JP2000139078A - 直流電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 交流電源をトランスを使用せずに、直流主電
源と、主電源の正端子より高い電位および主電源の負端
子より低い電位を有する補助電源を得る。 【解決手段】 交流電源ＡＣをブリッジ整流回路ＤＢに
接続し、ＤＢ出力正端子にコンデンサＣ１とＣ５および
ダイオードＤ１のアノードを接続し、Ｄ１のカソードに
コンデンサＣ２とダイオードＤ２のアノードを接続し、
Ｄ２のカソードにコンデンサＣ３を接続する。Ｃ５の別
の端子はダイオードＤ４のアノードに接続し、Ｄ４のカ
ソードはコンデンサＣ４とダイオードＤ３のアノードに
接続し、Ｄ３のカソードとコンデンサＣ１とＣ３の別の
端子はＤＢ出力負端子に接続し、Ｃ２とＣ４の別の端子
は各々ＡＣの別々の端子に接続する。この回路はＣ１の
両端子間が直流主電源ＥＭで、Ｃ３の両端子間がＥＭよ
り高い電位を有する補助電源ＥＨ１で、Ｃ５の両端子間
がＥＭより低い電位を有する補助電源ＥＨ２になる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源を整流し
て直流電源にする回路において、交流電源を整流した直
流主電源と、直流主電源の正端子よりも高い電位の補助
電源または直流主電源の負端子よりも低い電位の補助電
源あるいはその双方の補助電源を有する直流電源回路に
関する。なお、本文では混乱を避けるために、負荷電流
が流れる直流電源を直流主電源とし、発振回路や制御回
路に使用する直流主電源の正端子よりも高い電位の直流
電源と直流主電源の負端子よりも低い電位の直流電源を
補助電源と称する。

【０００２】

【従来の技術】インバータ回路等は直流電源回路に接続
されたトランジスタ等のスイッチング素子をオン−オフ
させてトランスを介して負荷に高周波電力を供給するこ
とが多いが、オン−オフする直流主電源の他に、スイッ
チング素子のオン−オフを制御するための発振回路やオ
ン−オフするトランジスタの制御端子に印加するバイア
ス用の電源として、直流主電源の正端子よりも高い電位
の直流電源または直流主電源の負端子よりも低い電位の
直流電源あるいはその双方の直流電源等が補助電源とし
てあれば、インバータ回路を小型で特性のよい回路にで
きる。このときの補助電源は小さな電流容量の回路でよ
い。このような直流主電源の正端子よりも高い電位の直
流電源と直流主電源の負端子よりも低い電位の直流電源
である補助電源は、一般的には、交流電源を入力として
直流主電源用と補助電源用の２次巻線を有するトランス
を用いて整流する回路が考えられるが、その回路を図６
に示し、各端子の電位関係図を図７に示す。先ず、図６
について説明する。本回路は、交流電源ＡＣをトランス
ＴＲ１の１次巻線であるコイルＬ１に接続する。トラン
スＴＲ１の２次巻線であるコイルＬ２の電圧をブリッジ
整流回路ＤＢの入力端子に接続し、その出力正端子であ
るｎ端子と出力負端子であるｍ端子間にコンデンサＣ１
を接続する。トランスＴＲ１の別の２次巻線であるコイ
ルＬ３の非黒点側は前記ｎ端子に接続し、Ｌ３の黒点側
はダイオードＤ１１のアノードに接続してＤ１１のカソ
ードであるｗ端子とｎ端子間にコンデンサＣ１３を接続
する。トランスＴＲ１の別の２次巻線であるコイルＬ４
の黒点側端子はダイオードＤ１２のアノードに接続して
Ｄ１２のカソードは前記ｍ端子に接続し、Ｌ４の非黒点
側であるｖ端子との間にコンデンサＣ１４を接続する。
このときのｎ−ｍ間が直流主電源ＥＭであり、直流主電
源の正端子よりも高い電位の補助電源であるｗ−ｎ間が
補助電源ＥＨ５で、直流主電源の負端子よりも低い電位
の補助電源であるｍ−ｖ間が補助電源ＥＨ６である。図
６の動作を説明する。交流電源ＡＣがトランスＴＲ１の
１次巻線であるコイルＬ１に印加されればＴＲ１の２次
巻線であるコイルＬ２〜Ｌ４に電圧を誘起する。コイル
Ｌ２に誘起された電圧はブリッジ整流回路ＤＢを介して
コンデンサＣ１に充電されて直流主電源ＥＭになり、コ
イルＬ３に誘起された電圧はダイオードＤ１１を介して
コンデンサＣ１３に充電されて補助電源ＥＨ５になり、
コイルＬ４に誘起された電圧はダイオードＤ１２を介し
てコンデンサＣ１４に充電されて補助電源ＥＨ６にな
る。図７はこのときの直流主電源ＥＭと補助電源ＥＨ５
〜ＥＨ６の電位関係図で、ｎ−ｍ間がＥＭであれば、ｗ
−ｎ間がＥＨ５になり、ｍ−ｖ間がＥＨ６になる。即
ち、この回路では直流主電源の他に、直流主電源の正端
子よりも高い電位の補助電源と直流主電源の負端子より
も低い電位の補助電源を有する直流電源回路になる。

【０００３】このような電源の具体的用途の例を述べ
る。直流主電源の正端子よりも高い電位の補助電源ＥＨ
５の必要性を述べる。直流主電源の正負端子間に、直列
接続された２つのトランジスタを交互にオン−オフさせ
る回路は、インバータ回路やモータ駆動回路等に広く使
用されている。インバータ回路の例では、直流主電源の
正負端子間に２つのトランジスタを直列接続して、交互
にオン−オフするインバータ・直列回路の高圧側のトラ
ンジスタを安価なＮＰＮバイポーラトランジスタを使用
すれば、高圧側のトランジスタからみれば負荷はエミッ
タ側に接続されてエミッタ・フォロワ回路になるが、こ
れらの直列接続された２つのトランジスタは、駆動トラ
ンスの２次巻線で互いに逆極性に巻いた２つの駆動コイ
ルにより駆動されることが多い。しかし、トランスを使
用すれば大型、高価で、しかも大重量になるという問題
点があった。駆動トランスを使用せず、高圧側のトラン
ジスタをＰＮＰトランジスタにして、相補形トランジス
タをトランジスタと抵抗器を用いた直結形駆動回路によ
り駆動する回路も考えられるが、ＰＮＰトランジスタは
価格は高く、損失が大きいという問題があった。高圧側
のトランジスタを単にＮＰＮトランジスタにして、ベー
スとコレクタを直流電源正端子に接続することも考えら
れるが、トランジスタのベース・エミッタ間電圧は約
０．７Ｖで、コレクタ・エミッタ間電圧（オン電圧）は
０．７Ｖより低くなることはなく、一般的なトランジス
タの飽和状態でのコレクタ・エミッタ間電圧の約０．２
Ｖと比較すれば、０．７Ｖの電圧での損失は多くなり、
大型の電力用トランジスタが必要になる。高圧側のトラ
ンジスタをＮチャンネルＭＯＳＦＥＴにするときでもド
レイン・ソース間のオン抵抗を小さくするためには、ゲ
ート・ソース間電圧は１０Ｖ程度の電圧が必要である。
また、ＦＥＴのドレインを直流主電源正端子に接続する
ソース・フォロワ回路にすれば、ゲート用の補助電源と
して直流主電源正端子よりも更に１０Ｖ程度高い電源が
必要になる。ゲート用の特別の補助電源がなく、この回
路の中で一番高い電位である直流主電源正端子にドレイ
ンとゲートを接続すれば、ＭＯＳＦＥＴのゲート・ソー
ス間電圧によるオン抵抗とドレイン電流の積で決まるド
レイン・ソース間電圧（オン電圧）は数Ｖと非常に高く
なり、バイポーラトランジスタを飽和させて使用したと
きのコレクタ・エミッタ間電圧（オン電圧）である約
０．２Ｖと比較すれば、非常に高くなり、全く実用的で
はない。以上のようにバイポーラトランジスタやＭＯＳ
ＦＥＴを、エミッタ・フォロワ回路やソース・フォロワ
回路で使用するときの制御端子に印加するためのバイア
ス用電圧は、ＮＰＮトランジスタやＮチャンネルＦＥＴ
では、直流主電源の正端子よりも高い電位の補助電源を
必要とし、ＰＮＰトランジスタやＰチャンネルＦＥＴで
は、直流主電源の負端子よりも低い電位の補助電源を必
要とするが、そのような補助電源を簡便な回路で実現す
ることが求められている。その電源は、バイポーラトラ
ンジスタでは必要なベース電流を流すことができる電圧
であればよく、ＦＥＴではゲート・ソース間に印加可能
な電圧でできるだけ高い電圧であるが、電力用ＦＥＴで
は１０Ｖ〜１５Ｖ程度にすることが多い。即ち、ＮＰＮ
トランジスタやＮチャンネルＦＥＴを使用する直列イン
バータ回路では、直流主電源の正端子より高い電位の補
助電源があれば、小型、軽量、安価で損失の少ない回路
にすることができる。補助電源ＥＨ５は、インバータ・
直列回路等の直列に接続された高電位側のトランジスタ
の制御端子に印加されるバイアス用の電源等に使用され
る。

【０００４】つぎに、直流主電源の負端子よりも低い電
位の補助電源ＥＨ６の必要性を述べる。トランジスタの
制御端子に印加する波形が正確な矩形波パルス電圧であ
っても、トランジスタの遅延時間、上昇時間、下降時
間、蓄積時間（バイポーラトランジスタのときで少数キ
ャリアによる）、入力容量（ＦＥＴのとき）等のために
出力波形は必ず鈍ってくる。そのため、正弦波パルス電
圧や矩形波パルス電圧をトランジスタの制御端子に印加
すれば、インバータ・直列回路やインバータ・プッシュ
プル回路（並列回路）の２つのトランジスタが過渡的に
同時にオンすることもあり、そのときはトランジスタに
電圧と電流が同時に印加されるので過大な損失が発生し
てトランジスタの損傷や破壊を招き、ノイズの発生原因
にもなる。即ち、オンからオフに変化するトランジスタ
のオフタイムを短くする必要がある。２つのトランジス
タが過渡的な同時オンを防止する一方法を述べる。ま
ず、トランジスタがバイポーラトランジスタのときはベ
ース・エミッタ間に逆方向の電圧を印加して少数キャリ
アを強制的に排出させれば蓄積時間が短くなりオフタイ
ムは短くなる。また、トランジスタがＦＥＴのときはゲ
ート・ソース間に逆方向の電圧を印加して入力容量に充
電された電荷を早く放電させればオフタイムは短くな
る。即ち、トランジスタがバイポーラトランジスタのと
きはベース・エミッタ間に、ＦＥＴのときはゲート・ソ
ース間に数Ｖの逆方向の電圧を印加すればオフタイムは
短くなる。しかし、通常の他励式インバータ回路では出
力回路を駆動する発振回路の負端子の電位と出力回路の
負端子の電位が同じなので、発振回路出力がロウで出力
回路をオフにするときでも発振回路内部出力トランジス
タのオン電圧が出力トランジスタのベース・エミッタ間
やゲート・ソース間に印加されるので、ベース・エミッ
タ間やゲート・ソース間はプラス電圧になり、オフタイ
ムを短くすることはできない。このことを解決するには
発振回路の電源負端子の電位を出力回路の電源負端子の
電位より低く設定すればよい。その電圧は、バイポーラ
トランジスタでもＦＥＴでも型名によって異なるが５Ｖ
程度でよい。即ち、ＮＰＮトランジスタやＮチャンネル
ＦＥＴを使用する他励式インバータ回路では、主電源の
負端子より５Ｖ程度低い電位の補助電源があれば、オフ
タイムを短い回路にすることができる。補助電源ＥＨ６
はその電源として使用する。

【０００５】具体的回路の例で説明する。図６の電源回
路を使用して、他励式インバータ・直列変形ハーフブリ
ッジ回路で放電管を負荷にしたときの例を、図８に示
す。このときの直流主電源ＥＭの正端子をｎ端子とし負
端子をｍ端子としてｎ−ｍ間電圧は例えば１００Ｖ程度
であり、補助電源ＥＨ５のｗ端子はｎ端子より１０Ｖ程
度高くし、補助電源ＥＨ６のｖ端子はｍ端子より５Ｖ程
度低いとする。なお、ツェナーダイオードＺＤのツェナ
ー電圧は、コンデンサＣ１７の電圧が１５Ｖ程度になる
ようにを設定する。本回路は、直流主電源ＥＭの正端子
であるｎ端子にＮチャンネルＦＥＴＱ１のドレインとツ
ェナーダイオードＺＤのカソードを接続し、直流主電源
ＥＭの負端子であるｍ端子にＮチャンネルＦＥＴＱ２の
ソースを接続して、Ｑ１のソースとＱ２のドレインの接
続点とｍ端子間に、コンデンサＣ１５と出力トランスＴ
Ｒ２の１次巻線であるコイルＬ５を直列に接続してい
る。トランスＴＲ２の２次巻線であるコイルＬ６は、負
荷電流制御素子であるコンデンサＣ１６を介して放電管
ＬＭＰに接続している。ｖ端子はコンデンサＣ１７とＣ
１８の非黒点側と補助トランジスタであるＮチャンネル
ＦＥＴＱ３のソースおよびシュミット回路ＳＨの電源負
端子に接続し、ツェナーダイオードＺＤのアノードとＣ
１７の黒点側の接続点はシュミット回路ＳＨの電源正端
子に接続する。シュミット回路ＳＨの出力端子は抵抗器
Ｒ１とＲ３およびＲ４の１つの端子に接続し、Ｒ１とＲ
３の別の端子は各々ＦＥＴＱ２とＱ３のゲートに接続
し、Ｒ４の別の端子とコンデンサＣ１８の黒点側の接続
点はシュミット回路ＳＨの入力端子に接続する。ｗ端子
は抵抗器Ｒ２の１つの端子に接続し、Ｒ２の別の端子は
ＦＥＴＱ１のゲートとＱ３のドレインに接続する。図８
の動作を説明する。シュミット回路ＳＨおよびコンデン
サＣ１８の容量と抵抗器Ｒ４の抵抗に基づく時定数によ
りシュミット回路ＳＨの出力端子は方形波を発生するが
その電圧がロウであれば、ＦＥＴＱ２とＱ３はオフにな
り、Ｑ３のオフによりＦＥＴＱ１のゲート・ソース間に
は１０Ｖ程度のバイアス電圧が印加されるので、Ｑ１は
充分に低いドレイン・ソース間電圧でオンになる。ま
た、このときのＦＥＴＱ２とＱ３のゲート・ソース間に
印加される電圧は−５Ｖ程度になり、前の半サイクルで
Ｑ２とＱ３のゲート・ソース間に充電されていた電荷は
シュミット回路ＳＨの内部出力トランジスタを介して急
速に放電するので、Ｑ２とＱ３のオフタイムは短くな
る。もし、補助電源ＥＨ６の電圧が零でシュミット回路
ＳＨの電源負端子とＦＥＴＱ２のソース端子が同電位で
あればシュミット回路ＳＨの内部出力トランジスタのプ
ラスのオン電圧がＱ２とＱ３のゲート・ソース間に印加
されるので、Ｑ２とＱ３のゲート・ソース間の電圧はプ
ラス電圧になり、充電されていた電荷はなかなか放電さ
れず、オフタイムは長くなる。このときのインバータ回
路としての動作は、ＦＥＴＱ１がオンでＱ２がオフなの
で、直流主電源ＥＭからの電流は、直流主電源ＥＭの正
端子であるｎ端子−ＦＥＴＱ１−コンデンサＣ１５−コ
イルＬ５−直流主電源ＥＭの負端子であるｍ端子と流れ
て、コンデンサＣ１５の黒点側を正に充電する。この電
流により放電管ＬＭＰはトランスＴＲ２の２次巻線であ
るコイルＬ６とコンデンサＣ１６を介して点灯する。つ
ぎに、シュミット回路ＳＨの出力端子がハイになれば、
ＦＥＴＱ２とＱ３はオンになり、Ｑ３のオンによりＱ１
はオフになる。このときのＦＥＴＱ１のゲート・ソース
間に印加される電圧をみると、ＦＥＴＱ３がオフする前
は直流主電源ＥＭの正端子の電位に１０Ｖ程度の高い電
位の電圧が印加され、Ｑ３がオンした後は直流主電源Ｅ
Ｍの負端子の電位よりみて５Ｖ程度低い電位の電圧が印
加されるので、Ｑ１のゲート・ソース間に充電されてい
た電荷は急速に放電されてＱ１のオフタイムは短くな
る。このときのインバータ回路としての動作は、ＦＥＴ
Ｑ１がオフでＱ２がオンなので、コンデンサＣ１５に充
電されていた電荷は、コンデンサＣ１５−ＦＥＴＱ２−
コイルＬ５−コンデンサＣ１５と放電し、コイルＬ５に
電流が流れる。この電流により放電管ＬＭＰは、コイル
Ｌ６とコンデンサＣ１６を介して逆方向に電流が流れて
点灯する。以後、シュミット回路の出力の矩形波電圧の
ハイ−ロウに合わせてＦＥＴＱ１とＱ２は交互にオン−
オフして、放電管ＬＭＰは点灯する。以上述べたごと
く、直流主電源ＥＭのｎ端子より１０Ｖ程度高いｗ端子
の補助電源ＥＨ５によりＦＥＴＱ１でのドレイン・ソー
ス間電圧が低くなって損失が小さい回路になり、直流主
電源ＥＭのｍ端子より５Ｖ程度低いｖ端子の補助電源Ｅ
Ｈ６によりＦＥＴＱ２での入力容量に充電された電荷が
早く放電して、オフタイムが短い回路になる。（以上、
ＦＥＴのオン電圧は低いため無視して説明している）。
以上はトランジスタＱ１〜Ｑ３にＮチャンネルＦＥＴを
使用したときの説明であるが、Ｑ１〜Ｑ３にＮＰＮバイ
ポーラトランジスタを使用するときは補助電源ＥＨ５は
ベース電流を流せる数Ｖの電圧で、また補助電源ＥＨ６
も少数キャリアを消滅させる数Ｖの電圧で、ＦＥＴ回路
と同じように損失の小さいオフタイムが短い回路にする
ことができる。

【０００６】つぎに図６の電源回路を使用して、他励式
インバータ・プッシュプル回路で放電管を負荷にしたと
きの例を、図９に示す。本回路は、直流主電源ＥＭの正
端子のｎ端子を、トランスＴＲ３の１次巻線であるコイ
ルＬ７の非黒点側とコイルＬ８の黒点側およびマルチバ
イブレータ等で構成された発振回路ＯＳＣの電源正端子
に接続し、直流主電源ＥＭの負端子のｍ端子をＮＰＮバ
イポーラトランジスタＱ４とＱ５のエミッタに接続して
いる。トランスＴＲ３の２次巻線であるコイルＬ６は、
負荷電流制御素子であるコンデンサＣ１６を介して放電
管ＬＭＰに接続している。コイルＬ７の黒点側はトラン
ジスタＱ４のコレクタに接続し、コイルＬ８の非黒点側
はトランジスタＱ５のコレクタに接続している。ｖ端子
は発振回路ＯＳＣの電源負端子に接続している。発振回
路ＯＳＣの出力は抵抗器Ｒ５を介してトランジスタＱ４
のベースに接続し、発振回路ＯＳＣの反転出力は抵抗器
Ｒ６を介してトランジスタＱ５のベースに接続する。こ
のときの補助電源ＥＨ５は不要であり、補助電源ＥＨ６
の電圧は５Ｖ程度である。この回路は直流主電源ＥＭの
電圧があまり高くない電圧を想定しているが、ＥＭが高
すぎるときは図８に示すようなツェナーダイオードＺＤ
とコンデンサＣ１７を利用して低くした電圧を発振回路
ＯＳＣの電源としてもよい。図９の動作を説明する。発
振回路ＯＳＣは方形波パルス電圧を発振するが、出力端
子がハイで反転出力端子がロウならばトランジスタＱ４
はオンでＱ５はオフになるので、直流主電源ＥＭからの
電流は、直流主電源ＥＭの正端子であるｎ端子−コイル
Ｌ７−トランジスタＱ４−直流主電源ＥＭの負端子であ
るｍ端子と流れる。この電流により、放電管ＬＭＰはト
ランスＴＲ３の２次巻線であるコイルＬ６とコンデンサ
Ｃ１６を介して点灯する。つぎに、発振回路ＯＳＣの出
力端子がロウで反転出力端子がハイになればトランジス
タＱ４はオフでＱ５はオンになるので、直流主電源ＥＭ
からの電流は、直流主電源ＥＭの正端子であるｎ端子−
コイルＬ８−トランジスタＱ５−直流主電源ＥＭの正端
子であるｍ端子と流れる。この電流により、放電管ＬＭ
ＰはトランスＴＲ３の２次巻線であるコイルＬ６とコン
デンサＣ１６を介して逆向きに電流が流れて点灯する。
以後、発振回路ＯＳＣの出力端子と反転出力端子の交互
のハイ−ロウに合わせてトランジスタＱ４とＱ５は交互
にオン−オフして、放電管ＬＭＰは点灯する。このとき
のトランジスタＱ４とＱ５がオフになったときのそのト
ランジスタのベース・エミッタ間に印加される電圧は−
５Ｖ程度になり、Ｑ４とＱ５のベース・エミッタ間に蓄
積された少数キャリアは迅速に消滅してオフタイムは短
くなる。以上、Ｑ４とＱ５にＮＰＮトランジスタを使用
するときの説明をしたが、ＮチャンネルＦＥＴを使用す
るときの補助電源ＥＨ６も同じように数Ｖでよい。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】以上のように、図６に
示すような交流電源ＡＣを整流した直流電源回路を使用
して、図８や図９に示す他励式インバータ・直列回路や
他励式インバータ・プッシュプル回路を動作させること
が多い。そのときの必要とする直流電源が、直流主電源
のみであれば電源トランスＴＲ１を使用せずに直接ブリ
ッジ整流回路等を使用した整流直流電源を使用すること
ができるが、直流主電源の正端子よりも高い電位の直流
電源や直流主電源の負端子よりも低い電位の直流電源を
必要とするときは、トランスＴＲ１のようなコイルＬ１
〜Ｌ４を有する電源トランスを必要とした。しかし、ト
ランスを使用すれば大型、高価で、しかも大重量になる
という問題点があった。このような補助電源を供給する
他の回路として、発振回路とバッファーに利用したＣ−
ＭＯＳシュミット回路のＩＣと数個のコンデンサおよび
数個のダイオード等を組み合わせて１つのパッケージに
入れた既成の回路も販売されてはいるが、部品の構成か
らみてもあまり安価とは言えず、さらに補助電源作成用
の別の電源を必要とすることが多いのでメリットは少な
い。しかも直流主電源の正端子よりも高い電位の直流電
源と直流主電源の負端子よりも低い電位の直流電源の２
つの補助電源を必要とするときは、補助電源用のパッケ
ージは２組必要となる。そのため、直流主電源の正端子
よりも高い電位の直流電源や直流主電源の負端子よりも
低い電位の直流電源を簡単な回路で実現することが求め
られていた。本発明は、このような問題点を解決するも
のでその目的とするところは、電源トランスを使用せず
に交流電源を整流した直流主電源と、直流主電源の正端
子よりも高い電位の補助電源または直流主電源の負端子
よりも低い電位の補助電源あるいはその双方の補助電源
を、小型、軽量、安価な回路で提供することである。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的達成のための第
一の方法を記す。まず、交流電源をブリッジ整流回路に
より整流された直流をコンデンサに充電して直流主電源
にする。つぎに、直流主電源の正端子よりも高い電位の
補助電源を得る方法を述べる。前記直流主電源の正端子
と交流電源の１つの端子間にダイオードと前記とは別の
コンデンサを直列接続し、その交流電源端子が負になっ
たときに前記別のコンデンサに充電させ、その交流電源
端子が正になったときに別のコンデンサに充電された電
圧と交流電源との和の電圧を新たなダイオードを介して
新たなコンデンサに充電させれば新たなコンデンサの正
端子が直流主電源の正端子よりも高い電位の補助電源と
なる。さらに、直流主電源の負端子よりも低い電位の補
助電源を得る方法は、前記の直流主電源の正端子よりも
高い補助電源とは対称的な回路を同時に構成すれば直流
主電源の負端子よりも低い電位の補助電源になる。上記
目的達成のための第二の方法を記す。交流電源を整流回
路により整流した脈流直流電源をインダクタを使用した
平滑回路を介して使用することが多いが、平滑前のピー
ク電圧をダイオードを介してコンデンサに充電して補助
電源とし、平滑後の平均電圧を直流主電源とする。直流
主電源の正端子よりも高い電位の補助電源と、直流主電
源の負端子よりも低い電位の補助電源の両電源を必要と
するときは、平滑回路を直流正端子側と負端子側の双方
にに設ければよい。この考えは直流主電源に倍電圧整流
回路を使用するときも適用できる。以上の方法により、
直流主電源の正端子よりも高い電位の補助電源と直流主
電源の負端子よりも低い電位の補助電源を簡単な回路で
得ることができる。なお、補助電源の電位が高すぎると
きは、ツェナーダイオードで調整できる。本文で使用す
るＦＥＴは、全てエンハンスメント型のＭＯＳＦＥＴで
ある。使用する半導体素子は、実施例に示す以外にも、
回路の多少の変更でバイポーラトランジスタをＦＥＴに
置き換え可能であり、その逆も可能である。なお、バイ
ポーラトランジスタとＦＥＴを代表する表現としてはト
ランジスタとする。ＦＥＴはドレイン・ソース間に寄生
ダイオードが存在するのでスイッチング時のサージ電圧
を吸収するが、バイポーラトランジスタでは寄生ダイオ
ードが存在しないので、必要に応じてダイオードを接続
すればよい。

【０００９】

【発明の実施の形態】実施例１〜実施例３を代表して実
施例１について説明する。交流電源をブリッジ整流回路
の入力端子に接続し、ブリッジ整流回路の直流出力正端
子に第一と第五のコンデンサの黒点側および第一のダイ
オードのアノードを接続し、第一のダイオードのカソー
ドに第二のコンデンサの黒点側と第二のダイオードのア
ノードを接続し、第二のダイオードのカソードに第三の
コンデンサの黒点側に接続する。第五のコンデンサの非
黒点側は第四のダイオードのアノードに接続し、第四の
ダイオードのカソードは第四のコンデンサの非黒点側と
第三のダイオードのアノードに接続し、第三のダイオー
ドのカソードと第一と第三のコンデンサの非黒点側はブ
リッジ整流回路の直流出力負端子に接続し、第二のコン
デンサの非黒点側と第四のコンデンサの黒点側は各々交
流電源の別々の端子に接続する。この回路では、第一の
コンデンサの両端子間が直流主電源になり、第三のコン
デンサの両端子間が直流主電源より高い電位の補助電源
になり、第五のコンデンサの両端子間が直流主電源より
低い電位の補助電源になる。

【００１０】

【実施例１】図１は、本発明の請求項１に係わる実施例
で、交流電源をブリッジ整流して直流にした直流主電源
と、倍電圧整流回路を利用して直流主電源の正端子より
も高い電位の補助電源および直流主電源の負端子よりも
低い電位の補助電源を有する直流電源回路の例である。
図２は、図１の電位関係図である。まず、図１の回路を
説明する。本回路は、交流電源ＡＣをブリッジ整流回路
ＤＢに接続し、ＤＢの直流出力正端子はコンデンサＣ１
とＣ５の黒点側およびダイオードＤ１のアノードに接続
し、Ｄ１のカソードはコンデンサＣ２の黒点側とダイオ
ードＤ２のアノードに接続して、Ｄ２のカソードはコン
デンサＣ３の黒点側に接続する。コンデンサＣ５の非黒
点側はダイオードＤ４のアノードに接続し、Ｄ４のカソ
ードはコンデンサＣ４の非黒点側とダイオードＤ３のア
ノードに接続し、Ｄ３のカソードとコンデンサＣ１とＣ
３の非黒点側はブリッジ整流回路ＤＢの直流出力負端子
に接続する。コンデンサＣ２の非黒点側は交流電源ＡＣ
の非黒点側に接続し、コンデンサＣ４の黒点側はＡＣの
黒点側に接続する。このときのコンデンサＣ１とＣ５の
黒点側をｎ端子とし、コンデンサＣ３の黒点側をｗ端子
とし、コンデンサＣ１とＣ３の非黒点側をｍ端子とし、
Ｃ５の非黒点側をｖ端子とする。この回路では、コンデ
ンサＣ１の両端子間が直流主電源ＥＭで、コンデンサＣ
３の両端子間がＥＭより高い電位を有する補助電源ＥＨ
１であり、コンデンサＣ５の両端子間がＥＭより低い電
位を有する補助電源ＥＨ２である。動作の説明のためブ
リッジ整流回路ＤＢの４つのダイオードは、各々ＤＢ１
〜ＤＢ４とする。

【００１１】図１の動作を説明する。交流電源ＡＣの黒
点側が正であれば、ＡＣの電流は、つぎのように流れ、
各々のコンデンサをＡＣのピーク電圧で充電する。 交流電源ＡＣ−ダイオードＤＢ１−コンデンサＣ１−
ダイオードＤＢ４−交流電源ＡＣと流れて、コンデンサ
Ｃ１の黒点側を正に充電する。コンデンサＣ１の端子間
が直流主電源ＥＭになる。 交流電源ＡＣ−ダイオードＤＢ１−ダイオードＤ１−
コンデンサＣ２−交流電源ＡＣと流れて、コンデンサＣ
２の黒点側を正に充電する。 交流電源ＡＣ−ダイオードＤＢ１−ダイオードＤ１−
ダイオードＤ２−コンデンサＣ３−ダイオードＤＢ４−
交流電源ＡＣと流れて、コンデンサＣ３の黒点側を正に
充電する。 交流電源ＡＣ−ダイオードＤＢ１−コンデンサＣ５−
ダイオードＤ４−ダイオードＤ３−ダイオードＤＢ４−
交流電源ＡＣと流れて、コンデンサＣ５の黒点側を正に
充電する。 交流電源ＡＣ−コンデンサＣ４−ダイオードＤ３−ダ
イオードＤＢ４−交流電源ＡＣと流れて、コンデンサＣ
４の黒点側を正に充電する。つぎに、交流電源ＡＣの非
黒点側が正になれば、ＡＣの電流は、つぎのように流
れ、各々のコンデンサを充電する。 交流電源ＡＣ−ダイオードＤＢ３−コンデンサＣ１−
ダイオードＤＢ２−交流電源ＡＣと流れて、コンデンサ
Ｃ１の黒点側を正に充電する。前記と同じく、コンデ
ンサＣ１の端子間が直流主電源ＥＭになる。 前の半サイクルでコンデンサＣ２に充電された電圧と
交流電源ＡＣの電圧の和の電圧により、交流電源ＡＣ−
コンデンサＣ２−ダイオードＤ２−コンデンサＣ３−ダ
イオードＤＢ２−交流電源ＡＣと流れて、コンデンサＣ
３の黒点側を正に充電する。このときのコンデンサＣ３
の電圧は、コンデンサＣ２とＣ３の容量および負荷の条
件で決まるが、交流電源ＡＣのピーク電圧の２倍までの
電圧が充電可能である。このときのコンデンサＣ３の電
圧は補助電源ＥＨ１になる。 前の半サイクルでコンデンサＣ４に充電された電圧と
交流電源ＡＣの電圧の和の電圧により、交流電源ＡＣ−
ダイオードＤＢ３−コンデンサＣ５−ダイオードＤ４−
コンデンサＣ４−交流電源ＡＣと流れて、コンデンサＣ
５の黒点側を正に充電する。このときのコンデンサＣ５
の電圧は、コンデンサＣ４とＣ５の容量および負荷の条
件で決まるが、交流電源ＡＣのピーク電圧の２倍までの
電圧が充電可能である。このときのコンデンサＣ５の電
圧は補助電源ＥＨ２になる。以上のように、コンデンサ
Ｃ１の黒点側がｎ端子で非黒点側がｍ端子であればｎ−
ｍ間が直流主電源ＥＭになり、コンデンサＣ３の黒点側
がｗ端子で非黒点側がｍ端子であればｗ−ｍ間が補助電
源ＥＨ１になり、コンデンサＣ５の黒点側がｎ端子で非
黒点側がｖ端子であればｎ−ｖ間が補助電源ＥＨ２にな
る。直流主電源ＥＭと補助電源ＥＨ１と補助電源ＥＨ２
の電位関係図は図２のようになるが、ｎ−ｍ間が交流電
源ＡＣをブリッジ整流により単相全波整流した直流主電
源であり、ｗ端子は直流主電源の正端子であるｎ端子よ
りさらに高い電位であり、ｖ端子は直流主電源の負端子
であるｍ端子よりさらに低い電位になるので、トランス
を使用しなくとも交流電源ＡＣのピーク値の２倍の電圧
の補助電源を、正方向と負方向共同時に得ることができ
るので、補助電源の最高位の電位と補助電源の最低位の
電位間は、交流電源ＡＣのピーク値の３倍の電圧にな
る。必要に応じて一方の補助電源のみにすることも可能
である。

【００１２】図１は直流主電源ＥＭには中性点を必要と
しない回路に適用する直流電源であるが、中性点である
０端子を必要とするときは、図１に示すコンデンサＣ１
に代えて同じ容量のコンデンサをｎ−ｍ間に直列に接続
すれば、２つのコンデンサの接続点が直流電源の中性点
になる。そのときの０端子の両側の負荷のバランスがと
れていなければ２つのコンデンサに並列に各々ツェナー
ダイオードを接続すればよい。ツェナーダイオードのツ
ェナー電圧は直流電圧の半分にする。また、２つのコン
デンサの容量を違えれば、コンデンサの容量の逆比例し
た電圧になる。なお、図２の０端子は、このような状態
を想定して記入している。コンデンサＣ４の黒点側は交
流電源ＡＣの非黒点側に接続してもよい。

【００１３】図１〜図２の回路での請求項との関連を以
下に示す。図１〜図２は請求項１に係わる内容で、交流
電源をブリッジ整流した直流主電源と、下記の群のうち
少なくとも１つを有する直流電源回路である。 ａ．倍電圧整流回路を利用して、ブリッジ整流した直流
主電源の正端子よりも高い電位の補助電源。 ｂ．倍電圧整流回路を利用して、ブリッジ整流した直流
主電源の負端子よりも低い電位の補助電源。

【００１４】

【実施例２】図３は、本発明の請求項２に係わる第一の
実施例で、交流電源をブリッジ整流してインダクタを有
する平滑回路を介した直流主電源と、平滑前のピーク電
圧を利用して直流主電源の正端子よりも高い電位の補助
電源および直流主電源の負端子よりも低い電位の補助電
源を有する直流電源回路の例である。なお、直流主電源
と補助電源の電位関係図は図２と同じになる。本回路
は、交流電源ＡＣをブリッジ整流回路ＤＢに接続し、直
流出力正端子にインダクタＩＤ１の黒点側とダイオード
Ｄ５のアノードを接続し、ＩＤ１の非黒点側にコンデン
サＣ６の黒点側とコンデンサＣ８の黒点側を接続し、Ｄ
５のカソードにコンデンサＣ７の黒点側を接続する。ま
た、直流出力負端子にインダクタＩＤ２の非黒点側とダ
イオードＤ６のカソードを接続し、ＩＤ２の黒点側にコ
ンデンサＣ６とＣ７の非黒点側を接続し、Ｄ６のアノー
ドにコンデンサＣ８の非黒点側を接続する。このときの
端子は、コンデンサＣ６の黒点側をｎ端子とし、Ｃ６の
非黒点側をｍ端子とし、Ｃ７の黒点側をｗ端子とし、Ｃ
８の非黒点側をｖ端子とする。この回路では、コンデン
サＣ１の両端子間が直流主電源ＥＭで、コンデンサＣ７
の端子間がＥＭより高い電位を有する補助電源ＥＨ１に
なり、コンデンサＣ８の両端子間がＥＭより低い電位を
有する補助電源ＥＨ２になる。

【００１５】図３の動作を説明する。正弦波である交流
電源ＡＣをブリッジ整流回路ＤＢに印加すれば、全波整
流された直流脈流電圧を出力する。交流電源ＡＣが正弦
波であれば直流脈流電圧のピーク電圧であるｗ−ｖ間の
電圧は、交流電源電圧実効値の約１．４倍である。ま
た、インダクタＩＤ１とＩＤ２およびコンデンサＣ６に
より平滑された直流電圧であるｎ−ｍ間の電圧は回路条
件により異なるが、直流脈流電圧のピーク電圧であるｗ
−ｖ間の７０〜８０％の電圧である。例えばｎ−ｍ間の
電圧がｗ−ｖ間の電圧の８０％とし、ｗ−ｎ間とｍ−ｖ
間の電圧が１０％であれば、主電源ＥＭの正端子よりも
１０％高い電位を有する補助電源ＥＨ１のｗ端子と主電
源ＥＭの負端子よりも１０％低い電位を有する補助電源
ＥＨ２のｖ端子になる。以上のように、コンデンサＣ６
の黒点側がｎ端子で非黒点側がｍ端子であればｎ−ｍ間
が直流主電源ＥＭになり、コンデンサＣ７の黒点側がｗ
端子で非黒点側がｍ端子であればｗ−ｍ間が補助電源Ｅ
Ｈ１になり、コンデンサＣ８の黒点側がｎ端子で非黒点
側がｖ端子であればｎ−ｖ間が補助電源ＥＨ２になる。
必要に応じて一方の補助電源のみにすることも可能であ
る。実際の電圧の例で説明すれば、例えば交流電源ＡＣ
を５０Ｖとすれば整流後のピーク電圧は約７０Ｖなので
ｗ−ｖ間電圧は７０Ｖになり、平滑後の電圧であるコン
デンサＣ６の電圧がピーク電圧の８０％の電圧であれ
ば、ｎ−ｍ間の電圧である直流主電源ＥＭの電圧は５６
Ｖになる。補助電源ＥＨ１とＥＨ２の電圧はインダクタ
ＩＤ１とＩＤ２のインダクタンスおよびコンデンサＣ７
とＣ８の容量ならびにＥＨ１とＥＨ２の負荷の状態によ
り決まる。正確にはブリッジ整流回路ＤＢの出力電圧
は、ＤＢの２つ分のダイオードの順電圧である約１．４
Ｖがクリップされて低くなり、コンデンサＣ７とＣ８に
充電される電圧は、ダイオードＤ５とＤ６の順電圧であ
る約０．７Ｖがさらにクリップされて低くなる。この回
路は、直流主電源ＥＭだけを見ればチョーク入力型の平
滑回路であるが、ブリッジ整流回路ＤＢの正負端子間に
新たにコンデンサを直接接続して、コンデンサ入力型に
してもよい。整流回路は４つのダイオードを使用するブ
リッジ整流回路による単相全波整流回路を直流主電源に
する回路で説明したが、半波整流回路等の他の整流回路
を直流主電源にする回路にも適用できる。

【００１６】図３の回路での請求項との関連を以下に示
す。図３は請求項２に係わる内容で、交流電源を整流し
て、インダクタを有する平滑回路により平滑した直流主
電源と、下記の群のうち少なくとも１つを有する直流電
源回路である。 ａ．平滑前のピーク電圧を利用して、平滑した直流主電
源の正端子よりも高い電位の補助電源。 ｂ．平滑前のピーク電圧を利用して、平滑した直流主電
源の負端子よりも低い電位の補助電源。

【００１７】

【実施例３】図４は、本発明の請求項２に係わる第二の
実施例で、交流電源を全波倍電圧整流してインダクタを
有する平滑回路を介した直流主電源と、平滑前のピーク
電圧を利用して、直流主電源の正端子よりも高い電圧の
補助電源および直流主電源の負端子よりも低い電圧の補
助電源を有する直流電源回路の例である。図５は、図４
の電位関係図を表した図である。まず、図４の回路を説
明する。本回路は、交流電源ＡＣの黒点側はダイオード
Ｄ７とＤ９のアノードに接続し、Ｄ７のカソードはイン
ダクタＩＤ３の黒点側に接続し、ＩＤ３の非黒点側はコ
ンデンサＣ９の黒点側に接続して、Ｄ９のカソードはコ
ンデンサＣ１１の黒点側に接続する。交流電源ＡＣの黒
点側は他にもダイオードＤ８とＤ１０のカソードに接続
し、Ｄ８のアノードはインダクタＩＤ４の非黒点側に接
続し、ＩＤ４の黒点側はコンデンサＣ１０の非黒点側に
接続し、Ｄ１０のアノードはコンデンサＣ１２の非黒点
側に接続する。交流電源ＡＣの非黒点側はコンデンサＣ
９とＣ１１の非黒点側およびコンデンサＣ１０とＣ１２
の黒点側に接続する。このときのコンデンサＣ９の黒点
側をｎ端子とし、コンデンサＣ１０の非黒点側をｍ端子
とし、Ｃ１１の黒点側をｗ端子とし、Ｃ１２の非黒点側
をｖ端子とする。なお、コンデンサＣ９とＣ１０の接続
点は直流主電源ＥＭの中性点になる。この回路では、コ
ンデンサＣ９の黒点側とコンデンサＣ１０の非黒点側間
であるｎ−ｍ間が直流主電源ＥＭで、コンデンサＣ１１
の両端子間が直流主電源ＥＭより高い電位を有する補助
電源ＥＨ３であり、コンデンサＣ１２の両端子間が直流
主電源ＥＭより低い電位を有する補助電源ＥＨ４であ
る。

【００１８】図４の動作を説明する。交流電源ＡＣの黒
点側が正であれば、ＡＣの電流は、つぎのように流れ、
各々のコンデンサを充電する。 交流電源ＡＣ−ダイオードＤ７−インダクタＩＤ３−
コンデンサＣ９−交流電源ＡＣと流れて、コンデンサＣ
９の黒点側を正に充電する。 交流電源ＡＣ−ダイオードＤ９−コンデンサＣ１１−
交流電源ＡＣと流れて、コンデンサＣ１１の黒点側を正
にＡＣのピーク電圧で充電する。つぎに、交流電源ＡＣ
の非黒点側が正になれば、ＡＣの電流は、つぎのように
流れ、各々のコンデンサを充電する。 交流電源ＡＣ−コンデンサＣ１０−インダクタＩＤ４
−ダイオードＤ８−交流電源ＡＣと流れて、コンデンサ
Ｃ１０の黒点側を正に充電する。 交流電源ＡＣ−コンデンサＣ１２−ダイオードＤ１０
−交流電源ＡＣと流れて、コンデンサＣ１２の黒点側を
正にＡＣのピーク電圧で充電する。この回路は全波倍電
圧整流回路であり、コンデンサＣ１１とＣ１２の電圧で
あり補助電源ＥＨ３とＥＨ４の電圧であるｗ−０間と０
−ｖ間電圧は各々交流電源電圧実効値の約１．４倍にな
るので、ｗ−ｖ間の電圧は交流電源電圧実効値の約２．
８倍である。また、ｎ−０間と０−ｍ間の電圧であるコ
ンデンサＣ９とＣ１０の電圧が各々交流電源電圧ピーク
値の７０〜８０％の電圧で黒点側が正に充電されるの
で、コンデンサＣ９とＣ１０の和の電圧であり直流主電
源ＥＭであるｎ−ｍ間の電圧は、交流電源ピーク電圧の
２倍の７０〜８０％の電圧、即ち、交流電源ピーク電圧
の１４０〜１６０％の電圧になる。実際の電圧の例で、
例えば交流電源ＡＣを５０ＶとすればコンデンサＣ１１
とＣ１２の電圧である補助電源ＥＨ３とＥＨ４の電圧は
各々７０ＶになるのでＣ１１とＣ１２の和の電圧は１４
０Ｖになり、平滑後の電圧が１４０Ｖの８０％の電圧で
あればコンデンサＣ９とＣ１０の和の電圧であり直流主
電源ＥＭの電圧は１１２Ｖになる。直流主電源ＥＭと補
助電源ＥＨ３と補助電源ＥＨ４の電位関係図は図５のよ
うになるが、ｎ−ｍ間が交流電源ＡＣを全波倍電圧整流
した直流主電源であり、ｗ端子は直流主電源の正端子で
あるｎ端子よりさらに高い電位であり、ｖ端子は直流主
電源の負端子であるｍ端子よりさらに低い電位になるの
で、トランスを使用しなくとも交流電源ＡＣのピーク値
の１４０〜１６０％の直流主電源ＥＭと、直流主電源Ｅ
Ｍの正端子より高い電位を有する補助電源ＥＨ３および
直流主電源ＥＭの負端子より低い電位を有する補助電源
ＥＨ４を同時に得ることができる。必要に応じて一方の
補助電源のみにしてもよい。また、この電源は中性点が
必要であればコンデンサＣ９とＣ１０の接続点がそのま
ま中性点として使用できる。

【００１９】図４〜図５の回路での請求項との関連を以
下に示す。図４は請求項２に係わる内容で、交流電源を
整流して、インダクタを有する平滑回路により平滑した
直流主電源と、下記の群のうち少なくとも１つを有する
直流電源回路である。 ａ．平滑前のピーク電圧を利用して、平滑した直流主電
源の正端子よりも高い電位の補助電源。 ｂ．平滑前のピーク電圧を利用して、平滑した直流主電
源の負端子よりも低い電位の補助電源。

【００２０】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、ト
ランスを使用せずにつぎの方法で負荷電流が流れる直流
主電源と、直流主電源の正端子よりも高い電位を有する
補助電源または直流主電源の負端子よりも低い電位を有
する補助電源あるいはその双方の補助電源を得ることが
できる。 交流電源をブリッジ整流した直流主電源と倍電圧整流
回路の利用した補助電源 交流電源を整流してインダクタを有する平滑回路によ
り平滑した直流電源と平滑前のピーク電圧の利用した補
助電源 この回路を利用すれば、他励式インバータ回路やスイッ
チング電源回路等を、スイッチングスピードの早い、損
失が小さく、しかも小型、軽量、安価な回路を提供する
ことができるという効果が得られ、他の補助電源を必要
とする電源回路にも利用できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１を適用した回路図で、交流電
源をブリッジ整流した直流主電源と、正方向と負方向に
倍電圧整流した電圧を補助電源にした電源回路である。

【図２】図１と図３の直流主電源と、補助電源の電位関
係図である。

【図３】本発明の実施例２を適用した回路図で、交流電
源をブリッジ整流してインダクタを含む平滑回路を介し
た直流主電源と、交流電源をブリッジ整流して平滑回路
を介す前のピーク電圧を正方向と負方向に分圧して補助
電源にした電源回路である。

【図４】本発明の実施例３を適用した回路図で、交流電
源を全波倍電圧整流してインダクタを含む平滑回路を介
した直流主電源と、交流電源を全波倍電圧整流して平滑
回路を介す前のピーク電圧を正方向と負方向の補助電源
にした電源回路である。

【図５】図４の直流主電源と、補助電源の電位関係図で
ある。

【図６】従来の技術に係わる回路図で、トランスを用い
て直流主電源と補助電源を得る回路の例である。

【図７】図６の直流主電源と、補助電源の電位関係図で
ある。

【図８】図６の回路を、他励式インバータ・直列回路に
用いたときの回路例である。

【図９】図６の回路を、他励式インバータ・プッシュプ
ル回路に用いたときの回路例である。

【符号の説明】

ＡＣ 交流電源 ＥＨ１〜ＥＨ６ 補助電源 Ｒ１〜Ｒ６ 抵抗器 Ｃ１〜Ｃ１８ コンデンサ Ｑ１〜Ｑ５ バイポーラトランジスタまたはＦＥ
Ｔ Ｄ１〜Ｄ１２ ダイオード ＤＢ ブリッジ整流回路 ＺＤ ツェナーダイオード ＴＲ１〜ＴＲ３ トランス Ｌ１〜Ｌ８ トランスのコイル ＩＤ１〜ＩＤ４ インダクタ ＳＨ シュミット回路 ＬＭＰ 放電管 ＯＳＣ 発振回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 鈴木 晴美 神奈川県横浜市鶴見区北寺尾七丁目29番３ 号 Ｆターム(参考） 5H006 AA00 CA01 CA07 CA12 CA13 CB01 CB04 CC02 CC08 DA04

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源をブリッジ整流した直流主電源
   と、下記の群のうち少なくとも１つを有する直流電源回
   路。 ａ．倍電圧整流回路を利用して、ブリッジ整流した直流
   主電源の正端子よりも高い電位の補助電源。 ｂ．倍電圧整流回路を利用して、ブリッジ整流した直流
   主電源の負端子よりも低い電位の補助電源。
2. 【請求項２】 交流電源を整流して、インダクタを有す
   る平滑回路により平滑した直流主電源と、下記の群のう
   ち少なくとも１つを有する直流電源回路。 ａ．平滑前のピーク電圧を利用して、平滑した直流主電
   源の正端子よりも高い電位の補助電源。 ｂ．平滑前のピーク電圧を利用して、平滑した直流主電
   源の負端子よりも低い電位の補助電源。