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08066799A JP3590541B2 (ja) | 1999-03-25 | 1999-03-25 | 直流ブラシレスモータの駆動装置 |
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|---|---|
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Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP2009273257A (ja) * | 2008-05-08 | 2009-11-19 | Denso Corp | 多相回転機の制御装置、及び多相回転機の制御システム |
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| CN108575115A (zh) * | 2016-04-13 | 2018-09-25 | 株式会社日立产机系统 | 电动机系统 |
| JP2021040404A (ja) * | 2019-09-02 | 2021-03-11 | ローム株式会社 | モータドライバ装置及び半導体装置 |
-
1999
- 1999-03-25 JP JP08066799A patent/JP3590541B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| EP3444942A4 (en) * | 2016-04-13 | 2019-12-11 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co., Ltd. | ELECTRIC MOTOR SYSTEM |
| US10644638B2 (en) | 2016-04-13 | 2020-05-05 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co., Ltd. | Electric motor system |
| CN108575115B (zh) * | 2016-04-13 | 2022-04-05 | 株式会社日立产机系统 | 电动机系统 |
| JP2021040404A (ja) * | 2019-09-02 | 2021-03-11 | ローム株式会社 | モータドライバ装置及び半導体装置 |
| JP7319146B2 (ja) | 2019-09-02 | 2023-08-01 | ローム株式会社 | モータドライバ装置及び半導体装置 |
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