CN1168358C - 用于控制双谐振发生器的方法 - Google Patents

Abstract

延迟时间控制(Td)需要静态项和校正项A，以及当前采样时间(tk)，并且应用在前一次采样时间(tk-1)计算的控制值(Td(k-1))，并确定要在下一次采样时间应用的控制值(Td(k))。随后控制的确定由在随后时间计算的发生器的工作点实现。

Description

用于控制双谐振发生器的方法

技术领域

本发明涉及双谐振发生器，尤其是但不限于用于向X射线管供电的双谐振发生器。

背景技术

例如被安装在医用射线照相设备中的X射线管包括阴极和阳极，二者都被容纳在真空密封的壳体内，从而在这两个电极之间形成电绝缘。阴极产生被阳极在一个小的表面上接收的电子束，所述小的表面构成一个聚焦区，从聚焦区发射X射线。

在由发生器对阴极和阳极端子施加高压时，便在通过产生高压的发生器的电路中形成所谓的阳极电流。阳极电流以电子束的形式跨过阴极和阳极之间的间隙，所述电子束轰击聚焦区。

由这种X射线管发射的X射线的特性，特别是其硬度，和许多参数有关，其中包括加于电极上的高压值。这种高压必须被调整，以便获得在整个放射曝光期间必须保持恒定的特性，使得不改变用于接收通过被检查的物体的X射线的X射线接收机的操作特性。

用于医疗诊断的X射线管由脉冲操作。因此，重要的是建立高压的时间以及所述高压返回到0的时间应当尽可能短。

X射线管的高压发生器包括在其端子接收直流电压的闸流管逆变器。这种闸流管逆变器含有晶体管半桥，半桥的每个臂包括含有晶体管和反并联的恢复二极管的电路断路器。在电路断路器输出端提供的信号由双谐振电路滤波。经过滤波的信号被提供给升压变压器的原边。升压变压器的副边和包括至少一个二极管半桥和电压滤波电容器的整流和滤波电路相连。

双谐振变换器的原理在于其谐振电路的拓扑结构。其包括和电容器Cr串联的电感线圈Lr，电容器Cr又和电感线圈Lp并联。这种结构使系统具有一个谐振频率和一个反谐振频率。前者由串联的电感线圈Lr和电容器Cr得到，后者由并联的电感线圈Lp和电容器Cr得到。

导通延迟可以被调整，因此，每个电路断路器的晶体管的使用频率可以被调整。这个频率和上面定义的谐振电路的频率有关。发生器的正常操作区在谐振电路的两个自然频率之间。反谐振频率使得可以获得低的功率，而谐振频率使得可以得到高的功率。

换句话说，这种发生器的控制变量是从闸流管逆变器的电流通过的时刻到电流为0的时刻晶体管的启动延迟Td。此时可以称为延迟时间控制。更准确地说，所述控制使用在电路断路器的晶体管导通之后，在由通过谐振电路的串联电感线圈的电流过零所确定的时刻进行的大量的采样。

因此，显然，被传递给X射线管的功率可以利用闸流管逆变器的操作频率进行控制，因而，可以利用启动延迟Td进行控制。

不过，已知的控制电路只在一个足够长的时间之后，才能建立一个具有所需值的供给X射线管的直流电压，这引起时间的浪费并使病人接受不需要的X射线剂量。

此外，这些控制电路在建立电压之后在射线管的电源电压中存在脉动。根据使用的是单相电源或三相电源，所述脉动的频率为100或300Hz。当X射线照相每秒可以获得30个图像时，这些脉动都是较大的干扰，会带来图像不稳定。

发明内容

因此，本发明的目的在于通过提供一种发生器控制方法来克服上述的问题，使得在X照相开始时能够大大减少供给射线管的直流电压的建立时间。

本发明的目的还在于减少供给射线管的连续的额定电压中的脉动。

因此本发明提供一种控制双谐振发生器的方法，所述双谐振发生器用于例如对X射线管提供直流输出电压，使得输出电流在X射线管中流通，所述方法涉及发生器的闸流管逆变器的延迟时间控制。

按照本发明的一般特征，所述控制方法涉及一个静态项和一个校正项。制作第一表(发生器的识别范围)，其含有预定的电压值和输出电流值对的静态项的相应值。还制作第二表，其含有在谐振电路电容器的端子上的电压的相应的所需值(被称为“第一电压”)，以及经过和所述电容器并联的电感线圈的电流的相应的所需值。所述第二表还含有相应的增益值。此外，在当前采样时间，应用在前一个采样时间计算的控制值，并确定在下一个采样时间要应用的控制值。此外，随后控制的静态项由所述第一表和在下一个采样时间计算的电压和输出电流值确定。随后控制的校正项由所述第二表、电压和输出电流值、第一电压和所述电感电流确定，所有这些值在当前采样时间由在前一个采样时间计算的校正项的值确定。

按照所述方法的一个实施例，电压和输出电流值在下一个采样时间由所需输出电压的预定的渐进计算。确定随后控制的校正项涉及测量输出电压的当前值、第一电压的当前值和电感电流的当前值。这个确定还涉及计算这些测量的当前值和相应的所需值之间的各个差和相关的增益的积的和，所述的和被增加前一个校正项和相关的增益的积。

确定随后控制的校正项的还有利地需要相对于输出电压附加积分校正项和相关增益的积，这使得能够有利地捕捉模型误差。

按照本发明的一个实施例，第一表的制备以及第一电压和电感电流的所需值的制备通过由发生器表示电路进行模拟而获得，其中在稳态下通过只用闸流管逆变器的一个晶体管并通过在每个周期的开始使属于所述表示电路的公共部分的变量倒置获得所需值的模拟。此外，增益的制备需要制备动态模型，通过改变初始条件获得动态模型的系数。

附图说明

图1是按照本发明的发生器的电路图；

图2说明按照本发明进行延迟时间控制时的电流ILr的变化；以及

图3是按照本发明的发生器的控制系统的示意图。

具体实施方式

由图1可见，直流电压源供给一个具有两个电路断路器S1、S2的半桥，每个电路断路器包括一个功率晶体管，例如绝缘栅型双极晶体管(IGBT)和一个恢复二极管D。电感线圈L1、L2用于帮助转换。电压E由交流电网电压通过没有示出的整流电路整流获得。

来自由电路断路器S1、S2构成的半桥的中点的输出和变压器TR的原边相连。谐振电路(双谐振滤波器)被设置在两个电路断路器S1、S2的公共点和变压器TR之间。谐振电路包括串联电感线圈Lr，串联电容器Cr和与电容器Cr并联的并联谐振线圈Lp。变压器Tr的升压系数是CK。电压被二极管半桥整流，并被两个滤波电容器Cs滤波。

如图所示，特别是图2，发生器控制使用在由电流ILr通过到变为0所确定的时刻tk进行的大量的采样，所述电流ILr在相应的电路断路器的一个晶体管导通之后流过串联电感线圈Lr。该采样有关的控制值是被称为延迟时间Td的时间，其把当前采样时间和一个晶体管的下一次导通时间分开。在晶体管T1导通的情况下，下一次采样时间是电流ILr下降到0的时刻，在晶体管T2导通的情况下，则是上升之前为0的时刻。

两个电路断路器S1、S2被交替地触发。换句话说，S1在周期k期间被触发，然后T2(S2)在周期k+1期间被触发，依此类推。

应当注意到，图2所示的是在断续导通情况下的转换顺序。当控制值Td大于二极管的导通时间时则发生这种类型的导通。当然，本发明也适用于连续导通的情况下，此时延迟时间Td小于在断续定额下的二极管的导通时间。

更精确地说，在图2中，在采样时刻tk-1，晶体管T2导通，半桥二极管D2通过电流。然后应用在前一次采样时刻计算的延迟时间Td(k-2)。更精确地说，当经过所述时间Td(k-2)时，电路断路器S1闭合，即使晶体管T1导通。在使晶体管T1导通之后，电流ILr过零，在图2的情况下，这发生在预定的时间Tp结束时，其数量级一般为6-6.5μs。电流ILr过零的时刻确定采样时间tk。

此外，在采样时间tk-1，计算在下一次采样时间tk应用的延迟时间Td(k-1)。

在时间Td(k-1)结束时，在时间Tp期间使晶体管T2导通，然后电流ILr的过零点确定下一次采样时间tk+1，从tk+1应用前一个周期计算的延迟时间Td(k)。

控制值Td(k)涉及静态项Td0(k)和校正项ΔTd(k)，并由式(1)确定：

Td(k)＝Td0(k)+ΔTd(k)                    (1)

在式(1)中，校正项ΔTd(k)由式(2)确定：

ΔTd(k)＝K_kV(k)(kV_mes(k)-kV_cons(k))+K_ILp(k)(ILp_mes(k)-ILp0(k))

         +K_Vcr(k)(Vcr_mes(k)-Vcr0(k)+K_IT(k)·IT(k)

         +K_ΔTd(k)·ΔTd(k-1)

上面式(2)使用5个变量，即输出电压kV，谐振电路的电容Cr两端的第一电压Vcr，流经谐振电路的电感线圈Lp的电流ILp，校正积分项IT和在前一个采样时间取的校正项ΔTd。

在式(2)中，值KVcons，ILp0和Vcr0代表对于相应的变量在采样时间k有效的所需的值。确定作为每个采样时间k的时间的函数的时间曲线kVcons是一个依赖于发生器的大小的预定的时间函数。作为表示，输出电压的所需的曲线可以由被平坦部分跟随着的斜率100kV/ms构成，其值的范围在40和150KV之间。

由下面的详细说明可以看出，所需的值ILp0和Vcr0由发生器的表示电路进行发生器模拟得到，其中所述所需值在稳态下通过只用闸流管逆变器的一个晶体管并把属于表示电路的公共部分的变量倒置来获得。

在式(2)中，Kkv(k)、K_ILP(k)、K_VCr(k)、K_IT(k)和K_ΔTd代表和不同的静态变量相关的在时间k的增益值。

下面将详细地回顾一下计算这些增益的方法。

最后，在式(2)中，kV_mes(k)，ILpmes(k)和Vcrmes(K)代表在相应的变量的时间k的测量值。

积分项IT(k)由式(3)确定，校正项ΔTd(k-1)由式(4)确定。

IT(k)＝IT(k-1)-kV(k)                          (3)

ΔTd(k-1)＝Td(k-1)-Td0(k-1)                   (4)

积分项IT代表输出电压的误差的积分。

和每个对(输出电压kV；输出电流I0)相关，确定发生器的工作点，其中包括静态项Td0，以及所需值ILp0和Vcr0。这些不同值之间的一致性通过由发生器的表示电路进行模拟来获得，其中通过使用闸流管逆变器的一个晶体管并把属于表示电路的公共部分的变量倒置获得这些值的模拟。

此外，通过建立发生器的动态模型获得不同的增益，借助于改变初始条件获得其中的系数。

实际上，不同的值Td0，ILp0和Vcr0以及不同的增益值被存储在控制装置的存储器中。为了简化，此处假定存储器存储第一表，其中含有对于每个电压kV和输出电流I0对的静态项Td0的相应值，和第二表，其中含有相应的所需值ILp0和Vcr0以及相应的增益值。

能够模拟发生器的表示电路如图1所示，不过，其中变压器的初级侧由和电感线圈串联的电阻与理想电压源并联表示。此外，变压器的次级侧由理想电压源和一个电阻串联表示。同样，电容器Cs由理想电压源代替。

然后，确定输出电压值的范围，例如从0到150kV，加上静态项Td0的范围，例如从0到20微秒。然后，由这两个值的范围确定网格。通过表示，可以确定32×32对(输出电压；Td0)。

然后进行模拟如下：

对于每个对(kV；Td0)，通过闭合例如晶体管T1(图2的点A)使发生器开始工作循环。使电流ILr逐渐到达B点。在这个时刻，计算电路中不同变量的不同值；在这种情况下，即计算电流值ILp，第一电压值Vcr，在变压器原边电感线圈中的电流值Ilm，和在变压器原边上的电压，变压器副边的电压，电容器Cp的端子上的电压。这些量都属于表示电路的公共部分，它们然后被倒置，并使用这些被倒置的值作为初始条件进行继续模拟。继续模拟将要涉及，在Td0结束时，第二晶体管T2导通、不导通，同一个晶体管T1不导通(图2中的点C)。当晶体管T1再次完成导通时(图2中的点D)，进行新的表示电路的大量的计算。使那些属于电路的公共部分的值倒置，并利用这些倒置的值继续模拟。当达到稳态时，即当这些值都已收敛，半桥输出电压达到固定的值kV时，则获得对于该对(kV；Td0)的相应的值ILp0，Vcr0，和管中的电流I0的值。

在工作点附近的这一稳定作用使得可以记忆稳态时的量。对于每个工作点都这样作，这也是需要的，从而确定相关的增益。这通过使用动态模型来完成。动态模型的系数通过改变初始条件获得。

更精确地说，如果用Xe(k)表示5个变量的状态矢量，如下式(6)所定义的：

Xe(k)＝[kV(k)V_Cr(k)I_LP(k)IT(k)ΔTd(k-1)]            (6)

则模型的状态表示是：

$\mathrm{Xe}\left({k+}^1\right)=\left[\begin{array}{ccccc}1-2*\mathrm{Tc}/(R_t*C_s)+f11C& f12/C& f13/C& 0& g_1/C_s\\ f21& f22& f23& 0& g_2\\ f31& f32& f33& 0& g_3\\ \_1& 0& 0& 1& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0.001\end{array}\right]\mathrm{Xe}\left(k\right)+\left[\begin{array}{c}0\\ 0\\ 0\\ 0\\ 1\end{array}\right]\mathrm{\ΔTd}\left(k\right)+\left[\begin{array}{c}{W}_1\\ W_2\\ W_3\\ 0\\ 0\end{array}\right]e\left(k\right)$

Tc和R1分别代表周期和管的电阻。

通过改变初始条件并按照工作周期进行模拟，变换器的状态表示的系数以本领域技术人员熟知的标准方式获得。更精确地说：对于ΔTd的增量，ΔTd＝δ_tdKV(k)-0V_Cr(k)＝0I_LP(k)＝0E(k)＝0：

$g_1=\frac{\mathrm{\ΔQ}(k+1)}{\mathrm{\δtd}\left(k\right)}{g}_2=\frac{\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{Cr}}(k+1)}{\mathrm{\δtd}\left(k\right)}{g}_3\frac{\mathrm{\Δ}{I}_{\mathrm{Lp}}(k+1)}{\mathrm{\δtd}\left(k\right)}$

对于KV的增量，

    ΔTd(k)＝0kV(k)＝ΔKVV_Cr(k)＝0I_Lp(k)＝0e(k)＝0：

$f_{11}=\frac{\mathrm{\ΔQ}(k+1)}{\mathrm{\ΔKV}\left(k\right)}{f}_{21}=\frac{\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{Cr}}(k+1)}{\mathrm{\ΔKV}\left(k\right)}{f}_{31}\frac{\mathrm{\Δ}{I}_{\mathrm{Lp}}(k+1)}{\mathrm{\ΔKV}\left(k\right)}$

对于Vcr的增量，

$f_{12}=\frac{\mathrm{\ΔQ}(k+1)}{\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{Cr}}\left(k\right)}{f}_{22}=\frac{{\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{Cr}}(k+1)}{{\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{Cr}}\left(k\right)}{f}_{32}\frac{{\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{Lp}}(k+1)}{{\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{Cr}}\left(k\right)}$

对于Ilp的增量，

    Td(k)＝0kV(k)＝0V_Cr(k)＝0I_Lp(k)＝ΔI_Lpe(k)＝0：

$f_{13}=\frac{\mathrm{\ΔQ}(k+1)}{{\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{Lp}}\left(k\right)}{f}_{23}=\frac{{\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{Cr}}(k+1)}{{\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{Lp}}\left(k\right)}{f}_{33}\frac{{\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{Lp}}(k+1)}{{\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{Lp}}\left(k\right)}$

对于E的增量，

$\mathrm{\ΔTd}\left(k\right)=0\mathrm{kV}\left(k\right)=0V_{\mathrm{Cr}}\left(k\right)=0I_{\mathrm{Lp}}\left(k\right)=0e\left(k\right)=\mathrm{\Δ}\frac{E}{2}:$

$w_1=\frac{\mathrm{\ΔQ}(k+1)}{2*\mathrm{\Δ}\frac{E}{2}\left(k\right)}{w}_2=\frac{{\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{Cr}}(k+1)}{2*\mathrm{\Δ}\frac{E}{2}\left(k\right)}{w}_3\frac{{\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{Lp}}(k+1)}{2*\mathrm{\Δ}\frac{E}{2}\left(k\right)}$

在这些公式中，ΔQ代表在一个周期内输出滤波器的电容器中负载的变化。

然后，可以利用本领域技术人员熟知的几种标准方法例如最佳控制方法获得增益K。

换句话说，对于工作点，关于一个电路断路器的模拟识别分两步展开：

1.在工作点周围的稳定作用使得可以记忆稳态量以及状态矢量，以便用于改变的初始条件，

2.关于每个状态变量的初始条件的改变，即在一个初始条件改变之后一个周期的模拟和相关增益的计算。

因而，对于(kV；I0)对，获得为闭环控制规律所需的稳态量的值(Td0，Vcr0，和ILp0)，动态模型的状态表示系数和相关的增益的值。

本发明的突出特点在于，只使用一个电路断路器进行模拟，并在每个周期开始使属于表示电路的公共部分的变量倒置，这使得可以获得用于识别的所有工作点，而不用衰减均衡器，虽然其中一些在开环情况下是不稳定的。

然后在存储器中存储发生器的工作点的图表，然后按照本发明进行控制调节。

更精确地说，输出电压kVmes(k)、输出电流I0(k)，电流ILpmes(k)和电压VCrmes(k)在采样时间tk被测量。不过，应当注意，如果管的电阻是已知的，则输出电流I0(k)可以从输出电压获得。

输出电压的测量值和输出电流的测量值使得可以确定工作点。然后通过存储的表的内插可以由此推出稳态值以及相关的增益值。

根据所需值的预定的规律推导输出电压kVcons(k)的所需值。积分校正项IT由式(3)确定，并且校正项ΔTd(k-1)由式(4)确定。

关于静态项Td0(k)，其不由测量的工作点确定，而由在下一个采样时间计算的工作点确定，即，由在下一个采样时间计算的电压和输出电流确定。根据所需值的预定规律计算输出电压值，已知下一个采样时间等于在前一个采样时间Tp计算的项Td(k-1)的和，其中Tp是6或6.5微秒的常数。

计算的电流值可以使用管的电阻值由计算的输出电压值导出。

综合考虑这些因素，控制值Td(k)可以由式(1)计算，并因此适用于在下一个采样时间tk+1开始的周期。

实际上，例如可以由信号处理器DSP构成控制电路(图3)，其接收Vcr，ILp，和kV的值，并由存储器的内容确定控制值Td。所述控制值Td被供给逻辑电路FPGA，其控制发生器的两个晶体管的轮流导通。

此外，按照本发明的方法能够考虑电压E的改变而不改变存储的表的内容。更精确地说，如果电压E等于αE，则可用于确定Td0的输出电压将等于kV’/α，其中kV’代表相应于E’的输出电压。

同样，I0(输出电流)将等于I0’/α。

此外，所需的值VCr0’和ILp0’分别等于αVcr0和αILp0，并且新的增益K’将简单地等于增益K(相应于VCr0，ILp0，Td0)除以α。

不脱离本发明的构思，本领域技术人员对结构与/或步骤与/或功能可以作出各种改变。

Claims (4)

1.一种用于控制双谐振发生器的方法，所述双谐振发生器用于向负载提供直流输出电压(KV)，其中输出电流(I0)的计算涉及发生器的闸流管逆变器的晶体管的延迟时间控制值(Td)，其中所述控制值涉及静态项(Td0)和校正项(ΔTd)，制备第一表，其含有预定的输出电压值(kV)和输出电流值(I0)对的相应的静态项(Td0)的值，并制备第二表，其包含相应的在谐振电路电容器(Cr)端子上的第一电压的所需值(Vcr0)，和与电容器并联的电感线圈内的电流的所需值(ILp0)，以及相应的增益值(K)，在当前采样时间(t_k)，应用在前一次采样时间处计算的控制值(Td(k-1))，并确定要在下一次采样时间(t_k+1)应用的控制值(Td(k))，随后控制值的静态项(Td0(k))由第一表和在下一个采样时间(t_k+1)计算的电压和输出电流值确定，并且随后控制值的校正项(ΔTd(k))由第二表在当前采样时间(t_k)确定的值：输出电压(kV(K))和输出电流(I0(k))、第一电压(VCrmes(k))、电感电流(ILpmes(k))以及在前一个采样时间计算的校正项(ΔTd(k-1))的值确定。

2.如权利要求1所述的方法，其中电压和输出电流值在下一次采样时间由所需输出电压(kVcons)的预定的渐进估算出来；并且随后控制的校正项的确定涉及测量输出电压的当前值，测量第一电压的当前值和电感电流的当前值，并且这些测量的当前值和相应的所需值之间的各个差与相关增益的积的和的计算涉及加上前一个校正项乘以相关增益的积。

3.如权利要求2所述的方法，其中随后控制的校正项的确定还需要相对于输出电压附加积分校正项(IT(k))和相关增益的积。

4.如前面任何一个权利要求所述的方法，其中第一表的制备以及第一电压和电感电流的所需值的制备通过由发生器表示电路进行模拟来获得，其中所需值的模拟在稳态下通过只使用闸流管逆变器中的一个晶体管，并通过在每个周期的开始倒置属于所述电路的公共部分的变量来获得，并且增益(k)的制备需要制备动态模型，所述动态模型的系数通过改变初始条件来获得。

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