JP2000243594A - 二重共振発生装置を制御するための方法 - Google Patents

二重共振発生装置を制御するための方法

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JP2000243594A JP2000042309A JP2000042309A JP2000243594A JP 2000243594 A JP2000243594 A JP 2000243594A JP 2000042309 A JP2000042309 A JP 2000042309A JP 2000042309 A JP2000042309 A JP 2000042309A JP 2000243594 A JP2000243594 A JP 2000243594A
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Nicolas Aymard
ニコラ・アイマール
Jerome Boichot
ジェローム・ボーショ
Emmanuel Godoy
エマニュエル・ゴドワ
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GE Medical Systems SCS
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 Ｘ線開始時に管に供給する直流電圧の確立時
間を実質的に短縮することを可能にした発生装置制御を
提供すること。 【解決手段】 遅延制御（Ｔｄ）は静的項および修正項
Ａを伴う。現在のサンプリング時刻（ｔk）において前
回のサンプリング時刻（ｔk-1）に計算された制御（Ｔ
ｄ（ｋ−１））が適用され次回のサンプリング時刻（ｔ
k+1）に適用する制御（Ｔｄ（ｋ））を決定する。次回
制御の決定は次回に推定する発生装置の動作点を基に行
う。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は特にＸ線管に電力を
供給するための二重共振発生装置に関する。ただし用途
はそれに限らない。
【０００２】
【従来の技術】例えば医療用レントゲン装置に取り付け
られたＸ線管は陰極と陽極から成り、それら２つの電極
は、両電極間を電気的に絶縁するように真空ケースの中
に収められている。陰極は電子ビームを発生させる。電
子ビームは、焦点領域となっている陽極の小さな表面に
向けられ、そこからＸ線が放出される。
【０００３】発生装置によって陰極と陽極の端子間に高
電圧を加えると、高電圧を発生している発生装置を通る
回路中にいわゆる陽極電流が流れる。陽極電流は焦点領
域に衝突する電子ビームの形で陰極と陽極の間の空間を
横断する。
【０００４】管によって放出されるＸ線の特性、特にそ
の硬さ（透過力）は多数のパラメータに依存するが、パ
ラメータの１つとして電極に加えられる高電圧値があ
る。高電圧は求める特性が得られるように調整できなけ
ればならず、検査対象物を透過したＸ線を受けるＸ線受
信装置の動作特性を変更しないように照射中は一定のま
までなければならない。
【０００５】医療診断用Ｘ線管はパルス的に作動する。
したがって、高電圧の確立時間ならびに高電圧のゼロ値
への復帰時間はできるだけ短いことが重要である。
【０００６】Ｘ線管高発生装置はその端末に直流電圧を
受けるサイラトロン・インバータを備えている。このサ
イラトロン・インバータはトランジスタ・ハーフブリッ
ジタイプを含むタイプであり、ハーフブリッジの各アー
ムがトランジスタおよびアンチパラレル配置リカバリ・
ダイオードを含む回路ブレーカを備えている。回路ブレ
ーカの出力信号は二重共振回路によってフィルタされ
る。フィルタされた信号は昇圧変圧器の一次側に加えら
れる。昇圧変圧器の二次側は少なくとも１つのダイオー
ド・ハーフブリッジと電圧フィルタコンデンサ群を含む
整流フィルタ回路に接続されている。
【０００７】二重共振コンバータの原理はその共振回路
の構成によって実現される。それはインダクタンス・コ
イルＬｐに並列接続されたコンデンサＣｒとこれらに直
列接続されたインダクタンス・コイルＬｒから成る。こ
の構成により共振周波数と反共振周波数がシステムに与
えられる。前者はインダクタンス・コイルＬｒとコンデ
ンサＣｒの直列接続により生じ、後者はインダクタンス
・コイルＬｐとコンデンサＣｒの並列接続により生じ
る。
【０００８】導通遅れを制御することができ、したがっ
てそれぞれの回路ブレーカのトランジスタの使用周波数
も制御することができる。この周波数は上で定義した共
振回路の周波数と関連している。発生装置の正常な動作
領域はその回路の２つの自然周波数の間に位置してい
る。反共振周波数は低電力を得ることができ、共振周波
数は高電力を得ることができる。
【０００９】言い換えれば、この発生装置の制御変数
は、サイラトロン・インバータの電流の通過の瞬間から
値ゼロまでのトランジスタが始動するときの遅れＴｄで
ある。この遅延時間制御が重要である。より正確に言う
と、この制御は、回路ブレーカのトランジスタの導通後
の、共振回路の直列インダクタンス・コイルを通過する
電流のゼロ値までの経過で定義される時刻における諸量
のサンプリングを利用する。
【００１０】したがって、サイラトロン・インバータの
動作周波数によって、すなわち、始動遅れＴｄによっ
て、Ｘ線管に供給する電力を制御することができること
がわかる。
【００１１】しかしながら、周知の制御回路がＸ線管に
供給する直流電圧の所望の値を確立するのは、かなり時
間が経過してからである。これは、時間の損失と、患者
が不必要なＸ線量を受けるという結果を招く。
【００１２】その上これらの制御回路では、管への供給
電圧が確立した後でも電圧にリプルが残る。このリプル
は、単相供給管であるか三相供給管であるかにより、１
００Ｈｚまたは３００Ｈｚの周波数を有する。Ｘ線は毎
秒３０カットの像を映すため、これらのリプルは擾乱要
因となり、イメージの不安定性という形で顕現する。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】したがって、本発明
は、Ｘ線開始時に管に供給する直流電圧の確立時間を実
質的に短縮することを可能にした発生装置制御を提案す
ることによって前記の問題を解決することを目的とす
る。
【００１４】また本発明は管に供給する連続定格電圧の
リプルを減少させることを目的とする。
【００１５】したがって、本発明は、出力電流が循環し
ている負荷、例えばＸ線管に供給される直流出力電圧を
供給する二重共振発生装置を制御する方法を提案する。
この方法には発生装置のサイラトロン・インバータのト
ランジスタの遅延時間制御を伴う。
【００１６】
【課題を解決するための手段】発明の一般的な特性によ
れば、制御は静的項と修正項を伴うものである。電圧お
よび出力電流値の所定の対とそれに対応する静的項の値
を格納する第１の表（発生装置の一致範囲）を生成す
る。また、それに対応する共振回路のコンデンサ端子
（「第１の電圧」と呼ばれる）の所望の電圧値およびコ
ンデンサと並列に接続されているインダクタンス・コイ
ルを通過する所望の電流値を格納する第２の表を生成す
る。第２の表はさらに対応する利得値を格納する。さら
に、現在のサンプリング時刻に前回のサンプリング時刻
に計算された制御が適用され、次回のサンプリング時刻
に適用される制御を決定する。さらに、次回の制御の静
的項は第１の表と、次回のサンプリング時刻に見積もら
れる電圧と出力電流の値から決定される。次回の制御の
修正項は前記第２の表、電圧と出力電流の値、第１の電
圧および前記インダクタンス電流から決定される。それ
らの値のすべてが現在のサンプリング時刻、そして前回
のサンプリング時刻に計算された修正項の値から決定さ
れるものである。
【００１７】方法の１つの実施態様によると、電圧と出
力電流の値は次回のサンプリング時刻に所望出力電圧の
所定の推移を基に見積もられる。次回の制御の修正項の
決定は、出力電圧の現在値、第１の電圧の現在値および
インダクタンス電流の現在値の測定を伴う。またこの決
定は、それらの測定現在値と対応する所望の値のそれぞ
れの差に、対応する利得を掛け合わせた積の合計の計算
を伴うが、その合計に前回の修正項に対応する利得をか
けた積を加える。
【００１８】次回制御の修正項の決定においては、出力
電圧に関連した積分修正値と対応する利得との積を加え
ればさらに望ましい。これはモデル・エラーを捕らえる
のに有効である。
【００１９】本発明の１つの実施態様によると、第１の
表の生成と第１の電圧とインダクタンス電流の所望の値
の生成は、発生装置の表現回路のシミュレーションによ
って得る。そのシミュレーションでは、サイラトロン・
インバータ１個のトランジスタだけを使用することによ
って、また各サイクルの始めに前記表現回路の共通部分
に属する変数を反転させることによって前記所望の値が
定常状態で得られる。さらに利得の生成は動的モデルの
生成を伴い、動的モデルの係数は初期状態の変化によっ
て得られる。
【００２０】
【発明の実施の形態】図１で見ることができるように、
直流電圧源から２個の回路ブレーカＳ１およびＳ２を備
えたハーフブリッジに電圧が供給され、各ブレーカは、
例えば絶縁グリッド・バイポーラ・トランジスタ（ＩＧ
ＢＴ）タイプの電力用トランジスタＴとリカバリー・ダ
イオードＤを備えている。インダクタンスコイルＬ１お
よびＬ２はスイッチング動作を支援する。電圧Ｅは図示
しない方法によって整流される回路網の交流電圧によっ
て与えられる。
【００２１】回路ブレーカのＳ１およびＳ２によって形
成されたハーフブリッジの中央からの出力は変圧器ＴＲ
の一次側端子に接続される。共振回路（二重共振フィル
タ）が２個の回路ブレーカＳ１とＳ２の接続点と変圧器
ＴＲとの間に置かれている。共振回路は、直列インダク
タンス・コイルＬｒと、直列コンデンサＣｒと、コンデ
ンサＣｒに平行に接続された並列インダクタンス・コイ
ルＬｐとを含む。変圧器Ｔｒは係数ＣＫに応じて昇圧す
る。電圧は次にダイオード・ハーフブリッジと２個のフ
ィルタコンデンサＣs によって整流される。
【００２２】図２に特に示されるように、発生装置制御
は、対応する回路ブレーカのトランジスタの１つが導通
した後、直列インダクタンス・コイルＬｒを流れる電流
ＩＬｒがゼロ値に達するまでの経過時間によって決まる
時刻ｔk における諸量のサンプリングを利用する。その
サンプリングと関連した制御値は遅延時間Ｔｄと呼ばれ
る時間で、これはトランジスタの１つの次の導通から現
在のサンプリング時刻を分離している。次回のサンプリ
ング時刻は、回路ブレーカＴ１が導通する場合は電流Ｉ
Ｌｒが下降過程でゼロ値になる時点とし、回路ブレーカ
Ｔ２が導通する場合は上昇過程でゼロ値になる時点とす
る。
【００２３】２個の回路ブレーカＳ１およびＳ２は交互
に開くように構成されている。言い換えれば、例えばＳ
１がサイクルｋの間に開くとＴ２（Ｓ２）はサイクルｋ
＋ｌの間に開く。
【００２４】このスイッチング・シーケンスは図２に示
す不連続な導通によって示されている。制御値Ｔｄがダ
イオードの導通時間よりも長い時にこのタイプの導通が
起こる。もちろん、本発明は連続導通の場合にも適用さ
れる。連続導通は、不連続定格のダイオードの導通時間
が遅延時間Ｔｄ以下であるときに起こる。
【００２５】より正確に言うと、図２で、サンプリング
時刻ｔk-1 で、トランジスタＴ２が導通し、ダイオード
Ｄ２は迂回される。次に前回のサンプリング時刻に計算
された遅延時間Ｔｄ（ｋ−２）が適用される。より正確
に言えば、時間Ｔｄ（ｋ−２）が経過したとき、回路ブ
レーカＳ１が閉じられる、すなわちトランジスタＴ１が
導通状態とされる。トランジスタＴ１を導通にした後電
流ＩＬｒがゼロ値まで達するのは、図２の場合、一般に
６から６．５μｓ程度の所定時間Ｔｐ後である。電流Ｉ
ｌｒのゼロ到達の瞬間によってサンプリング時刻ｔk が
決まる。
【００２６】さらにサンプリング時刻ｔk-1において、
次回のサンプリング時刻ｔkで適用されるべき遅延時間
Ｔｄ（ｋ−１）が計算される。
【００２７】時間Ｔｄ（ｋ−１）の終わりに、トランジ
スタＴ２は時間Ｔｐの間通過させられ、電流ＩＬｒがゼ
ロに達するまでの時間によって次回のサンプリング時刻
ｔk+ 1 を決める。その時刻から前回のサイクルに計算し
た遅延時間Ｔｄ（ｋ）が適用される。
【００２８】制御Ｔｄ（ｋ）は静的項Ｔｄ０（ｋ）と修
正項ΔＴｄ（ｋ）を含んでおり式（１）によって定義さ
れる： Ｔｄ（ｋ）＝Ｔｄ０（ｋ）＋ΔＴｄ（ｋ） （１）
【００２９】この式（１）において修正項ΔＴｄ（ｋ）
は式（２）によって定義される： ΔＴｄ（ｋ）＝ＫkV（ｋ）（ｋＶmes（ｋ）−ｋＶcons（ｋ））＋ＫILp（ｋ）（ ＩＬｐmes（ｋ）−ＩＬｐ０（ｋ））＋ＫVcr（ｋ）（Ｖｃｒmes（ｋ）−Ｖｃｒ ０（ｋ）＋ＫIT（ｋ）・ＩＴ（ｋ）＋ＫΔTd（ｋ）・ΔＴｄ（ｋ−１） （２ ）
【００３０】上の式（２）は５つの変数、すなわち出力
電圧ｋＶ、共振回路のコンデンサＣｒの端末の第１の電
圧Ｖｃｒ、共振回路のインダクタンス・コイルＬｐを通
過する電流ＩＬｐ、積分修正項ＩＴ、および前回のサン
プリング時刻の修正項ΔＴｄである。
【００３１】式（２）において、値ｋＶcons、ＩＬｐ０
およびＶｃｒ０は対応する変数のサンプリング時刻ｋに
おいて有効な所望の値を示す。各サンプリング時刻ｋに
ついて得たｋＶconsを時間の関数と定義する時間曲線
は、発生装置の大きさで決まる所定の時間関数である。
例として、１００ｋＶ／ｍｓのスロープとそれに続く４
０〜１５０ｋＶの範囲で推移する平坦部によって出力電
圧の所望の曲線を形成することができる。
【００３２】以下においてより詳細に見ることができる
ように、所望の値ＩＬｐ０およびＶｃｒ０は発生装置の
表現回路から得た装置のシミュレーション結果から得
る。サイラトロン・インバータの１つのトランジスタの
みを使用し、表現回路の共通の部分に属する変数を反転
させることによって定常状態における所望の値が得られ
る。
【００３３】式（２）では、ＫkV（ｋ）、Ｋ
ILp（ｋ）、ＫVcr（ｋ）、ＫIT（ｋ）およびＫ ΔTdは異
なった状態変数と関連づけられる時刻ｋの利得値を示
す。
【００３４】これらの利得の計算の仕方を以下詳細に説
明する。
【００３５】最後に、式（２）において、ｋＶ
mes（ｋ）、ＩＬｐmes（ｋ）およびＶＣｒme s（ｋ）は
時刻ｋにおいて測定された対応する変数の値を示す。
【００３６】積分項ＩＴ（ｋ）は式（３）によって定義
され、修正項ΔＴｄ（ｋ−１）は式（４）によって定義
される。 ＩＴ（ｋ）＝ＩＴ（ｋ−１）−ｋＶ（ｋ） （３） ΔＴｄ（ｋ−１）＝Ｔｄ（ｋ−１）−Ｔｄ０（ｋ−１） （４）
【００３７】積分項ＩＴは出力電圧の誤差の積分を示
す。
【００３８】発生装置の動作点を定義する各対（出力電
圧ｋＶ；出力電流Ｉ０）に関連して、静的項Ｔｄ０と、
所望の値ＩＬｐ０およびＶｃｒ０が設けられている。こ
れらの異なった値の間の対応は発生装置の表現回路によ
るシミュレーションによって得られる。このシミュレー
ションでは、サイラトロン・インバータの単一のトラン
ジスタのみを使用し、表現回路の共通部分に属する変数
を反転させることによってそれらの値が得られる。
【００３９】その上、異なった利得は発生装置の動的モ
デルの生成から得られ、モデルの係数は初期状態の変化
によって得られる。
【００４０】実際には、それぞれ異なる値Ｔｄ０、ＩＬ
ｐ０およびＶｃｒ０はそれぞれ異なる利得値とともに制
御デバイスのメモリに格納される。説明を簡素化するた
めに、ここではメモリが電圧ｋＶと出力電流Ｉ０の値の
各対に対して対応する静的項Ｔｄ０の値を格納する第１
の表と、対応する利得値とともに対応する所望の値ＩＬ
ｐ０およびＶｃｒ０を格納する第２の表を記憶している
と仮定する。
【００４１】シミュレーションを可能にする発生装置の
表現回路は図１に示すようなものである。しかしトラン
ジスタの一次側は、所望の理想的な電圧源と並列に接続
されたインダクタンス・コイルに直列に接続された抵抗
によって表される。さらに、トランジスタの二次側は抵
抗と直列接続された理想的な電圧源によって表される。
同様に、コンデンサＣsは理想的な電圧源によって置き
換えられる。
【００４２】次に出力電圧に対して値の範囲（例えば０
ないし１５０ｋＶｏｌｔ）が定義され、静的項Ｔｄ０に
対しても値の範囲（例えば０ないし２０μｓ）が定義さ
れる。そしてそれらの２つの値の範囲からメッシュが定
義される。例として、３２×３２対（出力電圧；Ｔｄ
０）を定義することができる。
【００４３】次にシミュレーションを次の通り実行す
る。
【００４４】各対（ｋＶ；Ｔｄ０）に対して、例えば回
路ブレーカＴ１（図２のポイントＡ）を閉じることによ
って発生装置の動作サイクルを開始する。電流ＩＬｒは
ポイントＢまで達するであろう。その瞬間に、回路の異
なった変数の異なった値が評価される。この場合、電流
ＩＬｐ、第１の電圧Ｖｃｒ、変圧器の一次側のインダク
タンス・コイルの電流ＩＬｍ、変圧器の一次側の電圧、
変圧器の二次側の電圧、およびコンデンサＣｐの端子電
圧の値が評価される。次にこれらの量（表現回路の共通
部分に属する）は逆数に変換され、その逆数の値を初期
状態として使用しシミュレーションを継続する。シミュ
レーションの継続は、時間Ｔｄ０経過後第２のトランジ
スタＴ２でなく同じトランジスタＴ１が導通する（図２
のポイントＣ）ことを伴う。トランジスタＴ１が再び導
通を終了すると（図２のポイントＤ）、表現回路の諸量
を新たに評価する。回路の共通部分に属する量は逆数に
変換され、シミュレーションはそれら逆数値を使って続
けられる。定常状態に達したとき、すなわちそれらの値
がすべて収斂し、出力電圧が固定値ｋＶに達したとき、
管の電流Ｉ０とともに、対（ｋＶ；Ｔｄ０）に対して対
応する値ＩＬｐ０、Ｖｃｒ０が得られる。
【００４５】動作点近傍のこの安定により定常状態にお
ける量を記憶することが可能になる。それに応じて、各
動作点について対応する利得を決定することが必要であ
る。これは動的モデルを使用することによって行われ、
モデルの係数は初期状態の変化によって得られる。
【００４６】より正確に言えば、次式（６）で定義され
るように５変数の状態ベクトルをＸｅ（ｋ）で表せば、 Ｘｅ（ｋ）＝［ｋＶ（ｋ） ＶCr（ｋ） ＩLp（ｋ） ＩＴ（ｋ） ΔＴｄ（ｋ −１）］ （６） モデルの状態は表現は次のような形になる、
【数１】
【００４７】ＴcとＲ1はそれぞれサイクルの持続時間と
管の抵抗を表す。
【００４８】初期状態の変化と動作サイクルのシミュレ
ーションを実行することによって、コンバータの状態表
現の係数は、専門家にそれ自体は周知の標準手法で得ら
れる。具体的には、ΔＴｄの変化は、ΔＴｄ＝δｔdｋ
Ｖ（ｋ）−０ ＶCr（ｋ）＝０ＩLp（ｋ）＝０ Ｅ
（ｋ）＝０：
【数２】 ＫＶの変化は、ΔＴｄ（ｋ）＝０ ｋＶ（ｋ）＝ΔＫＶ
ＶCr（ｋ）＝０ Ｉ Lp（ｋ）＝０ ｅ（ｋ）＝０：
【数３】 ＶCrの変化は、ΔＴｄ（ｋ）＝０ ｋＶ（ｋ）＝０ Ｖ
Cr（ｋ）＝Δ ＶCrＩLp（ｋ）＝０ ｅ（ｋ）＝０：
【数４】 ＩLpの変化は、ΔＴｄ（ｋ）＝０ ｋＶ（ｋ）＝０ Ｖ
Cr（ｋ）＝０ ＩLp（ｋ）＝ΔＩLp ｅ（ｋ）＝０：
【数５】 Ｅの変化は、ΔＴｄ（ｋ）＝０ ｋＶ（ｋ）＝０ ＶCr
（ｋ）＝０ ＩLp（ｋ）＝０ ｅ（ｋ）＝ΔＥ／２：
【数６】
【００４９】これらの式においてΔＱはサイクル中にお
ける出力フィルタのコンデンサの負荷の変化を表す。
【００５０】次に利得Ｋは、例えば最適制御法など、専
門家によく知られているいくつかの標準の方法によって
得ることができる。
【００５１】言い換えれば、ある動作点について、単一
の回路ブレーカ上のシミュレーションとの一致は２段階
で生じる。
【００５２】１．状態ベクトルとともに定常状態量を記
憶することができ初期条件からの変化に寄与する動作点
近傍での安定。
【００５３】２．各状態変数の初期状態の変化、すなわ
ち初期状態の１つが変化した後のサイクルにおけるシミ
ュレーションと関連する利得の計算。
【００５４】したがって、対（ｋＶ；Ｉ０）について、
閉回路制御法（Ｔｄ０、Ｖｃｒ０およびＩＬｐ０）に必
要な定常状態量の値、動的モデルの状態の表現係数およ
び関連する利得の値を得る。
【００５５】１つの回路ブレーカだけを使用し、各サイ
クルの始めに表現回路の共通部分に属する変数を反転さ
せるシミュレーションによって、すべての一致動作点に
減衰イコライザなしで達することができるという点で本
発明は注目すべきである。一部の動作点はオープン・ル
ープでは不安定である。
【００５６】さらに本発明によれば、メモリに記憶され
た発生装置の動作点の配置、制御の修正を行うことがで
きる。
【００５７】より正確に言えば、出力電圧ｋＶ
mes（ｋ）、出力電流Ｉ０（ｋ）、電流ＩＬｐmes（ｋ）
および電圧ＶＣｒmes（ｋ）はサンプリング時刻ｔkにお
いて測定される。管の抵抗がわかっていれば出力電流Ｉ
０（ｋ）は出力電圧から得ることができる点に注意しな
ければならない。
【００５８】出力電圧の測定値と出力電流の測定値によ
り動作点を決定することが可能になる。定常状態値は関
連する利得とともにそこから推論される。記憶されたテ
ーブルの補間により求めてもよい。
【００５９】出力電圧ｋＶcons（ｋ）の所望の値は所望
の値を得る所定の法則から推論される。積分修正項ＩＴ
は式（３）によって決定され、修正項ΔＴｄ（ｋ−１）
は式（４）によって決定される。
【００６０】静的項Ｔｄ０（ｋ）に関しては、測定され
た動作点から決定されるのではなく、次回のサンプリン
グ時刻に見積もられる動作点、すなわち次回のサンプリ
ング時刻に見積もられる電圧および出力電流値から決定
される。次回のサンプリング時刻が、前回のサイクルで
計算された期間Ｔｄ（ｋ−１）と６ないし６．５μｓの
範囲の定数である時間Ｔｐの合計に等しいという知識に
基づいて、所望の値を得る所定の手法によって出力電圧
値を見積る。
【００６１】特に管の抵抗値を利用して、推定出力電圧
値から推定電流値を得ることができる。
【００６２】これらのすべての要素を考慮に入れた上で
制御Ｔｄ（ｋ）は式（１）から計算することができ、し
たがって次回のサンプリング時刻ｔk+1 から始まるサイ
クルの間適用される。
【００６３】物理的には、Ｖｃｒ、ＩｌｐおよびｋＶの
値を入力してメモリＭＭの内容から制御Ｔｄを決定する
信号処理プロセッサＤＳＰによって制御回路を構成する
ことができる（図３）。前記制御Ｔｄは発生装置の２個
のトランジスタの交互の導通を制御する論理回路ＦＰＧ
Ａに渡される。
【００６４】さらに、本発明の方法によれば、記憶した
テーブルの内容を変更せずに電圧Ｅの変更を考慮に入れ
ることが容易になる。より正確に言えば、電圧ＥがαＥ
に等しくなると、ｋＶ’をＥ’に対応する出力電圧とし
た場合、Ｔｄ０の決定に用いる出力電圧はｋＶ’／αに
等しい。
【００６５】同様に、Ｉ０（出力電流）はＩ０’／αに
等しくなる。
【００６６】さらに、所望の値ＶＣｒ０’およびＩＬｐ
０’はそれぞれαＶＣｒ０とαＩｌｐ０に等しく、新し
い利得Ｋ’は利得Ｋ（ＶＣｒ０、ＩＬｐ０、Ｔｄ０に対
応）をαで割った値に単に等しい。
【００６７】本発明の範囲を逸脱することなく、当業者
によって構造および／または手順および／または機能を
様々に変更することは可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による発生装置の電気表現回路である。
【図２】本発明の遅延時間制御による電流ＩＬｒの変化
を示す図である。
【図３】本発明の発生装置の制御システムを物理的に示
した概略図である。
【符号の説明】
Ｌ１、Ｌ２、Ｌｐ、Ｌｒ インダクタンス・コイル Ｓ１、Ｓ２ 回路ブレーカ Ｃｒ、Ｃｐ、Ｃs コンデンサ Ｔｒ 変圧器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 エマニュエル・ゴドワ フランス国・エフ−91370・ヴェリエール レ ビュソン・ビス シュマン デ ボ ウ ムーラン・43

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 出力電流（Ｉ０）が循環している負荷に
    供給される直流出力電圧（ｋＶ）を供給する、サイラト
    ロン・インバータのトランジスタの遅延時間制御（Ｔ
    ｄ）を伴う二重共振発生装置を制御する方法であって、
    制御は静的項（Ｔｄ０）および修正項（ΔＴｄ）を含
    み、出力電圧（ｋＶ）および出力電流（Ｉ０）の値の所
    定の対について静的項（Ｔｄ０）の対応する値を格納し
    た第１の表が生成され、共振回路のコンデンサ（Ｃｒ）
    の端子での第１の電圧（Ｖｃｒ０）の対応する所望の値
    およびコンデンサに並列に接続されたインダクタンス・
    コイルを通過する電流（ＩＬｒ０）の対応する所望の
    値、ならびに対応する利得値（Ｋ）を格納した第２の表
    が生成され、現在のサンプリング時刻（ｔk ）において
    前回のサンプリング時刻に計算された制御（Ｔｄ（ｋ−
    １））が適用され、次回のサンプリング時刻（ｔk+1 ）
    に適用されるように意図された制御（Ｔｄ（ｋ））が決
    定され、次回の制御（Ｔｄ０（ｋ））の静的項は、第１
    の表と、次回のサンプリング時刻（ｔk+1 ）に推定され
    る電圧および出力電流の値とから決定され、次回の制御
    の修正項（ΔＴｄ（ｋ））は、第２の表と、現在のサン
    プリング時刻（ｔk ）に決定された値と、出力電圧（ｋ
    Ｖ（ｋ））および出力電流（Ｉ０（ｋ））と、第１の電
    圧（ＶＣｒmes（ｋ））と、インダクタンス電流（ＩＬ
    ｐmes（ｋ））、ならびに前回のサンプリング時刻に計
    算された修正項（ΔＴｄ（ｋ−１））の値とから決定さ
    れる方法。
  2. 【請求項２】 電圧および出力電流の値は次回のサンプ
    リング時刻に所望の出力電圧（ｋＶcons）の所定の推移
    から推定され、次回の制御の修正項を決定する場合に、
    出力電圧の現在値、第１の電圧の現在値、インダクタン
    ス電流の現在値の測定が行われ、それらの測定された現
    在値と対応する所望の値とのそれぞれの差と関連する利
    得との積の和の計算、ならびに前回の修正項と関連する
    利得との積の計算が行われる請求項１に記載の方法。
  3. 【請求項３】 次回の制御を決定する場合に、さらに、
    出力電圧に対する積分修正値（ＩＴ（ｋ））と関連する
    利得との積の加算が行われる請求項２に記載の方法。
  4. 【請求項４】 第１の表の生成ならびに第１の電圧およ
    びインダクタンス電流の所望の値の生成は発生装置表現
    回路からのシミュレーションから得られ、サイラトロン
    ・インバータのただ１つのトランジスタのみを使用し、
    かつ、各サイクルの始めに、前記回路の共通部分に属す
    る変数を反転させることによって、定常状態（ＶＣｒ
    ０、ＩＬｒ０）で所望の値のシミュレーションが得ら
    れ、利得（ｋ）を生成する場合に、動的モデルが生成さ
    れ、動的モデルの係数は初期状態の変化から得られる前
    記請求項のいずれか一項に記載の方法。
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