JP2000150179A - パルス発生装置および放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】２端子電圧応答形のスイッチ素子を用いながら
もほぼ一定のパルス電圧を有したパルスを発生させるこ
とができるパルス発生装置を提供する。 【解決手段】電圧源Ｅ１，Ｅ２とギャップ素子Ｇ１，Ｇ
２との直列回路の両端間にパルストランスＰＴの１次巻
線が接続される。ギャップ素子Ｇ１にはトリガ電源Ｅｔ
とインピーダンス要素Ｚｔとの直列回路が並列接続され
る。各電圧源Ｅ１，Ｅ２の出力電圧はギャップ素子Ｇ
１，Ｇ２の応答電圧よりも低く、両電圧源Ｅ１，Ｅ２の
出力電圧の加算値はギャップ素子Ｇ１，Ｇ２の応答電圧
を越えるように設定される。トリガ電源Ｅｔの出力電圧
はパルス発生時にギャップ素子Ｇ１の応答電圧を越える
ように制御される。したがって、ギャップ素子Ｇ１の導
通により、ギャップ素子Ｇ２には電圧源Ｅ１，Ｅ２の出
力電圧の加算値が印加され、ギャップ素子Ｇ２も導通す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、主として高圧放電
灯の始動・再始動用の高電圧パルスを発生させるパルス
発生装置およびこのパルス発生装置を用いた放電灯点灯
装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】一般に、高圧ナトリウムランプやメタル
ハライドランプのようなＨＩＤランプを点灯させる放電
灯点灯装置では、放電を開始させるための高電圧をＨＩ
Ｄランプに印加するイグナイタとしてのパルス発生装置
が必要である。

【０００３】この種の放電灯点灯装置として、たとえ
ば、実開昭５９−５２５９９号公報に記載された放電灯
点灯装置があり、大略図２４に示す構成を有している。
この放電灯点灯装置１は、交流電源Ｖｓ１に接続され放
電灯２に電力を供給するとともに点灯を維持させる安定
器３と、交流電源Ｖｓ２に接続され高圧放電灯２を始動
・再始動させるための高電圧を発生させるイグナイタと
してのパルス発生装置４とを備える。また、安定器３の
出力端間にはバイパスコンデンサＣ１０が並列に接続さ
れ、バイパスコンデンサＣ１０と放電灯２とを含む閉ル
ープ内に、パルス発生装置４の出力部であるパルストラ
ンスＰＴの２次巻線が挿入される。

【０００４】パルス発生装置４は、交流電源Ｖｓ２を昇
圧・整流するように電力変換して直流高電圧を出力する
直流高圧発生回路５を備え、直流高圧発生回路５の出力
電圧をギャップ素子Ｇを介してパルストランスＰＴの１
次巻線に印加する。また、直流高圧発生回路５の出力端
間にはコンデンサＣ０が接続される。

【０００５】この放電灯点灯装置は、次のように動作す
る。まず、交流電源Ｖｓ１を電源投入すると安定器３の
２次電圧が高圧放電灯２に印加される。この状態で、交
流電源Ｖｓ２を電源投入すると、直流高圧発生回路５か
ら出力が得られてコンデンサＣ０が充電され、コンデン
サＣ０の両端電圧Ｖｃ０は徐々に上昇する。コンデンサ
Ｃ０の両端電圧Ｖｃ０がギャップ素子Ｇの放電を開始さ
せる応答電圧（ブレークオーバ電圧）Ｖｂに達すると、
ギャップ素子Ｇが絶縁破壊してコンデンサＣ０に蓄積さ
れた電荷がパルストランスＰＴの１次巻線およびギャッ
プ素子（放電ギャップ）Ｇを介して急峻に放出され、こ
のときパルストランスＰＴの２次巻線には巻比に応じた
パルス電圧が発生する。こうしてパルストランスＰＴの
２次巻線に発生した高圧パルスを、バイパスコンデンサ
Ｃ１０を介して高圧放電灯２の両端に印加することによ
り、高圧放電灯２を始動させることができるのである。
ここに、ギャップ素子Ｇが絶縁破壊してコンデンサＣ０
の電荷が放出されると、コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｃ
０は急激に低下する。

【０００６】高圧放電灯２が始動しないときには、図２
５（ａ）のようにコンデンサＣ０の充電と放電とが繰り
返される。こうして高圧放電灯２が点灯すれば、交流電
源Ｖｓ２の供給を停止させるなどしてパルス発生装置４
の動作を停止させ、図２５（ｂ）のようにコンデンサＣ
０の充放電が停止されて、高圧パルスの発生も停止す
る。

【０００７】一般に、高圧放電灯２では、安定点灯後に
消灯し、消灯から短時間のうちに再始動させようとする
と、通常の始動時よりも高い電圧を印加することが必要
になる。高圧放電灯２の発光管が常温である通常の始動
をコールドスタートと呼び、高圧放電灯２の発光管が消
灯直後などで高温であるときの始動（再始動）をホット
スタートと呼ぶ。図２４に示したパルス発生装置４を用
い、ギャップ素子Ｇの応答電圧Ｖｂを数千ボルト、パル
ストランスＰＴの巻比を１：１０程度に設定しておけ
ば、パルストランスＰＴの２次巻線に数万ボルトの非常
に高い電圧を発生させることが可能になるから、消灯直
後であって再始動し難い状態でも瞬時に再始動させるこ
とが可能になる。

【０００８】なお、図２４に示した構成例では、パルス
発生装置４として直流高圧発生回路５を備えるものを用
いているが、図２６に示すように、交流電源Ｖｓ２の電
圧を昇圧する昇圧トランスＴからなる高圧発生回路５’
を用いても高圧放電灯２に高圧パルスを印加することが
できる。この構成では、交流電源Ｖｓ２の電圧が図２７
（ａ）のような正弦波状であるとして、コンデンサＣ
０’の両端電圧が、図２７（ｂ）のように、交流電源Ｖ
ｓ２の電圧波形の半サイクルの間にギャップ素子Ｇの応
答電圧Ｖｂを複数回越えるように設計してある。しか
も、図２７（ｃ）のように、交流電源Ｖｓ２の電圧の両
極性の高圧パルスを発生させることができるようなって
いる。

【０００９】図２４や図２６に示した回路構成でホット
スタートを可能とするには、ギャップ素子Ｇを用いなけ
ればならないが、ギャップ素子Ｇは応答電圧Ｖｂのばら
つきが大きいという問題がある。ギャップ素子Ｇには、
空気中で放電するものとガスを封入したものとがあり、
応答電圧Ｖｂは以下のような要因によって変動する。つ
まり、応答電圧Ｖｂの変動要因には、ギャップに存在す
る気体の温度、イオンの状態、残留電子の有無、電極の
温度、電極形状、経年使用による電極の損耗、製造時の
ばらつき、封入ガスの化学的変化などがある。この結
果、ギャップ素子Ｇの応答電圧Ｖｂは、一般に設計値に
対して±数十％ものばらつきが生じる。たとえば、ジー
メンス（ＳＩＥＭＥＮＳ）社のガス封入ギャップ素子で
あるＳＳＧ１Ｘ−１では、経年使用等を考慮した応答電
圧Ｖｂが、８００〜１４００Ｖ（１１００Ｖ±２７％）
になる。

【００１０】したがって、パルス発生装置４にギャップ
素子Ｇを用いる際には、応答電圧Ｖｂのばらつきを十分
に考慮しなければならない。図２４、図２６に示した放
電灯点灯装置１では、パルス発生回路４の出力電圧（パ
ルストランスＰＴの２次巻線の誘起電圧）であるパルス
電圧Ｖｐはギャップ素子Ｇの応答電圧Ｖｂに比例し、パ
ルス電圧Ｖｐの変動範囲における最小値Ｖｐ−ｍｉｎで
も高圧放電灯２を始動可能としなければならないから、
ギャップ素子Ｇの応答電圧Ｖｂの変動範囲での最小値Ｖ
ｂ−ｍｉｎにおいてパルス電圧Ｖｐの最小値Ｖｐ−ｍｉ
ｎ以上の電圧が得られるように設計する必要がある。

【００１１】一方、ギャップ素子Ｇの応答電圧Ｖｂが変
動範囲の最大値Ｖｂ−ｍａｘとなるときにはパルス電圧
も最大値Ｖｐ−ｍａｘになるのであるから、応答電圧Ｖ
ｂの変動範囲が広いと、パルス電圧の最大値Ｖｐ−ｍａ
ｘも非常に高い電圧になり、高圧放電灯２などに過大な
電圧が印加されることになる。たとえば、始動に必要な
電圧が８０００Ｖである高圧放電灯２を用いるものと
し、パルストランスＰＴの巻比を１：１０とすれば、ギ
ャップ素子Ｇの応答電圧Ｖｂの最小値Ｖｂ−ｍｉｎは８
００Ｖでよいことになる。つまり、上述したジーメンス
社のギャップ素子ＧであるＳＳＧ１Ｘ−１を用いること
ができる。一方、このギャップ素子Ｇは、応答電圧Ｖｂ
の最大値Ｖｂ−ｍａｘが１４００Ｖであるから、応答電
圧Ｖｂが最大値Ｖｂ−ｍａｘになったときにはパルス発
生回路４から出力されるパルス電圧Ｖｐは１４０００Ｖ
に達することになる。

【００１２】上述のように、ギャップ素子Ｇの応答電圧
Ｖｂのばらつきによって、本来必要なパルス電圧Ｖｐよ
りも相当に高い電圧が発生する可能性があるから、パル
ス発生装置４を含む放電灯点灯装置１の全体（高圧放電
灯２、放電灯用のソケット、器具本体、配線等）の耐圧
を、パルス電圧Ｖｐの最大値Ｖｐ−ｍａｘを考慮して設
計する必要が生じる。つまり、構成部品に高耐圧のもの
を用い、絶縁距離を広げるなどの対策が必要になるか
ら、結果的に照明器具の大型化や部材費の上昇につなが
ることになる。また、始動時に高圧放電灯２に印加され
る電圧が高くなると、電極の寿命が短くなる可能性もあ
る。

【００１３】ところで、図２４や図２６に示した回路構
成のパルス発生装置４では、高電圧のスイッチングが可
能で大電流を流すことができるスイッチ素子としてギャ
ップ素子Ｇを用いている。スイッチ素子としてはトライ
アックやサイリスタのような３端子制御型の半導体スイ
ッチ素子が知られているが、上述の回路構成においてこ
の種の半導体スイッチ素子をギャップ素子Ｇに代えて用
いようとすると、大型かつ高価な半導体スイッチ素子が
必要になる。とくに、ホットスタートを行うことは困難
である。ただし、コールドスタートのみであれば半導体
スイッチ素子を用いることも可能ではある。また、半導
体スイッチ素子として、トライアックやサイリスタのよ
うな３端子制御型の素子を用いるとパルス発生のタイミ
ングやパルスの電圧値を制御するのが比較的容易である
が、価格を考慮するとＳＳＳ（Silicon Symmetrical Sw
itch）やトリガ素子（ダイアックなど）のような２端子
電圧応答型の半導体スイッチ素子を用いるほうが有利に
なる。そこで、２端子電圧応答型の半導体スイッチ素子
も使用可能な回路構成が望まれている。ただし、上述し
たパルス発生装置４から出力される高圧パルスのパルス
電圧Ｖｐのばらつきは、ギャップ素子Ｇだけではなく２
端子電圧応答型の半導体スイッチ素子を用いる場合でも
同様に生じる可能性がある。要するに、図２４、図２６
に示す回路構成では、スイッチ素子が導通する電圧のば
らつきによって上述のような問題が引き起こされるので
ある。

【００１４】ここに、半導体スイッチを用いることを可
能にしたパルス発生装置４としては、図２８に示す構成
が提案されている。このパルス発生装置は、高耐圧の半
導体スイッチ素子を用いることなくパルストランスＰＴ
の１次電圧を高くすることを可能としたものである。図
２８に示す放電灯点灯装置１は、交流電源Ｖｓにインダ
クタＬよりなる安定器３とパルストランスＰＴの２次巻
線とを介して放電灯２を接続してある。パルストランス
ＰＴは、パルス発生装置４の出力部として設けてあり、
パルストランスＰＴの２次巻線と高圧放電灯２とを含む
ループ回路内にはバイパス用のコンデンサＣ１０を接続
してある。

【００１５】パルス発生装置４は、３個のコンデンサＣ
２１〜Ｃ２３の両端に各コンデンサＣ２１〜Ｃ２３への
充電電流を流すように２個ずつのダイオードＤｘ１，Ｄ
ｙ１〜Ｄｘ３，Ｄｙ３をそれぞれ直列接続し、さらに各
コンデンサＣ２１〜Ｃ２３をスイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２
３を介して直列接続し、コンデンサＣ２１〜Ｃ２３とス
イッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２３との直列回路をパルストラン
スＰＴの１次巻線の両端間に接続してある。また、コン
デンサＣ２１〜Ｃ２３とダイオードＤｘ１，Ｄｙ１〜Ｄ
ｘ３，Ｄｙ３との各直列回路は互いに並列接続され、こ
の並列回路は抵抗ＲおよびインダクタＬを介して交流電
源Ｖｓに接続される。

【００１６】高圧放電灯２の始動前には、各スイッチ素
子Ｓ２１〜Ｓ２３は図示しない制御手段によってすべて
オフに制御され、この間に抵抗ＲおよびダイオードＤｘ
１，Ｄｙ１〜Ｄｘ３，Ｄｙ３を通して各コンデンサＣ２
１〜Ｃ２３が充電される。コンデンサＣ２１〜Ｃ２３の
充電が終了した後に、スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２３を同
時にオンにすると、パルストランスＰＴの１次巻線には
３個のコンデンサＣ２１〜Ｃ２３の両端電圧の加算電圧
が印加される。つまり、各コンデンサＣ２１〜Ｃ２３の
容量を等しいと考えると、各コンデンサＣ２１〜Ｃ２３
の両端電圧の３倍の電圧がパルストランスＰＴの１次巻
線に印加されることになる。

【００１７】いま、交流電源Ｖｓの電圧が図２９（ａ）
のように正弦波状であるとして、スイッチ素子Ｓ２１〜
Ｓ２３を図２９（ｄ）のようなタイミングでオンオフす
るものとする。つまり、交流電源Ｖｓの電圧の１サイク
ルごとに電圧のピーク値付近でスイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ
２３をオンにする。このように制御すれば、スイッチ素
子Ｓ２１〜Ｓ２３のオフ期間に各ダイオードＤｘ１，Ｄ
ｙ１〜Ｄｘ３，Ｄｙ３を通してコンデンサＣ２１〜Ｃ２
３が充電され、各コンデンサＣ２１〜Ｃ２３の両端電圧
が図２９（ｂ）のように変化する。したがって、高圧放
電灯２への印加電圧は、図２９（ｃ）のようになり、高
圧パルスを高圧放電灯２に印加することが可能になるの
である。

【００１８】この構成では各スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２
３への印加電圧は各コンデンサＣ２１〜Ｃ２３の両端電
圧程度になるから、スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２３の耐圧
を比較的低くすることが可能であり、たとえばＭＯＳＦ
ＥＴ、サイリスタ、トライアックなどを用いることが可
能になると考えられる。しかしながら、各スイッチ素子
Ｓ２１〜Ｓ２３には３端子制御型の半導体スイッチ素子
を用いているから、同時にオンオフさせるための制御回
路が必要になる。また、スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２３が
オンになったときにコンデンサＣ２１〜Ｃ２３の放電電
流がパルストランスＰＴの１次巻線に流れるから、スイ
ッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２３には比較的大きな放電電流が流
れることになり、スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２３として大
容量のものを用いなければならない点は図２４、図２６
に示した回路構成と同様の問題を残している。

【００１９】上述のような各種の問題を解決すべく、本
発明者らは図３０に示す構成のパルス発生装置４を先に
提案した（特願平９−３１２８３２号）。図３０におい
てスイッチ素子Ｓはギャップ素子などの２端子電圧応答
型のスイッチ素子であり、負荷回路８はパルストランス
ＰＴを意味する。スイッチ素子Ｓはトリガ電源６の出力
電圧によってトリガされてオンになり、スイッチ素子Ｓ
がオンになるとエネルギ供給源６から供給されるエネル
ギによって負荷回路８から高圧パルスが出力される。つ
まり、スイッチ素子Ｓはトリガ電源６の出力電圧に応答
してオンになるが、スイッチ素子Ｓがオンになるとエネ
ルギ供給源６から負荷回路８にエネルギが供給されるか
ら、負荷回路８の出力電圧はエネルギ供給源６からの供
給エネルギにより決定されることになる。つまり、エネ
ルギ供給源６からの供給エネルギが一定であれば、スイ
ッチ素子Ｓのオン電圧が変動しても負荷回路８からほぼ
一定電圧の高圧パルスを発生させることが可能になる。

【００２０】上述のように、スイッチ素子Ｓには、ギャ
ップ素子（空気ギャップ、ガスギャップ）、双方向性２
端子サイリスタ（ＳＳＳなど）、トリガ素子（ダイアッ
クなど）、ショックレーダイオードのような２端子電圧
応答型のスイッチ素子を用いる。ギャップ素子は、一対
の電極を空気中で離間して設けたもの、あるいは放電補
助用のガスが封入された気密容器内に一対の電極を離間
して設けたものがある。これらの、２端子応答型のスイ
ッチ素子は両端電圧が所定の応答電圧に達するとインピ
ーダンスが急激に低下（オン）し、両端電圧が低下して
電流の通電が継続的に可能となるものである。また、通
過電流が所定の導通保持電流以下になると非導通（オ
フ）になる。

【００２１】図３０に示した構成を実現する接続形態に
は、図３１（ａ）のように、エネルギ供給源６とトリガ
電源７とを並列的に接続する並列構成と、エネルギ供給
源６とトリガ電源７とを直列的に接続する直列構成とが
ある。まず、並列構成について説明する。

【００２２】図３１（ａ）に示すように、並列構成で
は、エネルギ供給源６とインピーダンス要素Ｚｘとの直
列回路と、トリガ電源７とインピーダンス要素Ｚｙとの
直列回路とを互いに並列接続し、この並列回路をスイッ
チ素子Ｓの両端間に接続してある。たとえば、スイッチ
素子Ｓとしてギャップ素子Ｇを用い、負荷回路８として
パルストランスＰＴを用いるとすると、図３２に示す構
成になる。

【００２３】このパルス発生装置４では、スイッチ素子
（ギャップ素子Ｇ）Ｓがオンになる応答電圧をＶｂと
し、エネルギ供給源６の出力電圧をＶｅ１、トリガ電源
７の出力電圧をＶｅ２とするとき、Ｖｅ１＜Ｖｂ＜Ｖｅ
２の関係を満たすように電圧が設定される。要するに、
図３３に示すように、スイッチ素子Ｓの応答電圧Ｖｂに
は幅があるが、エネルギ供給源６の出力電圧Ｖｅ１は応
答電圧Ｖｂの下限値よりも低く設定され、トリガ電源７
の出力電圧Ｖｅ２は応答電圧Ｖｂの上限値よりも高く設
定される。したがって、エネルギ供給源６の出力電圧Ｖ
ｅ１ではスイッチ素子Ｓはオンにならないが、トリガ電
源７の出力電圧Ｖｅ２ではスイッチ素子Ｓがオンにな
る。スイッチ素子Ｓがオンになれば、エネルギ供給源６
の出力電圧Ｖｅ１がスイッチ素子Ｓを通してパルストラ
ンスＰＴの１次巻線に印加され、負荷回路８から高圧パ
ルスが出力される。

【００２４】この回路において、トリガ電源７の出力電
圧Ｖｅ２によりスイッチ素子Ｓがオンになると、トリガ
電源７からスイッチ素子Ｓと負荷回路８とに電流が流れ
る。しかしながら、トリガ電源７からの電流が負荷回路
８で発生する高圧パルスのパルス電圧に支配的になる
と、ほぼ一定のパルス電圧を得るという目的を達成する
ことができないから、インピーダンス要素Ｚｙのインピ
ーダンスを負荷回路８よりも大きく設定してある。これ
により、負荷回路８で発生する高圧パルスのパルス電圧
に占めるトリガ電源７の出力電流の割合が低減される。

【００２５】インピーダンス要素Ｚｘは、負荷回路８で
発生する高圧パルスのパルス電圧に影響を与えない範囲
で設定される。このインピーダンス要素Ｚｘは、トリガ
電源７で発生した電圧がエネルギ供給源６で吸収されな
いようにし、トリガ電源７で発生した電圧をスイッチ要
素Ｓに印加して確実にオンにさせる機能を持つ。

【００２６】インピーダンス要素Ｚｘ，Ｚｙには、抵抗
性、容量性、誘導性、非線形性のいずれの素子を用いて
もよい。また、インピーダンス要素Ｚｘは、エネルギ供
給源６の出力電圧の極性に対して順方向に接続されたダ
イオードを含んでいてもよい。ダイオードを用いると、
トリガ電源７の出力電圧Ｖｅ２は逆阻止されるからエネ
ルギ供給源６にトリガ電源７からの電流が流れる込むこ
とがなく、トリガ電源７の出力電圧Ｖｅ２がスイッチ素
子Ｓに確実に印加される。その後、エネルギ供給源６か
ら出力電圧Ｖｅ１が出力されてもスイッチ素子Ｓが導通
していなければ、Ｖｅ１＜Ｖｅ２の関係によってダイオ
ードは非導通に保たれ、トリガ電源７の出力電圧Ｖｅ２
がエネルギ供給源６に吸収されるのを防止することがで
きる。トリガ電源７の出力電圧Ｖｅ２によりスイッチ素
子Ｓがオンになると、負荷回路８とスイッチ素子Ｓとの
直列回路のインピーダンスが低下して、ダイオードが導
通し、エネルギ供給源６のエネルギが負荷回路８に供給
される。ここに、インピーダンス要素Ｚｘは少なくとも
一部がエネルギ供給源６に含まれていてもよく、インピ
ーダンス要素Ｚｙは少なくとも一部がトリガ電源７に含
まれていてもよい。

【００２７】なお、並列構成には、図３４に示すよう
に、トリガ電源７とインピーダンス要素Ｚｙとの直列回
路をパルストランスＰＴの１次巻線を介さずにスイッチ
素子Ｓに接続する構成を採用する場合もある。

【００２８】エネルギ供給源６の具体例を図３５（ａ）
〜（ｃ）に示し、トリガ電源７の具体例を図３６（ａ）
〜（ｄ）に示す。図３５（ａ）はエネルギ供給源６を直
流電源とし、インピーダンス要素Ｚｘを抵抗とダイオー
ドとの直列回路としたものである。また、図３５（ｂ）
はエネルギ供給源６を交流電源とし、インピーダンス要
素Ｚｘをインダクタとしたものであり、図３５（ｃ）は
エネルギ供給源６をパルス電源とし、インピーダンス要
素Ｚｘにコンデンサを用いたものである。図に示すエネ
ルギ供給源６は一例であって、高圧パルスを発生させる
のに必要な電圧Ｖｅ１とエネルギとを得ることができれ
ばよい。たとえば、図３５（ｂ）（ｃ）に示す構成で
は、瞬時値が電圧Ｖｅ１の条件を満たしていれば用いる
ことができる。すなわち、高圧パルスを発生させるのに
必要な電圧Ｖｅ１に達したときに、トリガ電源７から出
力電圧Ｖｅ２を発生させればよい。さらに、図３５にお
けるエネルギ供給源６とインピーダンス要素Ｚｘとの組
み合わせは必然的なものではなく、適宜に組み合わせる
ことができる。

【００２９】一方、図３６（ａ）はトリガ電源７を直流
電源とスイッチとの直列回路とし、インピーダンス要素
Ｚｙを抵抗としたものであって、図３６（ｂ）はトリガ
電源７を交流電源とし、インピーダンス要素Ｚｙをコン
デンサとしたもの、図３６（ｃ）はトリガ電源７をパル
ス電源としてインピーダンス要素Ｚｙをインダクタとし
たもの、図３６（ｄ）はトリガ電源７を三角波、鋸歯状
波、ランプ波のような波形を発生する電源とし、インピ
ーダンス要素Ｚｙを抵抗としたものをそれぞれ示す。ト
リガ電源７も図示した構成だけではなく、スイッチ要素
Ｓを短時間だけ導通させることが可能な出力電圧Ｖｅ２
を発生させることができればよい。なお、トリガ電源７
がスイッチ要素Ｓに一定電圧を常に印加する直流電源で
あると、負荷回路８で高圧パルスを発生させることがで
きないから、トリガ電源７としては出力電圧Ｖｅ２に時
間変化を伴うものを用いる。図３６におけるトリガ電源
７とインピーダンス要素Ｚｙとの組み合わせは必然的な
ものではなく、適宜に組み合わせることができる。ま
た、図３５に示したようなエネルギ供給源６と図３６に
示したようなトリガ電源７とは適宜に組み合わせて用い
ることが可能である。

【００３０】一方、直列構成は、図３１（ｂ）に示すよ
うに、エネルギ供給源６とインピーダンス要素Ｚｘとの
直列回路の両端間にスイッチ要素Ｓが接続され、トリガ
電源７とインピーダンス要素Ｚｙとの直列回路をインピ
ーダンス要素Ｚｘに並列接続された構成してある。たと
えば、スイッチ素子Ｓとしてギャップ素子Ｇを用い、イ
ンピーダンス要素Ｚｘとしてダイオードを用い、負荷回
路８としてパルストランスＰＴを用いるとすると、図３
７に示す構成になる。エネルギ供給源６とトリガ電源７
とは出力電圧が加算されるようにインピーダンス要素Ｚ
ｙを介して直列に接続される。

【００３１】このパルス発生装置４では、スイッチ素子
（ギャップ素子Ｇ）Ｓがオンになる応答電圧をＶｂと
し、エネルギ供給源６の出力電圧をＶｅ１、トリガ電源
７の出力電圧をＶｅ２とするとき、Ｖｅ１＜Ｖｂ＜Ｖｅ
１＋Ｖｅ２の関係を満たすように電圧が設定される。つ
まり、図３８に示すように、エネルギ供給源６の出力電
圧Ｖｅ１は応答電圧Ｖｂの下限値よりも低く設定され、
エネルギ供給源６の出力電圧Ｖｅ１とトリガ電源７の出
力電圧Ｖｅ２との加算電圧は応答電圧Ｖｂの上限値より
も高く設定される。したがって、エネルギ供給源６の出
力電圧Ｖｅ１ではスイッチ素子Ｓはオンにならないが、
エネルギ供給源６の出力電圧Ｖｅ１とトリガ電源７の出
力電圧Ｖｅ２との加算電圧ではスイッチ素子Ｓがオンに
なる。スイッチ素子Ｓがオンになれば、エネルギ供給源
６の出力電圧Ｖｅ１がスイッチ素子Ｓを通してパルスト
ランスＰＴの１次巻線に印加され、負荷回路８から高圧
パルスが出力されるのである。この構成では、トリガ電
源７の出力電圧Ｖｅ２を並列構成よりも低く設定するこ
とができる。

【００３２】この回路では、エネルギ供給源６の出力電
圧Ｖｅ１とトリガ電源７の出力電圧Ｖｅ２との加算電圧
によってスイッチ素子Ｓが導通した後に、負荷回路８に
流れる電流をエネルギ供給源６が支配するように、イン
ピーダンスＺｘ，Ｚｙを設けてある。つまり、スイッチ
素子Ｓの導通後にはトリガ電源７およびインピーダンス
要素Ｚｙの影響が抑制される。

【００３３】なお、エネルギ供給源６、トリガ電源７、
インピーダンス要素Ｚｘ，Ｚｙには並列構成と同様のも
のが用いられる。また、インピーダンス要素Ｚｘの少な
くとも一部はエネルギ供給源６に含まれている場合があ
り、インピーダンス要素Ｚｙの少なくとも一部はトリガ
電源７に含まれている場合がある。

【００３４】図３０のような構成のパルス発生装置４を
用いた放電灯点灯装置１の具体例を図３９に示す。図示
例は並列構成であって、交流電源Ｖｓには安定器３を介
してパルストランスＰＴの２次巻線と高圧放電灯２との
直列回路が接続されている。パルストランスＰＴはイグ
ナイタとしてのパルス発生装置４の出力部を構成する。
また、安定器３の出力端間にはバイパス用のコンデンサ
Ｃ１０が接続される。

【００３５】パルス発生装置４は、バイパス用のコンデ
ンサＣ１０の両端に入力端を接続したダイオードブリッ
ジなどの整流器ＤＢを備え、整流器ＤＢの出力を平滑コ
ンデンサＣ１により平滑して直流電源を得ている。

【００３６】エネルギ供給源６は、平滑コンデンサＣ１
の両端間に、フライバックトランスＦＴの１次巻線とＩ
ＧＢＴよりなるスイッチング素子Ｑ１との直列回路を接
続し、フライバックトランスＦＴの２次巻線にダイオー
ドＤ１を介してコンデンサＣ２を接続した構成を有す
る。つまり、エネルギ供給源６はフライバック形のＤＣ
−ＤＣコンバータを構成しており、スイッチング素子Ｑ
１をドライバＤＲ１により高周波でオンオフさせると、
コンデンサＣ２の両端電圧がスイッチング素子Ｑ１のオ
ンオフのデューティ比に応じて昇圧された高電圧になる
のである。このコンデンサＣ２の両端電圧がエネルギ供
給源６の出力電圧となるのであり、コンデンサＣ２の両
端間にはパルストランスＰＴの１次巻線とギャップ素子
Ｇとの直列回路が接続される。ここに、ドライバＤＲ１
は高圧放電灯２のランプ電流に基づいて高圧放電灯２の
点灯／不点灯を検出する点灯検出手段ＯＤＴに基づいて
制御され、高圧放電灯２の点灯が検出されるとスイッチ
ング素子Ｑ１をオフにしてコンデンサＣ２の充電を停止
させる。また、ドライバＤＲ１はエネルギ供給源６の出
力電圧を検出する電圧検出手段ＶＤＴによっても制御さ
れている。

【００３７】一方、トリガ電源７は、平滑コンデンサＣ
１の両端間に、抵抗Ｒ１と昇圧トランスＴ０の１次巻線
とＩＧＢＴよりなるスイッチング素子Ｑ２との直列回路
を接続し、昇圧トランスＴ０の２次巻線にコンデンサＣ
３を介してギャップ素子Ｇを接続した構成を有する。し
たがって、ドライバＤＲ２によりスイッチング素子Ｑ２
をオンにすると、昇圧トランスＴ０の１次側に電流が流
れ、２次巻線には昇圧された電圧が発生する。この電圧
がコンデンサＣ３の両端電圧に加算されてギャップ素子
Ｇに印加される。コンデンサＣ３はインピーダンス要素
Ｚ２として機能し、トリガ電源７のドライバＤＲ２は電
圧検出手段ＶＤＴによって制御される。

【００３８】しかして、交流電源Ｖｓを投入すると、安
定器３を通して高圧放電灯２の両端に交流電源Ｖｓの電
圧が印加される。また、平滑コンデンサＣ１の両端には
直流電圧が得られるから、エネルギ供給源６では、平滑
コンデンサＣ１の両端電圧を昇圧し、コンデンサＣ２の
両端にエネルギ供給源６に必要な出力電圧Ｖｅ１を発生
させる。ここに、エネルギ供給源６においてコンデンサ
Ｃ２を充電すると、パルストランスＰＴの１次巻線およ
び昇圧トランスＴの２次巻線を通してコンデンサＣ３に
も充電電流が流れるが、コンデンサＣ２の容量をコンデ
ンサＣ３よりも十分に大きくすることによって、コンデ
ンサＣ３の蓄積エネルギをコンデンサＣ２よりも十分に
小さくしてある。

【００３９】こうしてコンデンサＣ２の両端電圧が所望
電圧に達すると電圧検出手段ＶＤＴはドライバＤＲ１の
動作を停止させ、コンデンサＣ２の両端電圧が所望電圧
以上に上昇するのを防止する。電圧検出手段ＶＤＴによ
りドライバＤＲ１の動作が停止するとドライバＤＲ２の
動作が開始される。つまり、スイッチング素子Ｑ２がオ
ンになり、平滑コンデンサＣ１から抵抗Ｒ１を介して昇
圧トランスＴの１次巻線に電流が流れる。したがって、
昇圧トランスＴ０の２次巻線には平滑コンデンサＣ１の
両端電圧を昇圧した電圧が誘起される。こうしてコンデ
ンサＣ３の両端電圧Ｖｅ１と昇圧トランスＴ０の２次巻
線に誘起された電圧との加算電圧がトリガ電源７の出力
電圧Ｖｅ２としてギャップ素子Ｇに印加される。電圧Ｖ
ｅ２はギャップ素子Ｇの応答電圧Ｖｂより高く設定され
るから、ギャップ素子Ｇは導通し、コンデンサＣ２の電
荷がパルストランスＰＴの１次巻線を通して放出され、
パルストランスＰＴの２次巻線に高圧パルスが発生す
る。こうして高圧放電灯２が始動し、高圧放電灯２が点
灯するのである。

【００４０】なお、点灯検出手段ＯＤＴは高圧放電灯２
のランプ電流を検出するものであり、高圧放電灯２が点
灯中であるとドライバＤＲ１を停止させるのであって、
高圧放電灯２の点灯中に高圧パルスが発生するのを防止
する。

【００４１】

【発明が解決しようとする課題】上述のように、エネル
ギ供給源６とトリガ電源７とを各別に設け、トリガ電源
７でスイッチ素子Ｓをオンにし、スイッチ素子Ｓがオン
になるとエネルギ供給源６からスイッチ素子Ｓに電流を
流す構成を採用すれば、エネルギ供給源６の出力エネル
ギを安定化させておけばスイッチ素子Ｓの応答電圧Ｖｂ
にばらつきがあっても負荷回路８から発生するパルス電
圧をほぼ一定に保つことができる。

【００４２】ただし、エネルギ供給源６は電圧源であっ
て出力インピーダンスが低いものであるから、トリガ電
源７がスイッチ素子Ｓをオンにするための電圧を発生さ
せても、その電圧がエネルギ供給源６に吸収されるてス
イッチ素子Ｓをオンにすることができない場合がある。

【００４３】たとえば、図３９に示した構成では、トリ
ガ電源７に設けた昇圧トランスＴ０の２次巻線の誘起電
圧とコンデンサＣ３の両端電圧との加算電圧がギャップ
素子Ｇに印加される。ここで、トリガ電源７によってギ
ャップ素子Ｇに印加される電圧の周波数成分が主として
高周波成分であるとすると、ギャップ素子Ｇに印加され
る電圧に対してエネルギ供給源６に設けたコンデンサＣ
２のインピーダンスが低くなり、トリガ電源７から出力
されたエネルギがコンデンサＣ２に吸収されることにな
る。つまり、ギャップ素子Ｇに印加される電圧が応答電
圧Ｖｂに達せずギャップ素子Ｇが導通しないという問題
が生じることがある。このような問題を防止するため
に、上述したように、コンデンサＣ２の一端（つまり、
エネルギ供給源６の出力端）とパルストランスＰＴの１
次巻線との間にインピーダンス要素Ｚｘを挿入するので
ある（図４０参照）。

【００４４】インピーダンス要素Ｚ１を設ける目的から
言えば、トリガ電源７からギャップ素子Ｇを導通させる
ために発生させる電圧（以下、トリガ電圧という）の周
波数成分に対して高インピーダンスであればよいのであ
るから、インピーダンス要素には、たとえばダイオード
を用いることができる。図４０に示す位置にインピーダ
ンス要素Ｚｘとしてダイオードを挿入するとすれば、ダ
イオードのアノードがエネルギ供給源６側になりカソー
ドがパルストランスＰＴ側になる。このように接続すれ
ば、トリガ電源７により発生するトリガ電圧に対して、
インピーダンス要素Ｚｘであるダイオードが逆極性にな
るので、トリガ電圧がコンデンサＣ２に吸収されるのを
防止することができる。

【００４５】つまり、トリガ電圧のエネルギのほぼすべ
てをギャップ素子Ｇに与えることができ、ギャップ素子
Ｇを導通させることができる。ギャップ素子Ｇが導通す
れば、上述したように、エネルギ供給源６のコンデンサ
Ｃ２に蓄積された電荷がインピーダンス要素Ｚｘを介し
てパルストランスＰＴに放出され、パルストランスＰＴ
の２次巻線に高圧パルスを発生させることができるので
ある。

【００４６】ただし、インピーダンス要素Ｚｘとしてダ
イオードを用いると、トリガ電源７からトリガ電圧が発
生した後、ギャップ素子Ｇが導通する間での期間に、ダ
イオードには、トリガ電源７の出力電圧Ｖｅ２とエネル
ギ供給源６の出力電圧Ｖｅ１との差（Ｖｅ２−Ｖｅ１）
の逆電圧が印加されることになる。

【００４７】上述したように、Ｖｅ１＜Ｖｂ＜Ｖｅ２の
関係があり、しかもギャップ素子Ｇの応答電圧Ｖｂには
ばらつきがあるから、エネルギ供給源６の出力電圧Ｖｅ
１は応答電圧の最小値以下、トリガ電源７の出力電圧Ｖ
ｅ２は応答電圧Ｖｂの最大値以上に設定する必要があ
り、結果的にインピーダンス要素Ｚｘとして用いるダイ
オードの両端間に印加される逆電圧（Ｖｅ２−Ｖｅ１）
は、応答電圧Ｖｂのばらつき以上の高電圧になる。つま
り、ダイオードには高耐圧のものが要求されることにな
る。

【００４８】しかも、ギャップ素子Ｇの導通後にはエネ
ルギ供給源６からパルストランスＰＴに向かって大きな
電流が流れるから、インピーダンス要素Ｚｘに用いるダ
イオードには大容量のものが必要になる。結局、インピ
ーダンス要素Ｚｘとしてダイオードを用いるとすれば、
高耐圧・大容量のものが必要になってコスト高につなが
るという問題が生じる。

【００４９】一方、インピーダンス要素Ｚｘとして抵抗
を用いるとすると、エネルギ供給源６からパルストラン
スＰＴに供給する経路で抵抗によるエネルギの損失が生
じるから、パルストランスＰＴの２次巻線に生じる高圧
パルスに十分なエネルギを与えようとすれば、エネルギ
供給源６に高出力のものが必要になったり、パルストラ
ンスＰＴの巻比が大きくなったりし、結果的に大型化や
コスト高をまねくことになる。

【００５０】本発明は上記事由に鑑みて為されたもので
あり、その目的は、２端子電圧応答形のスイッチ素子を
用いながらもほぼ一定のパルス電圧を有したパルスを発
生させることができ、しかも構成部品の耐圧を比較的低
くすることができ低損失であるパルス発生装置を提供す
るとともに、このパルス発生装置を用いた放電灯点灯装
置を提供することにある。

【００５１】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、両端
電圧が所定の応答電圧に達すると導通する２端子電圧応
答形のスイッチ素子と出力電圧が前記応答電圧より低い
電圧源との直列回路が複数回路直列接続され、複数個の
スイッチ素子と複数個の電圧源との直列回路の両端間に
負荷が接続され、少なくとも１つのスイッチ素子の両端
に電圧を印加することでこのスイッチ素子を導通させる
トリガ電源を有し、前記電圧源の出力電圧はトリガ電源
により一部のスイッチ素子が導通したときに加算されて
他のスイッチ素子に印加される電圧が応答電圧を越える
ように設定されているものである。

【００５２】請求項２の発明は、両端電圧が所定の応答
電圧に達すると導通する２端子電圧応答形のスイッチ素
子と出力電圧が前記応答電圧より低い電圧源との直列回
路が複数回路直列接続され、複数個のスイッチ素子と複
数個の電圧源との直列回路の両端間に負荷が接続され、
前記電圧源の出力電圧は加算値が前記スイッチ素子の応
答電圧を越えるように設定され、少なくとも１つのスイ
ッチ素子の両端に印加する電圧を引き下げることにより
他のスイッチ素子に前記電圧源の出力電圧の加算値を印
加させて応答電圧を越えさせるトリガ電源を有している
ものである。

【００５３】請求項３の発明は、両端電圧が所定の応答
電圧に達すると導通する２端子電圧応答形のスイッチ素
子と出力電圧が前記応答電圧より低い電圧源との直列回
路が複数回路直列接続され、複数個のスイッチ素子と複
数個の電圧源との直列回路の両端間に負荷が接続され、
前記電圧源の出力電圧は加算値が前記スイッチ素子の応
答電圧を越えるように設定され、少なくとも１つのスイ
ッチ素子に並列接続されたインピーダンス要素とスイッ
チとの直列回路を有しているものである。

【００５４】請求項４の発明は、請求項１ないし請求項
３の発明において、前記電圧源がコンデンサであって、
各コンデンサに充電エネルギを与える直流電源と、各コ
ンデンサと各スイッチ素子と負荷との閉ループに含まれ
ず前記直流電源から各コンデンサへの充電経路にそれぞ
れ挿入された複数個のインピーダンス要素とを備えてい
るものである。

【００５５】請求項５の発明は、請求項４の発明におい
て、前記各インピーダンス要素が、各コンデンサの両端
にそれぞれ接続され、各インピーダンス要素と各コンデ
ンサとの直列回路を並列接続した並列回路が前記直流電
源の両端間に接続されているものである。

【００５６】請求項６の発明は、請求項４の発明におい
て、一部のコンデンサが前記直流電源の正極側にインピ
ーダンス要素が接続され、残りのコンデンサが前記直流
電源の負極側にインピーダンス要素が接続され、各コン
デンサと各インピーダンス要素との直列回路を並列接続
した並列回路が前記直流電源の両端間に接続されている
ものである。

【００５７】請求項７の発明は、請求項６の発明におい
て、各コンデンサと各インピーダンス要素との直列回路
を並列接続した並列回路と前記直流電源との間に別のイ
ンピーダンス要素が挿入されているものである。

【００５８】請求項８の発明は、両端電圧が所定の応答
電圧に達すると導通する２端子電圧応答形のスイッチ素
子と両端電圧が前記応答電圧より低くなるように充電さ
れるコンデンサとの直列回路が複数回路直列接続され、
複数個のスイッチ素子と複数個のコンデンサとの直列回
路の両端間に負荷が接続され、前記コンデンサの両端電
圧は加算値が前記スイッチ素子の応答電圧を越えるよう
に設定され、少なくとも１つのスイッチ素子に第１のイ
ンピーダンス要素が並列接続され、各コンデンサに充電
エネルギを与える直流電源と、各コンデンサと各スイッ
チ素子と負荷との閉ループに含まれず前記直流電源から
各コンデンサへの充電経路にそれぞれ挿入された複数個
の第２のインピーダンス要素と、前記直流電源から各コ
ンデンサへの充電経路に挿入されたスイッチとを備える
ものである。

【００５９】請求項９の発明は、前記負荷をパルストラ
ンスとしたものである。

【００６０】請求項１０の発明は、請求項９記載のパル
ス発生装置を放電灯点灯装置のイグナイタに用いたもの
である。

【００６１】

【発明の実施の形態】（第１の実施の形態）本実施形態
のパルス発生装置４は、図１に示すように、直流電圧を
発生する電圧源Ｅ１，Ｅ２を備えるとともに、各電圧源
Ｅ１，Ｅ２にそれぞれ２端子電圧応答形のスイッチ素子
としてのギャップ素子Ｇ１，Ｇ２を直列接続し、電圧源
Ｅ１，Ｅ２とスイッチ素子Ｇ１，Ｇ２との直列回路の両
端間にパルストランスＰＴの１次巻線を接続してある。
また、１つのスイッチ素子Ｇ１にはトリガ電源Ｅｔとイ
ンピーダンス要素Ｚｔとの直列回路を並列接続してあ
る。各電圧源Ｅ１，Ｅ２とトリガ電源Ｅｔとの極性は図
１に示す関係であり、電圧源Ｅ１，Ｅ２は両者の出力電
圧が加算される極性に接続され、トリガ電源Ｅｔは両電
圧源Ｅ１，Ｅ２に対して出力電圧が減算される極性に接
続される。また、トリガ電源Ｅｔは出力電圧が可変にな
っている。

【００６２】ギャップ素子Ｇ１，Ｇ２が導通していなけ
れば、ギャップ素子Ｇ１にはインピーダンス要素Ｚｔを
介してトリガ電源Ｅｔの出力電圧が印加され、ギャップ
素子Ｇ２には電圧源Ｅ１，Ｅ２の出力電圧の加算値から
トリガ電源Ｅｔの出力電圧を減算した電圧が印加され
る。また、ギャップ素子Ｇ１が導通すれば、トリガ電源
Ｅｔの出力端間がインピーダンス要素Ｚ１を介して短絡
されるから、ギャップ素子Ｇ２には２つの電圧源Ｅ１，
Ｅ２の出力電圧の加算値が印加される。以下では、説明
を簡単にするために２つのギャップ素子Ｇ１，Ｇ２の仕
様が同じであるものとする。

【００６３】いま、ギャップ素子Ｇ１，Ｇ２の応答電圧
Ｖｂのばらつき範囲の最大値をＶｂ−ｍａｘ、最小値を
Ｖｂ−ｍｉｎとし、各電圧源Ｅ１，Ｅ２とトリガ電源Ｅ
ｔの出力電圧をそれぞれＶ１，Ｖ２，Ｖｔとする。ギャ
ップ素子Ｇ１，Ｇ２が非導通であるときには、以下の条
件が設定される。 Ｖｔ＜Ｖｂ−ｍｉｎ Ｖ１＋Ｖ２−Ｖｔ＜Ｖｂ−ｍｉｎ 一方、ギャップ素子Ｇ１，Ｇ２を導通させるには、まず
トリガ電源Ｅｔの出力電圧を上昇させてギャップ素子Ｇ
１を導通させる。ギャップ素子Ｇ１が導通すればギャッ
プ素子Ｇ２には、電圧源Ｅ１，Ｅ２の出力電圧の加算値
が印加されるから、この電圧をギャップ素子Ｇ２の応答
電圧Ｖｂの上限値以上に設定しておけば、ギャップ素子
Ｇ２も導通させることができる。つまり、ギャップ素子
Ｇ１，Ｇ２を導通させるには、以下の条件が設定され
る。 Ｖｔ＞Ｖｂ−ｍａｘ Ｖ１＋Ｖ２＞Ｖｂ−ｍａｘ 上述した条件が成立するように各電圧源Ｅ１，Ｅ２とト
リガ電源Ｅｔとを設定しておけば、トリガ電源Ｅｔの出
力電圧Ｖｔを変化させることで、ギャップ素子Ｇ１，Ｇ
２を導通させることができるのである。

【００６４】すなわち、図２（ａ）に示すように、トリ
ガ電源Ｅｔの電圧を時刻ｔ１において上昇させると図２
（ｂ）のようにギャップ素子Ｇ１が導通し、ギャップ素
子Ｇ１が導通すれば図２（ｃ）のようにギャップ素子Ｇ
２が導通する。したがって、パルストランスＰＴの１次
巻線に電圧源Ｅ１，Ｅ２からエネルギが供給され、パル
ストランスＰＴの２次巻線に図２（ｄ）のように高圧パ
ルスが発生するのである。この動作から明らかなよう
に、電圧源Ｅ１，Ｅ２の出力電圧をほぼ一定電圧に設定
しておけば、ギャップ素子Ｇ１，Ｇ２の応答電圧Ｖｂに
ばらつきがあってもパルストランスＰＴの２次巻線に発
生する高圧パルスのパルス電圧がほぼ一定値に保たれる
ことになる。

【００６５】なお、インピーダンス要素Ｚｔは、パルス
トランスＰＴの１次側のインピーダンスよりも十分に小
さく設定してあり、トリガ電源Ｅｔの出力電圧がパルス
トランスの２次側出力に影響しないようにしてある。

【００６６】なお、電圧源Ｅ１，Ｅ２とギャップ素子Ｇ
１，Ｇ２とを２個ずつ設けた例を示しているが、電圧源
とギャップ素子との組を３組以上設けてもよい。また、
トリガ電源Ｅｔとインピーダンス要素Ｚｔとの直列回路
は１個のギャップ素子Ｇ１に並列接続するだけではな
く、２個以上のギャップ素子に並列接続してもよい。ま
た、ギャップ素子Ｇ１，Ｇ２に代えて、ＳＳＳのような
他の２端子電圧応答形のスイッチ素子を用いてもよい。

【００６７】図１に示した回路構成の具体例を図３に示
す。この構成例では電圧源Ｅ１，Ｅ２にコンデンサＣ
１，Ｃ２を用いている。また、コンデンサＣ１，Ｃ２を
両端電圧が所望電圧に達するように充電するために、直
流電源Ｅｓおよびインピーダンス要素Ｚ１１，Ｚ２１，
Ｚ１２，Ｚ２２を設けている。各コンデンサＣ１，Ｃ２
の両端には、それぞれインピーダンス要素Ｚ１１，Ｚ２
１，Ｚ１２，Ｚ２２が直列接続され、コンデンサＣ１と
インピーダンス要素Ｚ１１，Ｚ２１との直列回路、およ
びコンデンサＣ２とインピーダンス要素Ｚ１２，Ｚ２２
との直列回路がそれぞれ直流電源Ｅｓに接続される。な
お、コンデンサＣ１，Ｃ２に接続されているインピーダ
ンス要素Ｚ１１，Ｚ２１，Ｚ１２，Ｚ２２は、トリガ電
源Ｅｔの出力電圧が直流電源Ｅｓに吸収されないように
設定してある。

【００６８】上述した構成では、図４のように時刻ｔ０
において電源が投入されると、コンデンサＣ１，Ｃ２の
両端電圧が図４（ｂ）のように上昇し、同時にギャップ
素子Ｇ１，Ｇ２への印加電圧も図４（ｃ）（ｄ）のよう
に立ち上がる。ギャップ素子Ｇ１，Ｇ２を導通させる前
には、図４（ａ）に示すように、ギャップ素子Ｇ１，Ｇ
２の応答電圧Ｖｂよりもトリガ電源Ｅｔの出力電圧Ｖｔ
を低く設定しているが、コンデンサＣ１，Ｃ２が充電さ
れた後、時刻ｔ１においてトリガ電源Ｅｔの電圧を上昇
させると図４（ｃ）のようにギャップ素子Ｇ１が導通す
る。こうしてギャップ素子Ｇ１が導通すれば図４（ｄ）
のようにギャップ素子Ｇ２が導通する。したがって、パ
ルストランスＰＴの１次巻線にコンデンサＣ１，Ｃ２か
らエネルギが供給され、パルストランスＰＴの２次巻線
に図４（ｅ）のように高圧パルスが発生するのである。

【００６９】（第２の実施の形態）本実施形態は、図３
に示した第１の実施の形態の具体構成を変形したもので
あり、図５に示すように、コンデンサＣ１，Ｃ２を充電
するためのインピーダンス要素の個数を削減したもので
ある。すなわち、インピーダンス要素Ｚ１２，Ｚ２１を
省略し、直流電源Ｅｓにインピーダンス要素Ｚｓを直列
接続した構成を有する。さらに具体的に説明すると、コ
ンデンサＣ１は直流電源Ｅｓの一方の極（図示例では正
極）との間にインピーダンス要素Ｚｓとインピーダンス
要素Ｚ１１との直列回路が挿入され、コンデンサＣ２は
各一端にインピーダンス要素Ｚｓとインピーダンス要素
Ｚ２２とがそれぞれ直列接続され、この直列回路が直流
電源Ｅｓの両端間に接続されている。本実施形態はコン
デンサＣ１，Ｃ２の充電経路の構成が第１の実施の形態
とは異なるが、他の構成および動作は同様である。

【００７０】（第３の実施の形態）本実施形態は、図６
に示すように、パルス発生装置４を高圧放電灯２の始動
・再始動させるイグナイタに用いた放電灯点灯装置１を
示しており、このパルス発生装置４は、図５に示した第
２の実施の形態の構成を変形した構成を有する。

【００７１】高圧放電灯２は交流電源Ｖｓに安定器３お
よびパルストランスＰＴの２次巻線を介して接続されて
いる。安定器３は交流電源ＶｓとパルスＰＴの２次巻線
との間に挿入されるインダクタＬと交流電源Ｖｓの両端
間に接続される力率改善用のコンデンサＣｆからなる。
また、安定器３の出力端間にはバイパス用のコンデンサ
Ｃ１０が接続される。

【００７２】バイパスコンデンサＣ１０の両端にはダイ
オードブリッジのような整流器ＤＢ１の交流入力端が接
続され、整流器ＤＢ１の出力は平滑コンデンサＣ１１に
より平滑され、平滑コンデンサＣ１１の両端電圧はフラ
イバック形のＤＣ−ＤＣコンバータにより電力変換され
る。このＤＣ−ＤＣコンバータは、平滑コンデンサＣ１
１の両端間に、フライバックトランスＦＴ１の１次巻線
とＩＧＢＴよりなるスイッチング素子Ｑ１１との直列回
路を接続し、フライバックトランスＦＴ１の２次巻線に
ダイオードＤ１０を介してコンデンサＣ２０を接続した
構成を有する。スイッチング素子Ｑ１１はドライバＤＲ
１１により高周波でオンオフ駆動され、コンデンサＣ２
０の両端電圧がスイッチング素子Ｑ１１のオンオフのデ
ューティ比に応じて昇圧された高電圧になる。ドライバ
ＤＲ１１は高圧放電灯２のランプ電流に基づいて高圧放
電灯２の点灯／不点灯を検出する点灯検出手段ＯＤＴ１
により制御され、高圧放電灯２の点灯が検出されている
期間にはスイッチング素子Ｑ１１をオフにしてコンデン
サＣ２０の充電を停止させる。また、ドライバＤＲ１１
はコンデンサＣ２０の両端電圧を検出する電圧検出手段
ＶＤＴ１によっても制御され、コンデンサＣ２０の両端
電圧が所定電圧以上に上昇しないように制御される。

【００７３】ところで、第２の実施の形態では、コンデ
ンサＣ１，Ｃ２とギャップ素子Ｇ１，Ｇ２とパルストラ
ンスＰＴの１次巻線とが閉ループを形成しており、本実
施形態においても同様に、ギャップ素子Ｇ１，Ｇ２とコ
ンデンサＣ１，Ｃ２とパルストランスＰＴの１次巻線と
からなる閉ループが形成されている。ただし、第２の実
施の形態ではパルストランスＰＴの１次巻線がコンデン
サＣ１とギャップ素子Ｇ２との間に挿入されているのに
対して、本実施形態ではパルストランスＰＴの１次巻線
がギャップ素子Ｇ２とコンデンサＣ２との間に挿入され
ている。また、パルス発生装置Ｅｓに電源を供給する直
流電源Ｅｓは上述したコンデンサＣ２０の両端電圧によ
って得られている。直流電源Ｅｓの出力であるコンデン
サＣ２０の両端電圧は、インピーダンス要素Ｚｓとして
の抵抗Ｒｓを介してギャップ素子Ｇ１，Ｇ２を含む上述
の閉ループに接続される。

【００７４】ギャップ素子Ｇ１を導通させるためのトリ
ガ電源Ｅｔは、平滑コンデンサＣ１１の両端電圧を電源
とし、平滑コンデンサＣ１１の両端間に接続された抵抗
Ｒ１０と昇圧トランスＴ１の１次巻線とＩＧＢＴよりな
るスイッチング素子Ｑ１２との直列回路を備える。スイ
ッチング素子Ｑ１２は、コンデンサＣ２０の両端電圧が
所定値に達したことを電圧検出手段ＶＤＴ１が検出し、
スイッチング素子Ｑ１１のオンオフが停止された後に、
ドライバＤＲ１２により駆動されてオンになる。昇圧ト
ランスＴ１の２次巻線にはコンデンサＣｔが直列接続さ
れ、昇圧トランスＴ１の２次巻線とコンデンサＣｔとの
直列回路がギャップ素子Ｇ２に並列接続される。ここ
に、コンデンサＣｔはトリガ電源Ｅｔの一部を構成する
とともにインピーダンス要素Ｚｔとしても兼用される。

【００７５】コンデンサＣ１は一端が直流電源Ｅｓの負
極に接続され、他端がインピーダンス要素Ｚ１としての
ダイオードＤ１１および抵抗Ｒ１１の直列回路とインピ
ーダンス要素Ｚｓとしての抵抗Ｒｓとを介して直流電源
Ｅｓの正極に接続される。また、コンデンサＣ２は一端
がインピーダンス要素Ｚｓである抵抗Ｒｓを介して直流
電源Ｅｓの正極に接続され、他端がインピーダンス要素
Ｚ２２である抵抗Ｒ２２およびダイオードＤ２２の直列
回路を介して直流電源Ｅｓの負極に接続されている。つ
まり、これらのインピーダンス要素はコンデンサＣ１，
Ｃ２の充電経路を形成する。

【００７６】次に動作を説明する。交流電源Ｖｓを投入
すると、安定器３とパルストランスＰＴの２次巻線およ
び点灯検出手段ＯＤＴ１とを通して高圧放電灯２の両端
に交流電源Ｖｓの電圧が印加される。また、安定器３を
介して整流器ＤＢ１に交流電源Ｖｓが供給され、ＤＣ−
ＤＣコンバータの動作によって図７（ａ）のようにコン
デンサＣ２０の両端に所望電圧Ｖ０が得られ、このと
き、抵抗Ｒｓなどを通してコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃｔ
も充電される。ただし、本実施形態ではコンデンサＣ２
０の容量をコンデンサＣｔよりも十分に大きく設定して
あり、コンデンサＣｔの蓄積電荷量はコンデンサＣ２０
よりも十分に小さくなる。さらに、直流電源Ｅｓの出力
電圧（つまりコンデンサＣ２０の両端電圧）Ｖ０は、ギ
ャップ素子Ｇ１，Ｇ２の応答電圧の最小値よりも小さ
く、かつ直流電源Ｅｓの出力電圧の２倍がギャップ素子
Ｇ１，Ｇ２の応答電圧の最大値よりも大きい所定電圧に
設定されている。

【００７７】コンデンサＣ２０の両端電圧が上昇して時
刻ｔ１において上述の所定電圧Ｖ０に達すると電圧検出
手段ＶＤＴ１は、ドライバＤＲ１１を通してスイッチン
グ素子Ｑ１１の動作を停止させ、さらにスイッチング素
子Ｑ１１の動作停止と同時ないし動作停止に遅れてドラ
イバＤＲ１２を通してスイッチング素子Ｑ１２をオンに
する。スイッチング素子Ｑ１２がオンになると、抵抗Ｒ
１０を通して昇圧トランスＴ１の１次巻線に電流が流
れ、昇圧トランスＴ１の２次巻線に図７（ｂ）のような
パルス状の電圧が発生する。この電圧はコンデンサＣｔ
の両端電圧に加算されてギャップ素子Ｇ１に印加され、
図７（ｃ）のようにギャップ素子Ｇ１が導通する。

【００７８】ギャップ素子Ｇ１が導通すれば、パルスト
ランスＰＴの１次巻線→コンデンサＣ２→ギャップ素子
Ｇ１→コンデンサＣ１の直列回路から、ギャップ素子Ｇ
２の両端間にコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧を加算し
た電圧が印加されることになる。つまり、ギャップ素子
Ｇ２にはコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧（コンデンサ
Ｃ２０の両端電圧Ｖ０にほぼ等しい）のほぼ２倍の電圧
が印加され、図７（ｄ）のようにギャップ素子Ｇ２がオ
ンになる。ギャップ素子Ｇ２がオンになれば、コンデン
サＣ１，Ｃ２の電荷はパルストランスＰＴの１次巻線を
通して放出され、図７（ｅ）のようにパルストランスＰ
Ｔの２次巻線には高圧放電灯２の始動・再始動に必要な
程度のパルス電圧を有した高圧パルスが発生する。

【００７９】以上の動作によって高圧放電灯２が始動
し、交流電源Ｖｓから安定器３を通して高圧放電灯２に
電流が流れ、高圧放電灯２が点灯する。

【００８０】また、点灯検出手段ＯＤＴ１は高圧放電灯
２のランプ電流を検出しており、高圧放電灯２が点灯中
であると駆動回路ＤＲ１１を通してスイッチング素子Ｑ
１１をオフに保つ。つまり、高圧放電灯２の点灯中にパ
ルス発生装置３から不要なパルスが発生するのを防止す
ることができる。

【００８１】以上説明したように、本実施形態では、ギ
ャップ素子Ｇ１，Ｇ２を用いながらもほぼ一定のパルス
電圧を発生させることが可能になり、しかもパルストラ
ンスＰＴにエネルギを供給する経路内に基本的にはイン
ピーダンス要素を含んでいないから、高圧パルスを発生
する際の損失がほぼんと生じないのである。また、パル
ストランスＰＴにエネルギを供給する経路内にインピー
ダンス要素を含まないことによって、インピーダンス要
素の耐圧が問題になることもない。しかも、パルストラ
ンスＰＴの１次巻線には直流電源Ｅｓの出力電圧のほぼ
２倍の電圧が印加されるから、パルストランスＰＴの昇
圧比を比較的小さく設定することができ、結果的にパル
ストランスＰＴの大型化を避けることができる。他の構
成および動作は第１の実施の形態と同様である。なお、
直流電源Ｅｓは、上述の構成に限定されるものではな
く、ギャップ素子Ｇ１，Ｇ２の応答電圧に対して上述の
条件を満たすことが可能な出力電圧を得ることができれ
ば、どのような構成を用いてもよい。トリガ電源Ｅｔも
同様に直流電源Ｅｓの出力電圧が所定電圧に達した後
に、ギャップ素子Ｇ１を導通させるのに必要な電圧を発
生させることができる構成であればどのような構成を採
用してもよい。

【００８２】（第４の実施の形態）本実施形態は、図１
に示した第１の実施の形態の回路構成と同様の回路を用
いて動作を変更したものである。すなわち、第１の実施
の形態ではインピーダンス要素Ｚｔとの直列回路をギャ
ップ素子Ｇ１に並列接続したトリガ電源Ｅｔの出力電圧
を上昇させてギャップ素子Ｇ１を導通させることによ
り、ギャップ素子Ｇ２を導通させてパルストランスＰＴ
の１次巻線にエネルギを供給するように構成していた
が、本実施形態では、図８（ａ）に示すように、時刻ｔ
１においてトリガ電源Ｅｔの出力電圧Ｖｔを引き下げる
ことによってパルストランスＰＴの１次巻線にエネルギ
を供給するようにしている。

【００８３】つまり、ギャップ素子Ｇ２の両端には、電
圧源Ｅ１，Ｅ２の出力電圧Ｖ１，Ｖ２の加算値から、ト
リガ電源Ｅｔの出力電圧Ｖｔを減算した電圧が印加され
ているから、トリガ電源Ｅｔの出力電圧Ｖｔを引き下げ
ると、ギャップ素子Ｇ２に印加される電圧が上昇する。
そこで、トリガ電源Ｅｔの出力電圧Ｖｔを引き下げたと
きに、Ｖ１＋Ｖ２−Ｖｔがギャップ素子Ｇ２の応答電圧
Ｖｂの最大値よりも高くなるように設定しておけば、ト
リガ電源Ｅｔの出力電圧Ｖｔの引き下げによって図８
（ｃ）のようにギャップ素子Ｇ２を導通させることがで
きる。ギャップ素子Ｇ２が導通すると、ギャップ素子Ｇ
１の両端間には電圧源Ｅ１，Ｅ２の出力電圧Ｖ１，Ｖ２
の加算値が印加されるから、図８（ｂ）のようにギャッ
プ素子Ｇ１も導通し、パルストランスＰＴの１次巻線に
電圧源Ｅ１，Ｅ２からエネルギが供給される。その結
果、パルストランプＰＴの２次巻線に図８（ｄ）のよう
な高圧パルスが発生するのである。

【００８４】ここに、ギャップ素子Ｇ１，Ｇ２の応答電
圧Ｖｂのばらつき範囲の最大値をＶｂ−ｍａｘ、最小値
をＶｂ−ｍｉｎとすると、ギャップ素子Ｇ１，Ｇ２が非
導通であるときには、以下の条件が設定される。 Ｖｔ＜Ｖｂ−ｍｉｎ Ｖ１＋Ｖ２−Ｖｔ＜Ｖｂ−ｍｉｎ この条件は第１の実施の形態と同様である。一方、ギャ
ップ素子Ｇ１，Ｇ２を導通させるには、まずトリガ電源
Ｅｔの出力電圧を引き下げてギャップ素子Ｇ２を導通さ
せ、その後にギャップ素子Ｇ１を導通させるのであるか
ら、ギャップ素子ＧＧ２を導通させる条件は以下のよう
になる。 Ｖ１＋Ｖ２−Ｖｔ＞Ｖｂ−ｍａｘ また、ギャップ素子Ｇ１を導通させる条件は以下のよう
になる。 Ｖ１＋Ｖ２＞Ｖｂ−ｍａｘ 上述した条件が成立するように各電圧源Ｅ１，Ｅ２とト
リガ電源Ｅｔとを設定すれば、トリガ電源Ｅｔの出力電
圧Ｖｔを変化させることで、ギャップ素子Ｇ１，Ｇ２を
導通させることができるのである。他の構成、設定条
件、動作は第１の実施の形態と同様である。

【００８５】すなわち、図３に第１の実施の形態の具体
構成として示した構成は本実施形態でも採用することが
できる。本実施形態に図３の回路を適用する場合には、
コンデンサＣ１，Ｃ２の端子電圧がギャップ素子Ｇ１，
Ｇ２の応答電圧Ｖｂを越えず、両コンデンサＣ１，Ｃ２
の端子電圧の加算値がギャップ素子Ｇ１，Ｇ２の応答電
圧Ｖｂを越えるように設定する。

【００８６】しかして、図９に示すように、時刻ｔ０に
おいて電源が投入されると、コンデンサＣ１，Ｃ２の両
端電圧が図９（ｂ）のように上昇し、同時にギャップ素
子Ｇ１，Ｇ２への印加電圧も図９（ｃ）（ｄ）のように
立ち上がる。図９（ａ）に示すように、ギャップ素子Ｇ
１，Ｇ２の応答電圧Ｖｂよりもトリガ電源Ｅｔの出力電
圧Ｖｔを低く設定してあり、コンデンサＣ１，Ｃ２が充
電された後、時刻ｔ１においてトリガ電源Ｅｔの電圧を
ほぼ０に引き下げると図９（ｄ）のようにギャップ素子
Ｇ２が導通する。こうしてギャップ素子Ｇ２が導通すれ
ば図９（ｃ）のようにギャップ素子Ｇ１が導通する。し
たがって、パルストランスＰＴの１次巻線にコンデンサ
Ｃ１，Ｃ２からエネルギが供給され、パルストランスＰ
Ｔの２次巻線に図９（ｅ）のように高圧パルスが発生す
るのである。

【００８７】（第５の実施の形態）本実施形態は、図１
０に示すように、図３に示した第１の実施の形態におけ
る直流電源Ｅｓとインピーダンス要素Ｚ１１，Ｚ１２と
の間にスイッチＳｓを設け、トリガ電源Ｅｔを省略した
回路構成を有する。つまり、ギャップ素子Ｇ１にはイン
ピーダンス要素Ｚｔのみが並列接続される。他の回路構
成については図３に示した第１の実施の形態と同様であ
る。

【００８８】この構成では、図１１（ａ）のようにスイ
ッチＳｓがオンであると、コンデンサＣ１，Ｃ２が充電
されるが、インピーダンス要素Ｚｔに並列接続されたギ
ャップ素子Ｇ１には直流電源Ｅｓの出力電圧以下の電圧
しか印加されない。また、コンデンサＣ１，Ｃ２の両端
電圧は、インピーダンス要素Ｚｔの両端電圧以上に上昇
することはない。そこで、図１１（ｂ）のようにコンデ
ンサＣ１，Ｃ２の両端電圧がギャップ素子Ｇ１，Ｇ２の
応答電圧Ｖｂよりも小さくなり、かつ両コンデンサＣ
１，Ｃ２の両端電圧の加算値が応答電圧Ｖｂよりも大き
くなるように設定する。

【００８９】この設定により、スイッチＳｓがオンであ
る期間には図１１（ｃ）（ｄ）のようにギャップ素子Ｇ
１，Ｇ２に印加される電圧は応答電圧を越えることはな
く、ギャップ素子Ｇ１，Ｇ２が導通することはない。

【００９０】時刻ｔ１においてスイッチＳｓをオフにす
ると、両コンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧の加算値から
インピーダンス要素Ｚｔの電圧降下分を差し引いた電圧
がギャップ素子Ｇ２に印加されるようになる。ただし、
コンデンサＣ１，Ｃ２の充電時とは回路条件が変化する
から、インピーダンス要素Ｚｔの両端電圧が各コンデン
サＣ１，Ｃ２の両端電圧よりも下がることになる。その
結果、第４の実施の形態と同様に動作し、ギャップ素子
Ｇ２への印加電圧が上昇する。この状態でギャップ素子
Ｇ２への印加電圧がギャップ素子Ｇ２の応答電圧Ｖｂを
越えるように回路条件を設定しておけば、図１１（ｄ）
のようにギャップ素子Ｇ２が導通する。ギャップ素子Ｇ
２が導通すれば、インピーダンス要素Ｚｔの両端つまり
ギャップ素子Ｇ１の両端に両コンデンサＣ１，Ｃ２の両
端電圧の加算値が印加されるようになるから、図１１
（ｃ）のようにギャップ素子Ｇ１もオンになり、パルス
トランスＰＴの１次巻線にコンデンサＣ１，Ｃ２からエ
ネルギが供給され、図１１（ｅ）のようにパルストラン
スＰＴの２次巻線に高圧パルスが発生する。他の構成お
よび動作は第４の実施の形態と同様である。

【００９１】なお、本実施形態の構成から図１２のよう
にインピーダンス要素Ｚ１２，Ｚ２１を省略しても同様
に動作する。たとえば、インピーダンス要素Ｚ１１，Ｚ
２２，Ｚｔを抵抗Ｒ１１，Ｒ２２，Ｒｔとすれば図１２
の回路は図１３のように表すことができる。ここで、コ
ンデンサＣ１，Ｃ２は容量が等しく、抵抗Ｒ１１，Ｒ２
２も抵抗値が等しく設定されているものとすると、スイ
ッチＳｓをオンにしてコンデンサＣ１，Ｃ２を充電した
ときコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧はほぼ等しくな
る。ここで、図示していない電圧検出手段を用いてコン
デンサＣ１，Ｃ２の両端電圧を検出し、所定電圧に達し
たときにスイッチＳｓをオフにすれば、コンデンサＣ１
→パルストランスＰＴの１次巻線→ギャップ素子Ｇ２→
コンデンサＣ２→抵抗Ｒｔのループが形成されてギャッ
プ素子Ｇ２に両コンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧の加算
値が印加される。なお、抵抗Ｒｔは十分に大きく設定し
ておく。こうして、ギャップ素子Ｇ２に高電圧が印加さ
れることによってギャップ素子Ｇ２が導通し、この電圧
が抵抗Ｒｔとギャップ素子Ｇ１との並列回路に印加さ
れ、ギャップ素子Ｇ１も導通するのである。このように
して両ギャップ素子Ｇ１，Ｇ２が導通し、コンデンサＣ
１，Ｃ２の電荷がパルストランスＰＴの１次巻線に急速
に放出され、パルストランスＰＴの２次巻線に高圧パル
スが発生するのである。結局、図１２、図１３に示す構
成も図１０に示した構成とほぼ同様に動作するのであっ
て、インピーダンス要素の個数が少なくなった分だけコ
ストの低減が可能になる。

【００９２】（第６の実施の形態）本実施形態は、図１
４に示すように、図１２に示した第５の実施の形態の回
路構成において、スイッチＳｓをダイオードＤｓに置き
換えたものである。この構成の場合には、直流電源Ｅｓ
の出力電圧が調節可能であって、比較的高い電圧でコン
デンサＣ１，Ｃ２を充電した後、直流電源Ｅｓの出力電
圧を引き下げてダイオードＤｓに逆バイアスがかかるよ
うにする。このように直流電源Ｅｓの出力電圧を変化さ
せるとダイオードＤｓがオフになり、第５の実施の形態
と同様に動作することになる。他の構成および動作は第
５の実施の形態と同様である。

【００９３】（第７の実施の形態）本実施形態は、図１
５に示すように、図１２に示した第５の実施の形態から
インピーダンス要素Ｚｔを省略し、さらにスイッチＳｓ
に代えてインピーダンス要素Ｚｔを設けたものである。
この構成では、直流電源Ｅｓがトリガ電源Ｅｔとして機
能するとともに、コンデンサＣ１，Ｃ２の充電にも兼用
されることになる。したがって、直流電源Ｅｓによりコ
ンデンサＣ１，Ｃ２を充電した後に、直流電源Ｅｓの出
力電圧を引き下げると、第４の実施の形態においてトリ
ガ電源Ｅｔの出力電圧を引き下げた動作と同様に、ギャ
ップ素子Ｇ２が導通し、その後、ギャップ素子Ｇ１が導
通する。他の構成および動作は第４の実施の形態と同様
である。

【００９４】（第８の実施の形態）本実施形態は、図１
６に示すように、パルス発生装置４を高圧放電灯２を始
動・再始動させるイグナイタに用いた放電灯点灯装置１
を示しており、このパルス発生装置４は、図１４に示し
た第６の実施の形態の構成を変形した構成を有する。ま
た、直流電源Ｅｓおよび高圧放電灯２の点灯時に電力を
供給する構成については、図６に示した第３の実施の形
態の構成と同様の構成を採用している。

【００９５】すなわち、高圧放電灯２は交流電源Ｖｓに
安定器３およびパルストランスＰＴの２次巻線を介して
接続されている。安定器３は交流電源ＶｓとパルスＰＴ
の２次巻線との間に挿入されるインダクタＬと交流電源
Ｖｓの両端間に接続される力率改善用のコンデンサＣｆ
からなる。また、安定器３の出力端間にはバイパス用の
コンデンサＣ１０が接続される。

【００９６】バイパスコンデンサＣ１０の両端にはダイ
オードブリッジのような整流器ＤＢ１の交流入力端が接
続され、整流器ＤＢ１の出力は平滑コンデンサＣ１１に
より平滑され、平滑コンデンサＣ１１の両端電圧はフラ
イバック形のＤＣ−ＤＣコンバータにより電力変換され
る。このＤＣ−ＤＣコンバータは、平滑コンデンサＣ１
１の両端間に、フライバックトランスＦＴ１の１次巻線
とＩＧＢＴよりなるスイッチング素子Ｑ１１との直列回
路を接続し、フライバックトランスＦＴ１の２次巻線に
ダイオードＤ１０を介してコンデンサＣ２０を接続した
構成を有する。スイッチング素子Ｑ１１はドライバＤＲ
１１により高周波でオンオフ駆動され、コンデンサＣ２
０の両端電圧がスイッチング素子Ｑ１１のオンオフのデ
ューティ比に応じて昇圧された高電圧になる。ドライバ
ＤＲ１１は高圧放電灯２のランプ電流に基づいて高圧放
電灯２の点灯／不点灯を検出する点灯検出手段ＯＤＴ１
により制御され、高圧放電灯２の点灯が検出されている
期間にはスイッチング素子Ｑ１１をオフにしてコンデン
サＣ２０の充電を停止させる。また、ドライバＤＲ１１
はコンデンサＣ２０の両端電圧を検出する電圧検出手段
ＶＤＴ１によっても制御され、コンデンサＣ２０の両端
電圧が所定電圧（ギャップ素子Ｇ１，Ｇ２の応答電圧Ｖ
ｂより低く、この電圧の２倍がギャップ素子Ｇ１，Ｇ２
の応答電圧Ｖｂより高くなる電圧）以上に上昇しないよ
うに制御される。

【００９７】第６の実施の形態では、コンデンサＣ１，
Ｃ２とギャップ素子Ｇ１，Ｇ２とパルストランスＰＴの
１次巻線とが閉ループを形成しており、本実施形態にお
いても同様に、ギャップ素子Ｇ１，Ｇ２とコンデンサＣ
１，Ｃ２とパルストランスＰＴの１次巻線とからなる閉
ループが形成されている。ただし、第６の実施の形態で
はパルストランスＰＴの１次巻線がコンデンサＣ１とギ
ャップ素子Ｇ２との間に挿入されているのに対して、本
実施形態ではパルストランスＰＴの１次巻線がギャップ
素子Ｇ２とコンデンサＣ２との間に挿入されている。ま
た、ギャップ素子Ｇ１にはインピーダンス要素Ｚｔとし
て抵抗Ｒｔが並列接続され、直流電源Ｅｓの出力端であ
るコンデンサＣ２０の両端は、ダイオードＤｓを介して
ギャップ素子Ｇ１と抵抗Ｒｔとの並列回路に接続されて
いる。

【００９８】コンデンサＣ１は一端が直流電源Ｅｓの負
極に接続され、他端がインピーダンス要素Ｚ１としての
ダイオードＤ１１および抵抗Ｒ１１の直列回路とインピ
ーダンス要素Ｚｓとしての抵抗Ｒｓとを介して直流電源
Ｅｓの正極に接続される。また、コンデンサＣ２は一端
がインピーダンス要素Ｚｓである抵抗Ｒｓを介して直流
電源Ｅｓの正極に接続され、他端がインピーダンス要素
Ｚ２２である抵抗Ｒ２２およびダイオードＤ２２の直列
回路を介して直流電源Ｅｓの負極に接続されている。つ
まり、これらのインピーダンス要素はコンデンサＣ１，
Ｃ２の充電経路を形成する。ここに、コンデンサＣ１，
Ｃ２の容量および抵抗Ｒ１１，Ｒ２２の抵抗値はそれぞ
れ等しいものとする。

【００９９】次に動作を説明する。交流電源Ｖｓを投入
すると、安定器３とパルストランスＰＴの２次巻線およ
び点灯検出手段ＯＤＴ１とを通して高圧放電灯２の両端
に交流電源Ｖｓの電圧が印加される。また、安定器３を
介して整流器ＤＢ１に交流電源Ｖｓが供給され、ＤＣ−
ＤＣコンバータの動作によってコンデンサＣ２０の両端
に所望電圧が得られ、このとき、ダイオードＤｓなどを
通してコンデンサＣ１，Ｃ２も充電される。抵抗Ｒ１
１，Ｒ２２の抵抗値およびコンデンサＣ１，Ｃ２の容量
はそれぞれ等しいから、両コンデンサＣ１，Ｃ２の両端
電圧はほぼ等しくなる。電圧検出手段ＶＤＴ１はコンデ
ンサＣ２０の両端電圧を検出することによりコンデンサ
Ｃ１，Ｃ２の両端電圧を検出しているから、電圧検出手
段ＶＤＴ１での検出電圧が所定電圧（ギャップ素子Ｇ
１，Ｇ２の応答電圧の最小値よりも小さく、かつ直流電
源Ｅｓの出力電圧の２倍がギャップ素子Ｇ１，Ｇ２の応
答電圧の最大値よりも大きい電圧）に達すると、電圧検
出手段ＶＤＴ１は、ドライバＤＲ１１を通してスイッチ
ング素子Ｑ１１の動作を停止させる。

【０１００】スイッチング素子Ｑ１１がオフになればコ
ンデンサＣ２０の両端電圧が低下しダイオードＤｓがオ
フになるから、第５の実施の形態においてスイッチＳｓ
をオフにしたときと同様に動作し、コンデンサＣ１→ギ
ャップ素子Ｇ２→コンデンサＣ２→抵抗Ｒｔの閉ループ
で、両コンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧の加算値がギャ
ップ素子Ｇ２に印加される。こうしてギャップ素子Ｇ２
が導通し、両コンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧の加算値
はギャップ素子Ｇ１と抵抗Ｒｔとの並列回路に印加され
る。抵抗Ｒｔを十分に大きく設定しておけば、ギャップ
素子Ｇ１が導通し、両コンデンサＣ１，Ｃ２の蓄積電荷
がギャップ素子Ｇ１，Ｇ２を通してパルストランスＰＴ
に放出される。こうしてパルストランスＰＴの２次巻線
には高圧放電灯２の始動・再始動に必要な程度のパルス
電圧を有した高圧パルスが発生する。

【０１０１】以上の動作によって高圧放電灯２が始動
し、交流電源Ｖｓから安定器３を通して高圧放電灯２に
電流が流れ、高圧放電灯２が点灯する。

【０１０２】また、点灯検出手段ＯＤＴ１は高圧放電灯
２のランプ電流を検出しており、高圧放電灯２が点灯中
であると駆動回路ＤＲ１１を通してスイッチング素子Ｑ
１１をオフに保つ。つまり、高圧放電灯２の点灯中にパ
ルス発生装置３から不要なパルスが発生するのを防止す
ることができる。

【０１０３】以上説明したように、本実施形態では、ギ
ャップ素子Ｇ１，Ｇ２を用いながらもほぼ一定のパルス
電圧を発生させることが可能になり、しかもパルストラ
ンスＰＴにエネルギを供給する経路内に基本的にはイン
ピーダンス要素を含んでいないから、高圧パルスを発生
する際の損失がほぼんと生じない。また、パルストラン
スＰＴにエネルギを供給する経路内にインピーダンス要
素を含まないことによって、インピーダンス要素の耐圧
が問題になることもない。しかも、パルストランスＰＴ
の１次巻線には直流電源Ｅｓの出力電圧のほぼ２倍の電
圧が印加されるから、パルストランスＰＴの昇圧比を比
較的小さく設定することができ、結果的にパルストラン
スＰＴの大型化を避けることができる。他の構成および
動作は第１の実施の形態と同様である。なお、直流電源
Ｅｓは、上述の構成に限定されるものではなく、ギャッ
プ素子Ｇ１，Ｇ２の応答電圧に対して上述の条件を満た
すことが可能な出力電圧を得ることができれば、どのよ
うな構成を用いてもよい。さらに、本実施形態は第３の
実施の形態に比較するとトリガ電源Ｅｔが不要であるか
ら構成がより簡単になる。

【０１０４】（第９の実施の形態）本実施形態は、図１
７に示すように、直流電圧を発生する電圧源Ｅ１，Ｅ２
を備えるとともに、各電圧源Ｅ１，Ｅ２にそれぞれ２端
子電圧応答形のスイッチ素子としてのギャップ素子Ｇ
１，Ｇ２を直列接続し、電圧源Ｅ１，Ｅ２とスイッチ素
子Ｇ１，Ｇ２との直列回路の両端間にパルストランスＰ
Ｔの１次巻線を接続してある。また、１つのスイッチ素
子Ｇ１にはスイッチＳｔとインピーダンス要素Ｚｔとの
直列回路を並列接続してある。各電圧源Ｅ１，Ｅ２の極
性は図１に示す関係であり、電圧源Ｅ１，Ｅ２は両者の
出力電圧が加算される極性に接続されている。

【０１０５】各電圧源Ｅ１，Ｅ２の出力電圧はギャップ
素子Ｇ１，Ｇ２（ギャップ素子Ｇ１，Ｇ２は仕様が同じ
であるものとする）の応答電圧Ｖｂを越えないように設
定される。また、インピーダンス要素Ｚｔはギャップ素
子Ｇ１の非導通時のインピーダンスよりも十分に小さく
設定される。

【０１０６】いま、スイッチＳｔがオフであれば、各電
圧源Ｅ１，Ｅ２の出力電圧は適当に分圧されてギャップ
素子Ｇ１，Ｇ２に印加され、この状態では各ギャップ素
子Ｇ１，Ｇ２への印加電圧は応答電圧Ｖｂより低くなっ
ている。次に、スイッチＳｔがオンになると、ギャップ
素子Ｇ１の両端間のインピーダンスが低下するから、電
圧源Ｅ１，Ｅ２の出力電圧の加算値に相当する電圧がギ
ャップ素子Ｇ２に印加される。この電圧がギャップ素子
Ｇ２の応答電圧Ｖｂを越えるように設定しておけばギャ
ップ素子Ｇ２は導通し、ギャップ素子Ｇ２の導通によっ
て電圧源Ｅ１，Ｅ２の出力電圧の加算値に相当する電圧
はギャップ素子Ｇ１とインピーダンス要素Ｚｔとの並列
回路に印加されるようになる。こうしてギャップ素子Ｇ
１も導通するから、両電圧源Ｅ１，Ｅ２から両ギャップ
素子Ｇ１，Ｇ２を通してパルストランスＰＴに電流が流
れ、パルストランスＰＴの２次巻線に高圧パルスが発生
するのである。

【０１０７】すなわち、図１８（ａ）に示すように、ス
イッチＳｔをオフにした状態では、図１８（ｂ）（ｃ）
のように各ギャップ素子Ｇ１，Ｇ２への印加電圧が応答
電圧Ｖｂを越えないように設定しておき、時刻ｔ１にお
いてスイッチＳｔをオンにすると、図１８（ｃ）のよう
にギャップ素子Ｇ２が導通し、ギャップ素子Ｇ２が導通
すれば図１８（ｂ）のようにギャップ素子Ｇ１が導通す
る。したがって、パルストランスＰＴの１次巻線に電圧
源Ｅ１，Ｅ２からエネルギが供給され、パルストランス
ＰＴの２次巻線に図１８（ｄ）のように高圧パルスが発
生するのである。この動作から明らかなように、電圧源
Ｅ１，Ｅ２の出力電圧をほぼ一定電圧に設定しておけ
ば、ギャップ素子Ｇ１，Ｇ２の応答電圧Ｖｂにばらつき
があってもパルストランスＰＴの２次巻線に発生する高
圧パルスのパルス電圧がほぼ一定値に保たれることにな
る。

【０１０８】なお、インピーダンス要素Ｚｔは、パルス
トランスＰＴの１次側のインピーダンスよりも十分に大
きく設定してあり、各ギャップ素子Ｇ１，Ｇ２が確実に
導通するようにしてある。また、インピーダンス要素Ｚ
ｔを大きな値に設定することによって、スイッチＳｔの
電流ストレスが軽減されることになる。

【０１０９】なお、電圧源Ｅ１，Ｅ２とギャップ素子Ｇ
１，Ｇ２とを２個ずつ設けた例を示しているが、電圧源
とギャップ素子との組を３組以上設けてもよい。また、
ギャップ素子Ｇ１，Ｇ２に代えて、ＳＳＳのような他の
２端子電圧応答形のスイッチ素子を用いてもよい。

【０１１０】図１７に示した回路構成の具体例を図１９
に示す。この構成例では電圧源Ｅ１，Ｅ２にコンデンサ
Ｃ１，Ｃ２を用いている。また、コンデンサＣ１，Ｃ２
を両端電圧が所望電圧に達するように充電するために、
直流電源Ｅｓおよびインピーダンス要素Ｚ１１，Ｚ２
１，Ｚ１２，Ｚ２２を設けている。各コンデンサＣ１，
Ｃ２の両端には、それぞれインピーダンス要素Ｚ１１，
Ｚ２１，Ｚ１２，Ｚ２２が直列接続され、コンデンサＣ
１とインピーダンス要素Ｚ１１，Ｚ２１との直列回路、
およびコンデンサＣ２とインピーダンス要素Ｚ１２，Ｚ
２２との直列回路がそれぞれ直流電源Ｅｓに接続され
る。

【０１１１】図１９に示す構成では、図２０のように時
刻ｔ０において電源が投入されると、コンデンサＣ１，
Ｃ２の両端電圧が図２０（ｂ）のように上昇し、同時に
ギャップ素子Ｇ１，Ｇ２への印加電圧も図２０（ｃ）
（ｄ）のように立ち上がる。図２０（ｂ）に示すよう
に、コンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧はギャップ素子Ｇ
１，Ｇ２の応答電圧Ｖｂよりも低く設定されている。コ
ンデンサＣ１，Ｃ２が充電された後、時刻ｔ１において
スイッチＳｔを投入すると、ギャップ素子Ｇ２には両コ
ンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧の加算電圧が印加され、
この電圧はギャップ素子Ｇ２の応答電圧Ｖｂよりも高く
なるように設定されているから、図２０（ｄ）のように
ギャップ素子Ｇ２が導通し、その後、図２０（ｃ）のよ
うにギャップ素子Ｇ１が導通する。したがって、パルス
トランスＰＴの１次巻線にコンデンサＣ１，Ｃ２からエ
ネルギが供給され、パルストランスＰＴの２次巻線に図
２０（ｅ）のように高圧パルスが発生する。

【０１１２】（第１０の実施の形態）本実施形態は、図
１９に示した第９の実施の形態の具体構成を変形したも
のであり、図２１に示すように、コンデンサＣ１，Ｃ２
を充電するためのインピーダンス要素の個数を削減した
ものである。すなわち、インピーダンス要素Ｚ１２，Ｚ
２１を省略し、直流電源Ｅｓにインピーダンス要素Ｚｓ
を直列接続した構成を有する。さらに具体的に説明する
と、コンデンサＣ１は直流電源Ｅｓの一方の極（図示例
では正極）との間にインピーダンス要素Ｚｓとインピー
ダンス要素Ｚ１１との直列回路が挿入され、コンデンサ
Ｃ２は各一端にインピーダンス要素Ｚｓとインピーダン
ス要素Ｚ２２とがそれぞれ直列接続され、この直列回路
が直流電源Ｅｓの両端間に接続されている。本実施形態
はコンデンサＣ１，Ｃ２の充電経路の構成が第９の実施
の形態とは異なるが、他の構成および動作は同様であ
る。

【０１１３】ところで、図２１に示す構成においてイン
ピーダンス要素Ｚ１１、Ｚ２２を抵抗Ｒ１１、Ｒ２２に
置き換えると、図２２に示す回路になる。図２２に示す
回路ではインピーダンス要素ＺｔをコンデンサＣｔとし
てある。この構成では、コンデンサＣ１，Ｃ２を所定電
圧まで充電した後に、スイッチＳｔをオンにすると、コ
ンデンサＣｔが充電されるが、コンデンサＣｔの初期電
圧が０Ｖであればギャップ素子Ｇ１の両端電圧はスイッ
チＳｔのオン直後にほぼ０Ｖになるから、ギャップ素子
Ｇ２にコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧の加算値が印加
されることになる。こうしてギャップ素子Ｇ２が導通し
た後に、コンデンサＣｔの両端電圧がギャップ素子Ｇ１
の応答電圧Ｖｂを越えるとギャップ素子Ｇ１も導通す
る。こうして両ギャップ素子Ｇ１，Ｇ２が導通すると、
コンデンサＣｔに蓄積されていた電荷は放出され、コン
デンサＣｔの両端電圧は０Ｖになる。なお、コンデンサ
Ｃｔの容量はコンデンサＣ１，Ｃ２よりも十分に小さく
設定され、コンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧への影響を
少なくしてある。また、コンデンサＣｔには抵抗を直列
接続してコンデンサＣｔへの充電電流を制限するように
してもよい。他の構成および動作は第９の実施の形態と
同様である。

【０１１４】（第１１の実施の形態）本実施形態は、図
２３に示すように、パルス発生装置４を高圧放電灯２を
始動・再始動させるイグナイタに用いた放電灯点灯装置
１を示しており、このパルス発生装置４は、図２２に示
した第１０の実施の形態の構成を変形した構成を有す
る。

【０１１５】すなわち、高圧放電灯２は交流電源Ｖｓに
安定器３およびパルストランスＰＴの２次巻線を介して
接続されている。安定器３は交流電源ＶｓとパルスＰＴ
の２次巻線との間に挿入されるインダクタＬからなる。
また、安定器３の出力端間にはバイパス用のコンデンサ
Ｃ１０が接続される。

【０１１６】バイパスコンデンサＣ１０の両端にはダイ
オードブリッジよりなる整流器ＤＢ１の交流入力端が接
続され、整流器ＤＢ１の出力は平滑コンデンサＣ１１に
より平滑され、平滑コンデンサＣ１１の両端電圧はフラ
イバック形のＤＣ−ＤＣコンバータにより電力変換され
る。このＤＣ−ＤＣコンバータは、平滑コンデンサＣ１
１の両端間に、フライバックトランスＦＴ１の１次巻線
とバイポーラトランジスタよりなるスイッチング素子Ｑ
１１との直列回路を接続し、フライバックトランスＦＴ
１の２次巻線にダイオードＤ１０を介してコンデンサＣ
２０を接続した構成を有する。スイッチング素子Ｑ１１
は高周波でオンオフ駆動され、コンデンサＣ２０の両端
電圧がスイッチング素子Ｑ１１のオンオフのデューティ
比に応じて昇圧された高電圧になる。スイッチング素子
Ｑ１１のオンオフは、コンデンサＣ１１の両端電圧を検
出して制御信号を出力する充電制御部ＣＣＮと、コンデ
ンサＣ１の両端電圧を検出して制御信号を出力するパル
ス制御部ＰＣＮとの出力の論理積を求めるアンド回路Ａ
ＮＤの出力によって制御される。つまり、スイッチング
素子Ｑ１１は、平滑コンデンサＣ１１の両端電圧に応じ
て充電制御部ＣＣＮの出力によりデューティ比が制御さ
れ、コンデンサＣ１の両端電圧が所定電圧に達したこと
がパルス制御部ＰＣＮで検出されるとオンオフが停止さ
れてオフに保たれる。また、パルス制御部ＰＣＮはコン
デンサＣ１の両端電圧が所定電圧に達するとスイッチＳ
ｔとして設けたバイポーラトランジスタよりなるスイッ
チング素子Ｑｔを一定時間だけオンにする機能も備え
る。

【０１１７】本実施形態は、第１０の実施の形態と同様
に、ギャップ素子Ｇ１，Ｇ２とコンデンサＣ１，Ｃ２と
パルストランスＰＴの１次巻線とからなる閉ループを備
える。また、スイッチング素子Ｑｔにはインピーダンス
要素Ｚｔとして抵抗Ｒｔが直列接続され、直流電源Ｅｓ
の出力端であるコンデンサＣ２０の両端は、インピーダ
ンス要素Ｚｓである抵抗Ｒｓを介してギャップ素子Ｇ１
に接続されている。

【０１１８】コンデンサＣ１は一端が直流電源Ｅｓの負
極に接続され、他端がインピーダンス要素Ｚ１としての
ダイオードＤ１１および抵抗Ｒ１１の直列回路とインピ
ーダンス要素Ｚｓとしての抵抗Ｒｓとを介して直流電源
Ｅｓの正極に接続される。また、コンデンサＣ２は一端
がインピーダンス要素Ｚｓである抵抗Ｒｓを介して直流
電源Ｅｓの正極に接続され、他端がインピーダンス要素
Ｚ２２である抵抗Ｒ２２およびダイオードＤ２２の直列
回路を介して直流電源Ｅｓの負極に接続されている。つ
まり、これらのインピーダンス要素はコンデンサＣ１，
Ｃ２の充電経路を形成する。ここに、コンデンサＣ１，
Ｃ２の容量および抵抗Ｒ１１，Ｒ２２の抵抗値はそれぞ
れ等しいものとする。

【０１１９】次に動作を説明する。交流電源Ｖｓを投入
すると、安定器３とパルストランスＰＴの２次巻線とを
通して高圧放電灯２の両端に交流電源Ｖｓの電圧が印加
される。また、安定器３を介して整流器ＤＢ１に交流電
源Ｖｓが供給され、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作によっ
てコンデンサＣ２０の両端に所望電圧が得られ、このと
き、ダイオードＤ１０などを通してコンデンサＣ１，Ｃ
２も充電される。抵抗Ｒ１１，Ｒ２２の抵抗値およびコ
ンデンサＣ１，Ｃ２の容量はそれぞれ等しいから、両コ
ンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧はほぼ等しくなる。パル
ス制御部ＰＣＮはコンデンサＣ１の両端電圧を検出して
いるから、パルス制御部ＰＣＮでの検出電圧が所定電圧
（ギャップ素子Ｇ１，Ｇ２の応答電圧の最小値よりも小
さく、かつコンデンサＣ１の両端電圧の２倍がギャップ
素子Ｇ１，Ｇ２の応答電圧の最大値よりも大きい電圧）
に達すると、パルス制御部ＰＣＮは、スイッチング素子
Ｑ１１の動作を停止させ、同時ないしやや遅れてスイッ
チング素子Ｑｔを一定時間だけオンにする。

【０１２０】スイッチング素子Ｑｔのオン後の動作は第
１０の実施の形態と同様であり、両ギャップ素子Ｇ１，
Ｇ２がオンになるから、両コンデンサＣ１，Ｃ２に蓄積
された電荷がパルストランスＰＴに放出され、パルスト
ランスＰＴの２次巻線に高圧放電灯２の始動・再始動に
必要な程度のパルス電圧を有した高圧パルスが発生させ
ることができる。

【０１２１】以上の動作によって高圧放電灯２が始動
し、交流電源Ｖｓから安定器３を通して高圧放電灯２に
電流が流れ、高圧放電灯２が点灯する。また、高圧放電
灯２の点灯後には高圧放電灯２の両端電圧が低下するか
ら、充電制御部ＣＣＮは平滑コンデンサＣ１１の両端電
圧の変化によって高圧放電灯２の点灯状態を検出し、高
圧放電灯２が点灯中であるとスイッチング素子Ｑ１１を
オフに保つ。つまり、高圧放電灯２の点灯中にパルス発
生装置３から不要なパルスが発生するのを防止すること
ができる。

【０１２２】以上説明したように、本実施形態では、ギ
ャップ素子Ｇ１，Ｇ２を用いながらもほぼ一定のパルス
電圧を発生させることが可能になる。しかも、パルスト
ランスＰＴの１次巻線には直流電源Ｅｓの出力電圧のほ
ぼ２倍の電圧が印加されるから、パルストランスＰＴの
昇圧比を比較的小さく設定することができ、結果的にパ
ルストランスＰＴの大型化を避けることができる。他の
構成および動作は第１の実施の形態と同様である。な
お、直流電源Ｅｓは、上述の構成に限定されるものでは
なく、ギャップ素子Ｇ１，Ｇ２の応答電圧に対して上述
の条件を満たすことが可能な出力電圧を得ることができ
れば、どのような構成を用いてもよい。

【０１２３】

【発明の効果】請求項１の発明は、両端電圧が所定の応
答電圧に達すると導通する２端子電圧応答形のスイッチ
素子と出力電圧が応答電圧より低い電圧源との直列回路
が複数回路直列接続され、複数個のスイッチ素子と複数
個の電圧源との直列回路の両端間に負荷が接続され、少
なくとも１つのスイッチ素子の両端に電圧を印加するこ
とでこのスイッチ素子を導通させるトリガ電源を有し、
電圧源の出力電圧はトリガ電源により一部のスイッチ素
子が導通したときに加算されて他のスイッチ素子に印加
される電圧が応答電圧を越えるように設定されているも
のであり、２端子電圧応答形のスイッチ素子を用いなが
らもスイッチ素子の応答電圧のばらつきによらず、ほぼ
一定のパルス電圧を有するパルスを発生させることがで
きるという利点を有する。しかも、パルスを発生させる
際に回路に流れる電流は電圧源とスイッチ素子と負荷と
にしか流れないから、他の構成要素に不要な電流ストレ
スが生じないのであって、構成部品に耐圧が比較的低い
ものを用いることができるとともに比較的低損失になる
という利点がある。

【０１２４】請求項２の発明は、両端電圧が所定の応答
電圧に達すると導通する２端子電圧応答形のスイッチ素
子と出力電圧が応答電圧より低い電圧源との直列回路が
複数回路直列接続され、複数個のスイッチ素子と複数個
の電圧源との直列回路の両端間に負荷が接続され、電圧
源の出力電圧は加算値がスイッチ素子の応答電圧を越え
るように設定され、少なくとも１つのスイッチ素子の両
端に印加する電圧を引き下げることにより他のスイッチ
素子に電圧源の出力電圧の加算値を印加させて応答電圧
を越えさせるトリガ電源を有しているものであり、２端
子電圧応答形のスイッチ素子を用いながらもスイッチ素
子の応答電圧のばらつきによらず、ほぼ一定のパルス電
圧を有するパルスを発生させることができるという利点
を有する。しかも、パルスを発生させる際に回路に流れ
る電流は電圧源とスイッチ素子と負荷とにしか流れない
から、他の構成要素に不要な電流ストレスが生じないの
であって、構成部品に耐圧が比較的低いものを用いるこ
とができるとともに比較的低損失になるという利点があ
る。

【０１２５】請求項３の発明は、両端電圧が所定の応答
電圧に達すると導通する２端子電圧応答形のスイッチ素
子と出力電圧が応答電圧より低い電圧源との直列回路が
複数回路直列接続され、複数個のスイッチ素子と複数個
の電圧源との直列回路の両端間に負荷が接続され、電圧
源の出力電圧は加算値がスイッチ素子の応答電圧を越え
るように設定され、少なくとも１つのスイッチ素子に並
列接続されたインピーダンス要素とスイッチとの直列回
路を有しているものであり、２端子電圧応答形のスイッ
チ素子を用いながらもスイッチ素子の応答電圧のばらつ
きによらず、ほぼ一定のパルス電圧を有するパルスを発
生させることができるという利点を有する。しかも、パ
ルスを発生させる際に回路に流れる電流は電圧源とスイ
ッチ素子と負荷とにしか流れないから、他の構成要素に
不要な電流ストレスが生じないのであって、構成部品に
耐圧が比較的低いものを用いることができるとともに比
較的低損失になるという利点がある。その上、請求項
１、２の構成に比較してトリガ電源が不要であるから、
構成がより簡単なものになる。

【０１２６】請求項４の発明は、請求項１ないし請求項
３の発明において、電圧源がコンデンサであって、各コ
ンデンサに充電エネルギを与える直流電源と、各コンデ
ンサと各スイッチ素子と負荷との閉ループに含まれず直
流電源から各コンデンサへの充電経路にそれぞれ挿入さ
れた複数個のインピーダンス要素とを備えているもので
あり、電圧源をコンデンサで構成しているから構成が簡
単である。

【０１２７】請求項８の発明は、両端電圧が所定の応答
電圧に達すると導通する２端子電圧応答形のスイッチ素
子と両端電圧が応答電圧より低くなるように充電される
コンデンサとの直列回路が複数回路直列接続され、複数
個のスイッチ素子と複数個のコンデンサとの直列回路の
両端間に負荷が接続され、コンデンサの両端電圧は加算
値がスイッチ素子の応答電圧を越えるように設定され、
少なくとも１つのスイッチ素子に第１のインピーダンス
要素が並列接続され、各コンデンサに充電エネルギを与
える直流電源と、各コンデンサと各スイッチ素子と負荷
との閉ループに含まれず直流電源から各コンデンサへの
充電経路にそれぞれ挿入された複数個の第２のインピー
ダンス要素と、直流電源から各コンデンサへの充電経路
に挿入されたスイッチとを備えるものであり、２端子電
圧応答形のスイッチ素子を用いながらもスイッチ素子の
応答電圧のばらつきによらず、ほぼ一定のパルス電圧を
有するパルスを発生させることができるという利点を有
する。しかも、パルスを発生させる際に回路に流れる電
流は電圧源とスイッチ素子と負荷とにしか流れないか
ら、他の構成要素に不要な電流ストレスが生じないので
あって、構成部品に耐圧が比較的低いものを用いること
ができるとともに比較的低損失になるという利点があ
る。その上、請求項１、２の構成に比較してトリガ電源
が不要であり、しかもコンデンサの充電電荷を用いてス
イッチ素子を導通させるから構成が簡単である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１および第４の実施の形態を示す概
略回路図である。

【図２】本発明の第１の実施の形態の動作説明図であ
る。

【図３】本発明の第１および第４の実施の形態を示す回
路図である。

【図４】本発明の第１の実施の形態における図３の回路
の動作説明図である。

【図５】本発明の第２の実施の形態を示す回路図であ
る。

【図６】本発明の第３の実施の形態を示す回路図であ
る。

【図７】同上の動作説明図である。

【図８】本発明の第４の実施の形態の動作説明図であ
る。

【図９】本発明の第４の実施の形態における図３の回路
の動作説明図である。

【図１０】本発明の第５の実施の形態を示す回路図であ
る。

【図１１】同上の動作説明図である。

【図１２】同上の他の構成例を示す回路図である。

【図１３】図１２に示す構成の具体例を示す回路図であ
る。

【図１４】本発明の第６の実施の形態を示す回路図であ
る。

【図１５】本発明の第７の実施の形態を示す回路図であ
る。

【図１６】本発明の第８の実施の形態を示す具体回路図
である。

【図１７】本発明の第９の実施の形態を示す概略回路図
である。

【図１８】同上の動作説明図である。

【図１９】同上の回路図である。

【図２０】図１９に示した回路の動作説明図である。

【図２１】本発明の第１０の実施の形態を示す回路図で
ある。

【図２２】同上の具体例を示す回路図である。

【図２３】本発明の第１１の実施の形態を示す具体回路
図である。

【図２４】従来例を示す回路図である。

【図２５】同上の動作説明図である。

【図２６】他の従来例を示す回路図である。

【図２７】同上の動作説明図である。

【図２８】さらに他の従来例を示す回路図である。

【図２９】同上の動作説明図である。

【図３０】別の従来例を示すブロック図である。

【図３１】同上の構成例を示し、（ａ）は並列構成を示
すブロック図であり、（ｂ）は直列構成を示すブロック
図である。

【図３２】同上の構成例を示す回路図である。

【図３３】同上の動作説明図である。

【図３４】同上の他の構成例を示す回路図である。

【図３５】同上に用いるエネルギ供給源の各種構成例を
示す回路図である。

【図３６】同上に用いるトリガ電源の各種構成例を示す
回路図である。

【図３７】同上のさらに他の構成例を示す回路図であ
る。

【図３８】同上の動作説明図図である。

【図３９】同上の具体回路図である。

【図４０】同上の具体回路図である。

【符号の説明】

１ 放電灯点灯装置 ４ パルス発生装置 Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ Ｇ ギャップ素子（スイッチ素子） Ｅ１，Ｅ２ 電圧源 Ｅｓ 直流電源 Ｅｔ トリガ電源 ＰＴ パルストランス Ｖｂ 応答電圧 Ｚ１１，Ｚ１２，Ｚ２１，Ｚ２２ インピーダンス要素 Ｚｓ インピーダンス要素 Ｚｔ インピーダンス要素

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 両端電圧が所定の応答電圧に達すると導
   通する２端子電圧応答形のスイッチ素子と出力電圧が前
   記応答電圧より低い電圧源との直列回路が複数回路直列
   接続され、複数個のスイッチ素子と複数個の電圧源との
   直列回路の両端間に負荷が接続され、少なくとも１つの
   スイッチ素子の両端に電圧を印加することでこのスイッ
   チ素子を導通させるトリガ電源を有し、前記電圧源の出
   力電圧はトリガ電源により一部のスイッチ素子が導通し
   たときに加算されて他のスイッチ素子に印加される電圧
   が応答電圧を越えるように設定されていることを特徴と
   するパルス発生装置。
2. 【請求項２】 両端電圧が所定の応答電圧に達すると導
   通する２端子電圧応答形のスイッチ素子と出力電圧が前
   記応答電圧より低い電圧源との直列回路が複数回路直列
   接続され、複数個のスイッチ素子と複数個の電圧源との
   直列回路の両端間に負荷が接続され、前記電圧源の出力
   電圧は加算値が前記スイッチ素子の応答電圧を越えるよ
   うに設定され、少なくとも１つのスイッチ素子の両端に
   印加する電圧を引き下げることにより他のスイッチ素子
   に前記電圧源の出力電圧の加算値を印加させて応答電圧
   を越えさせるトリガ電源を有していることを特徴とする
   パルス発生装置。
3. 【請求項３】 両端電圧が所定の応答電圧に達すると導
   通する２端子電圧応答形のスイッチ素子と出力電圧が前
   記応答電圧より低い電圧源との直列回路が複数回路直列
   接続され、複数個のスイッチ素子と複数個の電圧源との
   直列回路の両端間に負荷が接続され、前記電圧源の出力
   電圧は加算値が前記スイッチ素子の応答電圧を越えるよ
   うに設定され、少なくとも１つのスイッチ素子に並列接
   続されたインピーダンス要素とスイッチとの直列回路を
   有していることを特徴とするパルス発生装置。
4. 【請求項４】 前記電圧源はコンデンサよりなり、各コ
   ンデンサに充電エネルギを与える直流電源と、各コンデ
   ンサと各スイッチ素子と負荷との閉ループに含まれず前
   記直流電源から各コンデンサへの充電経路にそれぞれ挿
   入された複数個のインピーダンス要素とを設けたことを
   特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の
   パルス発生装置。
5. 【請求項５】 前記各インピーダンス要素は、各コンデ
   ンサの両端にそれぞれ接続され、各インピーダンス要素
   と各コンデンサとの直列回路を並列接続した並列回路が
   前記直流電源の両端間に接続されていることを特徴とす
   る請求項４記載のパルス発生装置。
6. 【請求項６】 一部のコンデンサは前記直流電源の正極
   側にインピーダンス要素が接続され、残りのコンデンサ
   は前記直流電源の負極側にインピーダンス要素が接続さ
   れ、各コンデンサと各インピーダンス要素との直列回路
   を並列接続した並列回路が前記直流電源の両端間に接続
   されていることを特徴とする請求項４記載のパルス発生
   装置。
7. 【請求項７】 各コンデンサと各インピーダンス要素と
   の直列回路を並列接続した並列回路と前記直流電源との
   間に別のインピーダンス要素が挿入されていることを特
   徴とする請求項６記載のパルス発生装置。
8. 【請求項８】 両端電圧が所定の応答電圧に達すると導
   通する２端子電圧応答形のスイッチ素子と両端電圧が前
   記応答電圧より低くなるように充電されるコンデンサと
   の直列回路が複数回路直列接続され、複数個のスイッチ
   素子と複数個のコンデンサとの直列回路の両端間に負荷
   が接続され、前記コンデンサの両端電圧は加算値が前記
   スイッチ素子の応答電圧を越えるように設定され、少な
   くとも１つのスイッチ素子に第１のインピーダンス要素
   が並列接続され、各コンデンサに充電エネルギを与える
   直流電源と、各コンデンサと各スイッチ素子と負荷との
   閉ループに含まれず前記直流電源から各コンデンサへの
   充電経路にそれぞれ挿入された複数個の第２のインピー
   ダンス要素と、前記直流電源から各コンデンサへの充電
   経路に挿入されたスイッチとを備えることを特徴とする
   パルス発生装置。
9. 【請求項９】 前記負荷はパルストランスであることを
   特徴とするパルス発生装置。
10. 【請求項１０】 請求項９記載のパルス発生装置をイグ
    ナイタに用いたことを特徴とする放電灯点灯装置。