JPH0374094A - インバータ式ｘ線装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、Ｘ線発生装置用の電源に係り、特に小型・軽
量化に好適な共振型インバータ式Ｘ線発生用電源装置に
関するものである。

〔従来の技術〕

Ｘ線発生用電源装置の小型軽量化を計るには、商用電源
の電圧をＸ線管へ印加するための高電圧へ昇圧する高圧
変圧器を小型軽量な物とすることが最も大きな課題であ
った。

高圧変圧器は、それへの入力電圧の周波数を高くするこ
とによって小型軽量化を計れるものである。そのような
高圧変圧器への入力電圧を高周波化する技術は、近年発
達の著しい電力制御用の半導体デバイスをスイッチング
素子として用いることによって開発されている。いわゆ
る、インバータ式Ｘ線装置と称されて現在実用化されて
いる。

そのようなインバータ式Ｘ線装置として、上記高圧変圧
器の漏れインダクタンスと、これと直列に接続されたコ
ンデンサとで共振をおこさせ、高圧変圧器の出力電圧を
整流し、ｘｇ管に印加する共振型インバータ式Ｘ線装置
がある。

この方式の装置において、負荷であるＸ線管に印加する
電圧（以下、「管電圧ｊと記す、）の制御は、例えば米
国特許第４２２５７８８号等に開示されているインバー
タの周波数を制御する方法や、特開昭６３−１９０５５
６号公報に開示されているインバータの動作位相を制御
する方法により、かつ管電圧をフィードバック制御して
管電圧の安定化を図っていた。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかし、前記周波数及び位相もフィードバック制御する
場合、実際の管電圧と設定管電圧の誤差は変化しており
、従って管電圧の制御量である上記周波数及び位相を時
々刻々と変化する。

このため、インバータ動作の半周期毎に周波数や位相も
異なり、高圧変圧器入力の電圧−時間積に差を生じ、高
圧変圧器は偏磁する。

この偏磁による磁気飽和を防ぐためには、動作磁束密度
を小さい値に設定しなければならないので、高圧変圧器
の小型化にも限界があった。

また、偏磁すると高圧変圧器鉄心の磁歪振動が大きくな
り、これによる騒音増大の問題もあった。

したがって、Ｘ線装置も共振型インバータを導入したに
も係らず、小型化の達成の点及び騒音の点で問題を残し
ている。Ｘ線装置は、近年の各種画像診断機器（ＸＩＣ
Ｔ装置、ＭＨＩ装置、核医学機器、超音波診断装置等）
の普及に伴って、設置スペースも限定されつつあり、ま
た対象が患者であることから騒音を発生することは許容
されない。

そこで、本発明は共振型インバータ式Ｘ線装置の高圧変
圧器の鉄心が偏磁することを防止できる技術を提供し、
以て変圧器の小型化、ひいてはＸ線装置の小型化を実現
するとともに、鉄心の偏磁により生ずる磁歪振動を原因
とする騒音をなくすことを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するために本発明は、直流電源と、直流
電圧を高周波交流に変換する共振型インバータと、この
インバータの出力電圧を昇圧する高圧変圧器と、この高
圧変圧器の出力電圧を整流する整流回路と、この整流回
路の出力電圧が印加されるＸ線管とを有すインバータ式
Ｘ線装置において、前記インバータの動作の１周期の正
、負の各半周期同志でインバータより高圧変圧器への出
力の電圧・時間積を等しくする手段を設けたことを特徴
としている。

また、上記目的は、直流電源と、この直流電源の出力電
圧を高周波交流に変換するために交互にオンする少なく
とも一対のスイッチング手段を有した共振型インバータ
と、このインバータの出力電圧を昇圧する高圧変圧器と
、この高圧変圧器の出力電圧を整流する整流回路と、こ
の整流回路の出力電圧が印加されるＸ線管と、このＸ線
管へ印加された電圧を検出する管電圧検出器と、管電圧
設定信号と前記管電圧検出器の検出信号とを比較しその
差分を増幅し前記インバータへ帰還制御する手段とを有
すインバータ式ｘｇ装置において。

前記差分増幅信号を利用して前記インバータの動作の１
周期内の正、負の期間同志で前記一対のスイッチング手
段のオン期間を等しくする信号を発生する手段を設ける
ことにより達成される。

〔発明の原理〕

本発明において直流電源の出力電圧は、マクロ的に見れ
ば変動することがあり得るが、高周波で動作するインバ
ータの動作１周期のような極短時間では一定値と見ても
良い、そこで１本発明はインバータが直流電圧を交流に
変換するための２つのスイッチング手段の正極側及び負
極側が交互にオン／オフする動作１周期において、正極
側のオン期間と、負極側のオン期間を等しくすることに
より、インバータより高圧変圧器への出力の電圧時間積
を同じにするものである。

そしてより詳しくは、前記〔課題を解決するための手段
〕の後段に記載したように、Ｘ線装置では実際の管電圧
を設定管電圧とするために実際の管電圧を電圧制御手段
へ帰還制御するのが一般的である。共振型インバータ式
Ｘ線装置では管電圧制御手段はインバータが兼用する。

そこで本発明は、管電圧制御のためのインバータへの帰
還制御系にインバータの一対のスイッチング手段が動作
し周期内にオンする期間を等しくする信号を発生する手
段を設けたものである。

以下、作用は実施例とともに説明する。

〔実施例〕

以下１本発明の実施例を添付図面に基づいて詳細に説明
する。

第１図は本発明によるＸ線装置の一実施例を示す回路図
である。このＸ線装置は、二次電池などの直流電源１と
、インバータ２と、変圧器３と。

共振コンデンサ６と、調Ｉｌ器４と、Ｘ線管５とを有し
ている。

上記インバータ２は、上記直流電源１から直流を受電し
て交流に変換するもので、直流電源１の正極に接続され
た第一のスイッチとしてのトランジスタＴ　ｒ　Ｌ及び
その負極に接続された第二のスイッチとしてのトランジ
スタＴｒｚから成る第一の直列接続体と、上記トランジ
スタＴｒｔ及びＴ　ｒ　ｘにそれぞれ並列に設けられた
第三のスイッチとしてのトランジスタＴｒａ及び第四の
スイッチとしてのトランジスタＴｒａから成る第二の直
列接続体と、上記各トランジスタＴ　ｒ　１〜Ｔｒ４に
それぞれ逆並列接続された第一のダイオードＤ１〜第四
のダイオードＤａとから成る。なお、上記各トランジス
タＴ　ｒ　ｌ−Ｔ　ｒ　ａは、それぞれベース電流を流
すことによってターンオンするようになっている。

変圧器３は、上記インバータ２の出力側に接続され該イ
ンバータ２からの出力電圧を昇圧するもので、所定の巻
数比を有するとともに、漏れインダクタンスＬｓ及びＷ
　Ｍ容量Ｃｓを有している。

そして、変圧器３の一次巻線には、直列に共振コンデン
サ６が接続されている。

この変圧器の工法巻線と直列に接続された共振コンデン
サ６の静電容量Ｃｒと前記変圧器の漏れインダクタンス
Ｌｓとが共振素子として用いられる。

なお、直列共振とするために、上記変圧器の浮遊容量Ｃ
ｓは上記共振コンデンサ６の静電容量Ｃｒより非常に小
さい値に設定されている。

整流器４は、上記変圧器３からの出力電圧を全波整流し
て直流に変換するもので、四つのダイオードＤａ＝Ｄａ
から成る。そして、上記整流器４の出力側には、Ｘ線管
５が接続されている。なお、第１図において、符号Ｃｈ
は上記整流器４の出力電圧をＸ線管５に印加するための
高電圧ケーブルの静電容量であり、整流器４からの出力
電圧を平滑するものである。

ここで１本発明においては、ＸＩｌ管５に印加すべき電
圧（以下「管電圧」という、）の設定信号によって上記
インバータ２のトランジスタＴｒ１〜Ｔ　ｒ　４の動作
位相を制御する位相制御回路１０が設けられるとともに
、分圧器７によって管電圧を検出し、これを適切な信号
に変換する信号変換回路８を介して誤差増幅回路９に入
力し、管電圧設定信号８１との差を増幅し、これを前記
位相制御回路１０に入力するように構成されている。な
お、符号１１ａ〜１１ｄは、上記位相制御回路１ｏから
出力される制御信号に従ってそれぞれトランジスタＴｒ
ｌ〜Ｔｒａを駆動する駆動回路である。そして、上記位
相制御回路１０により、上記インバータ２の第一のスイ
ッチとしてのトランジスタＴ　ｒ　ｔと第二のスイッチ
としてのトランジスタＴｒｚをインバータ２の動作周波
数にて１８０°の位相差で交互にターンオンさせ、第三
のスイッチとしてのトランジスタＴｒａと第四のスイッ
チとしてのトランジスタＴｒａを同じ＜１８０’の位相
差で交互にターンオンさせるとともに、第一のトランジ
スタＴｒｘがターンオンしてから第四のトランジスタＴ
ｒ４がターンオンする位相差及び第二のトランジスタＴ
目がターンオンしてから第三のトランジることによって
、上記Ｘ線管５に供給する電力を制御するようになって
いる。

第２図は、上記位相差がＯの場合の各部のタイミング線
図で、一定の負荷条件のもとでは出力は最大となる。第
３図は、任意の位相差αにおけるタイミング線図で、任
意の出力が得られる。

出力を０にする場合は１位相差を１８０°にすればよい
、このように１位相差αをＯから１８０゜まで可変する
ことによって、第４図に示すように出力電力を連続的に
制御することができる。

なお第４図において−Ｒｔ、Ｒｚｐ　Ｒａは負荷抵抗で
、負荷条件、すなわち管電圧と管電流によって決まる値
である。

このようにして上記各トランジスタＴ　ｒ　ｉ〜Ｔｒ４
が動作を開始すると、第２図あるいは第３図に示すよう
な共振電流ｉｔが変圧器３に流れ、Ｘ線管５には前記設
定した管電圧及び管電流による電力が供給される。なお
、このとき、インバータ２は、変圧器３の漏れインダク
タンスＬｓと共振コンデンサ６の静電容量Ｃｒとの共振
周波数あるいはそれに近い周波数で動作する０本発明、
は、Ｘ線管５に印加された管電圧を検出する分圧器７を
設けるとともに、この分圧器７からの検出信号及び予め
設定した目標電圧信号（管電圧設定信号Ｓ１）を誤差増
幅回路９へ入力してその差を増幅するとともに、この差
によってインバータ２のトランジスタＴ　ｒ　１〜Ｔｒ
ａの動作位相を制御する信号を１図示外のコントローラ
から入力するＸ線曝射信号Ｓ４によって出力する位相制
御回路１０に後述の特徴を持たせたものである。そして
、これらの分圧器７と誤差増幅回路９と位相制御回路１
０とにより、上記インバータ２の第一のスイッチとして
のトランジスタＴ　ｒ　ｔと第二のスイッチとしてのト
ランジスタＴｒＺとをインバータ２の動作周波数にて１
８００の位相差で交互にターンオンさせ、第三のスイッ
チとしてのトランジスタＴｒｉと第四のスイッチとして
のトランジスタＴ　ｒ　ａとを同じ＜１８０＠の位相差
で交互にターンオンさせるとともに、第一のトランジス
タＴ　ｒ　１がターンオンしてから第四のトランジスタ
Ｔ　ｒ　ａがターンオンする位相差及び第二のトランジ
スタＴ　ｒ　ｚがターンオンしてから第三のトランジス
タＴｒａがターンオンする位相差を適宜変化させること
によって、上記Ｘ線管５に供給する電力を帰還制御する
ようになっている。

このような帰還制御において、誤差増幅回路の出力は時
々刻々と変化しており、その変化は管電圧の立上り時は
特に大きい。

これをそのまま位相制御回路１０に入力するとインバー
タ２の動作の正と負の半サイクル間の位相に差が生じ、
このため高圧変圧器３に入力される電圧−時間積にも差
が生じ、高圧変圧器３の鉄心が偏磁する。

これを抑制するため、本実施例のＸ線装置は第５図に示
す一例のように位相制御回路１０が構成されている。第
５図において、１０ａは周波数信号発生回路で、公知の
高周波発振器やマイクロコンピュータのクロック信号を
用いインバータ２の動作周波数を決める信号Ａを出力す
るもの、ｔａｂは１周期決定回路で１周波数倍号発生回
路１０ａの出力信号を分周して、インバータ２の動作の
１周期を決定する信号Ｂを作成して出力するもの。

１０ｏは誤差ホールド回路で、第１図に示す誤差増幅回
路９より出力される信号Ｓ８と前記信号Ｂとを入力し、
信号Ｂにより信号Ｓ８をホールドしホールド信号Ｃを出
力するもの、１０ｄは位相決定回路で、信号Ａを入力し
鋸歯状波Ｅを発生させ、この鋸歯状波Ｅと前記ホールド
信号Ｃとの比較を行い、位相信号Ｆを出力するもの、Ｌ
ｏｇはパルス分配回路（１）で、周波数信号発生回路１
０ａの出力Ａを入力し、信号ＰＩ、Ｐｓを発生するもの
、１０ｈはパルス分配回路（２）で、前記位相信号Ｆを
入力しその信号を信号Ｐｇ、Ｐ４として分配出力するも
のである。パルス分配回路（１）Ｌｏｇ、パルス分配回
路（２）１０ｈからの上記ｐｉ〜Ｐ４がインバータ２の
トランジスタＴ’ｒｘ〜Ｔｒ４の駆動パルス信号であり
、第２図、第３図との対応では、Ｐｉが（ａ）、Ｐｓが
（ｃ）、Ｐｇが（ｂ）、Ｐｉが（ｄ）に対応している。

そして、第６図のＦに示すように、インバータの動作１
周期において出力される２つの位相信号Ｔは等しくなる
。

次に、第６図の位相制御回路１０の動作を説明する０周
波数倍号発生回路１０ａはインバータ２の動作周波数に
対応して設定された周期毎に（本実施例では、インバー
タ２の動作の１７２周期毎に）信号Ａを出力している。

第１＠において管電圧設定信号Ｓ１とＸ線曝信号Ｓ４が
入力されてＸ線管５よりＸ線が曝射され、その管電圧が
検出され管電圧検出信号Ｓ６が誤差増幅回路９へ入力さ
れ、信号Ｓ８が出力されているとする。いま、図に示す
周波数信号発生回路１０ａがパルスＡを出力すると、そ
れに同期して一周期決定回路１０ｂもパルスＢを出力す
る。すると誤差ホールド回路１０ｃはパルスＢのタイミ
ングで信号Ｓｓをホールドし、そのホールド信号Ｃを位
相決定回路１０ｄへ出力する。

位相決定回路１０ｄは信号Ｃの他に周波数信号発生回路
１０ａからの信号Ａが入力されており。

この信号Ａが発生するタイミングで、第６図に示す波形
の鋸歯状波信号Ｅを繰り返し発生する。そして１位相決
定回路１０ｄは信号Ｃと信号Ｅとを比較し、Ｅｔｃの間
だけオンする位相信号Ｆを出力する。このようにすると
、信号Ｆはインバータ２の動作１周期内にパルス出力？
ｌ及びψ２を含み。

かつ’ｆ’１２Ｐｚの関係のパルスを出力する。また。

信号Ｆのインバータ２の動作位相差αに対しての関係は
、ψ！＋α＝９０＠、ψ２＋α＝９００となる。

周波数信号発生回路１０ａの最初のパルス周期において
、パルス分配回路（１）Ｌｏｇが信号Ａにより、Ｐｌが
オン、Ｐｌがオフとなる信号を出力し、一方パルス分配
回路１０ｈは信号Ｆにより、Ｅ〉Ｃの間だけオンするＰ
ａと、オフ信号Ｐ４を出方する０周波数倍号発生回路１
０ａが２波目のパルスＡを出力すると、信号Ｐ１．Ｐｇ
がオフし、Ｐａがオンとなる。それと同時に１位相決定
回路１０ｄはホールドされたままの信号Ｃと再度発生し
た鋸歯状波Ｅとの比較を行ない、上記と同様にＥ＞Ｃの
間だけオンする信号Ｆを発生する。すると、Ｆがオンし
たタイミングでパルス分配回路（２）　１０ｈ、それま
でオフしていたＰ４をオンとする。そして、第６図に示
す信号Ａが３波目のパルスを出力すると、ｐｌ、Ｐｇが
オフし、Ｐａもオフする。

この３波目のパルスＡが出力すると、−周期決定回路１
０ｂからパルスＢが出力される。パルスＢのタイミング
で誤差ホールド回路１０ｃは誤差増幅回路９の出力信号
をホールドし直す、そして、以下は上記動作を繰り返す
、なお、Ｐｚ＝Ｐａのパルス出力は前に説明したように
インバータ２のトランジスタＴｒｌ〜Ｔｒ４へ供給され
る。

なお１本実施例の位相制御回路１ｏは位相決定回路１０
ｆで鋸歯状波Ｅとホールド信号Ｃを比較するようにした
が、その他の方法でも良い０例えば、第５図において、
信号Ａを誤差ホールド回路１０ｃへ入力し鋸歯状波を発
生させ、鋸歯状波と信号Ｓｓを比較しホールドする方法
を採用しても良く、この場合には上記実施例よりも正確
な帰還制御ができる。

次に、このように構成されたＸ線装置の動作について説
明する。まず、Ｘ線管５に供給する管電圧が決まると、
この管電圧に対応した管電圧設定信号Ｓ１を目標電圧信
号として図示外のコントローラから誤差増幅回路９へ入
力する。一方、この誤差増幅回路９には１分圧ｌＩ７で
検出し信号変換回路８で変換された現在の管電圧に対応
した管電圧検出信号Ｓ８が入力される。すると、この誤
差増幅回路９は、上記管電圧設定信号Ｓｔと管電圧検出
信号Ｓ６との誤差を検出し、この誤差を比例−積分制御
などにより処理し、上記誤差の大きさに対応し、てイン
バータ２の各トランジスタＴ　ｒ　１〜Ｔｒ４の動作の
位相差αを決定するため、位相制御回路１０へ入力する
。このとき、Ｘ線曝射の開始前は、管電圧設定信号Ｓ１
に対して管電圧検出信号Ｓ＋ｓは零であるので、Ｓ８は
最大となり（第６図ではＯ位置）最大電力が供給できる
ように上記位相差αは零とされる。

次に、上記位相制御回路１ｏでは、各トランジスタＴ　
ｒ　ｌ”　Ｔ　ｒ　４がターンオン及びターンオフする
制御信号を作るとともに、第一のスイッチとしてのトラ
ンジスタＴｒ１と第四のスイッチとしてのトランジスタ
Ｔ　ｒ　ａがターンオンする位相差α１、及び第二のス
イッチとしてのトランジスタＴｒ２と第三のスイッチと
してのトランジスタＴｒａがターンオンする位相差α２
を制御する制御信号を作成する。（本発明ではαｌ＝α
２とされる。）そして、上記位相制御回路１０に図示外
のコントローラからＸ線曝射信号Ｓ４が入力することに
より、該位相制御回路１０は、上記作成した制御信号Ｐ
１〜Ｐ４をそれぞれの駆動回路１１ａ〜ｌｉｄへ送出す
る。これにより、各駆動回路１１ａ〜１１ｄは、上記位
相制御回路１０からの制御信号に従ってインバータ２の
各トランジスタＴ　ｒ　１〜Ｔｒ４を駆動する。

このようにして上記各トランジスタＴｒ１〜Ｔｒａが動
作を開始すると、第２図あるいは第３図に示すような共
振電流ｉｔが変圧器３に流れ、Ｘ線管５には管電圧が印
加し始め、管電流が流れる。そして、上記Ｘ線管の管電
圧が設定した値に近づくと、前記管電圧設定信号Ｓｌと
管電圧検出信号Ｓｓとの誤差が小さくなるので、上記誤
差増幅回路９は、位相差αを大きくする（逆にＴは小さ
くなる）ように動作し、直流電源ｌからの電力の供給を
少なくする。Ｘ線管の管電圧が設定した値とほぼ等しく
なると、上記設定した管電圧及び管電流による電力に等
しい電力が直流電源１から供給できる位相でインバータ
２は動作する。なお、このとき、インバータ２は、変圧
器３の漏れインダクタンスＬｓと共振コンデンサ６の静
電容量Ｃ２との共振周波数あるいはそれに近い周波数で
動作する。

以上のように、第１図及び第５図の実施例によれば、イ
ンバータ動作の１周期における正、負の半サイクル間の
高圧変圧器入力の電圧−時間積が等しくなるので、直流
偏磁を抑制される。

したがって、磁束密度を大きく設定することができるの
で、鉄心には断面積の小さなものが使用でき、変圧器の
小電化が可能となる。

また、直流偏磁の抑制において、鉄心の偏歪振動が小さ
くなるので、騒音も低減される。

第１図は、位相差の制御によって管電圧を制御する例で
あるが、インバータの動作周波数の制御でも管電圧の制
御が可能である。

すなわち、第２図に示すように、トランジスタＴ　ｒ　
１に対するＴｒｉの位相およびＴｒｉに対するＴｒｓの
位相差をＯとし、その周波数を可変する方法である。

この実施例を第７図に示す。

第７図において１周波数制御回路１２の他は第１図と同
一である。負荷５に供給される出力電力を制御するには
、上記変圧器３の漏れインダクタンスＬｓ及び共振コン
デンサ６の共振周波数Ｆ。

とインバータ２の動作周波数Ｆｌとの比Ｆｉ　／Ｆｏを
、第７図に示す周波数制御回路１２によって変化すると
出力電圧は第１０図に示すようになる。すなわち、第８
図において、横軸をＦ　ａ　／　Ｆ　。

とし、縦軸を直流電源１からの入力電圧Ｖｓ　と変圧器
３の出力電圧Ｖｏとの比Ｖ　ｏ　／　Ｖ　ｔとすると、
上記Ｆｔ／Ｆｏと出力電圧Ｖｏとの関係は、負荷抵抗Ｒ
ｚ、　Ｒｚ、　＋＋、　Ｒｘ　（Ｒｚ＞Ｒｚ＞−＞Ｒｓ
）をパラメータとして第８図に示すカーブのようになる
。

そして、共振周波数Ｆｏは、変圧器３の漏れインダクタ
ンスＬｓと共振コンデンサ６で決まる一定値であるので
、インバータ２の動作周波数Ｆ、を変化させることによ
って出力電圧Ｖｏを制御できる。

第７図に示す周波数制御方式のインバータの周波数制御
回路１２の一構成例を第９図に示す、第９図において、
１２ｉは誤差ホールド回路で、誤差増幅回路９からの信
号Ｓ８をホールドし信号Ｉを出力するもの、１２には周
波数決定回路で第１１図に示すように入力電圧に応じて
出力周波数が変え得るようにするもので１本実施例では
上記信号工を入力し、工の値に応じた勾配の鋸歯状波を
２波連続して出力し所定値と比較してそれが一致した時
にパルスＫを出力するように構成されている。１２ｊは
一周期決定回路■で、パルスＫを分周してインバータの
動作１周期を設定するパルスＪを出力するもの、１２１
及び１２ｍはパルス分配回路１．ＩＩで１周波数決定回
路１２にのパルス出力Ｋを入力し４　ｐ　１　’〜Ｐ番
′を出力するものである。

従来の周波数制御方式の帰環制御は、以下に説明する第
１０図の最上段に示すように、パルスにの発生が８３の
値に応じてインバータの動作の正負の各半サイクル毎に
変化する（（ｉｌｌ歯状波の勾配が破線で示すように変
化する。）ので、高圧変圧器が偏磁する。しかし本実施
例ではそれを防止することができる。以下、第１０１３
ｉ１ｆを併せて第９図の周波数制御回路１２の動作を説
明する。第７図において、管電圧設定信号ＳｌとＸ線曝
射信号Ｓ４が入力すると、誤差増幅回路９よりの出力Ｓ
３によって周波数制御回路１２では、誤差ホールド回路
が８８をホールドし周波数決定回路１２ｉへ出力する０
周波数決定回路１２ｉは入力Ｓ８に対応した鋸歯状波Ｅ
′を発生し、この鋸歯状波Ｅ′と所定値Ｑとが一致した
時点（始動時はＯでも良い）でパルス信号Ｋを発生する
。最初のパルス信号にはパルス分配回路（１）１２Ｍ及
びパルス分配回路（Ｕ）１２ｍへ入力し、それらからイ
ンバータ２のトランジスタＴ　ｒ　１〜Ｔｒ４を駆動す
るパルス信号Ｐ１′〜Ｐ４’　を出力する。パルス信号
ＰＩ′〜Ｐ４’のうち、先ずＰｔ’がＴｒｚへ、そして
Ｐ４′がＴｒａへ駆動回路１１ａ、ｌｉｄを介して供給
される。一方、　Ｐｘ’及びＰａ′は最初オフ状態を保
つ０周波数決定回路１２ｉでは、最初の入力Ｓａに対応
した勾配の鋸歯状波Ｅ′が所定値Ｑと一致した時に２波
目のパルスＫを発生する。

この時、駆動パルスル　ＬＩ　、　ｐ４１がオフし、逆
にｐ、／、ｐ８／がオンとなる。駆動パルスｐ、／Ｐ１
　はトランジスタＴ目及びＴ　ｒ　Ｊｌへ駆動回路１１
ｂ、ｌｌｃを介して供給される０周波数決定回路１２ｉ
は引き続き第１波と同じ勾配の鋸歯状波Ｅ′を発生し、
所定値ＱとＥ′が等しくなった時に第２波のパルスＫを
出方する０周波数決定回路１２ｉの出力には１周期決定
回路１２ｊへ入力され、１周期決定回路１２ｊはＫの２
パルス毎にパルスＪを出力する。２波目のパルスＫが出
方すると、パルス分配回路１２４１．１２ｍの出カＰｇ
’Ｐｓ’　　がオフし、逆にｐｌ／、ｐ、／　が再びオ
ンとなる。一方、１周期決定回路１２ｊの出方Ｊは誤差
ホールド回路１２ｉへ出方され、誤差ホールド回路はそ
の時点の誤差増幅回路の出力Ｓ８をボールドする。その
出カニは周波数決定回路１２にへ出力され、周波数決定
回路１２には新たに鋸歯状波の勾配を設定して出力する
。以下は上記の動作が繰りされる。

以上説明した本実施例では、周波数制御方式のインバー
タの制御を、実際の管電圧と設定管電圧の誤差に応じて
、インバータの動作の１周期の正負の半サイクル同志で
均一な時間に制御できるので、インバータより高圧変圧
器への出力の電圧時間積を等しくできる。

第１図及び第２図の実施例において、位相差又は周波数
をそれぞれ単独に制御して、管電圧を制御する例につい
て述べたが、これに限定するものではなく、位相差と周
波数を併用又は同時に制御する場合にも適用できること
はもちろんである。

なお、上記実施例は、インバータはトランジスタを用い
たフルブリッジ型で、共振回路は直列共振回路として説
明したが１本発明はそれらに限定することなく変更が可
能であることは言うまでもない０例えば１周波数制御の
場合はインバータのスイッチング素子をトランジスタに
替えてサイリスタのような自己消弧素子型の素子を用い
ても良く、またフルブリッジ型インバータの代わりにプ
ッシュプル型インバータでも良い、更に、共振回路は直
列共振に代え、高圧変圧器の漏洩インダクタンスと二次
巻線の浮遊容量を共振素子として用いるものでもよい。

さらに、直流電源１を、商用電源から交流を受電し直流
に整流して平滑することによって得る方式のものにも適
用できる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、高圧変圧器の直流偏磁が抑制され、鉄
心の磁束密度を大きく設定できるので。

高圧変圧器の小型、軽量化が可能となる。

また、鉄心の磁歪振動も低減され、Ｎ音も小さくできる
という効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるＸ線装置の一実施例を示す回路図
、第２図は出力電力が最大となるように制御する場合の
動作を示すタイミング線図、第３図は出力電力が小さく
なるように制御する場合の動作を示すタイミング線図、
第４図は位相差と管電圧との関係を負荷抵抗値をパラメ
ータとして示す図、第５図は第１図の位相制御回路のブ
ロック図、第６図はそのタイミング線図、第７図は本発
明の他の実施例のＸ線装置の回路図、第８図は周波数と
管電圧との関係を負荷抵抗値をパラメータとして示す図
、第９図は第７図の周波数制御回路のブロック図、第１
０図はそのタイミング線図、第１１図は第９図の周波数
決定回路の電圧と周波数との関係を示す図である。 １・・・直流電源、２・・・インバータ、３・・・変圧
器、４・・・整流器、５・・・負荷（Ｘ線管）、６・・
・共振コンデンサ、７・・・分圧器、９・・・誤差増幅
回路、１０・・・位相制御回路、１０ｃ、１２ｉ・・・
誤差ホールド回路、１１ａ〜ｌｉｄ・・・駆動回路、１
２・・・周波数制御回路、Ｔｒ１〜Ｔ　ｒ　４　’・・
トランジスタ、Ｄｚ”Ｄａ・・・ダイオード。 黍Ｚ口 ＃３ 圓 茶 の 黍 ４ｉＬ苅麦■ 茶８ ＃９ 面

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、直流電源と、この直流電源の出力電圧を高周波交流
   に変換する共振型インバータと、このインバータの出力
   電圧を昇圧する高圧変圧器と、この高圧変圧器や出力電
   圧を整流する整流回路と、この整流回路の出力電圧が印
   加されるＸ線管とを有すインバータ式Ｘ線装置において
   、前記インバータの動作の１周期の正、負の半周期同志
   でインバータより前記高圧変圧器へ出力する電圧時間積
   を等しくする手段を備えたことを特徴とするインバータ
   式Ｘ線装置。 ２、直流電源と、この直流電源の出力電圧を高周波交流
   に変換する共振型インバータと、このインバータの出力
   電圧を昇圧する高圧変圧器と、この高圧変圧器の出力電
   圧を整流する整流回路と、この整流回路の出力電圧が印
   加されるＸ線管と、このＸ線管へ印加された電圧を検出
   する管電圧検出器と、管電圧設定信号と前記管電圧検出
   器の検出信号とを比較しその差分を増幅し前記インバー
   タを帰還制御する手段とを有すインバータ式Ｘ線装置に
   おいて、前記差分増幅信号を利用して前記インバータの
   動作の１周期の正、負の半周期同志でインバータより前
   記高圧変圧器へ出力する電圧時間積を等しくする手段を
   備えたことを特徴とするインバータ式Ｘ線装置。