JP4058900B2

JP4058900B2 - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JP4058900B2
Application number: JP2000355750A
Authority: JP
Inventors: 隆浩浦壁; 明彦岩田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2000-05-24
Filing date: 2000-11-22
Publication date: 2008-03-12
Anticipated expiration: 2020-11-22
Also published as: JP2002050497A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、自動車用あるいは投射型のディスプレイ等の光源として用いられる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１８は、特開平１２−８２５９２号公報に示された従来の放電灯点灯装置を示す回路構成図である。図において、１はバッテリー等の直流電源、２は直流電源１から供給された電力を調整出力するＤＣ−ＤＣコンバータであり、そのＤＣ−ＤＣコンバータ２において、２ａはトランス、２ｂはＦＥＴ（ＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、２ｃはダイオードである。３はアース、４は放電灯電流Ｉ_L検出用のシャント抵抗、５０はＦＥＴ５０ａ〜５０ｄによりＨ型に構成され、ＤＣ−ＤＣコンバータ２により調節された直流電力を交流電力に変換するフルブリッジ回路（以下、Ｈブリッジと記す）、６はそのＨブリッジ５０により変換された交流電力により駆動される放電灯である。
また、７はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力の陰極側から放電灯電圧Ｖ_Lを入力すると共に、シャント抵抗４のＨブリッジ５０側から放電灯電流Ｉ_Lを入力するインタフェース（以下、Ｉ／Ｆと言う）、８はＩ／Ｆ７を介して逐次検出される放電灯電圧Ｖ_L、放電灯電流Ｉ_L、および予め設定された回路インピーダンス固定値に基づいて放電灯６に供給される電力が所定値になるようにＤＣ−ＤＣコンバータ２のＦＥＴ２ｂを制御するマイクロコンピュータ（以下、マイコンと言う）である。
【０００３】
次に動作について説明する。放電灯６の点灯始動時には、直流電源１から供給された電力をＤＣ−ＤＣコンバータ２により調整出力し、さらに、Ｈブリッジ５０により直流電力を交流電力に変換して放電灯６を駆動する。ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力の陰極側から検出される放電灯電圧Ｖ_Lは、図１９に示すように−４００Ｖまで昇圧され、さらに、ピークでおおよそ２０ｋＶまで昇圧されてから放電灯６が点灯し、その後、−９０Ｖで点灯安定状態となる。これらの制御はマイコン８により、Ｉ／Ｆ７を介して逐次検出される放電灯電圧Ｖ_Lおよび放電灯電流Ｉ_Lに基づいて放電灯６に供給される電力が所定値になるようにＤＣ−ＤＣコンバータ２のＦＥＴ２ｂを制御することによって行われる。
放電灯６が点灯した後、Ｈブリッジ５０のＦＥＴ５０ａとＦＥＴ５０ｄをＯＮ、ＦＥＴ５０ｂとＦＥＴ５０ｃをＯＦＦとしたスイッチ状態と、ＦＥＴ５０ａとＦＥＴ５０ｄをＯＦＦ、ＦＥＴ５０ｂとＦＥＴ５０ｃをＯＮとしたスイッチ状態を繰り返すことにより交流電圧を放電灯６に印加する。
ところで、点灯安定状態における放電灯６に供給される放電灯電力は、３４Ｗが望ましいとされている。しかしながら、単にマイコン８により放電灯電圧Ｖ_Lおよび放電灯電流Ｉ_Lに基づいて放電灯６に供給される電力を３４Ｗに制御したのでは、Ｈブリッジ５０のＦＥＴ５０ａ〜５０ｄのオン抵抗分の電圧降下による損失があるため、実際に放電灯６に供給される電力は３４Ｗよりも低下してしまう。そこで、Ｈブリッジ５０のＦＥＴ５０ａ〜５０ｄのオン抵抗分を予め見込んで回路インピーダンス固定値を設定しておき、マイコン８により放電灯電圧Ｖ_L、放電灯電流Ｉ_L、および予め設定された回路インピーダンス固定値に基づいて、Ｈブリッジ５０のＦＥＴ５０ａ〜５０ｄのオン抵抗分による電力損失があっても放電灯６に供給される電力が３４Ｗになるように制御している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来の放電灯点灯装置は以上のように構成され、Ｈブリッジ５０には最大４００Ｖの高電圧が印加されることから、Ｈブリッジ５０を構成するＦＥＴは４００Ｖに耐えうる高耐電圧性を要求される。このような高耐電圧性を有するＦＥＴは単価が高く、しかも上記従来構成ではこのような単価の高い上記ＦＥＴを４個も使用している。従って、上記のようなＨブリッジによるインバータ回路構成は、コンパクト化、低コスト化を図る上で、一つの弊害となっており、Ｈブリッジ５０のＦＥＴ素子個数の削減、あるいは、Ｈブリッジに印加される電圧の低減は、放電灯点灯装置の課題となっていた。
【０００５】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、直流電圧を交流電圧に変換して放電灯を駆動する放電灯駆動手段（インバータ回路部分）を構成する素子数の削減、あるいは、上記放電灯駆動手段に印加される電圧の低減を図ることにより、コンパクト化、低コスト化を図ることを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１の構成による放電灯点灯装置は、電源から供給される電力を調整して、それぞれ異なる電位を有する電圧を２つの配線より出力する電力調整手段と、１つのスイッチング素子により構成され、入力端子が上記電力調整手段の２つの配線に接続されると共に、上記入力端子のうちの一方の入力端子が放電灯の一方の電極に接続され、出力端子が上記放電灯の他方の電極に接続されたスイッチング回路部と、上記スイッチング回路部の一方の入力端子と上記放電灯と上記スイッチング回路部の出力端子とを接続する回路中に、上記放電灯と直列に接続したコンデンサとを備え、単パルス信号に基づいて上記スイッチング回路部がオンオフ動作を行い、上記スイッチング回路部のオフ期間に上記電力調整手段へ連続パルス信号を印加して上記電力調整手段が複数回のスイッチングを行うことで、上記電力調整手段から上記放電灯へ電流を供給するとともに、上記コンデンサへの充電を行なう過程と、上記スイッチング回路部のオン期間に上記電力調整手段への連続パルス信号の印加を停止し、上記コンデンサから上記放電灯へ逆方向の電流を供給する過程とを繰り返して、上記放電灯を交流駆動するものである。
【０００８】
また、本発明の第２の構成による放電灯点灯装置は、第１の構成において、点灯準備をする待機期間と、少なくともコンデンサの電圧Ｖcを検知し、放電灯が点灯後、上記電圧Ｖcが所定の電圧になるまで、上記放電灯の電極を放電灯電流によって加熱する電極加熱期間と、上記放電灯に交流電流を流し、放電を持続させるＡＣ放電期間とを備えたものである。
【０００９】
また、本発明の第３の構成による放電灯点灯装置は、第１または第２の構成において、スイッチング回路部は、一方の入力端子がスイッチング素子を介して出力端子に接続され、他方の入力端子が出力端子に直接接続されているものである。
【００１０】
また、本発明の第４の構成による放電灯点灯装置は、第１ないし第３のいずれかの構成において、スイッチング素子は放電灯電流が所定値になるように制御電圧を調節する手段を備えたものである。
【００１１】
また、本発明の第５の構成による放電灯点灯装置は、第１ないし第４のいずれかの構成において、電力調整手段より出力される電圧を平滑化するとともに、放電開始時に放電灯に電流を供給する電圧平滑・初期電流供給手段をするものである。
【００１２】
また、本発明の第６の構成による放電灯点灯装置は、第５の構成において、放電灯の交流駆動にあたって、電力調整手段の動作を停止する期間とスイッチング素子のオフ期間とを重ねた不感期間を設けたものである。
【００１３】
また、本発明の第７の構成による放電灯点灯装置は、第５の構成において、電圧平滑・初期電流供給手段は、抵抗とダイオードとの並列回路および第１のコンデンサを直列接続した回路と、第２のコンデンサとを並列に配置することにより構成したものである。
【００１５】
また、本発明の第８の構成による放電灯点灯装置は、電源から供給される電力を調整して、正、負２値の電圧を２つの配線より出力する電力調整手段と、第１および第２のスイッチング素子により構成され、上記電力調整手段の２つの配線と放電灯の一方の電極との接続を制御するスイッチング回路部とを備え、上記放電灯のもう一方の電極が、上記正、負２値の電圧の中心電圧レベルになるように構成し、上記電力調整手段の２つの配線のうちの一方の配線と上記スイッチング回路部との間に第３のスイッチング素子を配置し、点灯準備をする待機期間には、上記第３のスイッチング素子をオフ状態としたものである。
【００１６】
また、本発明の第９の構成による放電灯点灯装置は、電源から供給される電力を調整して、正、負２値の電圧を２つの配線より出力する電力調整手段と、第１および第２のスイッチング素子により構成され、上記電力調整手段の２つの配線と放電灯の一方の電極との接続を制御するスイッチング回路部とを備え、上記放電灯のもう一方の電極が、上記正、負２値の電圧の中心電圧レベルになるように構成し、上記電力調節手段は、上記正の電圧とアース電圧と上記負の電圧を出力する３つの端子を有し、上記アース電圧を出力するアース端子と、上記正または負のどちらか一方の電圧を出力する電圧端子との間に、上記第１および第２のスイッチング素子に印加される電圧とは逆極性の電圧を発生し、上記第１および第２のスイッチング素子のいずれか一方に印加される電圧を低下させる電圧クランプ素子を接続したものである。
【００１７】
また、本発明の第１０の構成による放電灯点灯装置は、第９の構成において、正の電圧とアース電圧と負の電圧とからなる３つの電圧レベルは、２個のトランスを用いることにより形成したものである。
【００１８】
また、本発明の第１１の構成による放電灯点灯装置は、第９の構成において、正の電圧とアース電圧と負の電圧とからなる３つの電圧レベルは、コアの一方の端部に１次巻線と２次巻線とを配置し、もう一方の端部にもう一つの１次巻線と３次巻線を配置した一体型のトランスを用いることにより形成したものである。
【００２０】
また、本発明の第１２の構成による放電灯点灯装置は、第１ないし第１１のいずれかの構成において、放電灯はイグナイター回路を有するものである。
【００２１】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、本発明の実施の形態１を図を用いて説明する。
図１はこの発明の実施の形態１による放電灯点灯装置を示す回路構成図である。図において、１はバッテリー等の直流電源、２は直流電源１から供給された電力を調整出力するＤＣ−ＤＣコンバータ（電力調整手段）であり、トランス２ａ、ＦＥＴ２ｂ、ダイオード２ｃ、コンデンサ２ｄにより構成される。コンデンサ２ｄは放電開始時に放電灯に電流を流しこむ機能と出力電圧を平滑化する機能を有する（電圧平滑・初期電流供給手段）。３はアース、４は放電灯電流Ｉ_L検出用のシャント抵抗、５はスイッチング回路であり、入力端子がＤＣ−ＤＣコンバータの２つの配線に接続されるとともに、一方の入力端子がスイッチング素子（ＦＥＴ）５ｂを介して出力端子に接続され、他方の入力端子が出力端子に直接接続され、かつ上記出力端子が放電灯６の一方の電極に接続されたスイッチング回路である。７はＩ／Ｆ、８はマイコンである。９は放電開始時に２０ｋＶ程度の高電圧を放電灯に印加する機能を備えたイグナイター回路であり、巻線比１：１００のパルストランス９ａ、放電開始のエネルギーを蓄積するコンデンサ９ｂ、４００Ｖで導通するギャップスイッチ９ｃ、スイッチオンから放電開始までの時間を決めている１０ｋΩ抵抗９ｅ、逆流防止のダイオード９ｆ、および放電開始時に放電灯６に高ピーク、短パルスの電流を流すためのコンデンサ９ｄにより構成されている。１０は電解タイプの充分に容量の大きなコンデンサであり、ＤＣパルス電圧を放電灯６の電極間で交流電圧パルスに変換するためのＤＣパルス／ＡＣパルス変換用コンデンサである。コンデンサ１０はスイッチング回路５の一方の入力端子（ＦＥＴ５ｂ側の入力端子）とイグナイター回路９とを接続する回路中に、放電灯６と直列に設置されている。また、コンデンサ１０には、コンデンサ１０と並列に、コンデンサ１０に逆極性電圧が印加されないようにダイオード１２、保護用に１０ｋΩ〜１ＭΩの抵抗１１が接続されている。
【００２２】
次に上記各回路素子の接続について説明する。
図１において、直流電源１のプラス側は、トランス２ａの１次巻線の巻き終わり側に接続され、一次巻線の巻き始め側はＦＥＴ２ｂのドレインに接続されている。アース３はＦＥＴ２ｂのソース、および直流電源１のマイナス側に接続されている。ＦＥＴ２ｂのゲートには、マイコン８からの信号Ｓｉｇ．３が入力される。トランス２ａの２次巻線の巻き始め側は、ダイオード２ｃのアノードに接続され、巻き終わり側はアース３に接続されている。ダイオード２ｃのカソードは、コンデンサ２ｄの一方の電極と、スイッチング回路５の他方の入力端子と接続されている。スイッチング回路５の他方の入力端子は出力端子と直接接続されるとともに、ＦＥＴ５ｂのドレインと接続され、さらに、ＦＥＴ５ｂのソースは、シャント抵抗４を介してアース３に接続されている。ＦＥＴ５ｂのゲートには、マイコンからの信号Ｓｉｇ．２が入力される。スイッチング回路５の出力端子は放電灯６の一方の電極に接続され、さらに、イグナイター回路９のコンデンサ９ｄ、ダイオード９ｆのアノードに接続されている。ダイオード９ｆのカソードは、抵抗９ｅを介してコンデンサ９ｂ、ギャップスイッチ９ｃの一方の電極に接続される。ギャップスイッチ９ｃのもう一方の電極は、パルストランス９ａの一次巻線を介してコンデンサ９ｂ、９ｄのもう一方の電極に接続され、さらに、パルストランス９ａの二次巻線を介して放電灯６のもう一方の電極に接続されている。コンデンサ９ｂ、９ｄ、パルストランス９ａの一次巻線には、コンデンサ１０のアノード、抵抗１１、およびダイオード１２のカソードが接続され、コンデンサ１０のカソード、抵抗１１の他方の電極、およびダイオード１２のアノードは、シャント抵抗４を介してアース３に接続されている。
また、スイッチング回路５の他方の入力端子（出力端子と直接接続された入力端子）の電圧Ｖ_Lと、シャント抵抗４から検出される放電灯電流Ｉ_Lと、ＤＣパルス／ＡＣパルス変換用のコンデンサ１０の電圧Ｖ_cは、Ｉ／Ｆ７を介してマイコン８に入力される。マイコン８内で予め設定された値に従って、コントロール信号Ｓｉｇ．２、Ｓｉｇ．３により、ＦＥＴ２ｂ、５ｂが制御される。
【００２３】
次に動作を説明する。
図２は、コントロール信号Ｓｉｇ．２、Ｓｉｇ．３の入力信号と、Ｖ_L、Ｖ_cの電圧、放電灯電流の出力波形が示されたタイミング図である。まず、電源１のスイッチがオンされると、信号Ｓｉｇ．３にパルス信号が発生することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ２が動作し、信号Ｓｉｇ．２がロウになることにより、ＦＥＴ５ｂがＯＦＦになる。Ｓｉｇ．３は、１００ｋＨｚのパルス信号であり、電圧Ｖ_L値と予め設定された電圧値とを比較しながらそのパルス信号は制御され、ＤＣ／ＤＣコンバータ２のＦＥＴ２ｂのゲート信号がコントロールされることにより、電圧Ｖ_Lが４００Ｖまで単調に上昇し、コンデンサ２ｄを充電する。スイッチング回路５の他方の入力端子と出力端子とは直接接続されているため、そのとき同時にギャップスイッチ９ｃに並列に接続されたコンデンサ９ｂ、そしてコンデンサ９ｄも充電することになる。この期間は点灯準備をする期間であり、待機期間と呼ぶ。
【００２４】
コンデンサ２ｄ、９ｂ、９ｄに蓄積された電圧が４００Ｖに達すると、ギャップスイッチ９ｃが導通し、パルストランス９ａの一次巻線に大きな電流が流れ、パルストランス９ａの２次巻線に約２０ｋＶの高電圧が発生し、放電灯６に高ピーク、短パルス幅の電流（ブレークダウン電流）が流れ、放電が開始する。放電により放電灯６の電極間の電圧が急激に低下すると同時に、ＤＣ／ＤＣコンバータ２のコンデンサ２ｄに蓄えられていた電荷がスイッチング回路５の他方の入力端子と出力端子を介して放電灯６に流れ込み、放電を持続させる（放電成長電流）。それ以降は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２により、１Ａ程度の電流が放電灯６に供給され続ける。放電灯６が放電し始めると、コンデンサ１０が放電灯６を介して充電され、電圧Ｖ_cが上昇し始める。電圧Ｖ_cがマイコン８内で設定されている値の１４０Ｖ程度に上昇するまで、このＤＣ的に放電灯６に電流を流し続ける過程は続く。この期間を電極加熱期間と呼ぶ。この電極加熱期間は、放電灯の電極を加熱し放電電圧を十分低下させるためのものであり、また、ＦＥＴ５ｂのスイッチング状態を逆転させたときの放電灯６に印加させる電圧を、放電するのに十分な値まで上昇させるためのものでもある。その電圧は、実験より１００Ｖ以上が好ましいことが分かっている。
【００２５】
電圧Ｖ_cがマイコン８の内部設定値の１４０Ｖになったら、Ｓｉｇ．３のパルス信号を停止して、ＤＣ／ＤＣコンバータ２を停止させ、Ｓｉｇ．２をハイにして、ＦＥＴ５ｂをＯＮ状態にして、コンデンサ１０に蓄えられていた電荷を放電灯６に供給する。前期間とは逆方向の電流が放電灯に流れる。電極加熱期間において、放電電圧が４０Ｖ〜９０Ｖに低下した状態で、１４０Ｖもの電圧が放電灯に印加されるので、前期間よりも大きな電流が流れるが、ＤＣパルス／ＡＣパルス変換用コンデンサ１０の容量値が十分大きいので、電圧Ｖ_cの電圧降下はそれほど大きくない。ある一定時間コンデンサ１０から放電灯６に電流を供給したら、再び、Ｓｉｇ．３のパルス信号をＯＮ、Ｓｉｇ．２をロウとして、ＤＣ／ＤＣコンバータ２を動作させ、ＦＥＴ５ｂをＯＦＦ状態にして、ＤＣ／ＤＣコンバータ２から放電灯６へ電荷を供給する。この繰り返し周期は、２００Ｈｚ以上である。この期間をＡＣ放電期間と呼ぶ。電流出力Ｉ_L、電圧出力Ｖ_Lとマイコン８の設定値を比較することにより、電力制御を行い、ＡＣ放電期間になった後は速やかに電力３４Ｗを保持するように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２のＦＥＴ２ｂを信号Ｓｉｇ．３によりコントロールする。
【００２６】
以上説明したように、本実施の形態は、従来のスイッチング回路がＨブリッジ構成で４つのＦＥＴを使用していたのに対して、１つのＦＥＴの使用で済むため、各ＦＥＴのゲートコントロール回路も含めると、コンデンサ１０が追加されたとしてもコストの削減ができ、コンパクト化が可能となることが分かる。
【００２７】
また、本実施の形態では、コンデンサの電圧Ｖ_cを検知してスイッチング回路部におけるスイッチングのタイミングを制御しているので、安定した放電発光が得られるようになる。即ち、放電灯が点灯後、コンデンサの電圧Ｖ_cが所定の電圧になるまで放電灯の電極を放電灯電流によって加熱するように制御しているため、スイッチング状態を逆転させたとき、放電灯に印加させる電圧が十分な値まで上昇しており、これにより安定した放電発光が得られるようになる。
【００２８】
なお、図１に示す実施の形態においてはコンデンサ１０、およびコンデンサ１０と並列に設けられた抵抗１１とダイオード１２の位置は、スイッチング回路５の一方の入力端子（ＦＥＴ５ｂ側の入力端子）とイグナイター回路９とを接続する回路中に、放電灯６と直列に設置したが、スイッチング回路５の出力端子側、即ちスイッチング回路５の出力端子とイグナイター回路９とを接続する回路中に、放電灯６と直列に設置してもよい。
【００２９】
実施の形態２．
図３はこの発明の実施の形態２に係わるスイッチング回路部分を示す回路構成図である。ＤＣパルス／ＡＣパルス変換用のコンデンサ１０の容量値は、実施の形態１と比較して１／１０程度になっている。更なるコンパクト化、低コスト化を考えた場合、コンデンサ１０の容量値は、小さければ小さい方が良いからである。この実施の形態２では、コンデンサ容量を低下させた場合の回路構成、制御方法を述べる。
【００３０】
図３に示すように、スイッチング回路５の構成が実施の形態１と異なっている。本実施の形態においては、ＦＥＴ５ｂのゲート−ソース間に抵抗５ｄが接続され、ＦＥＴ５ｂのゲートと抵抗５ｄの接続点とＩ／Ｆ７の間に可変抵抗５ｃが配置されている。ＦＥＴ５ｂのゲート電圧は、可変抵抗５ｃの抵抗値を変化させることにより調節することができる。ＦＥＴ５ｂのゲート電圧を絞ることにより、ある一定以上の電流は流れなくなる。実施の形態１では十分大きな容量のコンデンサを用いていたが、本発明の形態２ではこの容量値が小さくなっているため、大電流が短時間のうちに流れてしまうと電圧降下が大きくなり、放電電圧不足が原因となり放電が立ち消えてしまう。このような回路構成にした理由は、ゲート電圧を調節して２．５Ａ以上の電流が流れないようにすることにより、ＤＣパルス／ＡＣパルス変換用コンデンサ１０から放電灯６へ電流を流す期間に発生する電圧降下をできるだけ小さくするためである。
なお、ＤＣパルス／ＡＣパルス変換用コンデンサ１０に並列に逆極性電圧防止用のダイオード１２が接続されているが、コンデンサ１０をフィルムコンデンサ等の極性がないものを使用した場合は、ダイオード１２は必要ないことは言うまでもない。
【００３１】
次に動作について説明する。
図４にＳｉｇ．２、Ｓｉｇ．３の信号波形と、Ｖ_L、Ｖ_cの電圧、放電灯電流の出力波形を示す。実施の形態１と異なる期間は、電極加熱期間とＡＣ放電期間の始めである。待機期間は上記実施の形態１と同じである。電極加熱期間になると、同様に、ブレークダウン電流、放電成長電流が流れる。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ２を動作させることにより、放電灯６を介してコンデンサ１０を充電する。コンデンサ１０の電圧Ｖ_cがマイコン８に予め設定してある電圧（１４０Ｖ程度）になったら、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作を停止させ、ＦＥＴ５ｂをオンさせ放電灯６に逆方向の電流を流す。コンデンサ１０の電荷は放電灯６へ放出され、放電が持続する。その時、やはりマイコン８の制御によって、電圧Ｖ_cが放電灯の放電電圧（前放電サイクルのＤＣ／ＤＣコンバータ動作時に検出されたＶ_L−Ｖ_c _の値）になるまでスイッチの状態は保持される。Ｖ_cが放電灯の放電電圧になったら、ＤＣ／ＤＣコンバータ２を動作させ、ＦＥＴ５ｂをＯＦＦにし、ＤＣ／ＤＣコンバータから再び放電灯６へ電荷を供給し放電を持続させる。このときも電圧Ｖ_cが１４０Ｖまでスイッチ状態は保持される。このサイクルがシャント抵抗４により検出される放電灯電流Ｉ_Lの積分値が６０ｍＡｓ（６０ｍＣ）になるまで繰り返される。電極加熱期間に複数回このサイクルを繰り返すのは、実施の形態１に対してコンデンサ１０の容量値が小さいためであり、電極加熱に放電灯に与えるべき総電荷量をマイコン８で設定したある規定値に達せさせるために複数回必要であるということである。
【００３２】
また、本実施の形態２では、ＦＥＴ５ｂのゲート電圧を絞り、ＦＥＴ５ｂがＯＮした時に流れる電流を制限しているため、コンデンサ１０の電圧降下が抑えられ、コンデンサ１０の容量値が実施の形態１の１／１０程度と小さいにも関わらず、コンデンサ１０から放電灯６へ電流を供給する時間をある程度とることができている。
【００３３】
６０ｍＡｓの電荷量を放電灯６に供給した後、ＡＣ放電期間に移行する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２を動作させ、ＦＥＴ５ｂをＯＦＦ状態で移行する場合は、放電灯の放電電圧（前放電サイクルのＤＣ／ＤＣコンバータ動作時に検出され、マイコン８に記憶されたＶ_L−Ｖ_c）を２倍した値と電圧Ｖ_Lが等しくなったらＡＣ放電期間に移行する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２を停止させ、ＦＥＴ５ｂをＯＮ状態で移行する場合は、放電灯の放電電圧と電圧Ｖ_cとが等しくなったらＡＣ放電期間に移行する。ＡＣ放電期間は、実施の形態１と同様に２００Ｈｚ以上で駆動され、電極加熱期間同様、ＤＣ／ＤＣコンバータ２を動作、ＦＥＴ５ｂをＯＦＦとする過程と、ＤＣ／ＤＣコンバータを停止、ＦＥＴ５ｂをＯＮとする過程の繰り返しで放電灯６をＡＣ放電点灯させる。定常放電時の電力は、同様に３４Ｗに制御されている。
【００３４】
実施の形態３．
図１、図３に示す上記実施の形態１、２においては、電圧平滑化、放電開始時の電流源としての役割をもつコンデンサ２ｄがＤＣ／ＤＣコンバータ２内に配置されている。もし、何の工夫もなくスイッチング動作を行ったとすると、スイッチＦＥＴ５ｂをＯＮしたとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ動作時にコンデンサ２ｄに蓄えられた電荷をすべてスイッチＦＥＴ５ｂのＯＮ抵抗で消費することになり、大きな電力損失を発生させてしまう。そのときの電力損失を見積もる。定常時の３４Ｗ動作時の放電灯６に印加される電圧は約８５Ｖであり、例えば、コンデンサ容量値１μＦ、１ｋＨｚでＡＣ放電させたとすると、電力損失Ｐは、
Ｐ＝（１／２）×（１μＦ）×（８５Ｖ×２）²×（１ｋＨｚ）＝１４．４５Ｗ
にもなってしまう。
本実施の形態３では、スイッチングの工夫を行い、この電力損失を抑えるようにしたものであり、図５は本実施の形態３による放電灯点灯装置のＡＣ放電期間における信号波形のタイミングを示す図である。ＡＣ放電期間において、スイッチの切り替え時のＦＥＴ５ｂをＯＮする直前に、ＤＣ／ＤＣコンバータ停止期間とＦＥＴ５ｂのＯＦＦ期間とを重ねた両ＯＦＦ期間（図中、不感期間）を設けている。このスイッチの不感期間は、コンデンサ２ｄに蓄えられていた電荷を、放電灯電圧が放電が立ち消えしない程度のゼロに近い値でになるまで供給するための期間である。例えば、Ｖ_L電圧１７０Ｖ（８５Ｖ×２）がＶ_c電圧である８５Ｖになる手前の１００Ｖになるまでの期間を不感期間とし、上記の条件とすると、電力損失Ｐ’は、
Ｐ’＝（１／２）×（１μＦ）×（１００Ｖ）²×（１ｋＨｚ）＝５Ｗ
まで低下できる。
【００３５】
実施の形態４．
図６は本発明の実施の形態４による放電灯点灯装置の回路構成図であり、図５で説明した実施の形態３とは別の電力損失を抑えた回路構成の放電灯点灯装置である。
ＤＣ／ＤＣコンバータ内のコンデンサ２ｄが配置されていた位置に、コンデンサ１０２ｄ（第２のコンデンサ）を設け、さらに抵抗１０２ｆとダイオード１０２ｇとを並列接続し、コンデンサ１０２ｅ（第１のコンデンサ）を直列接続したものを、上記コンデンサ１０２ｄと並列に接続している。ダイオード１０２ｇのカソードはダイオード２ｃのカソードに接続され、アノードはコンデンサ１０２ｅに接続されている。動作は、実施の形態２とまったく同じである。
【００３６】
上記実施の形態１〜３において、電圧の平滑化と放電開始時の電流の供給源の役割をもつコンデンサ２ｄの機能を分離し、平滑化はコンデンサ１０２ｄに、放電開始時の電流の供給源はコンデンサ１０２ｅに、役割を分担させている。本実施の形態では、コンデンサ１０２ｄの容量値は、電力損失がそれほど大きくならず電圧平滑化がある程度できる値、コンデンサ１０２ｅの容量値は、実施の形態１〜３のコンデンサ１０２ｄと同程度の放電開始時の電流が供給できる程度の値、抵抗１０２ｆの抵抗値は、コンデンサ１０２ｅとの容量値から定まる時定数がＡＣ放電期間の周期に比べて充分大きくなるような値にしている。このような回路構成にすることによって、ＦＥＴ５ｂがＯＮした場合の電力損失を抑えることができる。コンデンサ１０２ｅへの充電は、４００Ｖまで緩やかに時間をかけて（ＡＣ放電期間の周期よりも十分長い）行う待機期間のみになる。ＡＣ放電期間は、待機期間よりも非常に早い充放電（２００Ｈｚ以上）になるため、抵抗１０２ｆの存在によりほとんど充電されないために、電力損失は非常に小さくなる。また、平滑化用コンデンサ１０２ｄの容量値を小さな値に抑えているため、このコンデンサによる電力損失も小さい。例えば、ＡＣ放電周波数１ｋＨｚ、放電灯放電電圧８５Ｖとし、Ｖ_L電圧が１７０Ｖから１００Ｖになるまでの電荷は放電灯に供給し、コンデンサ１０２ｄの容量値を０．１μＦとした場合、コンデンサ１０２ｄによる電力損失Ｐは、上記のように蓄積電荷を放電灯電流に有効に使用するとして、
Ｐ＝（１／２）×（０．１μＦ）×（１００Ｖ）²×（１ｋＨｚ）＝０．５Ｗ
になる。コンデンサ１０２ｅによる電力損失はゼロに近いため、損失は０．５Ｗに抑えられる。
【００３７】
なお、本実施の形態４において、コンデンサ１０に実施の形態１で述べたような大きな容量値のものを用いた場合、実施の形態１と同様にＦＥＴ５ｂのゲートに接続した抵抗５ｃ、５ｄを取り外し、図２に示したような動作をさせても問題なく放電灯６を点灯できることは言うまでもない。
また、本実施の形態では不感期間を設けた場合を示したが、不感期間を設けないで、図６の構成とするだけでも電力損失が低減される効果がある。
【００３８】
実施の形態５．
放電灯の点灯において、ナトリウムイオンの管壁への拡散（ナトリウムの損失）を嫌って、放電灯をアースにし、印加電圧をマイナスにすることがある。そのような放電灯の点灯は、実施の形態１〜４において非常に簡単に実現できる。その回路構成について、実施の形態４を例にして示す。図７は、実施の形態４において、アース電位を基準としてマイナスパルスで放電灯６を点灯する場合の回路構成が示されている。回路構成はプラスとマイナスが入れ替わっただけである。
【００３９】
図７において、図６で示した実施の形態４と異なる点について述べる。ＤＣ／ＤＣコンバータ２のハイ側出力電圧がアース３に接続され、スイッチング回路５のＦＥＴ５ｂ、抵抗５ｃ、５ｄがＤＣ／ＤＣコンバータ２のハイ側出力に配置され、ロウ側はスイッチング回路５の出力端子に接続されている。スイッチング回路５の出力パルスがアースを基準としたマイナス電圧パルスになっているので、ＤＣパルス／ＡＣパルス変換用コンデンサ１０に並列に接続されているダイオード１２の方向が逆向きになっている。出力電圧Ｖ_L、Ｖ_cがマイナス方向になるだけで、放電灯電流、入力信号Ｓｉｇ．２、Ｓｉｇ．３は、図４、図５に示した波形と変わらない。従って、動作は実施の形態４と同じである。
【００４０】
実施の形態６．
図８は本発明の実施の形態６による放電灯点灯装置の回路構成図である。
実施の形態１〜５のＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力電圧は、正または負の電圧値Ｖ_Lとアースといった、ハイとロウの２つのレベルの電圧だけだったのに対して、本実施の形態６では、正および負の２値の電圧値とアース電圧といった、ハイとロウとそれらの中心レベルの３値が出力できるようになっている。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の構成が上述の実施の形態とは異なる。ＤＣパルス／ＡＣパルス変換用コンデンサも必要なくなっている。
【００４１】
図８に示す回路構成において、イグナイター回路９、放電灯６、直流電源１、Ｉ／Ｆ７、マイコン８、シャント抵抗４は、上記実施の形態１〜５と同じである。スイッチング回路５の構成は、ＦＥＴ５ａ（第１のスイッチング素子）とＦＥＴ５ｂ（第２のスイッチング素子）の２個のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路であり、ＦＥＴ５ａ、５ｂのゲートには、マイコンからの信号Ｓｉｇ．１、Ｓｉｇ．２が入力される。ＦＥＴ５ａのドレインにはアースを基準としてハイ電圧Ｖ_H、ＦＥＴ５ｂのソースにはアースを基準としてロウ電圧Ｖ_Kが供給される。スイッチング回路５の出力端子は、放電灯６の片側の電極に接続され、放電灯６のもう一方の電極は、イグナイター回路９のパルストランス９ａとシャント抵抗４を介してアース３に接続され、ハイ電圧Ｖ_Hとロウ電圧Ｖ_Kの中心電圧レベルになるように構成されている。
【００４２】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２のトランス２０２ａは、実施の形態１〜５とは異なり、１次、２次、３次巻線から構成されている。ハイ電圧を出力する２次巻線の一方には、ダイオード２ｃのアノードが接続され、もう一方にはアース３が接続されている。ダイオード２ｃのカソードは、ＦＥＴ５ａのドレインと、電圧平滑化および放電開始時の電流供給源として機能するコンデンサ２ｄが接続され、コンデンサ２ｄのもう一方はアース３に接続されている。また、トランス２０２ａのロウ側電圧を出力する３次巻線の一方には、ダイオード２０２ｈのアノードが接続され、もう一方にはＦＥＴ５ｂのソースが接続されている。ダイオード２０２ｈのカソードは、アース３と、電圧平滑化として機能するコンデンサ２０２ｉが接続され、コンデンサ２０２ｉのもう一方はＦＥＴ５ｂのソースに接続されている。本実施の形態６ではハイ側の電圧Ｖ_H、ロウ側の電圧Ｖ_K、放電灯電流Ｉ_Lを検知し、マイコン８により比較処理されることにより、放電灯６の点灯が制御される。
【００４３】
次に動作について説明する。
図９に、ＦＥＴ５ａ、ＦＥＴ５ｂ、ＦＥＴ２ｂのゲート入力波形と、電圧Ｖ_H、Ｖ_Kの波形と、放電灯電流波形を示す。待機期間において、電圧Ｖ_Hは４００Ｖまで上昇し、電圧Ｖ_Kは−４００Ｖまで低下する。ＦＥＴ５ａがＯＮ、ＦＥＴ５ｂがＯＦＦ状態であるので、イグナイター回路９内のコンデンサ９ｂも４００Ｖまで充電され、ギャップスイッチ９ｃが導通し、放電灯６間には２０ｋＶ程度のパルス電圧が印加され、放電が開始する。放電が開始すると、ブレークダウン電流が放電灯６に流れ、コンデンサ２ｄに蓄積された４００Ｖ分の電荷を放電開始時の電流として放電灯６に供給する。
【００４４】
電極加熱期間において、スイッチング状態は待機期間の状態が保持され、一方向の電流が放電灯６に供給され続ける。電流Ｉ_Lを検知することにより、流れた電荷量が３０ｍＣに達したら、ＦＥＴ５ａをＯＦＦ、ＦＥＴ５ｂをＯＮ状態とし、逆方向の電流を放電灯６に流す。やはり、３０ｍＣに達したら、ＡＣ放電期間に移行する。
【００４５】
ＡＣ放電期間においては、放電灯６は２００Ｈｚ〜２０ｋＨｚの交流駆動により、点灯制御される。そのときのトランス２０２ａの２次巻線、３次巻線の出力電圧は、絶対値で言うと４０Ｖ〜９０Ｖである。定常状態では、上述のように３４Ｗの電力が維持される。
【００４６】
実施の形態６のメリットは、従来のスイッチング回路では４つのＦＥＴを使用していたのに対して、２つのＦＥＴで済む点である。また、実施の形態１〜５において使用されたＤＣパルス／ＡＣパルス変換用コンデンサが必要なくなる。従って、コンパクト化および低コスト化にメリットがある。
【００４７】
実施の形態７．
実施の形態６では、図９に示すように待機期間において、ＦＥＴ５ｂのドレイン−ソース間に最大８００Ｖの電圧が印加されることになる。高耐圧部品は、サイズが大きく、単価も高いため、印加電圧が下げられるのであれば、スイッチをもう一つ追加しても、コンパクト化および低コスト化にメリットがでる。
図１０は、この発明の実施の形態７による放電灯点灯装置を示す回路構成図である。実施の形態６と異なる点は、トランス２０２ａの３次巻線とＦＥＴ５ｂの間にＦＥＴ３０２ｊが配置されているのみである。ＦＥＴ３０２ｊのゲートには、マイコン８より信号Ｓｉｇ．４が入力される。
【００４８】
次に動作について説明する。
図１１に、ＦＥＴゲート入力波形動作Ｓｉｇ．１、Ｓｉｇ．２、Ｓｉｇ．３、Ｓｉｇ．４、および、出力波形電圧Ｖ_H、Ｖ_k、放電灯電流波形が示されている。実施の形態６（図９）と異なるのは待機期間だけであり、待機期間において、電圧Ｖ_Kは、ＦＥＴ３０２ｊをＯＦＦ状態としているため電圧ゼロになっている。待機期間にＦＥＴ３０２ｊをＯＦＦ状態としたことにより、ＦＥＴ５ｂに印加される電圧が最大４００Ｖになるため、実施の形態６で用いるスイッチング素子よりも低耐電圧のものを使用できるので、コンパクト化および低コスト化が図れる。
【００４９】
実施の形態８．
図１２はこの発明の実施の形態８による放電灯点灯装置を示す回路構成図であり、実施の形態７と同様に、実施の形態６のＦＥＴ５ｂに最大８００Ｖ印加されることを、スイッチを追加しないで解決したものである。
ＤＣ／ＤＣコンバータ２以外は、実施の形態６、７と同じである。
ＤＣ／ＤＣコンバータ２において、１次、２次、３次巻線を有するトランスが１次、２次巻線を有するトランス４０２ａ、４０２ｋの２個に置き換わり、コンデンサ２０２ｉに並列に電圧クランプ素子４０２ｌを接続した点が、実施の形態６と異なる。クランプ素子４０２ｌは、抵抗、ツエナーダイオードが考えられる。本実施の形態において、クランプ素子４０２ｌは、１５０Ｖのツエナーダイオードを用いた。
【００５０】
次に動作について説明する。
図１３にＦＥＴゲート入力波形Ｓｉｇ．１、Ｓｉｇ．２、Ｓｉｇ．３と、出力電圧波形Ｖ_H、Ｖ_k、放電灯電流波形を示す。実施の形態６（図９）と異なるのは、ＦＥＴ５ｂがＯＮするまで（待機期間、電極加熱期間の前半）であり、その期間、クランプ素子４０２ｌが働き、電圧Ｖ_kが−１５０Ｖに保持されている。よって、ＦＥＴ５ｂには、最大５５０Ｖの電圧が印加されることになり、実施の形態６よりも低耐電圧のスイッチング素子が使用可能となることが分かる。
【００５１】
実施の形態９．
図１４はこの発明の実施の形態９による放電灯点灯装置を示す回路構成図である。実施の形態８とは、ＤＣ／ＤＣコンバータ２のトランスが異なるだけで、他は同じである。トランス５０２ａは、一体型構造になっており、図１５に示すような構造になっている。６０１はコア、６０２、６０３は一次巻線、６０４は２次巻線、６０５は３次巻線である。通常、トランスはコアの中心にすべての巻線が巻かれるが、本実施の形態のトランスはコアの端部分に１次巻線と２次巻線、もう一方の端部分に１次巻線と３次巻線が巻かれた構成になっている。こうようなトランス構造にすることにより、３次巻線の出力を−１５０Ｖでクランプしても２次巻線の出力電圧を上昇させることができる。
【００５２】
次に動作について説明する。
入力、出力波形は、図１３に示した実施の形態８と同じであり、動作も同じである。
【００５３】
実施の形態６〜９は、トランス構造が複雑、あるいはＦＥＴ素子の耐電圧性が要求されることになるが、従来のスイッチング回路がスイッチング素子を４つ必要としていたのと比較して２つに減るので、コンパクト化、低コスト化に対してメリットがある。
【００５４】
実施の形態１０．
図１６はこの発明の実施の形態１０による放電灯点灯装置を示す回路構成図である。実施の形態１〜９までは、スイッチング回路５を構成するＦＥＴの個数を削減する実施の形態であったが、本実施の形態では、ＦＥＴの個数は従来と同じ４つで、各素子の耐電圧を低下させ、コンパクト化、低コスト化を図るものである。
【００５５】
放電灯６、イグナイター回路９、シャント抵抗４、Ｉ／Ｆ７は、実施の形態１〜９と同じである。マイコン８は、制御すべきＦＥＴの個数が増加したため、信号Ｓｉｇ．１〜Ｓｉｇ．５の５本の信号が出力される。
ＤＣ／ＤＣコンバータ２のトランス７０２ａは、１入力、２出力の３つの巻線から構成されている。１次巻線は、実施の形態１〜９と同様にＦＥＴ２ｂにより電流が流される。２次巻線の一方はダイオード２ｃのアノードに接続され、もう一方はスイッチング回路５のＦＥＴ５ｆのソースに接続されている。このＦＥＴ５ｆのソースの電圧を検知する電圧Ｖ_Lとしている。ダイオード２ｃのカソードは、電圧平滑用のコンデンサ２ｄに接続され、またシャント抵抗４を介してスイッチング回路５のダイオード５ｉのアノードに接続されており、アース３にも接続されている。シャント抵抗４より電流Ｉ_Lを検知する。また、３次巻線の一方はダイオード７０２ｍのアノードに、もう一方はスイッチング回路５の出力端子のパルストランス９ａ側に接続されている。ダイオード７０２ｍのカソードと３次巻線間に電圧平滑用コンデンサ７０２ｎが接続され、ダイオード７０２ｍのカソードは抵抗７０２ｏを介して、もう一方のスイッチング回路５の出力端子に接続されている。トランス７０２ａの２次巻線と３次巻線の巻線比は、１：４になっており、２次巻線が−１００Ｖを出力しているとき、３次巻線は４００Ｖを出力している。コンデンサ２ｄおよび７０２ｎは、電圧平滑化の機能のみを要求されているので、この実施の形態では０．１μＦになっている。抵抗７０２ｏは、定常時３次巻線が発生する電圧による電力損失を抑えるために高い抵抗値が必用であり、この実施の形態においては１００ｋΩとなっている。
スイッチング回路５は、従来例と同じくＨブリッジ回路となっいる。ハイ電圧を切り替えるのにＦＥＴ５ａとＦＥＴ５ｅが動作し、ロウ電圧を切り替えるのにＦＥＴ５ｂとＦＥＴ５ｆが動作する。ＦＥＴ５ａのドレインには、ダイオード５ｉのカソードが接続され、ＦＥＴ５ｆのドレインにダイオード５ｊのカソードが接続されている。また、ＦＥＴ５ｂに並列に１００ｋΩの抵抗５ｇが、ＦＥＴ５ｅに並列に１００ｋΩの抵抗５ｈが接続されている。ＦＥＴ５ａのソースとＦＥＴ５ｂのドレインの接続点は、スイッチング回路５の出力端子となり、放電灯６の一方の電極に接続されている。また、ＦＥＴ５ｅのソースとダイオード５ｊのアノードとの接続点はもう一方の出力端子となり、パルストランス９ａの１次巻線と接続される。
スイッチング回路５の出力端子間には、コンデンサ１３が接続されている。これは、放電開始時に放電灯に電流を供給するための初期電流供給手段としての役割をもっている。この実施の形態においては、１μＦにしている。このように、本実施の形態１０では、放電開始時の電流供給源（コンデンサ１３）をスイッチング回路５の出力端子に配置し、待機期間になされるコンデンサ１３とコンデンサ９ｂの４００Ｖまでの充電を、トランス７０２ａの３次巻線を使って行っている。
【００５６】
次に動作の説明をする。
図１７にゲート入力信号波形Ｓｉｇ．１〜Ｓｉｇ．５、および、コンデンサ１３の電圧、Ｖ_Lの電圧波形と、放電灯電流波形を示す。待機期間において、Ｓｉｇ．１、Ｓｉｇ．２、Ｓｉｇ．４、Ｓｉｇ．５はＯＦＦ状態で、ＤＣ／ＤＣコンバータのみがパルス幅制御によってコントロールされる。このとき、電圧Ｖ_Lは−１５０Ｖに制御され、コンデンサ１３、コンデンサ９ｂの電圧は４００Ｖまで上昇する。このとき、ＦＥＴ５ａ、５ｂ、５ｅ、５ｆのドレイン−ソース間には最大２７５Ｖの電圧しか印加されない。
電圧が４００Ｖに達すると、ギャップスイッチ９ｃが導通し、２０ｋＶ程度のパルス電圧が放電灯６に印加され、放電が開始する。放電が開始すると、ブレークダウン電流が放電灯６に流れ、コンデンサ１３に蓄積された電荷は放電開始時の電流として放電灯６に供給される。
ブレークダウンを電流Ｉ_Lにより検知したら、ＦＥＴ５ａとＦＥＤ５ｆをＯＮ、ＦＥＴ５ｂとＦＥＤ５ｅをＯＦＦ状態とし、ＤＣ／ＤＣコンバータ２より電流を一定方向に流し続ける（電極加熱期間）。移動電荷量（電流Ｉ_Lの積分値）が３０ｍＣになったら、ＦＥＴ５ａとＦＥＴ５ｆをＯＦＦ、ＦＥＴ５ｂとＦＥＴ５ｅをＯＮ状態として、逆方向に電流を流し続ける。この方向においても３０ｍＣの電荷を供給したら、ＡＣ放電期間に移行する。ＡＣ放電期間では、２００Ｈｚ〜２０ｋＨｚの交流電流を放電灯６に流し、点灯を持続させる。定常放電時の電力は３４Ｗにコントロールされている。
【００５７】
ＡＣ放電期間にコンデンサ１３に充放電される電荷量は、ＦＥＴのＯＮ抵抗によって無駄に消費されてしまう（電力損失）。これを抑えるために、実施の形態３で述べた方法を本実施の形態でも使用している。本実施の形態では、コンデンサ１３に蓄えられる電荷を放電灯６に供給してから、スイッチを切り替えている。すなわち、ＦＥＴ５ａ、５ｆと、ＦＥＴ５ｂ、５ｅのＯＮ−ＯＦＦ切り換えにスイッチの不感期間を設けている。
【００５８】
本実施の形態１０においては、スイッチング回路５を構成するＦＥＴの個数は４個と従来と同じであるが、各素子には最大２７５Ｖしか印加されないため、従来使用していたＦＥＴを低耐電圧素子のものに置き換えることができる。低耐電圧素子は、高耐電圧素子と比較して安価であるため低コスト化が図れる。
【００５９】
なお、上記各実施の形態においては放電灯６がイグナイター回路９を有するものを示したが、イグナイター回路９が無くてもよい。
【００６０】
【発明の効果】
以上のように、この発明の第１の構成によれば、電源から供給される電力を調整して、それぞれ異なる電位を有する電圧を２つの配線より出力する電力調整手段と、１つのスイッチング素子により構成され、入力端子が上記電力調整手段の２つの配線に接続されると共に、上記入力端子のうちの一方の入力端子が放電灯の一方の電極に接続され、出力端子が上記放電灯の他方の電極に接続されたスイッチング回路部と、上記スイッチング回路部の一方の入力端子と上記放電灯と上記スイッチング回路部の出力端子とを接続する回路中に、上記放電灯と直列に接続したコンデンサとを備え、単パルス信号に基づいて上記スイッチング回路部がオンオフ動作を行い、上記スイッチング回路部のオフ期間に上記電力調整手段へ連続パルス信号を印加して上記電力調整手段が複数回のスイッチングを行うことで、上記電力調整手段から上記放電灯へ電流を供給するとともに、上記コンデンサへの充電を行なう過程と、上記スイッチング回路部のオン期間に上記電力調整手段への連続パルス信号の印加を停止し、上記コンデンサから上記放電灯へ逆方向の電流を供給する過程とを繰り返して、上記放電灯を交流駆動したので、スイッチング回路部を構成するスイッチング素子を１個で構成できるようになり、低コスト化、コンパクト化が可能となる。
【００６２】
また、本発明の第２の構成によれば、第１の構成において、点灯準備をする待機期間と、少なくともコンデンサの電圧Ｖcを検知し、放電灯が点灯後、上記電圧Ｖcが所定の電圧になるまで、上記放電灯の電極を放電灯電流によって加熱する電極加熱期間と、上記放電灯に交流電流を流し、放電を持続させるＡＣ放電期間とを備えたので、点灯失敗のない安定した放電発光が得られる。
【００６３】
また、本発明の第３の構成によれば、第１または第２の構成において、スイッチング回路部は、一方の入力端子がスイッチング素子を介して出力端子に接続され、他方の入力端子が出力端子に直接接続されているので、スイッチング回路部を構成するスイッチング素子が１個になるため、低コスト化、コンパクト化が可能となる。
【００６４】
また、本発明の第４の構成によれば、第１ないし第３のいずれかの構成において、スイッチング素子は、放電灯電流が所定値になるように制御電圧を調節する手段を備えたので、最大放電電流値を抑えることができ、コンデンサの容量値が小さなものを使用しても、電圧降下が小さくて済むため、点灯の安定性が増すだけではなく、コンデンサも小型化できる。
【００６５】
また、本発明の第５の構成によれば、第１ないし第４のいずれかの構成において、電力調整手段より出力される電圧を平滑化するとともに、放電開始時に放電灯に電流を供給する電圧平滑・初期電流供給手段を有するので、放電を安定に持続させる効果がある。
【００６６】
また、本発明の第６の構成によれば、第５の構成において、放電灯の交流駆動にあたって、電力調整手段の動作を停止する期間とスイッチング素子のオフ期間とを重ねた不感期間を設けたので、電圧平滑・初期電流供給手段として用いるコンデンサに蓄積されている電荷を放電に有効に利用することができ、無効電力を抑えることができる。
【００６７】
また、本発明の第７の構成によれば、第５の構成において、電圧平滑・初期電流供給手段は、抵抗とダイオードとの並列回路および第１のコンデンサを直列接続した回路と、第２のコンデンサとを並列に配置することにより構成したので、待機期間時には第１のコンデンサへ放電開始に必要な電荷量の蓄積ができ、ＡＣ放電期間時には、その繰り返し周波数が高いため第１のコンデンサへの充放電がごくわずかになるため、放電開始時に必要な電流は確保しつつ、ＡＣ放電期間時の電力損失を抑えることができる。
【００６９】
また、本発明の第８の構成によれば、電源から供給される電力を調整して、正、負２値の電圧を２つの配線より出力する電力調整手段と、第１および第２のスイッチング素子により構成され、上記電力調整手段の２つの配線と放電灯の一方の電極との接続を制御するスイッチング回路部とを備え、上記放電灯のもう一方の電極が、上記正、負２値の電圧の中心電圧レベルになるように構成し、上記電力調整手段の２つの配線のうちの一方の配線と上記スイッチング回路部との間に第３のスイッチング素子を配置し、点灯準備をする待機期間には、上記第３のスイッチング素子をオフ状態としたので、スイッチング回路部を構成するスイッチング素子に印加される電圧が第３のスイッチング素子を設けないものより低くなるため、低耐電圧のスイッチング素子を使用でき、低コスト化、コンパクト化が可能となる。
【００７０】
また、本発明の第９の構成によれば、電源から供給される電力を調整して、正、負２値の電圧を２つの配線より出力する電力調整手段と、第１および第２のスイッチング素子により構成され、上記電力調整手段の２つの配線と放電灯の一方の電極との接続を制御するスイッチング回路部とを備え、上記放電灯のもう一方の電極が、上記正、負２値の電圧の中心電圧レベルになるように構成し、上記電力調節手段は、上記正の電圧とアース電圧と上記負の電圧を出力する３つの端子を有し、上記アース電圧を出力するアース端子と、上記正または負のどちらか一方の電圧を出力する電圧端子との間に、上記第１および第２のスイッチング素子に印加される電圧とは逆極性の電圧を発生し、上記第１および第２のスイッチング素子のいずれか一方に印加される電圧を低下させる電圧クランプ素子を接続したので、スイッチング回路部を構成するスイッチング素子に印加される電圧が電圧クランプ素子を設けないものより低くなるため、低耐電圧のスイッチング素子を使用でき、低コスト化、コンパクト化が可能となる。
【００７１】
また、本発明の第１０の構成によれば、第９の構成において、正の電圧とアース電圧と負の電圧とからなる３つの電圧レベルは、２個のトランスを用いることにより形成したので、待機期間において、片方の電圧を一定に保ちつつ、もう一方の電圧を所定の電圧まで上昇させることができる。
【００７２】
また、本発明の第１１の構成によれば、第９の構成において、正の電圧とアース電圧と負の電圧とからなる３つの電圧レベルは、コアの一方の端部に１次巻線と２次巻線とを配置し、もう一方の端部にもう一つの１次巻線と３次巻線を配置した一体型のトランスを用いることにより形成したので、待機期間において、片方の電圧を一定に保ちつつ、もう一方の電圧を所定の電圧まで上昇させることができる。
【００７４】
また、本発明の第１２の構成によれば、第１ないし第１１のいずれかの構成において、放電灯はイグナイター回路を有するので、安定して放電開始する効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１による放電灯点灯装置を示す回路構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１による放電灯点灯装置の信号波形、電圧波形、および放電灯電流波形を示す波形図である。
【図３】この発明の実施の形態２による放電灯点灯装置を示す回路構成図である。
【図４】この発明の実施の形態２による放電灯点灯装置の信号波形、電圧波形、および放電灯電流波形を示す波形図である。
【図５】この発明の実施の形態３による放電灯点灯装置のＡＣ放電期間における信号波形のタイミングを示す図である。
【図６】この発明の実施の形態４による放電灯点灯装置を示す回路構成図である。
【図７】この発明の実施の形態５による放電灯点灯装置を示す回路構成図である。
【図８】この発明の実施の形態６による放電灯点灯装置を示す回路構成図である。
【図９】この発明の実施の形態６による放電灯点灯装置の信号波形、電圧波形、および放電灯電流波形を示す波形図である。
【図１０】この発明の実施の形態７による放電灯点灯装置を示す回路構成図である。
【図１１】この発明の実施の形態７による放電灯点灯装置の信号波形、電圧波形、および放電灯電流波形を示す波形図である。
【図１２】この発明の実施の形態８による放電灯点灯装置を示す回路構成図である。
【図１３】この発明の実施の形態８による放電灯点灯装置の信号波形、電圧波形、および放電灯電流波形を示す波形図である。
【図１４】この発明の実施の形態９による放電灯点灯装置を示す回路構成図である。
【図１５】この発明の実施の形態９に係るトランスの構成を示す構成図である。
【図１６】この発明の実施の形態１０による放電灯点灯装置を示す回路構成図である。
【図１７】この発明の実施の形態１０による放電灯点灯装置の信号波形、電圧波形、および放電灯電流波形を示す波形図である。
【図１８】従来の放電灯点灯装置の回路構成図である。
【図１９】従来の放電灯点灯装置における始動時の電圧波形を示す波形図である。
【符号の説明】
１直流電源、２ＤＣ／ＤＣコンバータ、２ａ，２０２ａ，４０２ａ，４０２ｋ，５０２ａ，７０２ａトランス、２ｂ，５ａ，５ｂ，５ｅ，５ｆ，５０ａ，５０ｂ，５０ｃ，５０ｄ，３０２ｊＦＥＴ、２ｃ，５ｉ，５ｊ，９ｆ，１２，１０２ｇ，２０２ｈ，７０２ｍダイオード、２ｄ，９ｂ，９ｄ，１０，１０２ｅ，２０２ｉ，７０２ｎコンデンサ、３アース、４シャント抵抗、５スイッチング回路、６放電灯、７Ｉ／Ｆ、８マイコン、９イグナイター回路、９ａパルストランス、９ｃギャップスイッチ、９ｅ，１１，５ｄ，５ｇ，５ｈ，１０２ｆ，７０２ｏ抵抗、５０Ｈブリッジ，５ｃ可変抵抗、４０２ｌ電圧クランプ素子、６０１コア、６０２１次巻線、６０３１次巻線、６０４２次巻線、６０５３次巻線。

Claims

電源から供給される電力を調整して、それぞれ異なる電位を有する電圧を２つの配線より出力する電力調整手段と、１つのスイッチング素子により構成され、入力端子が上記電力調整手段の２つの配線に接続されると共に、上記入力端子のうちの一方の入力端子が放電灯の一方の電極に接続され、出力端子が上記放電灯の他方の電極に接続されたスイッチング回路部と、上記スイッチング回路部の一方の入力端子と上記放電灯と上記スイッチング回路部の出力端子とを接続する回路中に、上記放電灯と直列に接続したコンデンサとを備え、単パルス信号に基づいて上記スイッチング回路部がオンオフ動作を行い、上記スイッチング回路部のオフ期間に上記電力調整手段へ連続パルス信号を印加して上記電力調整手段が複数回のスイッチングを行うことで、上記電力調整手段から上記放電灯へ電流を供給するとともに、上記コンデンサへの充電を行なう過程と、上記スイッチング回路部のオン期間に上記電力調整手段への連続パルス信号の印加を停止し、上記コンデンサから上記放電灯へ逆方向の電流を供給する過程とを繰り返して、上記放電灯を交流駆動することを特徴とする放電灯点灯装置。
請求項１記載の放電灯点灯装置において、点灯準備をする待機期間と、少なくともコンデンサの電圧Ｖcを検知し、放電灯が点灯後、上記電圧Ｖcが所定の電圧になるまで、上記放電灯の電極を放電灯電流によって加熱する電極加熱期間と、上記放電灯に交流電流を流し、放電を持続させるＡＣ放電期間とを備えたことを特徴とする放電灯点灯装置。
請求項１または２記載の放電灯点灯装置において、スイッチング回路部は、一方の入力端子がスイッチング素子を介して出力端子に接続され、他方の入力端子が出力端子に直接接続されていることを特徴とする放電灯点灯装置。
請求項１ないし３のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置において、スイッチング素子は放電灯電流が所定値になるように制御電圧を調節する手段を備えたことを特徴とする放電灯点灯装置。
請求項１ないし４のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置において、電力調整手段より出力される電圧を平滑化するとともに、放電開始時に放電灯に電流を供給する電圧平滑・初期電流供給手段を有することを特徴とする放電灯点灯装置。
請求項５記載の放電灯点灯装置において、放電灯の交流駆動にあたって、電力調整手段の動作を停止する期間とスイッチング素子のオフ期間とを重ねた不感期間を設けたことを特徴とする放電灯点灯装置。
請求項５記載の放電灯点灯装置において、電圧平滑・初期電流供給手段は、抵抗とダイオードとの並列回路および第１のコンデンサを直列接続した回路と、第２のコンデンサとを並列に配置することにより構成したことを特徴とする放電灯点灯装置。
電源から供給される電力を調整して、正、負２値の電圧を２つの配線より出力する電力調整手段と、第１および第２のスイッチング素子により構成され、上記電力調整手段の２つの配線と放電灯の一方の電極との接続を制御するスイッチング回路部とを備え、上記放電灯のもう一方の電極が、上記正、負２値の電圧の中心電圧レベルになるように構成し、上記電力調整手段の２つの配線のうちの一方の配線と上記スイッチング回路部との間に第３のスイッチング素子を配置し、点灯準備をする待機期間には、上記第３のスイッチング素子をオフ状態としたことを特徴とする放電灯点灯装置。
電源から供給される電力を調整して、正、負２値の電圧を２つの配線より出力する電力調整手段と、第１および第２のスイッチング素子により構成され、上記電力調整手段の２つの配線と放電灯の一方の電極との接続を制御するスイッチング回路部とを備え、上記放電灯のもう一方の電極が、上記正、負２値の電圧の中心電圧レベルになるように構成し、上記電力調節手段は、上記正の電圧とアース電圧と上記負の電圧を出力する３つの端子を有し、上記アース電圧を出力するアース端子と、上記正または負のどちらか一方の電圧を出力する電圧端子との間に、上記第１および第２のスイッチング素子に印加される電圧とは逆極性の電圧を発生し、上記第１および第２のスイッチング素子のいずれか一方に印加される電圧を低下させる電圧クランプ素子を接続したことを特徴とする放電灯点灯装置。
請求項９記載の放電灯点灯装置において、正の電圧とアース電圧と負の電圧とからなる３つの電圧レベルは、２個のトランスを用いることにより形成したことを特徴とする放電灯点灯装置。
請求項９記載の放電灯点灯装置において、正の電圧とアース電圧と負の電圧とからなる３つの電圧レベルは、コアの一方の端部に１次巻線と２次巻線とを配置し、もう一方の端部にもう一つの１次巻線と３次巻線を配置した一体型のトランスを用いることにより形成したことを特徴とする放電灯点灯装置。
請求項１ないし１１のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置において、放電灯はイグナイター回路を有することを特徴とする放電灯点灯装置。